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KR0161051B1 - 디지틀 tv 전송장치 - Google Patents

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KR0161051B1
KR0161051B1 KR1019940006012A KR19940006012A KR0161051B1 KR 0161051 B1 KR0161051 B1 KR 0161051B1 KR 1019940006012 A KR1019940006012 A KR 1019940006012A KR 19940006012 A KR19940006012 A KR 19940006012A KR 0161051 B1 KR0161051 B1 KR 0161051B1
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KR
South Korea
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signal
data
transmission
receiver
error correction
Prior art date
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Application number
KR1019940006012A
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English (en)
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KR940023243A (ko
Inventor
미쯔아키 오오시마
Original Assignee
모리시타 요이찌
마쯔시다덴기산교 가부시기가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 모리시타 요이찌, 마쯔시다덴기산교 가부시기가이샤 filed Critical 모리시타 요이찌
Publication of KR940023243A publication Critical patent/KR940023243A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR0161051B1 publication Critical patent/KR0161051B1/ko
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Abstract

본 발명은 디지틀신호를 전송하는 전송장치에 있어서 주파수대가 제한되어 있는 경우에 전송정보량을 증대할 수 없는 것을 해결하고 동일 주파수대에서 보다 많은 정보를 전송하는 송수신시스템을 제공하는 것을 목적으로 하고, 그 구성에 있어서, 송신기(1)에서는 m치의 QAM변조를 행하는 변조기(4)에 의해 n치의 제1데이터열과, p치의 제2데이터열과 제3데이터열을 신호스페이스다이어그램상의 신호점을 그룹화한 신호점군에 제1데이터열의 n치의 데이터를 할당해서 변형 m치의 QAM변조신호를 송신한다. 제1수신기(23)에서는 복조기(25)에 의해 n치의 제1데이터열을 제2수신기(33)에서는 제1데이터열과 제2데이터열을 제3수신기(43)에서는 제1데이터열, 제2데이터열, 제3데이터열을 복조함으로써, m치의 변형다치변조파를 수신한 경우 nm인 n치의 복조능력밖에 없는 수신기에서도 n치의 제1데이터열의 데이터를 복조하는 전송장치를 얻을 수 있는 것이다.

Description

디지틀 TV 전송장치
제1도는 본 발명의 제1실시예에 있어서의 전송장치의 시스템전체를 표시한 구성도.
제2도는 본 발명의 실시예 1의 송신기(1)의 블록도.
제3도는 본 발명의 실시예 1의 송신신호의 벡터도.
제4도는 본 발명의 실시예 1의 송신신호의 벡터도.
제5도는 본 발명의 실시예 1의 신호점으로의 코우드의 할당도.
제6도는 본 발명의 실시예 1의 신호전군으로의 코우딩도.
제7도는 본 발명의 실시예 1의 신호점군증의 신호점으로의 코우딩도.
제8도는 본 발명의 실시예 1의 신호점군과 신호점으로의 코우딩도.
제9도는 본 발명의 실시예 1의 송신신호의 신호점군의 임계치상태도.
제10도는 본 발명의 실시예 1의 변형 16치 QAM의 벡터도.
제11도는 본 발명의 실시예 1의 안테나반경 r2와 송신전력비 n의 관계도.
제12도는 본 발명의 실시예 1의 변형 64치 QAM의 신호점의 도면.
제13도는 본 발명의 실시예 1의 안테나반경 r3과 송신전력비 n의 관계도.
제14도는 본 발명의 실시예 1의 변형 64치 QAM의 신호군과 부신호점군의 벡터도.
제15도는 본 발명의 실시예 1의 변형 64치 QAM의 비율 A1, A2의 설명도.
제16도는 본 발명의 실시예 1의 안테나반경 r2, r3과 송신전력비 n16, n64의 관계도.
제17도는 본 발명의 실시예 1의 디지틀송신기의 블록도.
제18도는 본 발명의 실시예 1의 4PSK 변조의 신호스페이스다이어그램도.
제19도는 본 발명의 실시예 1의 제1수신기의 블록도.
제20도는 본 발명의 실시예 1의 4PSK 변조의 신호스페이스다이어그램도.
