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JP2008312420A - 交流電動機の駆動制御装置 - Google Patents

交流電動機の駆動制御装置 Download PDF

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Abstract

【課題】過変調ＰＷＭ制御において、交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧の基本波振幅を相電圧指令振幅通りに安定して制御する。
【解決手段】電流制御器２０は、電圧振幅が三角波キャリアのピーク値を超えるｄ軸電圧指令ｖｄB及びｑ軸電圧指令ｖｑBを演算する。電圧振幅線形補償部２２は、交流電動機３００に印加されるパルス幅変調電圧の基本波振幅が電圧指令振幅通りになるように、ｄ軸電圧指令ｖｄB及びｑ軸電圧指令ｖｑBを相電圧指令１周期あたりの三角波キャリアの数である同期数Ｋに応じて補正する。ｄｑ軸／３相変換器２４は、補正されたｄ軸電圧指令ｖｄ及びｑ軸電圧指令ｖｑを３相電圧指令ｖｕ，ｖｖ，ｖｗに変換する。ＰＷＭ発生器２６は、３相電圧指令ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを三角波キャリアと比較することで、インバータ２００へのスイッチング指令信号を生成する。
【選択図】図２

Description

本発明は、交流電動機の駆動制御装置に関し、特に、過変調ＰＷＭ制御を行う交流電動機の駆動制御装置に関する。
直流電源を用いて交流電動機を駆動するために、インバータを用いた駆動方法が採用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御され、例えば、電圧指令と三角波キャリアとの比較結果に基づいて、インバータから出力され交流電動機に印加されるパルス幅変調（ＰＷＭ）電圧が制御される。
交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧の基本波成分の振幅を増大させるために、過変調ＰＷＭ制御が提案されている（例えば下記特許文献１，２）。過変調ＰＷＭ制御においては、振幅が三角波キャリアのピーク値を超える電圧指令と三角波キャリアとの比較結果に基づいて、交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧が制御される。
特開平７−１９４１３０号公報 特開平７−７９５７０号公報 特許第２６０７４８８号公報 特許第２００１８４５号公報
相電圧指令振幅が三角波キャリアのピーク値を超える過変調ＰＷＭ制御においては、相電圧指令振幅の直線的増加に対して、インバータから出力されるパルス幅変調電圧の基本波成分の振幅は直線的に増加せず、パルス幅変調電圧の基本波成分の振幅が相電圧指令振幅に比べて小さくなる。そのため、特許文献１では、以下の数式（１）により電圧指令Ｅを算出することで、電圧指令Ｅの線形補償を行っている。数式（１）において、Ａは変調率、Ｅdはインバータに入力される直流電圧である。
Figure 2008312420
しかし、数式（１）は、インバータに入力される直流電圧の１／２で正弦波の相電圧指令値をクランプさせた波形（連続値）で求められている。よって、電圧指令１周期あたりの三角波キャリアの数が十分多い場合には、ＰＷＭで出力されたパルスが上記波形の連続値とほぼ同等として数式（１）がほぼ成立するが、相電圧指令１周期あたりの三角波キャリアの数が少なくなると数式（１）が成立しなくなる。その結果、相電圧指令振幅通りの基本波振幅が得られなくなり、過変調ＰＷＭ制御の制御性の低下を招くことになる。
本発明は、過変調ＰＷＭ制御において、交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧の基本波振幅を相電圧指令振幅通りに安定して制御することができる交流電動機の駆動制御装置を提供することを目的とする。
本発明に係る交流電動機の駆動制御装置は、上述の目的を達成するために以下の手段を採った。
本発明に係る交流電動機の駆動制御装置は、交流電動機と、インバータと、振幅が三角波キャリアのピーク値を超える相電圧指令と当該三角波キャリアとの比較結果に基づいて、インバータから出力され交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御する過変調ＰＷＭ制御手段と、を備える交流電動機の駆動制御装置であって、過変調ＰＷＭ制御手段は、検出したｄ軸電流及びｑ軸電流がｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令となるようにｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を演算する電圧指令演算部と、電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令から電圧指令振幅を演算する電圧振幅計算器と、前記パルス幅変調電圧の基本波振幅が電圧振幅計算器で演算された電圧指令振幅通りになるように、電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を補正する電圧指令補正部と、電圧指令補正部で補正されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を相電圧指令に変換して出力する電圧指令変換部と、電圧指令変換部からの相電圧指令と前記三角波キャリアの位相を制御する同期ＰＷＭ制御部と、を含み、電圧指令補正部は、電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を、相電圧指令１周期あたりの前記三角波キャリアの数である同期数に応じて補正することを要旨とする。
本発明の一態様では、電圧指令補正部は、電圧指令振幅とパルス幅変調電圧の基本波振幅との関係が前記同期数に応じて異なる振幅特性を用いて、電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を補正することが好適である。
本発明の一態様では、同期ＰＷＭ制御部は、交流電動機の回転数に基づいて前記同期数を決定することが好適である。
