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KR20180021141A - 전력 변환 장치 및 히트펌프 장치 - Google Patents

전력 변환 장치 및 히트펌프 장치 Download PDF

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KR20180021141A
KR20180021141A KR1020187002409A KR20187002409A KR20180021141A KR 20180021141 A KR20180021141 A KR 20180021141A KR 1020187002409 A KR1020187002409 A KR 1020187002409A KR 20187002409 A KR20187002409 A KR 20187002409A KR 20180021141 A KR20180021141 A KR 20180021141A
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inverter
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voltage command
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카즈노리 하타케야마
케이스케 우에무라
타카히코 코바야시
야스히코 와다
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미쓰비시덴키 가부시키가이샤
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Abstract

직류 전압으로부터 변환된 교류 전압을 부하에 공급하는 전력 변환 장치(1)에 있어서, PWM 신호를 수취하고, 부하에 교류 전압을 인가하는 인버터(12)와, PWM 신호를 생성하고, 인버터(12)에 PWM 신호를 공급하는 인버터 제어부(13)를 구비한다. PWM 신호의 주파수는, 교류 전압의 주파수의 정수배이고, 교류 전압은, 교류 전압의 1주기에 복수의 정펄스와 복수의 부펄스를 가지며, 정펄스의 수와 부펄스의 수는 동등하다. 모터에 흐르는 전류의 왜곡을 억제할 수 있다.

Description

전력 변환 장치 및 히트펌프 장치
본 발명은, 직류 전압을 교류 전압으로 변환하는 전력 변환 장치 및 히트펌프 장치에 관한 것이다.
인버터를 구성하는 스위칭 소자를 구동하기 위한 동기 PWM(Pulse Width Modulation) 신호를 PWM 방식에 의해 생성하는 경우가 많다. PWM 방식은, 특정한 시간인 스위칭 주기에 대해 ON 시간 및 OFF 시간의 비율을 적절하게 제어함에 의해, 스위칭 소자가 순간적(瞬時的)으로 출력 가능한 전압, 즉 컬렉터-이미터 사이 인가 전압과 제로 전압과의 사이의 전압을 스위칭 주기에서의 평균 전압을 출력하는 방식이다.
특허문헌 1에는, 과변조(過變調) PWM 제어에서, 동기수(同期數)(K)에 의거하여, 다른 전압 진폭 특성 맵을 이용하여 전압 지령 진폭을 보정함에 의해, 동기수(K)가 변화함으로써 모터에 인가되는 펄스폭 변조 전압의 기본파 진폭이 변화하는 것을 억제하는 구동 제어 장치가 개시되어 있다.
일본 특개2008-312420호 공보
그런데, 특허문헌 1에서는, 동기수(K)가 작아짐에 따라 인버터로부터 출력되는 전압에 언밸런스가 생겨 버려, 전압 지령 진폭을 보정하는 것만으로는 언밸런스의 해소를 할 수가 없어서, 모터에 흐르는 전류가 왜곡될 가능성이 있다.
본 발명은, 상기를 감안하여 이루어진 것으로, 모터에 흐르는 전류의 왜곡을 억제할 수 있는 전력 변환 장치를 얻는 것을 목적으로 한다.
상술한 과제를 해결하고, 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 관한 전력 변환 장치는, 직류 전압으로부터 변환된 교류 전압을 부하에 공급하는 전력 변환 장치에 있어서, PWM 신호를 수취하고, 부하에 교류 전압을 인가하는 인버터와, PWM 신호를 생성하고, 인버터에 PWM 신호를 공급하는 인버터 제어부를 구비한다. PWM 신호의 주파수는, 교류 전압의 주파수의 정수배이고, 교류 전압은, 교류 전압의 1주기에 복수의 정펄스와 복수의 부펄스를 가지며, 정펄스의 수와 부펄스의 수는 동등하다.
본 발명에 관한 전력 변환 장치는, 부하 토오크의 주기적인 맥동(脈動)을 억제할 수 있다는 효과를 이룬다.
도 1은 실시의 형태 1에 관한 전력 변환 장치의 구성을 도시하는 도면
도 2는 실시의 형태 1에 관한 모터 제어부의 구성을 도시하는 도면
도 3은 실시의 형태 1에 관한 전압 지령치와 캐리어와의 관계를 도시하는 도면
도 4는 실시의 형태 1에 관한 동기 PWM 제어부의 구성을 도시하는 도면
도 5는 전압 지령치와 캐리어를 도시하는 도면
도 6은 동기 PWM 신호를 9펄스로 동작시킨 때의 캐리어, 전압 지령치, 동기 PWM 신호 및 선간전압(線間電壓)을 도시하는 도면
도 7은 비동기 PWM 신호가 인버터에 인가된 때의 선간전압과, 동기 PWM 신호가 인버터에 인가된 때의 선간전압을 도시하는 도면
도 8은 인버터에 비동기 PWM 신호를 인가하는 구성에서 모터에 흐르는 전류의 THD와, 인버터에 동기 PWM 신호를 인가하는 구성에서 모터에 흐르는 전류의 THD를 도시하는 도면
도 9는 캐리어 주파수와, 발생 노이즈 및 누설 전류와의 관계에 관한 설명에 제공하는 도면
도 10은 전압 지령치에 대해 캐리어가 6주기분 들어간 경우의 선간전압을 도시하는 도면
도 11은 전압 지령치에 대해 캐리어가 6주기분 들어간 경우의 위상차마다의 펄스수에 관한 설명에 제공하는 도면
도 12는 전압 지령치에 대해 캐리어가 9주기분 들어간 경우의 위상차마다의 펄스수에 관한 설명에 제공하는 도면
도 13은 전압 지령치에 대해 캐리어가 9주기분 들어간 경우의 선간전압을 도시하는 도면
도 14는 전압 지령치에 대해 캐리어가 6주기분 들어간 경우의 선간전압을 도시하는 도면
도 15는 전압 지령치에 대해 캐리어를 전환하는 동작에 관한 설명에 제공하는 도면
도 16은 정현파인의 경우의 전압 지령치와, 3차 고조파 중첩된 경우의 전압 지령치와, 캐리어를 도시하는 도면
도 17은 전압 지령치가 정현파인의 경우에 있어서의 변조율과, 전압 지령치가 3차 고조파 중첩된 경우에 있어서의 변조율을 도시하는 도면
도 18은 실시의 형태 1에 관한 전력 변환 장치를 실현하기 위한 하드웨어 구성례를 도시하는 도면
도 19는 실시의 형태 2에 관한 히트펌프 장치의 구성을 도시하는 도면
도 20은 실시의 형태 2에 관한 히트펌프 장치의 회로 구성을 도시하는 도면
도 21은 실시의 형태 2에 관한 히트펌프 장치의 냉매의 상태에 관한 모리엘 선도
도 22는 모터의 회전수에 대한 캐리어 주파수의 동작에 관한 설명에 제공하는 도면
도 23은 3상 변조된 전압 지령치와 2상 변조된 전압 지령치와의 상위에 관한 설명에 제공하는 도면
도 24는 전류 검출부에 의해 인버터에 흐르는 전류를 검출하는 범위를 도시하는 도면
이하에, 본 발명의 실시의 형태에 관한 전력 변환 장치 및 히트펌프 장치를 도면에 의거하여 상세히 설명한다. 또한, 이 실시의 형태에 의해 본 발명이 한정되는 것이 아니다.
실시의 형태 1.
도 1은, 본 발명의 실시의 형태 1에 관한 전력 변환 장치(1)를 도시하는 도면이다. 전력 변환 장치(1)는, 전원부인 직류 전원(11)으로부터 공급된 직류 전압을 교류 전압으로 변환하고, 당해 교류 전압을 부하인 모터(2)에 출력하는 인버터(12)와, 인버터(12)의 스위칭 소자를 구동시키는 동기 PWM 신호를 출력하는 인버터 제어부(13)와, 직류 전원(11)의 전압(Vdc)을 검출하는 직류 전압 검출부(14)와, 인버터(12)에 흐르는 전류(Idc)를 검출하는 전류 검출부(15)를 구비한다. 또한, 실시의 형태 1에서는, 부하는 모터인 것으로서 설명하지만, 모터로 한정되지 않고, 부하는 전열기라도 좋다.
직류 전원(11)은, 교류 전원을 다이오드 브리지에서 정류하여 직류 전압으로 변환하고, 변환한 직류 전압을 평활 콘덴서에 의해 평활하는 구성이라도 좋다. 또한, 직류 전원(11)은, 태양전지 또는 배터리로 대표되는 직류 전원에 의해 구성되어도 좋다.
인버터(12)는, 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)와, 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)에 병렬 접속된 다이오드(17a, 17b, 17c, 17d, 17e, 17f)에 의해 구성된다.
또한, 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)는, 트랜지스터, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor), MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), 사이리스터, 또는 GTO(Gate Turn-Off Thysistor)에 의해 구성된다.
인버터 제어부(13)는, 직류 전압 검출부(14)에 의해 검출된 전압(Vdc)과, 전류 검출부(15)에 의해 검출된 전류(Idc)에 의거하여, 동기 PWM(Pulse Width Modulation) 신호(UP, VP, WP, UN, VN, WN)를 생성하고, 생성한 동기 PWM 신호(UP, VP, WP, UN, VN, WN)를 인버터(12)에 인가한다. 구체적으로는, 동기 PWM 신호(UP)는, 스위칭 소자(16a)에 인가되고, 동기 PWM 신호(VP)는, 스위칭 소자(16b)에 인가되고, 동기 PWM 신호(WP)는, 스위칭 소자(16c)에 인가되고, 동기 PWM 신호(UN)는, 스위칭 소자(16d)에 인가되고, 동기 PWM 신호(VN)는, 스위칭 소자(16e)에 인가되고, 동기 PWM 신호(WN)는, 스위칭 소자(16f)에 인가된다.