제21도는 본 발명의 실시예 1의 제2수신기의 블록도.
제22도는 본 발명의 실시예 1의 변형 16치 QAM의 신호벡터도.
제23도는 본 발명의 실시예 1의 변형 64치 QAM의 신호벡터도.
제24도는 본 발명의 실시예 1의 순서도.
제25도(a)는 본 발명의 실시예 1의 8치 QAM의 신호벡터도.
(b)는 본 발명의 실시예 1의 16치 QAM의 신호벡터도.
제26도는 본 발명의 실시예 1의 제3수신기의 블록도.
제27도는 본 발명의 실시예 1의 변형 64치 QAM의 신호점의 도면.
제28도는 본 발명의 실시예 1의 순서도.
제29도는 본 발명의 실시예 3에 있어서의 전송시스템의 전체구성도.
제30도는 본 발명의 실시예 3의 제1화상인코우더의 블록도.
제31도는 본 발명의 실시예 3의 제1화상디코우더의 블록도.
제32도는 본 발명의 실시예 3의 제2화상디코우더의 블록도.
제33도는 본 발명의 실시예 3의 제3화상디코우더의 블록도.
제34도는 본 발명의 실시예 3의 D1, D2, D3신호의 시간다중화의 설명도.
제35도는 본 발명의 실시예 3의 D1, D2, D3신호의 시간다중화의 설명도.
제36도는 본 발명의 실시예 3의 D1, D2, D3신호의 시간다중화의 설명도.
제37도는 본 발명의 실시예 4에 있어서의 전송장치의 시스템전체의 구성도.
제38도는 본 발명의 실시예 3에 있어서의 변형 16 QAM의 신호점의 벡터도.
제39도는 본 발명의 실시예 3에 있어서의 변형 16 QAM의 신호점의 벡터도.
제40도는 본 발명의 실시예 3에 있어서의 변형 64 QAM의 신호점의 벡터도.
제41도는 본 발명의 실시예 3의 시간측상의 신호배치도.
제42도는 본 발명의 실시예 3의 TDMA 방식의 시간축상의 신호배치도.
제43도는 본 발명의 실시예 3의 반송파재생회로의 블록도.
제44도는 본 발명의 실시예 3의 반송파재생의 원리도.
제45도는 본 발명의 실시예 3의 역변조방식의 반송파재생회로의 블록도.
제46도는 본 발명의 실시예 3의 16 QAM 신호의 신호점배치도.
제47도는 본 발명의 실시예 3의 64 QAM 신호의 신호점배치도.
제48도는 본 발명의 실시예 3의 16체배방식의 반송파재생회로의 블록도.
제49도는 본 발명의 실시예 3의 DV1, DH1, DV2, DH2, DV3, DH3신호의 시간다중화의 설명도.
제50도는 본 발명의 실시예 3의 DV1, DH1, DV2, DH2, DV3, DH3신호의 TDMA 방식의 시간다중화의 설명도.
제51도는 본 발명의 실시예 3의 DV1, DH1, DV2, DH2, DV3, DH3신호의 TDMA 방식의 시간다중화의 설명도.
제52도는 본 발명의 실시예 4에 있어서의 종래방식의 수신방해영역도.
제53도는 본 발명의 실시예 4에 있어서의 계층형 방송방식의 경우의 수신방해영역도.
제54도는 본 발명의 실시예 4에 있어서의 종래방식의 수신방해영역도.
제55도는 본 발명의 실시예 4에 있어서의 계층형 방송방식의 경우의 수신방해영역도.
제56도는 본 발명의 실시예 4에 있어서의 디지틀방송국 2국의 수신방해영역도.
제57도는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 변형 4ASK 신호의 신호점배치도.
제58도는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 변형 4ASK의 신호점배치도.
제59도(a)는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 변형 4ASK의 신호점배치도.
(b)는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 변형 4ASK의 신호점배치도.
제60도는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 낮은 C/N치의 경우 변형 4ASK 신호의 신호점배치도.
제61도는 실시예 5에 있어서의 4VSB, 8VSB의 송신기의 도면.