また、本発明に係る交流電動機の駆動制御装置は、交流電動機と、インバータと、振幅が三角波キャリアのピーク値を超える相電圧指令と当該三角波キャリアとの比較結果に基づいて、インバータから出力され交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御する過変調ＰＷＭ制御手段と、を備える交流電動機の駆動制御装置であって、過変調ＰＷＭ制御手段は、検出したｄ軸電流及びｑ軸電流がｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令となるようにｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を演算する電圧指令演算部と、電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令から電圧指令振幅を演算する電圧振幅計算器と、前記パルス幅変調電圧の基本波振幅が電圧振幅計算器で演算された電圧指令振幅通りになるように、電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を補正する電圧指令補正部と、電圧指令補正部で補正されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を相電圧指令に変換して出力する電圧指令変換部と、電圧指令変換部からの相電圧指令と前記三角波キャリアの位相を制御する同期ＰＷＭ制御部と、を含み、前記三角波キャリアと比較される相電圧指令は、設定周期毎に更新され、電圧指令補正部は、電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を、前記相電圧指令の更新タイミングに応じて補正することを要旨とする。
本発明の一態様では、電圧指令補正部は、電圧指令振幅とパルス幅変調電圧の基本波振幅との関係が前記相電圧指令の更新タイミングに応じて異なる振幅特性を用いて、電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を補正することが好適である。
本発明の一態様では、振幅が三角波キャリアのピーク値を超えない相電圧指令と当該三角波キャリアとの比較結果に基づいて、インバータから出力され交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御する正弦波ＰＷＭ制御手段と、交流電動機に印加される電圧を制御する手段を、正弦波ＰＷＭ制御手段と過変調ＰＷＭ制御手段とに選択的に切り替える制御切替手段と、をさらに備えることが好適である。
本発明の一態様では、振幅が三角波キャリアのピーク値を超えない相電圧指令と当該三角波キャリアとの比較結果に基づいて、インバータから出力され交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御する正弦波ＰＷＭ制御手段と、相電圧指令１周期に１つのパルスを出力する矩形波電圧の位相を制御して、インバータから出力され交流電動機に印加される矩形波電圧を制御する矩形波電圧制御手段と、交流電動機に印加される電圧を制御する手段を、正弦波ＰＷＭ制御手段と過変調ＰＷＭ制御手段と矩形波電圧制御手段とに選択的に切り替える制御切替手段と、をさらに備えることが好適である。
本発明によれば、過変調ＰＷＭ制御において、交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧の基本波振幅を相電圧指令振幅通りに安定して制御することができる。
以下、本発明を実施するための形態（以下実施形態という）を図面に従って説明する。
図１，２は、本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置１００の概略構成を示すブロック図であり、図１は全体の概略構成を示し、図２は過変調ＰＷＭ制御器１０４の概略構成を示す。本実施形態に係る駆動制御装置１００は、正弦波ＰＷＭ制御器１０２、過変調ＰＷＭ制御器１０４、矩形波電圧制御器１０６、制御モード判定器１０８、切替器１０９、及び電流指令作成器１１０を含んで構成される。
電流指令作成器１１０は、交流電動機３００のトルク指令Ｔ*に基づいてｄ軸電流指令ｉｄ*及びｑ軸電流指令ｉｑ*を演算する。正弦波ＰＷＭ制御器１０２は、検出したｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑがｄ軸電流指令ｉｄ*及びｑ軸電流指令ｉｑ*になるようにｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を演算し、座標変換により相電圧指令（正弦波状変調波）を生成する。そして、正弦波ＰＷＭ制御器１０２は、図３（ａ）に示すようにこの相電圧指令を三角波キャリアと比較することで、図３（ｂ）に示すように電圧指令振幅に対応するパルス幅を有するスイッチング指令信号（パルス幅変調信号）を生成する。正弦波ＰＷＭ制御器１０２では、図３（ａ）に示すように振幅が三角波キャリアのピーク値を超えない相電圧指令が生成され、この相電圧指令と三角波キャリアとの比較結果に基づくスイッチング指令信号が切替器１０９を介してインバータ２００へ供給されることで、正弦波ＰＷＭ制御が行われ、インバータ２００から出力され交流電動機３００に印加される電圧（パルス幅変調電圧）が制御される。
過変調ＰＷＭ制御器１０４は、検出したｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑがｄ軸電流指令ｉｄ*及びｑ軸電流指令ｉｑ*になるようにｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を演算し、座標変換により相電圧指令（正弦波状変調波）を生成する。そして、過変調ＰＷＭ制御器１０４は、図４（ａ）に示すようにこの相電圧指令を三角波キャリアと比較することで、図４（ｂ）に示すように電圧指令振幅に対応するパルス幅を有するスイッチング指令信号（パルス幅変調信号）を生成する。過変調ＰＷＭ制御器１０４では、図４（ａ）に示すように振幅が三角波キャリアのピーク値を超える相電圧指令が生成され、図４（ｂ）に示すように三角波キャリアの周期よりも長いパルス幅を有するスイッチング指令信号が生成される（過変調モード）。過変調ＰＷＭ制御器１０４で生成されたスイッチング指令信号が切替器１０９を介してインバータ２００へ供給されることで、過変調ＰＷＭ制御が行われ、インバータ２００から出力され交流電動機３００に印加される電圧（パルス幅変調電圧）が制御される。