인버터(12)는, 동기 PWM 신호(UP, VP, WP, UN, VN, WN)의 인가에 의거하여, 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)가 구동함에 의해, 임의의 전압을 모터(2)에 인가한다. 모터(2)는, 인가된 전압에 의거하여 구동한다.
또한, 도 1에서는, 전류 검출부(15)는, 인버터(12)의 입력측에 마련되어 있지만, 모터(2)의 각 상(相)인 U상(相), V상 및 W상의 상전류(Iu, Iv, Iw)를 검출할 수 있다면 어디에 배치되어도 좋다. 구체적으로는, 전류 검출부(15)는, 인버터(12)와 모터(2)와의 사이에 배치하고, 모터(2)의 U상, V상, W상의 상전류(Iu, Iv, Iw)를 검출하도록 구성하여도 좋다. 또한, 전류 검출부(15)는, 스위칭 소자(16d, 16e, 16f)의 부극측에 배치하고, 모터(2)의 U상, V상, W상의 상전류(Iu, Iv, Iw)를 검출하도록 하여도 좋다.
또한, 인버터 제어부(13)는, 전압 지령치를 생성하는 모터 제어부(18)와, 동기 PWM 신호(UP, VP, WP, UN, VN, WN)을 생성하는 동기 PWM 제어부(19)를 구비한다.
여기서, 모터 제어부(18)의 구성과 동작에 관해 설명한다. 도 2는, 실시의 형태 1에 관한 모터 제어부(18)의 구성을 도시하는 도면이다. 모터 제어부(18)는, 전류를 복원하는 전류 복원부(21)와, 3상전류를 2상전류로 변환하고, 2상전류를 dq 변환하는 변환부(22)와, 위치와 속도를 추정하는 추정부(23)과, 속도의 제어를 행하는 속도 제어부(24)와, 전류의 제어를 행하는 전류 제어부(25)와, 전압 지령치를 생성한 전압 지령 연산부(26)를 구비한다.
전류 복원부(21)는, 전류 검출부(15)에 의해 검출된 전류(Idc)에 의거하여, 모터(2)에 흐르는 상전류(Iu, Iv, Iw)를 복원한다.
변환부(22)는, 모터(2)의 로터 자극 위치(θ)에 의거하여, 3상전류인 상전류(Iu, Iv, Iw)를 2상전류로 변환하고, 당해 2상전류를 dq 좌표축의 d축 전류(Id) 및 q축 전류(Iq)로 dq 변환한다.
추정부(23)는, d축 전류(Id), q축 전류(Iq), d축 전압 지령치(Vd*) 및 q축 전압 지령치(Vq*)에 의거하여, 로터 자극 위치(θ)와 모터(2)의 속도 추정치(ω)를 산출한다. 또한, d축 전압 지령치(Vd*) 및 q축 전압 지령치(Vq*)의 상세에 관해서는 후술한다.
속도 제어부(24)는, 속도 추정치(ω)가 속도 지령치(ω*)에 일치하는 q축 전류 지령치(Iq*)를 산출한다.
전류 제어부(25)는, d축 전류(Id)가 외부로부터 입력된 d축 전류 지령치(Id*)에 일치하는 d축 전압 지령치(Vd*)를 산출하고, q축 전류(Iq)가 q축 전류 지령치(Iq*)에 일치하는 q축 전압 지령치(Vq*)를 산출한다.
전압 지령 연산부(26)는, d축 전압 지령치(Vd*)와, q축 전압 지령치(Vq*)와, 직류 전압 검출부(14)에 의해 검출된 전압(Vdc)과, 로터 자극 위치(θ)에 의거하여, UVW상의 전압 지령치(Vu*, Vv*, Vw*)를 산출한다.
도 3(a)는, 전압 지령 연산부(26)에 의해 생성된 UVW상의 전압 지령치(Vu*, Vv*, Vw*)와, 캐리어와의 관계를 도시하는 도면이다. 도 3(b)는, 동기 PWM 제어부(19)에 의해 생성된 동기 PWM 신호(UP, VP, WP, UN, VN, WN)의 파형을 도시하는 도면이다.
또한, 전압 지령 연산부(26)는, 전압 위상(θv)을 생성하고, 생성한 전압 위상(θv)을 동기 PWM 제어부(19)에 출력한다. 구체적으로는, 전압 지령 연산부(26)는, U상의 전압 지령치(Vu*)가 하강의 제로 크로스를 전압 위상(θv)의 기준점으로 하여 출력한다. 즉, 「전압 위상(θv)=0」이다. 또한, 전압 위상(θv)은, 어떤 점을 기준점으로 하여도 좋다.
다음에, 동기 PWM 제어부(19)의 구성과 동작에 관해 설명한다. 도 4는, 실시의 형태 1에 관한 동기 PWM 제어부(19)의 구성을 도시하는 도면이다. 도 5는, U상의 전압 지령치(Vu*)와 캐리어를 도시하는 도면이다. 동기 PWM 제어부(19)는, 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(31)와, 동기 PWM 신호(UP, VP, WP, UN, VN, WN)를 생성하는 캐리어 비교부(32)를 구비한다.
캐리어 생성부(31)는, 전압 지령 연산부(26)에서 생성된 전압 위상(θv)에 동기하도록 캐리어를 생성한다. 캐리어 생성부(31)는, U상의 전압 지령치(Vu*)의 주파수에 대해 삼각파의 캐리어의 주파수가, 3n이 되도록 제어한다. 또한, n은, 1 이상의 자연수이다. 또한, 캐리어 생성부(31)은, V상의 전압 지령치(Vv*)의 주파수 또는 W상의 전압 지령치(Vw*)의 주파수에 대해 삼각파의 캐리어의 주파수가, 3n이 되도록 제어하여도 좋다.
캐리어 비교부(32)는, 캐리어와 전압 지령치(Vu*)와의 대소를 비교하여, High와 Low의 동기 PWM 신호를 출력한다. 또한, 전압 지령치의 주파수에 대해 삼각파의 캐리어의 주파수가 3배인 경우에는, 동기 PWM 신호는, 3펄스가 되고, 전압 지령치의 주파수에 대해 삼각파의 캐리어의 주파수가 6배인 경우에는, 동기 PWM 신호는, 6펄스가 되고, 전압 지령치의 주파수에 대해 삼각파의 캐리어의 주파수가 9배인 경우에는, 동기 PWM 신호는, 9펄스가 된다.
또한, 캐리어 주파수는, 전압 지령치의 주파수에 대해 9배 이상으로 한 경우, 전압 지령치의 1주기에 대해 동기 PWM 신호의 펄스수가 증가하기 때문에, 출력 전압의 정밀도가 향상하지만, 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)의 스위칭 회수가 증가하기 때문에, 스위칭 손실이 증가하게 된다. 즉, 캐리어 주파수의 크기와 스위칭 손실은, 트레이드 오프의 관계에 있다.
도 6은, 동기 PWM 신호를 9펄스로 동작시킨 때의 캐리어, UVW상의 전압 지령치(Vu*, Vv*, Vw*), 동기 PWM 신호(UP, VP, WP, UN, VN, WN), 선간전압(線間電壓)(Vuv, Vvw, Vwu)을 도시하는 도면이다. 또한, 도 6에서는, 인버터 제어부(13)가 마이크로 컴퓨터로 구성되고, 당해 마이크로 컴퓨터에 의해 동작된 경우를 상정하고 있다. 따라서, 도 5에 도시하는 U상의 전압 지령치(Vu*)는, 연속적으로 변화하고 있지만, 도 6(a)에 도시하는 각 전압 지령치는, 마이크로 컴퓨터에 의해 캐리어의 산(山)(정(頂))과 곡(谷)(저(底))의 타이밍에서 제어가 행하여지기 때문에, 이산적(離散的)으로 변화하고 있다. 또한, 도 3 및 도 5에서는, U상의 전압 지령치(Vu*)를 정현파로 취급하고 있지만, 모터 구동에서는, 출력 전압을 향상시키기 위해, 공간 벡터 변조 PWM 및 3차 고조파 중첩 PWM이 널리 이용되고 있다. 따라서, 도 6(a)에 도시하는 바와 같이, UVW상의 전압 지령치(Vu*, Vv*, Vw*)은, 공간 벡터 변조 PWM 및 3차 고조파 중첩 PWM에 준한 파형으로 되어 있다. 또한, 다른 전압 지령치(Vu*, Vv*, Vw*)의 생성 방법은, 다른 방법을 이용하여도 좋다.
도 6(a)에 도시하는 바와 같이, U상의 전압 지령치(Vu*)의 1주기 중에 캐리어가 9주기분 들어가도록 동작하고 있다. 예를 들면, 동기 PWM 제어부(19)는, 캐리어와 U상의 전압 지령치(Vu*)를 비교하여, 캐리어보다 U상의 전압 지령치(Vu*)가 높은 경우에는, 동기 PWM 신호(UP)를 High로 출력하고, 캐리어보다 U상의 전압 지령치(Vu*)가 낮은 경우에는, 동기 PWM 신호(UP)를 Low로 출력한다. 또한, 동기 PWM 제어부(19)는, 동기 PWM 신호(UP)의 파형과는 반대 파형의 동기 PWM 신호(UN)을 출력한다. 동기 PWM 제어부(19)는, 상술한 바와 마찬가지로, 캐리어와 V상의 전압 지령치(Vv*)를 비교하여, 동기 PWM 신호(VP) 및 동기 PWM 신호(VN)을 출력하고, 캐리어와 W상의 전압 지령치(Vw*)를 비교하여, 동기 PWM 신호(WP) 및 동기 PWM 신호(WN)을 출력한다. 또한, 동기 PWM 신호에 의해 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)를 구동함에 의해, 선간전압(Vuv, Vvw, Vwu)이 얻어진다.