제62도(a)는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 ASK 신호 즉 필터링전의 다치 VSB 신호의 스펙틀도.
(b)는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 ASB 신호의 주파수분포도.
제63도는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 4VSB, 8VSB, 16VSB의 수신기의 블록도.
제64도는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 영상신호송신기의 블록도.
제65도는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 TV 수신기전체의 블록도.
제66도는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 다른 TV 수신기의 블록도.
제67도는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 위성·지상 TV 수신기의 블록도.
제68도(a)는 실시예 5, 6에 있어서의 8VSB의 신호점배치도.
(b)는 실시예 5, 6에 있어서의 8VSB의 신호점배치도.
(c)는 실시예 5, 6에 있어서의 8VSB의 신호-시간파형도.
제69도는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 화상인코우더의 다른 블록도.
제70도는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 분리회로 1개의 화상인코우더의 블록도.
제71도는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 화상디코우더의 블록도.
제72도는 본 발명의 실시예 5에 있어서의 합성기 1개의 화상디코우더의 블록도.
제73도는 본 발명에 의한 실시예 5의 송신신호의 시간배치도.
제74도(a)는 본 발명에 의한 실시예 5의 화상디코우더의 블록도.
(b)는 본 발명에 의한 실시예 5의 송신신호의 시간배치도.
제75도는 본 발명에 의한 실시예 5의 송신신호의 시간배치도.
제76도는 본 발명에 의한 실시예 5의 송신신호의 시간배치도.
제77도는 본 발명에 의한 실시예 5의 송신신호의 시간배치도.
제78도는 본 발명에 의한 실시예 5의 화상디코우더의 블록도.
제79도는 본 발명에 의한 실시예 5의 3계층의 송신신호의 시간배치도.
제80도는 본 발명에 의한 실시예 5의 화상디코우더의 블록도.
제81도는 본 발명에 의한 실시예 5의 송신신호의 시간배치도.
제82도는 본 발명에 의한 실시예 5의 D1의 화상디코우더의 블록도.
제83도는 본 발명에 의한 실시예 5의 주파수변조신호의 주파수-시간도.
제84도는 본 발명에 의한 실시예 5의 자기기록재생장치의 블록도.
제85도는 본 발명에 의한 실시예 2의 C/N과 계층번호의 관계도.
제86도는 본 발명에 의한 실시예 2의 전송거리와 C/N의 관계도.
제87도는 본 발명에 의한 실시예 2의 송신기의 블록도.
제88도는 본 발명에 의한 실시예 2의 수신기의 블록도.
제89도는 본 발명에 의한 실시예 2의 C/N-착오율의 관계도.
제90도는 본 발명에 의한 실시예 5의 3계층의 수신방해영역도.
제91도는 본 발명에 의한 실시예 7의 4계층의 수신방해영역도.
제92도는 본 발명에 의한 실시예 7의 계층전송도.
제93도는 본 발명에 의한 실시예 7의 분리회로의 블록도.
제94도는 본 발명에 의한 실시예 7의 합성부의 블록도.
제95도는 본 발명에 의한 실시예 7의 전송계층구조도.
제96도는 종래방식의 디지틀 TV 방송의 수신상태도.
제97도는 본 발명에 의한 실시예 7의 디지틀 TV 계층방송의 수신상태도.
제98도는 본 발명에 의한 실시예 7의 전송계층구조도.
제99도는 본 발명에 의한 실시예 3의 16SRQAM의 벡터도.
제100도는 본 발명에 의한 실시예 3의 32SRQAM의 벡터도.
제101도는 본 발명에 의한 실시예 3의 C/N-착오율의 관계도.
제102도는 본 발명에 의한 실시예 3의 C/N-착오율의 관계도.
제103도는 본 발명에 의한 실시예 3의 시프트량 n과 전송에 필요한 C/N의 관게도.
제104도는 본 발명에 의한 실시예 3의 시프트량 n과 전송에 필요한 C/N의 관게도.
제105도는 본 발명에 의한 실시예 3의 지상방송시의 송신안테나로부터의 거리와 신호레벨의 관계도.