矩形波電圧制御器１０６は、交流電動機３００の出力トルクまたは推定トルクがトルク指令Ｔ*になるように電圧位相φｖを生成し、相電圧指令１周期に１つのパルスを出力する矩形波電圧の位相をこの電圧位相φｖに基づいて制御する。矩形波電圧制御器１０６からの矩形波電圧が切替器１０９を介してインバータ２００へ供給されることで、矩形波電圧制御が行われ、インバータ２００から出力され交流電動機３００に印加される電圧（矩形波電圧）が制御される。
切替器１０９は、正弦波ＰＷＭ制御器１０２からのスイッチング指令信号、過変調ＰＷＭ制御器１０４からのスイッチング指令信号、及び矩形波電圧制御器１０６からの矩形波電圧のいずれか１つを選択的にインバータ２００へ供給する。制御モード判定器１０８は、切替器１０９の切り替え制御を行うことで、インバータ２００から出力され交流電動機３００に印加される電圧を制御する制御器を、正弦波ＰＷＭ制御器１０２と過変調ＰＷＭ制御器１０４と矩形波電圧制御器１０６とに選択的に切り替える。つまり、交流電動機３００の制御モードを、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とに選択的に切り替える。制御モード判定器１０８が交流電動機３００の制御モードを選択的に切り替える動作の具体例については後述する。
インバータ２００は、電圧型インバータ回路を含んで構成される。インバータ２００は、正弦波ＰＷＭ制御器１０２からのスイッチング指令信号、又は、過変調ＰＷＭ制御器１０４からのスイッチング指令信号、又は、矩形波電圧制御器１０６からの矩形波電圧を受けて、３相の疑似正弦波電圧を生成する。その疑似正弦波電圧は交流電動機３００に印加される。交流電動機３００は、例えば永久磁石同期（ＰＭ）モータ等の同期モータを含んで構成される。交流電動機３００は、インバータ２００から３相の疑似正弦波電圧を受けて、回転子を回転させる。
インバータ２００から交流電動機３００への電力供給ライン上には電流センサ２０２が取り付けられており、それらでリアルタイムに検出される電流値（３相のうちの２相の電流値ｉｕ，ｉｗ）が３相／ｄｑ軸変換器２０４に入力される。３相／ｄｑ軸変換器２０４は、電流値ｉｕ，ｉｗをｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑに変換して出力する。
また、交流電動機３００には、回転子の回転位置（回転角度）θｅを検出するためのレゾルバ３０２が付設されている。レゾルバ３０２は、交流電動機３００の回転子の回転位置θｅを検出して回転周波数計算器３０４へ出力する。回転周波数計算器３０４は、レゾルバ３０２からの回転位置θｅを用いて、交流電動機３００の回転子の回転周波数（回転数）ωｅを演算して出力する。
次に、過変調ＰＷＭ制御器１０４の構成例について説明する。電流制御器２０には、３相／ｄｑ軸変換器２０４からのｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑが入力されるとともに、電流指令作成器１１０からのｄ軸電流指令ｉｄ*及びｑ軸電流指令ｉｑ*が入力される。電流制御器２０は、ｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑがそれぞれｄ軸電流指令ｉｄ*及びｑ軸電流指令ｉｑ*に近づくように（理想的にはｄ軸電流指令ｉｄ*及びｑ軸電流指令ｉｑ*となるように）、補償前のｄ軸電圧指令ｖｄB及びｑ軸電圧指令ｖｑBを演算して出力する。この電流制御器２０によって、トルク指令Ｔ*に応じた電圧振幅及び位相であり、電圧振幅が三角波キャリアのピーク値を超えるｄ軸電圧指令ｖｄB及びｑ軸電圧指令ｖｑBが演算される。電圧振幅計算器２１は、電流制御器２０からの補償前のｄ軸電圧指令ｖｄB及びｑ軸電圧指令ｖｑBに基づいて、補償前の電圧指令振幅ＥB＝（ｖｄB 2＋ｖｑB 2）0.5及び位相を演算する。電圧振幅線形補償部２２は、電流制御器２０からのｄ軸電圧指令ｖｄB及びｑ軸電圧指令ｖｑBと電圧振幅計算器２１からの電圧指令振幅ＥBとを受けて、ｄ軸電圧指令ｖｄB及びｑ軸電圧指令ｖｑBを線形補償したｄ軸電圧指令ｖｄ及びｑ軸電圧指令ｖｑを演算して出力する。ここでの線形補償の詳細については後述する。ｄｑ軸／３相変換器２４は、レゾルバ３０２からの回転位置θｅを基準として、電圧振幅線形補償部２２による線形補償後のｄ軸電圧指令ｖｄ及びｑ軸電圧指令ｖｑを３相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の電圧指令ｖｕ，ｖｖ，ｖｗに変換してＰＷＭ発生器２６へ出力する。ＰＷＭ発生器２６は、３相電圧指令ｖｕ，ｖｖ，ｖｗと三角波キャリアとを比較することによって、３相電圧指令ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの振幅に対応するパルス幅を有するスイッチング指令を生成して出力する。ここでは、三角波キャリアと比較される３相電圧指令ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは、ある設定周期（例えば三角波キャリアに同期した周期）で更新される。同期ＰＷＭ制御器２８は、回転周波数計算器３０４で演算された交流電動機３００の回転周波数（回転数）ωｅに基づいて、三角波キャリアの周波数ｆｃと相電圧指令１周期あたりの三角波キャリアの数（三角波キャリア周波数ｆｃ／相電圧指令周波数ｆｍ、以下同期数とする）Ｋを決定し、３相電圧指令ｖｕ，ｖｖ，ｖｗと三角波キャリアの位相を制御する。ここでの位相制御の詳細については後述する。なお、電圧振幅計算器２１、電圧振幅線形補償部２２、ｄｑ軸／３相変換器２４、ＰＷＭ発生器２６、及び同期ＰＷＭ制御器２８による処理については、例えば三角波キャリア周期に同期して行うことができる。一方、電流指令作成器１１０、電流制御器２０、及び３相／ｄｑ軸変換器２０４による処理については、例えば一定周期で行うことができ、必ずしも三角波キャリアに同期して行う必要はない。
なお、正弦波ＰＷＭ制御器１０２及び矩形波電圧制御器１０６の具体的構成については、公知技術を用いて実現可能なため、ここでは詳細な説明を省略する。例えば、正弦波ＰＷＭ制御器１０２については、図２に示す過変調ＰＷＭ制御器１０４の構成例から電圧振幅線形補償部２２及び電圧振幅特性記憶部２９を省略した構成とすることもできる。