여기서, 1주기분의 U상의 전압 지령치(Vu*)의 중에, 캐리어가 9주기분 들어가도록 동작시킨 경우를 생각한다. 모터(2)의 회전수인 주파수가 증가하면, 당해 증가에 의거하여 U상의 전압 지령치(Vu*)의 주파수도 증가한다. 즉, 1주기분의 U상의 전압 지령치(Vu*)의 중에, 캐리어가 9주기분 들어가도록 동작시키면, 모터(2)의 회전수에 의거하여 캐리어 주파수도 변화하게 된다.
도 7(a)는, 전압 지령치의 주파수와 캐리어의 주파수가 정수배의 관계로 되어 있지 않고, U상의 전압 지령치(Vu*)와 캐리어와의 동기가 취하여지지 않은 비동기 PWM 신호가 인버터(12)에 인가된 때의 선간전압(Vuv, Vvw, Vwu)을 도시하는 도면이다. 도 7(b)는, 전압 지령치의 주파수와 캐리어의 주파수가 정수배의 관계로 되어 있고, U상의 전압 지령치(Vu*)와 캐리어가 동기하도록 제어된 동기 PWM 신호가 인버터(12)에 인가된 때의 선간전압(Vuv, Vvw, Vwu)를 도시하는 도면이다. 또한, 전압 지령치의 주파수와 캐리어의 주파수가 정수배의 관계로 되지 않은 것은, 동기 PWM 신호의 주파수가 인버터(12)로부터 출력된 교류 전압의 주파수의 정수배가 되지 않은 것을 의미한다. 또한, 전압 지령치의 주파수와 캐리어의 주파수가 정수배의 관계로 되어 있는 것은, 동기 PWM 신호의 주파수가 인버터(12)로부터 출력된 교류 전압의 주파수의 정수배로 되어 있는 것을 의미한다.
도 7(a)에 도시하는 기간(A, B, C)의 반기간(半期間)에서, 비동기 PWM 신호가 인버터(12)에 인가된 때의 선간전압(Vuv, Vvw, Vwu)의 파형은, 좌우 대칭으로 되어 있지 않고, 언밸런스로 되어 있다. 한편, 도 7(b)에 도시하는 기간(D, E, F)의 반기간에서, 동기 PWM 신호가 인버터(12)에 인가된 때의 선간전압(Vuv, Vvw, Vwu)의 파형은, 좌우 대칭으로 되어 있고, 밸런스되어 있다.
도 8은, 인버터(12)에 비동기 PWM 신호를 인가하는 구성에서 모터(2)에 흐르는 전류의 THD(Total Harmonic Distortion)와, 인버터(12)에 동기 PWM 신호를 인가하는 구성에서 모터(2)에 흐르는 전류의 THD를 도시하는 도면이다. THD란, 전고조파왜곡(全高調派歪) 또는 전고조파왜곡률(全高調派歪率)인 것이고, 신호의 왜곡의 정도를 나타내는 값이고, 고조파 성분 전체의 기본파 성분에 대한 비(比)로 표시된다.
따라서, 전력 변환 장치(1)는, 동기 PWM 제어부(19)에 의해 인버터(12)에 동기 PWM 신호를 인가하기 때문에, 선간전압(Vuv, Vvw, Vwu)의 파형의 언밸런스를 억제할 수 있다. 또한, 전력 변환 장치(1)는, 모터(2)에 흐르는 전류의 THD가, 인버터(12)에 비동기 PWM 신호를 인가하는 구성에서 모터(2)에 흐르는 전류의 THD보다도, 낮기 때문에, 전류의 왜곡을 억제할 수 있다. 즉, 전력 변환 장치(1)는, 전류의 왜곡에 의해 발생하는 토오크 맥동을 억제할 수 있기 때문에, 모터(2)의 회전수의 맥동에 의한 진동 및 소음의 발생을 억제할 수 있다.
또한, 인버터(12)를 비동기 PWM 신호로 구동하는 경우, 전압 지령치에 대해 캐리어 주파수가 높으면 선간전압(Vuv, Vvw, Vwu)의 왜곡을 억제할 수도 있지만, 전압 지령치에 대해 캐리어 주파수가 낮은 경우에는, 선간전압(Vuv, Vvw, Vwu)의 왜곡을 억제하는 것이 곤란해진다. 전력 변환 장치(1)는, 인버터(12)에 동기 PWM 신호를 인가하기 때문에, 전압 지령치에 대해 캐리어 주파수가 낮은 상태에서도 전류의 맥동을 억제할 수 있고, 인버터(12)에 비동기 PWM 신호를 인가하는 구성에 비하여, 캐리어 주파수를 저감시킨 상태에서도 모터(2)를 안정하게 구동할 수 있다.
도 9는, 캐리어 주파수와, 발생 노이즈 및 누설 전류와의 관계를 도시하는 도면이다. 발생 노이즈란, 인버터(12)로부터 발생하는 노이즈를 의미한다. 누설 전류란, 모터(2)로부터 누설하는 전류를 의미한다.
캐리어 주파수를 저감시킨 경우, 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)의 스위칭 회수가 저감하기 때문에, 인버터(12)로부터 발생하는 노이즈, 및 모터(2)로부터 누설하는 전류를 낮게 할 수 있다. 또한, 인버터(12)를 비동기 PWM 신호로 구동하는 경우, 전압 지령치의 주파수에 대해 캐리어 주파수가 근접하여 오면 전류의 THD가 증가하는 경향에 있기 때문에, 전압 지령치의 주파수에 대해 캐리어 주파수는, 10배 이상이 되도록 설정하는 것이 일반적이다.
한편, 전력 변환 장치(1)는, 동기 PWM 제어부(19)에 의해 인버터(12)를 동기 PWM 신호로 구동하기 때문에, 전압 지령치의 주파수에 대해 캐리어 주파수가 3배라도 전류의 THD의 증가를 억제할 수 있기 때문에, 인버터(12)로부터 발생하는 노이즈, 및 모터(2)로부터 누설하는 전류를 낮게 할 수 있다. 또한, 전력 변환 장치(1)는, 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)의 스위칭 회수가 감소하기 때문에, 스위칭에 의한 손실을 낮게 억제할 수 있고, 인버터(12)를 고효율로 구동할 수 있다.
도 10은, U상의 전압 지령치(Vu*)에 대해 캐리어가 6주기분 들어간 경우의 U상과 V상과의 선간전압(Vuv)을 도시하는 도면이다. 도 11은, U상의 전압 지령치(Vu*)에 대해 캐리어가 6주기분 들어간 경우의 위상차마다의 펄스수를 도시하는 도면이다. 이하에서는, U상과 V상과의 선간전압(Vuv)을, 단지, 선간전압(Vuv)이라고 칭한다. U상의 전압 지령치(Vu*)의 상승 제로 크로스와 캐리어의 저부와의 위상 관계를 위상차라고 정의한다. 또한, 도 11 중의 펄스수란, 위상차마다의 선간전압(Vuv)의 파형의 정과 부의 펄스의 수를 나타내고 있다.
도 11에 도시하는 바와 같이, 위상차가 0, 180 및 360deg인 경우는, 정의 펄스수가 6펄스가 되고, 부의 펄스수도 6펄스가 되어, 선간전압(Vuv)의 파형의 정과 부의 언밸런스가 해소된다. 따라서, 전력 변환 장치(1)는, 모터(2)를 안정하게 동작시킬 수 있고, 또한, 모터(2)에 흐르는 전류의 THD를 저감할 수 있고, 모터(2)의 회전수의 맥동에 의한 진동 및 소음의 발생을 억제할 수 있다.
또한, 도 12는, U상의 전압 지령치(Vu*)에 대해 캐리어가 9주기분 들어간 경우의 위상차마다의 펄스수를 도시하는 도면이다. U상의 전압 지령치(Vu*)에 대해 캐리어가 9주기분 들어간 경우에는, 모든 위상차에서 선간전압(Vuv)의 파형의 정과 부의 펄스수가 9가 되어 같게 되고, 정과 부의 펄스수에서 언밸런스가 발생하지 않는다.
도 13은, U상의 전압 지령치(Vu*)에 대해 캐리어가 9주기분 들어간 경우의 선간전압(Vuv)을 도시하는 도면이다. 선간전압(Vuv)의 파형은, 도 13(a)에 도시하는 바와 같이, U상의 전압 지령치(Vu*)의 상승 제로 크로스와 캐리어의 저부가 일치하고 있는 위상차 0deg부터 180deg의 반주기간에서 좌우 비대칭으로 되어 있다. 또한, 선간전압(Vuv)의 파형의 펄스가 0deg측보다도 180deg측으로 치우쳐져 있고, 본래 출력해야 할 위상에 대해 지연 위상이 될 가능성이 있고, 모터(2)를 구동하는 최적의 전압 위상으로부터 일탈함에 의해, 모터(2)에 흐르는 전류의 증가에 의한 모터(2) 및 인버터(12)의 손실 증가에 의한 효율 악화의 가능성이 있다. 또한, U상의 전압 지령치(Vu*)와 선간전압(Vuv)은, 상순(相順)이 UVW의 순서로 통전한 경우, 선간전압(Vuv)의 쪽이 U상의 전압 지령치(Vu*)에 대해 30deg 앞선 위상(leading phase)이 된다.
그래서, 동기 PWM 제어부(19)는, 위상차가 90deg에서 U상의 전압 지령치(Vu*)의 상승 제로 크로스와 캐리어의 하강 제로 크로스가 일치하도록 제어한다. 선간전압(Vuv)의 파형은, 도 13(b)에 도시하는 바와 같이, 위상차 0deg부터 180deg의 반주기간에서 좌우 대칭으로 되어 있다.