제106도는 본 발명에 의한 실시예 3의 32SRQAM의 서비스영역도.
제107도는 본 발명에 의한 실시예 3의 32SRQAM의 서비스영역도.
제108도(a)는 종래 TV 신호의 주파수분포도.
(b)는 종래의 2계층의 TV 신호의 주파수분포도.
(c)는 본 발명의 실시예 3의 임계치를 표시한 도면.
(d)는 실시예 9의 2계층의 OFDM의 캐리어군의 주파수분포도.
(e)는 실시예 9의 3계층의 OFDM의 3개의 임계치를 표시한 도면.
제109도는 본 발명에 의한 실시예 3의 TV 신호시간배치도.
제110도는 본 발명에 의한 실시예 3의 C-CDM의 원리도.
제111도는 본 발명에 의한 실시예 3의 부호할당도.
제112도는 본 발명에 의한 실시예 3의 36QAM을 확장한 경우의 부호할당도.
제113도는 본 발명에 의한 실시예 5의 변조신호주파수배치도.
제114도는 본 발명에 의한 실시예 5의 자기기록재생장치의 블록도.
제115도는 본 발명에 의한 실시예 8의 휴대전화의 송수신기의 블록도.
제116도는 본 발명에 의한 실시예 8의 기지국의 블록도.
제117도는 종래방식의 통신용량과 트래픽의 분포도.
제118도는 본 발명에 의한 실시예 8의 통신용량과 트래픽의 분포도.
제119도(a)는 종래방식의 타임슬롯배치도.
(b)는 본 발명에 의한 실시예 8의 타임슬롯배치도.
제120도(a)는 종래방식의 TDMA방식 타임슬롯배치도.
(b)는 본 발명에 의한 실시예 8의 TDMA방식 타임슬롯배치도.
제121도는 본 발명에 의한 실시예 8의 1계층의 송수신기의 블록도.
제122도는 본 발명에 의한 실시예 8의 2계층의 송수신기의 블록도.
제123도는 본 발명에 의한 실시예 9의 OFDM방식 송수신기의 블록도.
제124도는 본 발명에 의한 실시예 9의 OFDM방식의 동작원리도.
제125도(a)는 종래방식의 변조신호의 주파수배치도.
(b)는 본 발명에 의한 실시예 9의 변조신호의 주파수배치도.
제126도(a)는 실시예 9에 있어서의 OFDM의 웨이팅하지 않은 상태를 표시한 도면.
(b)는 실시예 9에 있어서의 송신전력에 의해 웨이팅한 2계층의 OFDM의 2개의 서브채널을 표시한 도면.
(c)는 실시예 9에 있어서의 캐리어간격을 2배로 웨이팅한 OFDM의 주파수분포도.
(d)는 실시예 9에 있어서의 웨이팅하지 않은 캐리어간격의 OFDM의 주파수분포도.
제127도는 본 발명에 의한 실시예 9의 송수신기의 블록도.
제128도(a)는 실시예 2, 4, 5에 있어서의 트렐리스인코우더(비율 1/2)의 블록도.
(b)는 실시예 2, 4, 5에 있어서의 트렐리스인코우더(비율 2/3)의 블록도.
(c)는 실시예 2, 4, 5에 있어서의 트렐리스인코우더(비율 3/4)의 블록도.
(d)는 실시예 2, 4, 5에 있어서의 트렐리스인코우더(비율 1/2)의 블록도.
(e)는 실시예 2, 4, 5에 있어서의 트렐리스인코우더(비율 2/3)의 블록도.
(f)는 실시예 2, 4, 5에 있어서의 트렐리스인코우더(비율 3/4)의 블록도.
제129도는 실시예 9의 실효심불기간과 가아드기간의 시간배치도.
제130도는 종래예와 실시예 9의 C/N대 착오율의 관계도.
제131도는 실시예 5의 자기기록재생장치의 블록도.
제132도는 실시예 5의 자기테이프상의 트랙의 기록포맷과 헤드의 주행도.
제133도는 실시예 3의 송수신기의 블록도.
제134도는 종래예의 방송방식의 주파수배치도.