相電圧指令（３相電圧指令ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）の振幅が三角波キャリアのピーク値を超える過変調ＰＷＭ制御においては、３相電圧指令ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの振幅の直線的増加に対して、インバータ２００から出力されるパルス幅変調電圧の基本波成分の振幅は直線的に増加せず、パルス幅変調電圧の基本波成分の振幅が３相電圧指令ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの振幅に比べて小さくなる。そのため、電圧振幅線形補償部２２において、インバータ２００の出力電圧（パルス幅変調電圧）の基本波振幅が電圧振幅計算器２１で演算された電圧指令振幅ＥB通りになるように、ｄ軸電圧指令ｖｄB及びｑ軸電圧指令ｖｑBを補正して電圧指令振幅ＥBを補正している。ここでは、電圧指令振幅とパルス幅変調電圧の基本波振幅との関係を表す電圧振幅特性マップを電圧振幅特性記憶部２９に予め記憶しておく。そして、電圧振幅線形補償部２２は、電圧振幅特性記憶部２９から読み出した電圧振幅特性マップを用いて、パルス幅変調電圧の基本波振幅を電圧指令振幅ＥBに一致させるために必要な電圧指令振幅を算出し、この算出した電圧指令振幅を基に補正後のｄ軸電圧指令ｖｄ及びｑ軸電圧指令ｖｑを算出する。これによって、ｄ軸電圧指令ｖｄB及びｑ軸電圧指令ｖｑBを線形補償することができ、電圧指令振幅ＥBの直線的増加に対してパルス幅変調電圧の基本波振幅を直線的に増加させることが可能となる。
ただし、電圧指令振幅が同じであっても、同期数（相電圧指令１周期あたりの三角波キャリアの数）Ｋが変化した場合は、インバータ２００の出力電圧（パルス幅変調電圧）の基本波振幅が変化する。ここで、電圧指令振幅を一定にした状態で同期数Ｋを変化させてパルス幅変調電圧の基本波振幅を調べた結果を図５に示す。図５に示す結果においては、相電圧指令の正から負へのゼロクロス点と三角波キャリアの谷から山移行の中間点とが同期するよう（例えば図７（ａ）に示す状態）相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相を決定し、電圧指令振幅を三角波キャリアの振幅の２倍とし、三角波キャリアに対する相電圧指令の更新タイミングを連続としている。図５に示すように、電圧指令振幅が一定であっても、同期数Ｋの変化に対してパルス幅変調電圧の基本波振幅が変化していることがわかる。
さらに、電圧指令振幅が同じであっても、相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相が変化した場合も、パルス幅変調電圧の基本波振幅が変化する。ここで、電圧指令振幅を一定にした状態で相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相を変化させてパルス幅変調電圧の基本波振幅を調べた結果を図６に示す。図６に示す結果においては、同期数Ｋを９とし、電圧指令振幅を三角波キャリアの振幅の２倍とし、相電圧指令の更新タイミングを連続としている。また、図６において、位相９０°は相電圧指令の正から負へのゼロクロス点と三角波キャリアの谷から山移行の中間点とが同期する状態（例えば図７（ａ）に示す状態）を表し、位相１８０°は相電圧指令の正から負へのゼロクロス点と三角波キャリアの山（頂点）とが同期する状態（例えば図７（ｂ）に示す状態）を表し、位相２７０°は相電圧指令の正から負へのゼロクロス点と三角波キャリアの山から谷移行の中間点とが同期する状態（例えば図７（ｃ）に示す状態）を表す。図６に示すように、電圧指令振幅が一定であっても、相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相の変化に対してパルス幅変調電圧の基本波振幅が変化していることがわかる。
さらに、電圧指令振幅が同じであっても、相電圧指令の更新タイミングが変化した場合も、パルス幅変調電圧の基本波振幅が変化する。ここで、電圧指令振幅を一定にした状態で三角波キャリアに対する相電圧指令の更新タイミングを変化させてパルス幅変調電圧の基本波振幅を調べた結果を図８に示す。図８に示す結果においては、同期数Ｋを９とし、電圧指令振幅を三角波キャリアの振幅の２倍とし、相電圧指令の正から負へのゼロクロス点と三角波キャリアの谷から山移行の中間点とが同期するよう（例えば図７（ａ）に示す状態）相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相を決定している。また、図８において、「連続」は相電圧指令を連続的に（アナログ的に）更新した場合を表し、「全周期」は相電圧指令を三角波キャリアの１周期毎に（三角波キャリアの谷毎に）更新した場合を表し、「半周期」は相電圧指令を三角波キャリアの１／２周期毎に（三角波キャリアの山及び谷毎に）更新した場合を表す。図８に示すように、電圧指令振幅が一定であっても、相電圧指令の更新タイミングの変化に対してパルス幅変調電圧の基本波振幅が変化していることがわかる。
このように、電圧指令振幅が同じであっても、同期数Ｋや、相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相や、相電圧指令の更新タイミングの変化に応じて、インバータ２００の出力電圧（パルス幅変調電圧）の基本波振幅が変化する。この基本波振幅の変化によって、電圧指令振幅通りの基本波振幅が得られなくなり、その結果、過変調ＰＷＭ制御の制御性の低下を招くことになる。
そこで、本実施形態では、電圧振幅線形補償部２２は、同期ＰＷＭ制御器２８からの同期数Ｋに応じてｄ軸電圧指令ｖｄB及びｑ軸電圧指令ｖｑBを補正して電圧指令振幅ＥBを補正する。ここでは、電圧振幅特性記憶部２９は、電圧指令振幅とパルス幅変調電圧の基本波振幅との関係が同期数Ｋに応じて異なる複数通りの電圧振幅特性マップを同期数Ｋと対応付けて記憶している。そして、電圧振幅線形補償部２２は、同期数Ｋに対応する電圧振幅特性マップを電圧振幅特性記憶部２９から読み出し、この読み出した電圧振幅特性マップを用いてｄ軸電圧指令ｖｄB及びｑ軸電圧指令ｖｑB（電圧指令振幅ＥB）を補正する。