따라서, 전력 변환 장치(1)는, U상의 전압 지령치(Vu*)에 대해 선간전압(Vuv)을 정확하게 30deg 앞선 위상의 전압으로서 인버터(12)에 인가시킬 수 있고, 위상 지연 또는 위상 앞섬에 의한 모터(2)에 흐르는 전류의 증가를 억제할 수 있고, 모터(2) 및 인버터(12)의 손실 증가를 억제할 수 있다.
또한, 전력 변환 조치(1)는, U상의 전압 지령치(Vu*)에 대해 캐리어가 9주기분 들어간 경우에는, 위상차가 270deg에서 U상의 전압 지령치(Vu*)의 상승 제로 크로스와 캐리어의 상승 제로 크로스가 일치하도록 제어하여도, 상술한 바와 같은 효과를 얻을 수 있다.
도 14는, U상의 전압 지령치(Vu*)에 대해 캐리어가 6주기분 들어간 경우의 선간전압(Vuv)을 도시하는 도면이다. 선간전압(Vuv)의 파형은, 도 14(a)에 도시하는 바와 같이, U상의 전압 지령치(Vu*)의 상승 제로 크로스와 캐리어의 저부가 일치하고 있는 위상차 0deg부터 180deg의 반주기간에서 좌우 비대칭으로 되어 있지만, 위상차 0deg부터 180deg와 위상차 180deg부터 360deg에서, 점대칭으로 되어 있다.
따라서, 전력 변환 장치(1)는, 위상 지연 또는 위상 앞섬에 의한 모터(2)에 흐르는 전류의 증가를 억제할 수 있고, 모터(2) 및 인버터(12)의 손실 증가를 억제할 수 있다.
또한, 전력 변환 장치(1)는, U상의 전압 지령치(Vu*)에 대해 캐리어가 6주기분 들어간 경우에는, 위상차가 180deg에서 U상의 전압 지령치(Vu*)의 상승 제로 크로스와 캐리어의 정부(頂部)가 일치하도록 제어하여도, 상술한 바와 같은 효과를 얻을 수 있다.
또한, 위상차가 90deg에서 U상의 전압 지령치(Vu*)의 상승 제로 크로스와 캐리어의 하강 제로 크로스가 일치하도록 제어한 경우에는, 도 14(b)에 도시하는 바와 같이, 위상차 0deg부터 180deg와 위상차 180deg부터 360deg의 사이에서, 펄스수가 일치하지 않고, 또한, 위상차 180deg부터 360deg쪽의 선간전압(Vuv)이 높아진다. 따라서, 선간전압(Vuv)이 언밸런스가 되고, 모터(2)에 흐르는 전류에 직류전류가 중첩하거나, 모터(2)에 흐르는 전류의 THD가 증가함에 의해, 인버터(12)를 효율적으로 구동할 수 없고, 모터(2)의 회전수의 맥동에 의한 진동 및 소음이 발생할 가능성이 있다.
따라서, 도 13(b)과 도 14(a)에 도시하는 바와 같이, 선간전압(Vuv)이 위상차 0deg부터 180deg와 위상차 180deg부터 360deg에서 점대칭이 되도록 U상의 전압 지령치(Vu*)와 캐리어의 위상차를 조정하는 것이 바람직하다.
또한, U상의 전압 지령치(Vu*)에 대해 캐리어가 「6m+3」(m은, 0 이상의 정수)주기분 들어가는 경우의 위상차는, 0deg 또는 180deg로 하고, 또한, U상의 전압 지령치(Vu*)에 대해 캐리어가 「6l」(l은, 0 이상의 정수)주기분 들어가는 경우의 위상차는, 90deg 또는 270deg로 함으로써, 선간전압(Vuv)의 정과 부의 펄스수를 일치시킬 수 있을 뿐만 아니라, 선간전압(Vuv)의 파형이 점대칭이 되고, 선간전압(Vuv)이 밸런스되기 때문에, 모터(2)를 안정하게 동작시킬 수 있다. 또한, 선간전압(Vuv)의 파형이 점대칭이 된 것이 바람직하지만, 예를 들면, U상의 상측(上側) 스위칭 소자(16a)와 V상의 상측 스위칭 소자(16b)를 구동하는 동기 PWM 신호의 차분(差分), 또는, U상의 하측 스위칭 소자(16d)와 V상의 하측 스위칭 소자(16e)를 구동하는 동기 PWM 신호의 차분이 선간전압(Vuv)과 상관이 있기 때문에, 당해 차분이 점대칭으로 되어 있으면 좋다.
일반적으로, 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f) 중 상측의 스위칭 소자(16a, 16b, 16c)와, 하측의 스위칭 소자(16d, 16e, 16f)가 동시에 ON이 되는 것을 방지하기 위한 논 오버랩 구간을 마련하는 단락(短絡) 방지 시간인 데드 타임 및 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)의 응답 편차에 의해, 선간전압(Vuv)의 파형의 점대칭성이 무너지기 쉬워지지만, 상술한 바와 같이, 선간전압(Vuv)의 파형이 점대칭이 되도록 위상차를 제어함으로써, 데드 타임 및 응답 편차가 발생하여도, 영향을 최소한으로 억제하여 모터(2)를 안정 구동할 수 있다.
또한, 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)의 온 타이밍을 지연시킴으로써 데드 타임을 생성하는 경우, U상의 전압 지령치(Vu*)에 대해 실제로 출력되는 전압의 위상에 지연이 생기고, 가장 효율이 좋은 운전 상태로부터 어긋남에 의해, 모터(2)에 흐르는 전류가 증가하고, 모터(2) 및 인버터(12)의 손실이 증가할 가능성이 있다. 그래서, 전력 변환 장치(1)는, U상의 전압 지령치(Vu*)와 실제로 출력되는 전압의 위상이 맞도록 U상의 전압 지령치(Vu*)와 캐리어의 위상 관계를 데드 타임의 시간에 의거하여 제어함에 의해, 위상의 지연을 해소할 수 있고, 모터(2)에 흐르는 전류의 증가를 억제할 수 있다.
또한, 모터(2)의 회전수가 높아짐에 따라, U상의 전압 지령치(Vu*)의 주파수도 증가하기 때문에, 캐리어가 3n주기, 예를 들면, 9회분 들어가도록 제어한 경우, 캐리어의 주파수가 높아지고, 인버터(12)를 구성하는 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)의 스위칭 회수가 증가하여 인버터(12)의 손실이 악화할 가능성이 있다. 그래서, 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)에 의한 스위칭의 도중에, 스위칭 회수가 적어지도록 캐리어가 「3n-1」주기, 예를 들면, 6회분 들어가도록 전환함으로써, 손실의 악화를 억제할 수 있다.
도 15는, U상의 전압 지령치(Vu*)에 대해 캐리어를 전환하는 동작에 관한 설명에 제공하는 도면이다. 도 15(a)는, U상의 전압 지령치(Vu*)의 1주기 중에 캐리어가 9주기분 들어가 있는 한 예를 도시하는 도면이다. 도 15(b)는, U상의 전압 지령치(Vu*)의 1주기 중에 캐리어가 6주기분 들어가 있는 한 예를 도시하는 도면이다. 구체적으로는, 9주기의 캐리어와 6주기의 캐리어에서, 서로의 캐리어의 저부(底部)가 일치하는 타이밍(A1, A2, A3, A4)에서 캐리어를 전환함에 의해, 캐리어가 연속적으로 생성되고, 전환에 의한 동기 PWM 신호의 혼란을 억제할 수 있고, 스무스한 전환을 행할 수가 있다. 또한, 캐리어를 전환하는 타이밍은, 캐리어가 연속적으로 변화하도록 전환되는 것이라면, 어떤 위상 관계에서 전환하여도 졸고, 서로의 캐리어의 정부(頂部)가 일치하는 타이밍에서 전환하여도 좋다.
또한, 전력 변환 장치(1)는, 선간전압(Vuv)이 점대칭이 되도록 위상 관계를 제어함에 의해, 모터(2)에 흐르는 전류의 왜곡을 억제할 수 있기 때문에, 캐리어를 전환한 때에 선간전압(Vuv)의 언밸런스에 의해 모터(2)에 흐르는 전류가 증가하고, 인버터(12)의 과전류에 의한 운전 정지, 및 인버터(12)의 손실 증가에 의한 효율 악화를 방지할 수 있다.
또한, 전력 변환 장치(1)는, 선간전압(Vuv)이 점대칭이 되도록 위상 관계를 제어함에 의해, 정부의 전압 언밸런스가 해소되기 때문에, 모터(2)에 흐르는 전류의 직류전류 성분을 억제할 수 있다. 전력 변환 장치(1)는, 인버터(12)의 전류 센서에 직류전류 검출기인 ACCT를 이용한 경우에는, 직류전류에 의한 자기 포화를 억제할 수 있고, 정확한 전류치를 검출할 수 있다. 또한, 전력 변환 장치(1)는, 인버터(12)의 전류 센서에 교류전류 검출기인 DCCT를 이용한 경우에는, 직류전류가 발생하면 DCCT가 갖는 온도 드리프트의 영향에 의한 직류 오프셋과의 분리를 할 수가 없어서 정확한 전류의 검출이 곤란할 가능성이 있지만, 직류전류를 억제함에 의해 온도 드리프트만의 영향을 고려하면 좋고, 직류 오프셋의 제거가 용이하게 될 수 있어서, 정확한 전류치를 검출할 수 있다.