제135도는 실시예 3의 3층의 계층형 전송방식을 사용한 경우의 서비스영역과 화질의 관계도.
제136도는 실시예 3의 계층형 전송방식과 FDM을 조합한 경우의 주파수배치도.
제137도는 실시예 3에 있어서의 트렐리스부호화를 사용한 경우의 송수신기의 블록도.
제138도는 실시예 9에 있어서의 일부의 저역신호를 OFDM으로 전송하는 경우의 송수신기의 블록도.
제139도는 실시예 1에 있어서의 8-PS-APSK의 신호점배치도.
제140도는 실시예 1에 있어서의 16-PS-APSK의 신호점배치도.
제141도는 실시예 1에 있어서의 8-PS-PSK의 신호점배치도.
제142도는 실시예 1에 있어서의 16-PS-PSK(PS형)의 신호점배치도.
제143도는 실시예 1에 있어서의 위성안테나의 반경과 전송용량의 관계도.
제144도는 실시예 9에 있어서의 Weighted OFDM 송수신기의 블록도.
제145도(a)는 실시예 9에 있어서의 멀티패스가 짧은 경우의 가아드시간, 심볼시간계층형 OFDM의 파형도.
(b)는 실시예 9에 있어서의 멀티패스가 긴 경우의 가아드시간, 심볼시간계층형 OFDM의 파형도.
제146도는 실시예 9에 있어서의 가아드시간, 심볼시간계층형 OFDM의 원리도.
제147도는 실시예 9에 있어서의 전력웨이팅에 의한 2계층전송방식의 서브채널배치도.
제148도는 실시예 9에 있어서의 D/U화와 멀티패스지연시간과 가아드시간의 관계도.
제149도(a)는 실시예 9에 있어서의 각 계층의 타임슬롯도.
(b)는 실시예 9에 있어서의 각 계층의 가아드시간의 시간분포도.
(c)는 실시예 9에 있어서의 각 계층의 가아드시간의 시간분포도.
제150도는 실시예 9의 멀티패스지연시간과 전송률의 관계도에 있어서의 멀티패스에 대한 3계층의 계층형반송방식의 설명도.
제151도는 실시예 9의 GTW-OFDM과 C-CDM(또는 CSW-OFDM)을 조합시킨 경우의, 지연시간과 CN치의 관계도에 있어서의 2차원 매트릭스구조의 계층형방송방식의 설명도.
제152도는 실시예 9의 GTW-OFDM과 C-CDM(또는 CSW-OFDM)을 조합시킨 경우의, 각 타임슬롯에 있어서의 3계층의 TV신호의 시간배치도.
제153도는 실시예 9의 GTW-OFDM과 C-CDM(또는 CSW-OFDM)을 조합시킨 경우의, 멀티패스신호지연시간과 CN치와 전송률의 관계도에 있어서의 3차원 매트릭스구조의 계층형방송방식의 설명도.
제154도는 실시예 9의 Power-Weighted-OFDM의 주파수분포도.
제155도는 실시예 9의 Guard-Time-OFDM과 C-CDM을 조합시킨 경우의 각 타임슬롯에 있어서의 3계층의 TV신호의 시간축상의 배치도.
제156도는 실시예 4, 5에 있어서의 송신기와 수신기의 블록도.
제157도는 실시예 4, 5에 있어서의 송신기와 수신기의 블록도.
제158도는 실시예 4, 5에 있어서의 송신기와 수신기의 블록도.
제159도(a)는 실시예 5에 있어서의 16VSB의 신호점배치도.
(b)는 실시예 5에 있어서의 16VSB의 신호점배치도(8VSB).
(c)는 실시예 5에 있어서의 16VSB의 신호점배치도(4VSB).
(d)는 실시예 5에 있어서의 16VSB의 신호점배치도(16VSB).
제160도(a)는 실시예 5, 6에 있어서의 ECC 인코우더의 블록도.
(b)는 실시예 5, 6에 있어서의 ECC 인코우더의 블록도.
제161도는 실시예 5에 있어서의 VSB 수신기의 전체블록도.
제162도는 실시예 5에 있어서의 송신기를 표시한 도면.