ここでの電圧振幅特性マップの一例を図９，１０に示す。図９（ａ）は同期数Ｋ＝６に対応する電圧振幅特性マップ、図９（ｂ）は同期数Ｋ＝９に対応する電圧振幅特性マップ、図９（ｃ）は同期数Ｋ＝１２に対応する電圧振幅特性マップ、図９（ｄ）は同期数Ｋ＝１５に対応する電圧振幅特性マップ、図９（ｅ）は同期数Ｋ＝１８に対応する電圧振幅特性マップ、図９（ｆ）は同期数Ｋ＝２１に対応する電圧振幅特性マップ、図１０（ａ）は同期数Ｋ＝２４に対応する電圧振幅特性マップ、図１０（ｂ）は同期数Ｋ＝２７に対応する電圧振幅特性マップを表す。ただし、図９，１０に示す電圧振幅特性マップにおいて、基本波振幅及び電圧指令振幅の値は、三角波キャリアの振幅で割った値としている。例えば、同期数Ｋ＝６、電圧指令振幅ＥB＝１．２（三角波キャリア振幅の１．２倍）の場合は、パルス幅変調電圧の基本波振幅を１．２（三角波キャリア振幅の１．２倍）にするために、図９（ａ）に示す電圧振幅特性マップを用いて電圧指令振幅の値を２．２（三角波キャリア振幅の２．２倍）に補正する。一方、同期数Ｋ＝９、電圧指令振幅ＥB＝１．２（三角波キャリア振幅の１．２倍）の場合は、パルス幅変調電圧の基本波振幅を１．２（三角波キャリア振幅の１．２倍）にするために、図９（ｂ）に示す電圧振幅特性マップを用いて電圧指令振幅の値を１．９（三角波キャリア振幅の１．９倍）に補正する。このように、同期数Ｋに応じて異なる電圧振幅特性マップを用いて電圧指令振幅を補正することにより、同期数Ｋが変化することでパルス幅変調電圧の基本波振幅が変化するのを抑止することができる。
なお、図９，１０に示す電圧振幅特性マップ作成時における相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相の条件は、同期数Ｋが奇数の場合は、相電圧指令の正から負へのゼロクロス点が三角波キャリアの谷から山移行の中間点と同期する条件（例えば図１１に示す条件）であり、同期数Ｋが偶数の場合は、相電圧指令のゼロクロス点が三角波キャリアの山と同期する条件（例えば図１２に示す条件）である。そのため、同期ＰＷＭ制御器２８は、同期数Ｋが奇数の場合は、相電圧指令の正から負へのゼロクロス点を三角波キャリアの谷から山移行の中間点と同期させるように相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相を制御し、同期数Ｋが偶数の場合は、相電圧指令のゼロクロス点を三角波キャリアの山と同期させるように相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相を制御する。このように、同期数Ｋに応じた電圧振幅特性マップにより電圧指令振幅が補正される場合は、同期ＰＷＭ制御器２８は、相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相をこの電圧振幅特性マップ作成時の位相と一致させるように制御する。これによって、同一の同期数Ｋに対して相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相の条件が同一となり、相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相が変化することでパルス幅変調電圧の基本波振幅が変化するのが抑止される。なお、相電圧指令と三角波キャリアの位相を制御する技術自体は公知であるため、ここでは詳細な説明を省略する（例えば前記の特許文献３，４等を参照されたい）。また、図９，１０に示す電圧振幅特性マップ作成時における相電圧指令の更新タイミングの条件は、例えば図１４に示すように、相電圧指令の更新タイミングが三角波キャリアの山及び谷（三角波キャリアの半周期）となる条件である。
図１１に示すように、同期数Ｋが奇数の場合に相電圧指令の正から負へのゼロクロス点を三角波キャリアの谷から山移行の中間点と同期させると、相電圧指令と三角波キャリアとの比較結果（出力パルス）が相電圧指令の正領域と負領域とで同じ形状となり、相電圧指令の最大値（最小値）を中心に対称となる。そして、相電圧指令の最大値でインバータアームの上側のスイッチング素子がオン状態となる。この条件により、パルス幅変調電圧の基本波振幅を正弦波ＰＷＭ制御における基本波振幅最大値から矩形波電圧制御における基本波振幅値まで制御することができる。
一方、同期数Ｋが偶数の場合は、図１３に示すように、相電圧指令の絶対値のゼロクロス点を三角波キャリアの山と同期させ、相電圧指令の負領域において相電圧指令の絶対値と三角波キャリアとの比較結果を反転させて出力パルスを生成することが好ましい。ただし、過変調ＰＷＭ制御器１０４をマイコンにより構成する場合は、比較結果の反転／非反転を瞬時に切り替えることが困難となる。そのため、本実施形態では、同期数Ｋが偶数の場合は、図１２に示すように、相電圧指令のゼロクロス点を三角波キャリアの山と同期させる（相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相を１８０°に制御する）ものとした。
例えば図１４（ａ）に示すように、同期数Ｋが偶数の場合に相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相を９０°に制御すると、相電圧指令の値が０であるときに相電圧指令と三角波キャリアとが必ず交わるため、電圧指令振幅を増大させても相電圧指令と三角波キャリアとの比較結果（出力パルス）が相電圧指令１周期あたりに１パルスとならない場合がある。これに対して、図１４（ｂ）に示すように、相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相を１８０°に制御することで、電圧指令振幅が増大したときに相電圧指令と三角波キャリアとの比較結果（出力パルス）を相電圧指令１周期あたりに１パルスとすることが可能となり、パルス幅変調電圧の基本波振幅を正弦波ＰＷＭ制御における基本波振幅最大値から矩形波電圧制御における基本波振幅値まで制御することができる。なお、図１４（ａ），（ｂ）は、同期数Ｋ＝６、相電圧指令の更新タイミングが三角波キャリアの山及び谷（三角波キャリアの半周期）である例を示している。
交流電動機３００の回転数ωｅに対する三角波キャリア周波数ｆｃ及び同期数Ｋの関係の一例を図１５〜１７に示す。ここでは、ビート現象がおきないように、三角波キャリアの周波数ｆｃ及び相電圧指令の周波数ｆｍを３の倍数にすることが好ましい。図１５は、同期数Ｋ（ｆｃ／ｆｍ）として３の倍数（奇数及び偶数の両方を含む）を用いた場合の例を示し、図１６は、同期数Ｋとして３の倍数で奇数のみを用いた場合の例を示し、図１７は、同期数Ｋとして３の倍数で奇数と６を用いた場合の例を示す。図１５〜１７に示す例では、交流電動機３００の回転数ωｅの増大に対して同期数Ｋが減少している。そして、同期数Ｋが変化しない回転数ωｅの範囲では、回転数ωｅの増大に対して三角波キャリア周波数ｆが増大している。また、図１６に示すように、同期数Ｋとして３の倍数で奇数のみを用いると三角波キャリア周波数ｆｃの変化幅が増大するが、図１５，１７に示すように、同期数Ｋとして３の倍数で奇数及び偶数の両方を用いることで、三角波キャリア周波数ｆｃの変化幅を減少させることができる。