본 실시의 형태로 말하는 점대칭이란, 하기에 설명하는, 스위칭 소자, 부하 변동, 캐리어 주파수의 영향에 의해 필연적으로 발생하는 다소의 어긋남을 포함하고 있고, 어긋남이 전혀 생기지 않는 점대칭만을 나타내는 것이 아니다.
스위칭 소자(IGBT 또는 MOSFET 등)는, 구성하는 소재(Si 또는 SiC 등), 소자의 전류 용량, 내압(耐壓), 제조시에 생기는 편차뿐만 아니라, 주변 회로를 구성하는 소자에 의해 PWM 신호가 입력되고 나서, 실제로 ON 또는 OFF 동작할 때까지의 시간이 변화한다. 또한, 주변 회로를 구성하는 소자란, 예를 들면, 게이트 저항이고, PWM 신호를 스위칭 소자에 입력하는 경로의 저항인 것이다.
예를 들면, 동기 PWM 신호(UP, VN, WN)를 ON 시켜서, 정의 선간전압(Vuv)을 출력하고, 동기 PWM 신호(UN, VP, WP)를 ON 시켜서, 부의 선간전압(Vuv)을 출력시키는 경우, 정과 부로 ON 시키는 소자가 다르다. 따라서, 동기 PWM 신호(UP, VN, WN)의 ON 시간이 편차의 하한품(下限品)(지연)이고, 동기 PWM 신호(UP, VN, WN)의 OFF 시간이 편차의 하한품(앞섬)인 경우, 상승이 느리고 하강이 빨라지기 때문에, 펄스폭은 짧아진다. 한편, 동기 PWM 신호(UN, VP, WP)의 ON 시간이 편차의 상한품(上限品)(앞섬)이고, 동기 PWM 신호(UN, VP, WP)의 OFF 시간이 편차의 상한품(지연)인 경우, 상승이 빠르고 하강이 늦어지기 때문에, 펄스폭은 길어진다. 이것이 스위칭 소자의 영향에 의한 다소의 어긋남이 발생하는 원인이 된다. 예를 들면, 공조기의 경우, 최대 5us로부터 10us가 된다.
또한, 예를 들면, 싱글 로터리형의 압축기 등 1회전 중에 부하가 변동하는 동작을 행하는 경우, 부하의 변동에 의거하여, 제어로서는 회전수를 일정하게 유지하도록 모터에 인가하는 출력 전압을 조정하기 위해, 전압 지령을 증감시킨다. 전압 지령의 증감이 교류 전압의 1주기 중에 발생하면, PWM 신호의 도중(途中)에 출력 전압이 변화하기 때문에, 일시적으로 펄스폭이 증감한다. 이와 같은 펄스폭의 증감이 부하 변동의 영향에 의한 다소의 어긋남이 발생하는 원인이 된다.
또한, 캐리어와 교류 전압(선간전압)의 펄스수를 3n배의 관계로 유지하는 제어인 동기 PWM 제어의 경우에는, 각 PWM 신호의 미리 설정되어 있는 타이밍에서, 교류 전압의 지령과 캐리어 주파수의 어긋남을 보정한다. 일반적으로 부하를 소망하는 상태로 구동하기 위한 교류 전압의 지령을 바꾸는 일은 없기 때문에, 캐리어 주파수를 가변시킴으로써 캐리어와 출력 선간전압의 펄스수를 3n배의 관계로 유지하도록 동작시킨다. 그 때문에, 예를 들면, 선간전압의 후반에 캐리어 주파수가 1㎑로부터 2㎑로 변화한 경우, 동일한 전압 지령치로 움직인 경우에는, 선간전압의 전반(前半)에 대해 후반의 펄스수는 2배가 되지만, 펄스폭은 1/2이 된다. 즉, 펄스폭의 감소에 의한 출력 전압의 저하를 펄스수로 보충하도록 동작한다. 이것이 캐리어 주파수의 영향에 의한 다소의 어긋남이 발생하는 원인이 된다.
도 16은, 정현파인의 경우의 U상의 전압 지령치(Vu*)와, 공간 벡터 변조로 대표되는 3차 고조파 중첩된 U상의 전압 지령치(Vu*)와, 캐리어를 도시하는 도면이다. 또한, 도 17은, 전압 지령치가 정현파인의 경우에 있어서의 변조율과, 전압 지령치가 3차 고조파 중첩된 경우에 있어서의 변조율을 도시하는 도면이다.
U상의 전압 지령치(Vu*)가 정현파인의 경우, 변조율이 높으면 이상치에 대해 선간전압이 높게 출력되는 경향이 있다. 또한, U상의 전압 지령치(Vu*)에 3차 고조파 중첩을 행한 경우, 선간전압이 이상치보다도 낮게 출력되지만, 정현파인의 경우와 비교하여, 이상치에 가까운 출력을 얻을 수 있다. 따라서, 동기 PWM 신호를 이용하는 경우에는, 전압 지령치(Vu*)은, 3차 고조파 중첩을 행하는 것이 바람직하다.
상술에서는, U상의 전압 지령치(Vu*)와, U상과 V상과의 선간전압(Vuv)에 의해 설명하였지만, 전압 지령치는, V상의 전압 지령치(Vv*) 또는 W상의 전압 지령치(Vw*)를 이용하여도 좋고, 또한, 선간전압은, V상과 W상의 선간전압(Vvw) 또는 W상과 U상의 선간전압(Vwu)을 이용하여도 좋다.
근래, 모터(2)의 고효율화를 위해, 스테이터의 슬롯에 감겨지는 권선의 점적률(占積率)을 향상시키는 대응이 도모되어 있고, PET(Polyethylene Terephthalate) 필름 등의 얇은 소재가 절연막에 사용되고 있다. PET 필름은, 종래의 절연 소재에 비하여 정전용량이 크고, 누설 전류가 증가한 경향에 있다. 그래서, 실시의 형태 1에 관한 전력 변환 장치(1)에 의해 캐리어 주파수를 저감시킴에 의해, 모터(2)에 PET 필름을 사용한 경우에도 발생 노이즈 및 누설 전류를 저감시킬 수 있어서, 외부에 다른 장치를 배치하지 않고서 발생 노이즈 및 누설 전류의 대책을 행할 수가 있어서, 비용의 삭감뿐만 아니라, 권선의 점적률을 향상시킴에 의한 고효율화를 도모할 수 있다.
또한, 인버터(12)를 구성하는 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f), 및, 다이오드(17a, 17b, 17c, 17d, 17e, 17f)는, 규소(Si)로 구성된 소자로 구성되지만, 고내압 및 고온 동작이 가능한 와이드 밴드 갭 반도체인 탄화규소(SiC), 질화갈륨(GaN) 또는 다이아몬드로 구성된 소자를 이용하여도 좋다.
또한, 와이드 밴드 갭 반도체로 구성된 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)는, 스위칭 스피드가 빠르고, 전압의 시간 변화가 높기 때문에, 노이즈의 발생량이 높아질 가능성이 있다. 또한, 전압의 시간 변화는, 「dV/dt」이고, 전압을 시간으로 미분한 것이다. 실시의 형태 1에 관한 전력 변환 장치(1)는, 동기 PWM 신호를 이용함에 의해, 캐리어 주파수를 낮게 설정하기 때문에, 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)로부터 생기는 노이즈를 억제할 수 있다.
또한, 전력 변환 장치(1)는, 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)를 와이드 밴드 갭 반도체로 구성함에 의해, 규소(Si)와 비교하여 손실이 낮아지고, 동기 PWM 신호에 의한 스위칭 회수 저감에 의한 인버터(12)의 고효율화에 더하여, 더욱 손실을 저감시킬 수 있다.
또한, 다이오드(17a, 17b, 17c, 17d, 17e, 17f)는, 인버터(12)에 의해 모터(2)를 구동 중에 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)의 스위칭 동작이 오프하는 타이밍인 데드 타임에서의 환류 또는 회생 중에 전류가 흐른다. 와이드 밴드 갭 반도체로 구성된 다이오드(17a, 17b, 17c, 17d, 17e, 17f)는, 규소(Si)에 비하여 손실이 낮기 때문에, 환류 또는 회생 중에서의 인버터(12)의 손실을 억제할 수 있다.
또한, 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)는, 고효율의 스위칭 소자로서 알려져 있는 슈퍼 정션 구조의 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)에 의해 구성되어도 좋다.
또한, 인버터(12)를 구성하는 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f) 및 다이오드(17a, 17b, 17c, 17d, 17e, 17f)의 어느 하나도 와이드 밴드 갭 반도체 또는 슈퍼 정션 구조의 MOSFET에 의해 구성되어도 좋다.
또한, 실시의 형태 1에 관한 전력 변환 장치(1)의 인버터 제어부(13)은, 도 18에 도시하는 바와 같이, 연산을 행하는 CPU(101)과, CPU(101)에 의해 판독되는 프로그램이 보존되는 메모리(102)와, 신호의 입출력을 행하는 인터페이스(103)로 구성되어도 좋다.
구체적으로는, 메모리(102)에는, 인버터 제어부(13)의 기능을 실행하는 프로그램이 격납되어 있다. CPU(101)는, 인터페이스(103)를 통하여, 직류 전압 검출부(14)에 의해 검출된 전압(Vdc)과, 전류 검출부(15)에 의해 검출된 전류(Idc)가 입력되어, 동기 PWM 신호(UP, VP, WP, UN, VN, WN)를 생성하고, 생성한 동기 PWM 신호(UP, VP, WP, UN, VN, WN)를, 인터페이스(103)를 통하여 출력한다. 인버터(12)는, 인터페이스(103)로부터 출력된 동기 PWM 신호(UP, VP, WP, UN, VN, WN)가 인가된다.