제163도는 실시예의 4VSB와 TC-8VSB의 착오율 /CN치 곡선.
제164도는 실시예 4VSB와 TC-8VSB의 서브채널 1과 서브채널 2의 착오율곡선.
제165도(a)는 실시예 2, 4, 5에 있어서의 리드솔로몬인코우더의 블록도.
(b)는 실시예 2, 5, 6에 있어서의 리드솔로몬인코우더의 블록도.
제166도는 실시예 2, 4, 5의 리드솔로몬착오정정, 연산의 순서도.
제167도는 실시예 2, 3, 4, 5, 6에 있어서의 디인터리브부의 블록도.
제168도(a)는 실시예 2, 3, 4, 5에 있어서의 인터리브, 디인터리브테이블의 도면.
(b)는 실시예 2, 3, 4, 5에 있어서의 인터리브거리를 표시한 도면.
제169도는 실시예 5에 있어서의 4-VSB, 8-VSB, 16-VSB의 용장도의 비교도.
제170도는 실시예 2, 3, 4, 5에 있어서의 고순위신호를 수신하는 TV 수신기의 블록도.
제171도는 실시예 2, 3, 4, 5에 있어서의 송신기와 수신기의 블록도.
제172도는 실시예 2, 3, 4, 5에 있어서의 송신기와 수신기의 블록도.
제173도는 실시예 6의 ASK방식의 자기기록재생장치의 블록도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
1 : 송신기 4 : 변조기
6 : 안테나 6a : 지상안테나
10 : 위성 12 : 중계기
23 : 제1수신기 25 : 복조기
33 : 제2수신기 35 : 복조기
43 : 제3수신기 51 : 디지틀송신기
85 : 신호점 91 : 제1분할신호점군
401 : 제1화상디코우더 703 : SRQAM의 수신가능지역
본 발명은 반송파를 변조함으로써 디지틀신호를 전송하는 디지틀 TV 전송장치에 관한 것이다.
최근, 디지틀전송장치는 여러 가지 분야에서의 이용이 진행되고 있다. 특히 디지틀영상전송기술의 진전은 놀랍다.
그중에서도 디지틀 TV의 전송방식이 최근 주목되고 있다. 현재 디지틀 TV전송장치는 방송국간의 중계용으로서 일부 실용화되고 있는데 불과하다. 그러나, 가까운 장래, 지상방송과 위성방송으로의 전개가 예정되고 각국에서 검토가 진행되고 있다.
고도화되는 소비자의 요망에 부응하기 위하여, HDTV방송, PCM음악방송이나 정보제공방송이나 FAX방송 등의 방송서비스의 내용의 질과 양을 금후 향상시킬 필요가 있다. 이 경우 TV방송의 한정된 주파수대역중에서 정보량을 증대시킬 필요가 있다. 이 대역에서 전송할 수 있는 정보전송량은 그 시대의 기술적 한계에 따라서 증대한다. 이 때문에 이상적으로는 시대에 따라서 수신시스템을 변경하여 정보전송량을 확장할 수 있는 것이 바람직하다.
그러나 방송의 시점에서 본 경우, 공공성이 중요하고 장기간에 이르는 모든 시청자의 기득권의 확보가 중요하게 된다. 새로운 방송서비스를 시작할 경우, 기존의 수신기 혹은 수상기에 의해서 그 서비스를 향수(享受)할 수 있는 것이 필요조건이다. 과거와 현재, 그리고 현재와 장래의 신구 방송서비스사이의 수신기 혹은 수상기의 호환성, 방송의 양립성이 가장 중요하다고 할 수 있다.
금후 등장하는 새로운 전송규격, 예를 들면 디지틀 TV 방송규격에는 장래의 사회의 요구와 기술진보에 대응할 수 있는 정보량의 확장성과, 기존의 수신기기의 사이의 호환성과 양립성이 요구되고 있다.
여기서, 이제까지 제안되고 있는 TV 방송의 전송방식을 확장성과 양립성의 관점에서 설명한다.