以上説明した本実施形態では、過変調ＰＷＭ制御において、同期数Ｋに応じて異なる電圧振幅特性マップを用いて電圧指令振幅を補正することにより、同期数Ｋが変化することで交流電動機３００に印加されるパルス幅変調電圧の基本波振幅が変化するのを抑止することができる。したがって、過変調ＰＷＭ制御において、相電圧指令１周期あたりの三角波キャリアの数が少ない（同期数Ｋの値が小さい）場合であっても、パルス幅変調電圧の基本波振幅を電圧指令振幅通りに安定して制御することができる。その結果、過変調ＰＷＭ制御の制御性を向上させることができ、特に、相電圧指令１周期あたりの三角波キャリアの数が少なく、矩形波（相電圧指令１周期あたり１パルス）に近い高電圧域での制御性を向上させることができる。
以上の実施形態の説明では、同期数Ｋが奇数の場合は、相電圧指令の正から負へのゼロクロス点を三角波キャリアの谷から山移行の中間点と同期させる条件で電圧振幅特性マップを作成して相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相を制御し、同期数Ｋが偶数の場合は、相電圧指令のゼロクロス点を三角波キャリアの山と同期させる条件で電圧振幅特性マップを作成して相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相を制御するものとした。ただし、本実施形態では、相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相については、任意に設定することが可能である。相電圧指令と三角波キャリアの相対的な位相を変化させる場合は、その位相に応じた電圧振幅特性マップを作成し直す。同様に、相電圧指令の更新タイミングについても、任意に設定することが可能である。相電圧指令の更新タイミングを変化させる場合は、その更新タイミングに応じた電圧振幅特性マップを作成し直す。
また、本実施形態では、三角波キャリアに対する相電圧指令の更新タイミングを変化させる場合は、電圧振幅線形補償部２２は、相電圧指令の更新タイミングに応じてｄ軸電圧指令ｖｄB及びｑ軸電圧指令ｖｑBを補正して電圧指令振幅ＥBを補正することもできる。この場合は、電圧振幅特性記憶部２９は、電圧指令振幅とパルス幅変調電圧の基本波振幅との関係が相電圧指令の更新タイミングに応じて異なる複数通りの電圧振幅特性マップを相電圧指令の更新タイミングと対応付けて記憶している。例えば、電圧振幅特性記憶部２９は、相電圧指令を三角波キャリア半周期毎に（例えば三角波キャリアの山及び谷毎に）更新する場合に対応する電圧振幅特性マップと、相電圧指令を三角波キャリア全周期毎に（例えば三角波キャリアの山または谷毎に）更新する場合に対応する電圧振幅特性マップと、を記憶することができる。さらに、電圧振幅特性記憶部２９は、相電圧指令を三角波キャリアより十分短い周期毎にほぼ連続的に更新する場合に対応する電圧振幅特性マップを記憶することもできる。そして、電圧振幅線形補償部２２は、相電圧指令の更新タイミングに応じて異なる電圧振幅特性マップを電圧振幅特性記憶部２９から読み出し、この読み出した電圧振幅特性マップを用いてｄ軸電圧指令ｖｄB及びｑ軸電圧指令ｖｑB（電圧指令振幅ＥB）を補正する。これによって、過変調ＰＷＭ制御において、相電圧指令の更新タイミングが変化することでパルス幅変調電圧の基本波振幅が変化するのを抑止することができる。したがって、過変調ＰＷＭ制御において、パルス幅変調電圧の基本波振幅を電圧指令振幅通りに安定して制御することができる。
次に、制御モード判定器１０８が交流電動機３００の制御モードを選択的に切り替える場合の好適な例について説明する。
制御モード判定器１０８は、例えば図１８に示すフローチャートに沿って駆動制御装置１００の制御モードの切り替えを行うことができる。制御が開始されると、ステップＳ１０において現在の制御モードが判定される。正弦波ＰＷＭ制御器１０２が選択されている場合にはステップＳ１２に処理が移行され、過変調ＰＷＭ制御器１０４が選択されている場合にはステップＳ１４に処理が移行され、矩形波電圧制御器１０６が選択されている場合にはステップＳ１６に処理が移行される。
ステップＳ１２では、三角波キャリア電圧Ｖｃのピーク値の絶対値｜ＶｃP｜を基準として必要電圧振幅ＶRの絶対値｜ＶR｜に応じて制御モードの切り替えの判断が行われる。必要電圧振幅ＶRは、数式（２）に基づいて算出することができる。
Figure 2008312420
ここで、電流振幅絶対値｜Ｉ｜は数式（３）により算出することができ、電力Ｐ及び力率φは数式（４），（５）により算出することができる。
Figure 2008312420
正弦波ＰＷＭ制御器１０２において３次高調波成分を含まない正弦波状変調が行われている場合には、制御の閾値電圧｜Ｖ1｜は三角波キャリア電圧Ｖｃのピーク値の絶対値｜ＶｃP｜に設定される。必要電圧振幅ＶRの絶対値｜ＶR｜が閾値電圧｜Ｖ1｜未満である場合にステップＳ２０に処理が移行されて、交流電動機３００は正弦波ＰＷＭ制御器１０２によって制御され続ける。一方、交流電動機３００の回転数が上昇し、図１９の点Ｘに示すように、必要電圧振幅ＶRの絶対値｜ＶR｜が閾値電圧｜Ｖ1｜以上となった場合にはステップＳ２２に処理が移行されて、交流電動機３００の制御は正弦波ＰＷＭ制御器１０２から過変調ＰＷＭ制御器１０４へと移行される。なお、図１９において、横軸は回転数を示し、縦軸は電圧振幅を示している。
ステップＳ１４に処理が移行された場合、三角波キャリア電圧Ｖｃのピーク値の絶対値｜ＶｃP｜を基準として必要電圧振幅ＶRの絶対値｜ＶR｜に応じて制御モードの切り替えの判断が行われる。ここでは、判断の基準となる閾値電圧｜Ｖ2｜は、三角波キャリア電圧Ｖｃのピーク値の絶対値｜ＶｃP｜の１．２７倍（４／π倍）に設定される。