또한, 인버터 제어부(13)는, DSP(Digital Signal Processor) 또는 마이크로 컴퓨터의 이산(離散) 시스템으로 구성되어도 좋고, 또한, 아날로그 회로 또는 디지털 회로의 전기 회로 소자에 의해 구성되어도 좋다.
실시의 형태 2.
실시의 형태 1에 관한 전력 변환 장치(1)는, 히트펌프 장치(200)에 구비되어도 좋다. 도 19는, 실시의 형태 2에 관한 히트펌프 장치(200)의 구성을 도시하는 도면이다.
히트펌프 장치(200)는, 냉매를 압축하는 압축 기구를 갖는 압축기(201)와, 냉매 가스 방향을 바꾸는 4방밸브(202)와, 열교환기(203, 204)와, 팽창 기구(205)가, 냉매 배관(206)을 통하여 순차적으로 접속된 냉동 사이클을 구비한다. 또한, 4방밸브(202)에 의해 냉매 가스 방향을 제1 방향으로 전환함에 의해, 열교환기(203)이 증발기가 되고, 열교환기(204)가 응축기가 되고, 또한, 4방밸브(202)에 의해 냉매 가스 방향을 제2 방향으로 전환함에 의해, 열교환기(203)가 응축기가 되고, 열교환기(204)가 증발기가 된다. 도 19에 도시하는 4방밸브(202)는, 냉매 가스 방향을 제1 방향으로 전환하고 있다. 또한, 도 19 중의 SC는, 부유 용량을 나타내고 있다.
압축기(201)는, 냉매를 압축하는 압축 기구(207)와, 압축 기구(207)를 동작시키는 모터(2)를 구비한다. 모터(2)는, U상, V상, W상의 3상의 권선을 갖는 3상 모터이다. 모터(2)는, 전력 변환 장치(1)로부터 교류 전압이 공급되어, 구동한다.
도 20은, 히트펌프 장치(200)의 회로 구성을 도시하는 도면이다. 도 20에 도시하는 바와 같이, 히트펌프 장치(200)는, 냉매를 압축하는 압축 기구를 갖는 압축기(201)와, 냉매 가스 방향을 바꾸는 4방밸브(202)와, 열교환기(203, 204)와, 팽창 기구(205a, 205b, 205c)와, 리시버(208)과, 내부 열교환기(209)와, 냉매가 순환한 주냉매 회로(210)을 구비한다. 또한, 주냉매 회로(210)에서, 압축기(201)의 토출측에는, 4방밸브(202)가 마련되어, 냉매의 순환 방향이 전환 가능하게 되어 있다. 열교환기(204)에는, 팬(300)이 마련된다.
또한, 히트펌프 장치(200)는, 리시버(208)와 내부 열교환기(209)와의 사이에서, 압축기(201)의 인젝션 파이프까지를 배관으로 연결하는 인젝션 회로(211)를 구비한다. 인젝션 회로(211)에는, 팽창 기구(205c)와 내부 열교환기(209)가 순차적으로 접속된다. 열교환기(203)에는, 물이 순환한 물회로(水回路)(301)가 접속된다. 또한, 물회로(301)에는, 급탕기, 라디에이터, 또는 바닥 난방의 방열기의 물을 이용하는 장치가 접속된다.
여기서, 히트펌프 장치(200)에 의한 난방 운전시의 동작에 관해 설명한다. 난방 운전시에는, 4방밸브(202)는, 도 20 중의 실선으로 도시되어 있는 방향으로 설정된다. 또한, 난방 운전이란, 공조(空調)에서 사용되는 난방의 운전뿐만 아니라, 물에 열을 주어서 온수를 만드는 급탕의 운전도 포함하고 있다. 도 21은, 히트펌프 장치(200)의 냉매의 상태에 관한 모리엘 선도이다. 횡축은, 비(比)엔탈피를 나타내고, 종축은, 냉매 압력을 나타낸다.
압축기(201)에서 고온 고압이 된 기상(氣相) 냉매는, 압축기(201)로부터 토출되고, 응축기인 방열기가 되는 열교환기(203)에서 열교환되고 액화한다. 즉, 도 21 중의 점(1)부터 점(2)으로 냉매의 상태가 천이한다. 냉매로부터 방열된 열에 의해, 물회로(301)을 순환한 물이 데워져서, 난방 또는 급탕에 이용된다.
열교환기(203)에서 액화된 액상 냉매는, 팽창 기구(205a)에서 감압되어, 기액 2상 상태(氣液二相狀態)가 된다. 즉, 도 21 중의 점(2)부터 점(3)으로 냉매의 상태가 천이한다. 팽창 기구(205a)에서 기액 2상 상태가 된 냉매는, 리시버(208)에서 압축기(201)에 흡입되는 냉매와 열교환에 의해 냉각되어 액화된다. 즉, 도 21 중의 점(3)부터 점(4)으로 냉매의 상태가 천이한다. 리시버(208)에서 액화된 액상 냉매는, 주냉매 회로(210)과, 인젝션 회로(211)에 분기되어 흐른다.
주냉매 회로(210)을 흐르는 액상 냉매는, 팽창 기구(205c)에서 감압되어 기액 2상 상태가 된 인젝션 회로(211)를 흐르는 냉매와 내부 열교환기(209)에서 열교환되어, 더욱 냉각된다. 즉, 도 21 중의 점(4)부터 점(5)으로 냉매의 상태가 천이한다. 내부 열교환기(209)에서 냉각된 액상 냉매는, 팽창 기구(205b)로 감압되어 기액 2상 상태가 된다. 즉, 도 21 중의 점(5)부터 점(6)으로 냉매의 상태가 천이한다. 팽창 기구(205b)에서 기액 2상 상태가 된 냉매는, 증발기가 되는 열교환기(204)에서 외기와 열교환되어, 가열된다. 즉, 도 21 중의 점(6)부터 점(7)으로 냉매의 상태가 천이한다. 열교환기(204)에서 가열된 냉매는, 리시버(208)에서 더욱 가열된다. 즉, 도 21 중의 점(7)부터 점(8)으로 냉매의 상태가 천이한다. 리시버(208)에서 가열된 냉매는, 압축기(201)에 흡입된다.
한편, 인젝션 회로(211)를 흐르는 냉매는, 상술한 바와 같이, 팽창 기구(205c)에서 감압된다. 즉, 도 21 중의 점(4)부터 점(9)으로 냉매의 상태가 천이한다. 팽창 기구(205c)에서 감압된 냉매는, 내부 열교환기(209)에서 열교환된다. 즉, 도 21 중의 점(9)부터 점(10)으로 냉매의 상태가 천이한다. 내부 열교환기(209)로 열교환된 기액 2상 상태의 냉매인 인젝션 냉매는, 기액 2상 상태인 채로 압축기(201)의 인젝션 회로(211)로부터 압축기(201) 내에 유입한다.
압축기(201)에서는, 주냉매 회로(210)로부터 흡입된 냉매가, 중간압까지 압축, 가열된다. 즉, 도 21 중의 점(8)부터 점(11)으로 냉매의 상태가 천이한다. 중간압까지 압축, 가열된 냉매(도 21의 점(11))에, 인젝션 냉매(도 21의 점(10))가 합류하고, 온도가 저하된다(도 21의 점(12)). 즉, 도 21 중의 점(11)부터 점(12)으로, 및 점(10)부터 점(12)으로 냉매의 상태가 천이한다. 그리고, 온도가 저하된 냉매가, 다시 압축, 가열되어 고온 고압이 되어, 토출된다. 즉, 도 21 중의 점(12)부터 점(1)으로 냉매의 상태가 천이한다.
또한, 인젝션 운전을 행하지 않는 경우에는, 팽창 기구(205c)의 개방도(開度)를 전폐(全閉)로 한다. 즉, 인젝션 운전을 행하는 경우에는, 팽창 기구(205c)의 개방도가 설정된 개방도보다도 크게 되어 있지만, 인젝션 운전을 행하지 않는 경우에는, 팽창 기구(205c)의 개방도를 설정된 개방도보다도 작게 함에 의해, 압축기(201)의 인젝션 회로(211)에 냉매를 유입시키지 않도록 할 수 있다. 또한, 팽창 기구(205c)의 개방도는, 마이크로 컴퓨터 등의 제어부에 의해 제어된다.
다음에, 히트펌프 장치(200)에 의한 냉방 운전시의 동작에 관해 설명한다. 냉방 운전시에는, 4방밸브(202)는, 도 20 중의 파선으로 도시되어 있는 방향으로 설정된다. 또한, 냉방 운전이란, 공조로 사용되는 냉방의 운전뿐만 아니라, 물로부터 열을 빼앗아 냉수를 만드는 운전 및 냉동의 운전도 포함하고 있다.
압축기(201)에서 고온 고압이 되는 기상 냉매는, 압축기(201)로부터 토출되고, 응축기이고 방열기가 되는 열교환기(204)에서 열교환되어 액화한다. 즉, 도 21 중의 점(1)부터 점(2)으로 냉매의 상태가 천이한다.
열교환기(204)에서 액화된 액상 냉매는, 팽창 기구(205b)에서 감압되어, 기액 2상 상태가 된다. 즉, 도 21 중의 점(2)부터 점(3)으로 냉매의 상태가 천이한다. 팽창 기구(205b)에서 기액 2상 상태가 된 냉매는, 내부 열교환기(209)어 열교환에 의해 냉각되어 액화된다. 즉, 도 21 중의 점(3)부터 점(4)으로 냉매의 상태가 천이한다. 내부 열교환기(209)에서는, 팽창 기구(205b)에서 기액 2상 상태가 된 냉매와, 내부 열교환기(209)에서 액화된 액상 냉매를 팽창 기구(205c)에서 감압시켜 기액 2상 상태가 된 냉매를 열교환시키고 있다. 즉, 도 21 중의 점(4)부터 점(9)으로 냉매의 상태가 천이한다.