必要電圧振幅ＶRの絶対値｜ＶR｜が閾値電圧｜Ｖ2｜未満である場合にステップＳ１８に処理が移行され、閾値電圧｜Ｖ2｜以上である場合にステップＳ２４に処理が移行される。ステップＳ１８では、必要電圧振幅ＶRの絶対値｜ＶR｜が閾値電圧｜Ｖ1−α1｜未満である場合にステップＳ２０に処理が移行され、閾値電圧｜Ｖ1−α1｜以上である場合にステップＳ２２に処理が移行される。ここで、α1は正の値を有するオフセット電圧値であり、交流電動機３００の制御が閾値電圧｜Ｖ1｜を境に正弦波ＰＷＭ制御モードと過変調ＰＷＭ制御モードとの間でチャタリングを起こさないように、正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調ＰＷＭ制御モードへの移行時と過変調ＰＷＭ制御モードから正弦波ＰＷＭ制御モードへの移行時とにおいて閾値電圧を異ならせるために用いられる。例えば、α1は閾値電圧｜Ｖ1｜の１％以上１０％以下に設定することが好適である。
ステップＳ２２に処理が移行された場合、交流電動機３００は過変調ＰＷＭ制御器１０４によって制御され続ける。一方、図１９の点Ｙに示すように、必要電圧振幅ＶRの絶対値｜ＶR｜が閾値電圧｜Ｖ2｜以上となりステップＳ２４に処理が移行された場合、交流電動機３００の制御は過変調ＰＷＭ制御器１０４から矩形波電圧制御器１０６へと移行される。逆に、必要電圧振幅ＶRの絶対値｜ＶR｜が閾値電圧｜Ｖ1−α1｜未満まで低下してステップＳ２０に処理が移行された場合、交流電動機３００の制御は過変調ＰＷＭ制御器１０４から正弦波ＰＷＭ制御器１０２へと戻される。
ステップＳ１６に処理が移行された場合、必要電圧振幅ＶＲの絶対値｜ＶR｜が閾値電圧｜Ｖ2−α2｜以上である場合にはステップＳ２４に処理が移行され、閾値電圧｜Ｖ2−α2｜未満となった場合にステップＳ２２に処理が移行される。ここで、α2は正の値を有するオフセット電圧値であり、交流電動機３００の制御が閾値電圧｜Ｖ2｜を境に過変調ＰＷＭ制御モードと矩形波電圧制御モードの間でチャタリングを起こさないように、過変調ＰＷＭ制御モードから矩形波電圧制御モードへの移行時と矩形波電圧制御モードから過変調ＰＷＭ制御モードへの移行時とにおいて閾値電圧を異ならせるために用いられる。例えば、α２は閾値電圧｜Ｖ2｜の１％以上１０％以下に設定することが好適である。
ステップＳ２４に処理が移行された場合、交流電動機３００は矩形波電圧制御器１０６によって制御され続ける。一方、必要電圧振幅ＶRの絶対値｜ＶR｜が閾値電圧｜Ｖ2−α2｜未満まで低下してステップＳ２２に処理が移行された場合、交流電動機３００の制御は矩形波電圧制御器１０６から過変調ＰＷＭ制御器１０４へと戻される。
このように、必要電圧振幅ＶRを用いて交流電動機３００の制御モードの切り替え処理を行うことによって、図２０に示すように、矩形波電圧制御器１０６による制御状態（図１９及び図２０の点Ｚ）から過変調ＰＷＭ制御器１０４による制御状態（図１９及び図２０の点Ｘと点Ｙとの間）への制御の切り替えの遅れを生ずることがなくなる。そうすると、交流電動機３００へ供給される電流の電流位相が最適電流位相からずれる幅が狭くなり、ハンチング（振動）を抑制することができる。その結果、交流電動機３００の駆動制御を安定化させることができる。
なお、正弦波ＰＷＭ制御器１０２において３次高調波成分を含む変調が行われている場合には、制御の閾値電圧｜Ｖ1｜は三角波キャリア電圧Ｖｃのピーク値の絶対値｜ＶｃP｜の１．１５倍に設定することが好適である。この場合、図１８のフローチャートに沿った交流電動機３００の駆動制御モードの切り替えは、図２１に示すようなものとなる。なお、図２１において、横軸は回転数を示し、縦軸は電圧振幅を示している。
以上の実施形態の説明では、交流電動機３００に印加される電圧を制御する制御器を、正弦波ＰＷＭ制御器１０２と過変調ＰＷＭ制御器１０４と矩形波電圧制御器１０６とに選択的に切り替えるものとした。ただし、本実施形態では、矩形波電圧制御器１０６を省略し、交流電動機３００に印加される電圧を制御する制御器を、正弦波ＰＷＭ制御器１０２と過変調ＰＷＭ制御器１０４とに選択的に切り替えることも可能である。
以上、本発明を実施するための形態について説明したが、本発明はこうした実施形態に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係る交流電動機の駆動制御装置に用いられる過変調ＰＷＭ制御器の概略構成を示すブロック図である。 正弦波ＰＷＭ制御器での変調処理を説明するための図である。 過変調ＰＷＭ制御器での変調処理を説明するための図である。 電圧指令振幅を一定にした状態で同期数を変化させてパルス幅変調電圧の基本波振幅を調べた結果を示す図である。 電圧指令振幅を一定にした状態で相電圧指令と三角波キャリアの位相を変化させてパルス幅変調電圧の基本波振幅を調べた結果を示す図である。 相電圧指令と三角波キャリアの位相の一例を示す図である。 電圧指令振幅を一定にした状態で相電圧指令の更新タイミングを変化させてパルス幅変調電圧の基本波振幅を調べた結果を示す図である。 電圧指令振幅とパルス幅変調電圧の基本波振幅との関係を表す電圧振幅特性マップの一例を示す図である。 電圧指令振幅とパルス幅変調電圧の基本波振幅との関係を表す電圧振幅特性マップの一例を示す図である。 同期数が奇数の場合における相電圧指令と三角波キャリアの位相の一例を示す図である。 同期数が偶数の場合における相電圧指令と三角波キャリアの位相の一例を示す図である。 同期数が偶数の場合における相電圧指令と三角波キャリアの理想的な位相の一例を示す図である。 相電圧指令と三角波キャリアの位相の一例を示す図である。 交流電動機の回転数に対する三角波キャリア周波数及び同期数の関係の一例を示す図である。 交流電動機の回転数に対する三角波キャリア周波数及び同期数の関係の一例を示す図である。 交流電動機の回転数に対する三角波キャリア周波数及び同期数の関係の一例を示す図である。 交流電動機の制御モードを選択的に切り替える処理の一例を説明するフローチャートである。 交流電動機の回転数及び電圧振幅と駆動制御モードとの関係の一例を示す図である。 ｄ軸電流値とｑ軸電流値の変化を示すリサージュ図である。 交流電動機の回転数及び電圧振幅と駆動制御モードとの関係の一例を示す図である。
符号の説明
２０ 電流制御器、２１ 電圧振幅演算器、２２ 電圧振幅線形補償部、２４ ｄｑ軸／３相変換器、２６ ＰＷＭ発生器、２８ 同期ＰＷＭ制御器、２９ 電圧振幅特性記憶部、１００ 駆動制御装置、１０２ 正弦波ＰＷＭ制御器、１０４ 過変調ＰＷＭ制御器、１０６ 矩形波電圧制御器、１０８ 制御モード判定器、１０９ 切替器、１１０ 電流指令作成器、２００ インバータ、２０２ 電流センサ、２０４ ３相／ｄｑ軸変換器、３００ 交流電動機、３０２ レゾルバ、３０４ 回転周波数計算器。

Claims (7)

  1. 交流電動機と、インバータと、
    振幅が三角波キャリアのピーク値を超える相電圧指令と当該三角波キャリアとの比較結果に基づいて、インバータから出力され交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御する過変調ＰＷＭ制御手段と、
    を備える交流電動機の駆動制御装置であって、
    過変調ＰＷＭ制御手段は、
    検出したｄ軸電流及びｑ軸電流がｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令となるようにｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を演算する電圧指令演算部と、
    電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令から電圧指令振幅を演算する電圧振幅計算器と、
    前記パルス幅変調電圧の基本波振幅が電圧振幅計算器で演算された電圧指令振幅通りになるように、電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を補正する電圧指令補正部と、
    電圧指令補正部で補正されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を相電圧指令に変換して出力する電圧指令変換部と、
    電圧指令変換部からの相電圧指令と前記三角波キャリアの位相を制御する同期ＰＷＭ制御部と、
    を含み、
    電圧指令補正部は、電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を、相電圧指令１周期あたりの前記三角波キャリアの数である同期数に応じて補正する、交流電動機の駆動制御装置。
  2. 請求項１に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
    電圧指令補正部は、電圧指令振幅とパルス幅変調電圧の基本波振幅との関係が前記同期数に応じて異なる振幅特性を用いて、電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を補正する、交流電動機の駆動制御装置。
  3. 請求項１または２に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
    同期ＰＷＭ制御部は、交流電動機の回転数に基づいて前記同期数を決定する、交流電動機の駆動制御装置。
  4. 交流電動機と、インバータと、
    振幅が三角波キャリアのピーク値を超える相電圧指令と当該三角波キャリアとの比較結果に基づいて、インバータから出力され交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御する過変調ＰＷＭ制御手段と、
    を備える交流電動機の駆動制御装置であって、
    過変調ＰＷＭ制御手段は、
    検出したｄ軸電流及びｑ軸電流がｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令となるようにｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を演算する電圧指令演算部と、
    電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令から電圧指令振幅を演算する電圧振幅計算器と、
    前記パルス幅変調電圧の基本波振幅が電圧振幅計算器で演算された電圧指令振幅通りになるように、電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を補正する電圧指令補正部と、
    電圧指令補正部で補正されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を相電圧指令に変換して出力する電圧指令変換部と、
    電圧指令変換部からの相電圧指令と前記三角波キャリアの位相を制御する同期ＰＷＭ制御部と、
    を含み、
    前記三角波キャリアと比較される相電圧指令は、設定周期毎に更新され、
    電圧指令補正部は、電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を、前記相電圧指令の更新タイミングに応じて補正する、交流電動機の駆動制御装置。
  5. 請求項４に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
    電圧指令補正部は、電圧指令振幅とパルス幅変調電圧の基本波振幅との関係が前記相電圧指令の更新タイミングに応じて異なる振幅特性を用いて、電圧指令演算部で演算されたｄ軸電圧指令及びｑ軸電圧指令を補正する、交流電動機の駆動制御装置。
  6. 請求項１〜５のいずれか１に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
    振幅が三角波キャリアのピーク値を超えない相電圧指令と当該三角波キャリアとの比較結果に基づいて、インバータから出力され交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御する正弦波ＰＷＭ制御手段と、
    交流電動機に印加される電圧を制御する手段を、正弦波ＰＷＭ制御手段と過変調ＰＷＭ制御手段とに選択的に切り替える制御切替手段と、
    をさらに備える、交流電動機の駆動制御装置。
  7. 請求項１〜５のいずれか１に記載の交流電動機の駆動制御装置であって、
    振幅が三角波キャリアのピーク値を超えない相電圧指令と当該三角波キャリアとの比較結果に基づいて、インバータから出力され交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御する正弦波ＰＷＭ制御手段と、
    相電圧指令１周期に１つのパルスを出力する矩形波電圧の位相を制御して、インバータから出力され交流電動機に印加される矩形波電圧を制御する矩形波電圧制御手段と、
    交流電動機に印加される電圧を制御する手段を、正弦波ＰＷＭ制御手段と過変調ＰＷＭ制御手段と矩形波電圧制御手段とに選択的に切り替える制御切替手段と、
    をさらに備える、交流電動機の駆動制御装置。
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