내부 열교환기(209)에서 열교환된 액상 냉매는, 주냉매 회로(210)와, 인젝션 회로(211)에 분기되어 흐른다. 또한, 내부 열교환기(209)에서 열교환된 액상 냉매는, 도 21의 점(4)의 상태에 있다.
주냉매 회로(210)을 흐르는 액상 냉매는, 리시버(208)에서 압축기(201)에 흡입되는 냉매와 열교환되어, 더욱 냉각된다. 즉, 도 21 중의 점(4)부터 점(5)으로 냉매의 상태가 천이한다. 리시버(208)에서 냉각된 액상 냉매는, 팽창 기구(205a)에서 감압되어 기액 2상 상태가 된다. 즉, 도 21 중의 점(5)부터 점(6)으로 냉매의 상태가 천이한다. 팽창 기구(205a)에서 기액 2상 상태가 된 냉매는, 증발기가 되는 열교환기(203)에서 열교환되어, 가열된다. 즉, 도 21 중의 점(6)부터 점(7)으로 냉매의 상태가 천이한다. 또한, 냉매가 흡열함에 의해, 물회로(301)을 순환한 물이 식혀지고, 냉방 또는 냉동에 이용된다.
그리고, 열교환기(203)에서 가열된 냉매는, 리시버(208)에서 더욱 가열된다. 즉, 도 21 중의 점(7)부터 점(8)으로 냉매의 상태가 천이한다. 리시버(208)에서 가열된 냉매는, 압축기(201)에 흡입된다.
한편, 인젝션 회로(211)를 흐르는 냉매는, 상술한 바와 같이, 팽창 기구(205c)에서 감압된다. 즉, 도 21 중의 점(4)부터 점(9)으로 냉매의 상태가 천이한다. 팽창 기구(205c)에서 감압된 냉매는, 내부 열교환기(209)에서 열교환된다. 즉, 도 21 중의 점(9)부터 점(10)으로 냉매의 상태가 천이한다. 내부 열교환기(209)에서 열교환된 기액 2상 상태의 냉매인 주입 냉매는, 기액 2상 상태인 채로 압축기(201)의 인젝션 회로(211)로부터 압축기(201) 내에 유입한다. 또한, 압축기(201) 내에서의 압축 동작에 관해서는, 상술한 난방 운전시와 마찬가지이다.
또한, 인젝션 운전을 행하지 않는 경우에는, 난방 운전시와 마찬가지로, 팽창 기구(205c)의 개방도를 전폐로 하여, 압축기(201)의 인젝션 회로(211)에 냉매가 유입하지 않도록 한다.
또한, 상술에서는, 열교환기(203)는, 냉매와 물회로(301)을 순환한 물을 열교환시키는 플레이트식 열교환기를 예시하였지만, 이것으로 한하지 않고, 냉매와 공기를 열교환시키는 구성이라도 좋다. 또한, 물회로(301)는, 물이 순환한 회로가 아니라, 다른 유체가 순환하는 회로라도 좋다.
따라서, 히트펌프 장치(200)는, 압축기(201) 내를 냉매가 순환하고 있고, 압축기(201)에 모터(2)가 내장되어 있기 때문에, 냉매의 상태에 의해 부유 용량(SC)이 변화한다. 특히 히트펌프 장치(200)가 운전 정지하고 있는 경우에는, 압축기(201) 내에 냉매가 액화하여 체류하는 일이 있고, 압축기(201) 안의 모터(2)가 잠길 때까지 액냉매가 증가한 경우에는, 모터(2)와 압축기(201) 사이의 정전 용량이 변화하기 때문에, 부유 용량(SC)이 커진다. 그러면, 인버터(12)가 동작하면 발생하는 발생 노이즈 또는 누설 전류(I)가 커지고, 대지(對地)를 통하여 전력 변환 장치(1) 전체에도 악영향을 미칠 가능성이 있다. 또한, 누설 전류(I)가 증가하면 작업자가 히트펌프 장치(200)에 접촉한 때에 감전될 가능성이 있다.
그래서, 압축기(201)의 모터(2)를 기동할 때에, 실시의 형태 1에 관한 전력 변환 장치(1)의 인버터 제어부(13)로부터 출력된 동기 PWM 신호에 의해 인버터(12)를 구동한다. 일반적인 캐리어 주파수는, 수㎑인데, 모터(2)의 기동시의 주파수가 예를 들면, 10㎐인 경우에 있어서, 전압 지령치와 캐리어 주파수가 9배의 관계인 경우, 캐리어 주파수는, 90㎐가 된다. 따라서, 캐리어 주파수를 저감할 수 있고, 모터(2)의 기동시에 있어서의 압축기(201) 내의 냉매가 안정되지 않은 경우에 생기는 발생 노이즈 및 누설 전류를 억제할 수 있다.
또한, 히트펌프 장치(200)는, 전력 변환 장치(1)에 의해 선간전압(Vuv)이 반주기에서 점대칭이 되도록 동기 PWM 신호가 제어됨에 의해, 선간전압(Vuv)의 정과 부의 언밸런스가 억제되고, 모터(2)에 흐르는 전류의 THD를 저감할 수 있고, 낮은 캐리어 주파수라도 안정하게 압축기(201)을 구동할 수 있다.
단, 캐리어 주파수가 극단적으로 낮은 경우, 히트펌프 장치(200)의 냉매 배관의 공진 주파수와 일치함에 의해 배관 진동에 의한 배관 꺾어짐, 또는 저주파 소음의 발생이 생길 가능성이 있기 때문에, 발생 노이즈 및 누설 전류를 고려하여, 일반적으로 이용되는 캐리어 주파수보다도 낮은 값으로 설정하는 것이 바람직하다.
도 22는, 모터(2)의 회전수에 대한 캐리어 주파수의 동작을 도시하는 도면이다. 모터(2)의 기동시에 있어서, 모터(2)의 회전수에 의거하여 캐리어 주파수를 증가시키는 제어를 행함에 의해, 캐리어 주파수를 일정하게 제어한 경우에 있어서 모터(2)의 기동시에 생기는 발생 노이즈 및 누설 전류가 허용치를 초과하여 버리는 것을 억제할 수 있다. 또한, 모터(2)의 회전수의 경사에 관해서는, 냉매의 안정 시간을 고려하여, 발생 노이즈 및 누설 전류가 허용치를 초과하지 않는 범위에서 결정하는 것이 바람직하다. 또한, 이하에서는, 캐리어 주파수를 일정하게 제어한 경우의 캐리어 주파수를 캐리어 주파수(F)라고 칭한다.
또한, 전압 지령치와 캐리어 주파수가 9배의 관계, 즉 9펄스 동작인 경우, 전압 지령치의 주파수가 110㎐가 되면, 캐리어 주파수는 990㎐가 된다. 990㎐의 캐리어 주파수로부터 모터(2)의 회전수를 상승시켜 가면, 전압 지령치의 주파수가 상승하고, 캐리어 주파수(F)를 초과하여, 발생 노이즈 및 누설 전류가 증가할 가능성이 있다. 또한, 캐리어 주파수(F)는, 1㎑라고 가정한다. 그래서, 도 22(b)에 도시하는 바와 같이, 캐리어 주파수가 캐리어 주파수(F)를 초과하는 경우에는, 전압 지령치와 캐리어 주파수가 6배의 관계, 즉 6펄스 동작으로 변경함으로써, 캐리어 주파수(F)를 초과하지 않도록 한다. 6펄스 동작인 경우, 9펄스 동작에 비하여, 캐리어 주파수는, 9분의 6배로 저감된다. 또한, 6펄스 동작으로 변경한 후, 캐리어 주파수가 캐리어 주파수(F)를 초과하는 경우에는, 전압 지령치와 캐리어 주파수가 3배의 관계, 즉 3펄스 동작으로 변경함으로써, 캐리어 주파수(F)를 초과하지 않도록 하다. 따라서, 발생 노이즈 및 누설 전류를 억제할 수 있다.
상술에서는, 9펄스, 6펄스 및 3펄스로 동작을 전환하는 것에 대해 설명하였지만, 다른 펄스수로 제어하여도 좋다. 다른 펄스수란, 예를 들면, 21펄스, 15펄스 및 9펄스이다. 또한, 전압 지령치의 주파수와 캐리어의 주파수는, 정수배의 관계로 되어 있지만, 모터(2)의 기동 운전시 또는 저속 운전시에 비하여, 모터(2)의 정상 운전시 또는 고속 운전시의 쪽이, 당해 정수배의 비가 높아지도록 펄스수를 전환하는 것이 바람직하다.
또한, 히트펌프 장치(200)의 에너지 절약 지표로서 APF(Annual Performance Factor)가 이용되고 있고, 정격 운전보다도 저속 및 경부하 운전인 중간 조건에서의 효율 개선이 요망되고 있다. 당해 중간 조건에서, 실시의 형태 1에 관한 전력 변환 장치(1)의 인버터 제어부(13)로부터 출력된 동기 PWM 신호에 의해 인버터(12)를 구동함에 의해, 인버터(12)의 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)의 스위칭 회수를 줄일 수 있고, 스위칭 손실의 저감을 도모할 수 있고, 또한, 캐리어 주파수의 저감에 의해, 모터(2)에 흐르는 전류의 왜곡도 해소되기 때문에, 모터(2)에 발생하는 고주파 철손을 저감할 수 있고, 고효율화를 도모할 수 있다. 또한, 발생 노이즈 및 설 전류를 억제할 수도 있기 때문에, 대책 부품도 염가로 되어, 저비용화를 도모할 수도 있다.
도 23은, 3상 변조된 전압 지령치와 2상 변조된 전압 지령치와의 상위에 관한 설명에 제공하는 도면이다. 도 3 및 도 5 중에 도시하는 전압 지령치는, 3상 변조되어 있다. 도 23(a) 중에 도시하는 전압 지령치(Vu*)는, 2상 변조되어 있다. 전압 지령치(Vu*)를 2상 변조에 의해 생성함으로써, 3상 변조에 의해 생성된 전압 지령치와 같은 전압을 인버터(12)로부터 출력할 수 있고, 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)의 스위칭 회수를 3분의2로 저감시킬 수 있다. 스위칭 회수가 3분의2로 저감하기 때문에, 인버터(12)의 스위칭 손실이 3분의2가 되는 만큼이 아니라, 도 23(b)에 도시하는 바와 같이, 히트펌프 장치(200)의 발생 노이즈 및 누설 전류도 약 3분의2로 감소한다. 따라서, 전압 지령치의 주파수와 캐리어의 주파수를 정수배로 제어하는 동기 PWM 신호와, 2상 변조를 병용함에 의해, 더욱 고효율화를 도모할 수 있고, 또한 발생 노이즈와 누설 전류를 억제할 수 있다.
또한, 히트펌프 장치(200)에 구비되어 있는 전력 변환 장치(1)의 전류 검출부(15)는, 커런트 트랜스가 아니라, 션트 저항에 의해 구성함에 의해, 인버터(12)의 스위칭 소자(16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f)의 스위칭 타이밍에 의거하여 모터(2)에 흐르는 전류를 검출할 수 있다. 또한, 전류 검출부(15)를 션트 저항에 의해 구성함에 의해, 저비용화를 도모할 수 있다.
또한, 캐리어 주파수를 내려서 전류의 통류폭(通流幅, flowing width)을 넓힘에 의해, 전류 검출부(15)는, 전류의 검출을 용이하게 행할 수 있다.
그러나, 비동기 PWM 신호를 이용하는 경우에, 캐리어 주파수를 저감시키면, 인버터(12)로부터 출력되는 전압에 언밸런스가 발생하고, 모터(2)에 흐르는 전류가 왜곡되고, 안정된 운전이 곤란해질 가능성이 있다.
도 24(a)는, 비동기 PWM 신호에 의해 인버터(12)를 구동하고, 전류 검출부(15)에 의해 인버터(12)에 흐르는 전류(Idc)를 검출하는 범위를 도시하는 도면이다. 도 24(b)는, 동기 PWM 신호에 의해 인버터(12)를 구동하고, 전류 검출부(15)에 의해 인버터(12)에 흐르는 전류(Idc)를 검출하는 범위를 도시하는 도면이다. 또한, 전류(Idc)에는, 배선의 임피던스 등에 의한 링잉(ringing)이 발생하고 있다. 비동기 PWM 신호에 의해 인버터(12)를 구동한 경우, 캐리어 주파수는, 운전 주파수의 10배가 되어 있다. 한편, 동기 PWM 신호에 의해 인버터(12)를 구동한 경우, 캐리어 주파수는, 운전 주파수의 3배 정도로 할 수 있다. 따라서, 동기 PWM 신호에 의해 인버터(12)를 구동함에 의해, 도 24(b)에 도시하는 바와 같이, 전류(Idc)의 통류폭을 넓혀서, 전류(Idc)의 검출을 용이하게 하고, 또한, 전류(Idc)의 왜곡이 억제된 상태에서 전류(Idc)를 검출할 수 있기 때문에, 모터(2)를 안정하게 구동할 수 있다.
근래, 압축기(201)의 저비용화를 목적으로 하여, 싱글 로터리형의 압축기가 사용되고 있다. 싱글 로터리형의 압축기는, 1회전당의 회전각(回轉角)에 동기한 부하 토오크 맥동이 발생한다. 부하 토오크가 큰 회전각이 되면, 모터(2)의 회전수가 저하되고, 또한, 부하 토오크가 작은 회전각이 되면, 모터(2)의 회전수가 증가하기 때문에, 압축기(201)의 모터(2)의 회전수가 맥동함에 의해, 히트펌프 장치(200) 내의 배관에 진동이 전하여져서, 배관 꺾어짐에 의한 냉매 누출이 발생할 가능성이 있다. 여기서, 회전각에 동기한 부하 토오크에 의거하여, 피드포워드 제어 또는 피드백 제어에 의해 회전수 지령치를 증감시키다, 또는 토오크 지령치를 증감시킴에 의해, 모터(2)의 회전수의 맥동 및 진동을 억제하는 기술이 있다. 그러나, 동기 PWM 신호에 의해 인버터(12)를 구동하는 구성인 경우에는, 회전수 지령치의 변화에 추종할 수가 없고 전류 파형이 왜곡되고, 인버터(12)의 과전류 또는 모터(2)의 탈조(脫調)에 의해, 히트펌프 장치(200)가 정지할 가능성이 있다.
그래서, 히트펌프 장치(200)는, 회전수 지령치 또는 토오크 지령치가 변화하는 경우에는, 미리 변화량을 고려한 다음 캐리어 주파수를 보정함으로써 전류의 왜곡을 저감시킬 수 있다.
또한, 압축기(201)의 모터(2)에 흐르는 전류가 맥동하고 있는 경우, 전류가 높은 점에서 모터(2)를 구성하는 권선의 저항에 의한 손실이 커질 가능성이 있다. 여기서, 전류의 맥동에 맞추어서 모터(2)의 회전수 지령치를 증감시킴으로써, 전류 맥동을 억제하고 모터(2)의 고효율화를 도모하는 기술이 있다. 그러나, 모터(2)의 회전수가 항상 변동하고 있기 때문에, 동기 PWM 신호에 의해 인버터(12)를 구동하는 구성의 경우, 회전수의 변동에 대해 캐리어 주파수를 동기시키는 것이 곤란해지고, 전압 지령치의 주파수와 캐리어의 주파수가 정수배의 관계가 되지 않아, 인버터(12)로부터 출력된 전류의 파형이 왜곡되어 버려, 인버터(12)의 과전류 또는 모터(2)의 탈조에 의해, 히트펌프 장치(200)가 정지할 가능성이 있다.
그래서, 히트펌프 장치(200)는, 회전수 지령치의 변화량을 고려한 다음, 목표로 하는 캐리어 주파수를 보정함으로써, 확실하게 동기시켜서 전류의 왜곡을 억제할 수 있다.
또한, 상술한 히트펌프 장치(200)는, 공기 조화기, 히트펌프 급탕기, 냉장고 또는 냉동기의 압축기를 이용한 장치에 적용할 수 있다.
이상의 실시의 형태에 나타낸 구성은, 본 발명의 내용의 한 예를 나타내는 것이고, 다른 공지의 기술과 조합시키는 것도 가능하고, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위에서, 구성의 일부를 생략, 변경하는 것도 가능하다.
1 : 전력 변환 장치
2 : 모터
11 : 직류 전원
12 : 인버터
13 : 인버터 제어부
14 : 직류 전압 검출부
15 : 전류 검출부
16a, 16b, 16c, 16d, 16e, 16f : 스위칭 소자
17a, 17b, 17c, 17d, 17e, 17f : 다이오드
18 : 모터 제어부
19 : 동기 PWM 제어부
21 : 전류 복원부
22 : 변환부
23 : 추정부
24 : 속도 제어부
25 : 전류 제어부
26 : 전압 지령 연산부
31 : 캐리어 생성부
32 : 캐리어 비교부
200 : 히트펌프 장치
201 : 압축기
202 : 4방밸브
203, 204 : 열교환기
205, 205a, 205b, 205c : 팽창 기구
206 : 냉매 배관
207 : 압축 기구
208 : 리시버
209 : 내부 열교환기
210 : 주냉매 회로
211 : 인젝션 회로
300 : 팬
301 : 물회로

Claims (9)

  1. 직류 전압으로부터 변환된 교류 전압을 부하에 공급하는 전력 변환 장치에 있어서,
    PWM 신호를 수취하고, 상기 부하에 상기 교류 전압을 인가하는 인버터와,
    상기 PWM 신호를 생성하고, 상기 인버터에 상기 PWM 신호를 공급하는 인버터 제어부를 구비하고,
    상기 PWM 신호의 주파수는, 상기 교류 전압의 주파수의 정수배이고,
    상기 교류 전압은, 상기 교류 전압의 1주기에 복수의 정펄스와 복수의 부펄스를 가지며,
    상기 정펄스의 수와 상기 부펄스의 수는 동등한 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 인버터는, 적어도 2개의 배선을 통하여 상기 부하에 접속되고,
    상기 교류 전압은, 상기 2개의 배선 사이의 전압인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 PWM 신호는, 상기 주기로 파형을 형성하고,
    상기 파형은, 제1 반파형과 제2 반파형으로 나누어지고,
    상기 복수의 정펄스는, 상기 제1 반파형에 포함되고,
    상기 복수의 부펄스는, 상기 제2 반파형에 포함되고,
    상기 제1 반파형과 상기 제2 반파형은, 점대칭으로 되어 있는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 제1항, 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 PWM 신호의 주파수는, 상기 교류 전압의 주파수의 3N배(N은 정수)인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 인버터 제어부는, 캐리어 신호를 생성하고,
    상기 캐리어 신호의 주파수는, 상기 캐리어 신호의 진폭이 최대치 또는 최소치에 동등한 경우에, 다른 주파수로 변환되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  6. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
    3차 고조파가 상기 교류 전압에 중첩되어 있는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 인버터는, 스위칭 소자를 구비하고,
    상기 스위칭 소자는, 와이드 밴드 갭 반도체에 의해 형성되어 있는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  8. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 부하는, 모터인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  9. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 기재된 전력 변환 장치를 구비하는 것을 특징으로 하는 히트펌프 장치.
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