먼저 디지틀 TV의 위성방송방식으로서 NTSC-TV 신호를 약 6Mbps로 압축한 신호를 4치 PSK 변조를 사용하여 TDM 방식으로 다중화하고 1개의 트랜스폰더에 의해서 4∼20채널 NTSC의 TV 프로그램 혹은 1채널의 HDTV를 방송하는 방식이 제안되고 있다. 또 HDTV의 지상방송방식으로서 1채널의 HDTV 영상신호를 15Mbps 정도의 데이터로 압축하고, 16 혹은 32QAM 변조방식을 사용하여 지상방송을 행하는 방식이 검토되고 있다.
먼저 위성방송방식에 있어서는 현재 제안되고 있는 방송방식은, 단순히 종래의 전송방식으로 방송하기 때문에 1채널의 HDTV외 프로그램방송에 여러채널분의 NTSC의 주파수대역을 사용한다. 이 때문에 HDTV 프로그램의 방송시간대에는 여러채널의 NTSC 프로그램을 수신방송할 수 없다는 문제점이 있었다. NTSC와 HDTV의 방송의 사이의 수신기, 수상기의 호환성, 양립성이 없었다고 할 수 있다. 또 종래의 기술진보에 따라서 필요하게 되는 정보전송량의 확장성도 전혀 고려되고 있지 않았다고 할 수 있다.
다음에 현재 검토되고 있는 종래 방식의 HDTV의 지상방송방식은 HDTV 신호를 16QAM이나 32QAM과 같은 종래의 변조방식으로 그대로 방송하고 있는데 불과하다. 기존의 애널로그방송의 경우, 방송서비스영역내에 있어서도 빌딩뒤나 저지대나 인접하는 TV국의 방해를 받는 수신상태가 나쁜 지역이 반드시 존재한다. 이와 같은 지역에 있어서는, 기존의 애널로그방송의 경우 화질이 열화하지만, 영상은 재생할 수 있어 TV프로그램은 시청할 수 있었다. 그러나 종래의 디지틀 TV방송방식에서는 이와 같은 지역에 있어서는 전혀 영상을 재생할 수 없고, TV프로그램을 전혀 시청할 수 없다는 중대한 문제가 있었다. 이것은, 디지틀 TV방송의 본질적인 과제를 포함한 것으로서 디지틀 TV방송의 보급에 치명적이 될 수 있는 문제였다. 이것은 종래의 QAM 등의 변조방식의 신호점의 위치가 등간격으로 배치되어 있는 점에 기인한다. 신호점의 배치를 변경 혹은 변조하는 방식은 종래 없었다.
본 발명은 상기 종래의 문제점을 해결하는 것으로서, 특히 위성방송에 있어서의 NTSC방송과 HDTV방송의 양립성, 또 지상방송에 있어서의 서비스영역내의 수신불능지역을 대폭으로 감소시키는 전송장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 전송장치는, 화상신호의 입력수단과 상기 화상신호를 디지틀화상압축신호로 압축하는 화상압축수단과, 상기 디지틀화상압축신호에 착오정정부호를 인가하고, 착오정정부호화신호를 만드는 착오정정인코우더와, 상기 착오정정부호화신호를 n치의 VSB변조신호로 변조하는 변조수단과, 상기 변조신호를 송신하는 송신수단을 가진 송신기에 의해 송신신호를 보내고, 상기 송신신호를 수신하는 수단과, 상기 송신신호를 수신디지틀신호로 복조하는 복조수단과, 상기 수신디지틀신호를 착오정정된 디지틀신호로 착오정정하는 착오정정수단과, 상기 착오정정된 디지틀신호를 영상출력신호로 신장하는 화상신장부와, 상기 영상출력신호를 출력하는 출력수단을 가진 수신기에 의해 화상신호를 전송하는 장치로서, 8치의 VSB신호를 송신 또는 수신하는 것을 특징으로 한다.
이 구성에 의해서 입력신호로서 n치의 데이터를 가진 제1데이터열과 제2데이터열을 입력시키고, 송신장치의 변조기에 의해 벡터도상에 m치의 신호점을 가진 변형 m치의 QAM방식의 변조파를 만든다. 이 m점의 신호점을 n조의 신호점군으로 분할하고 이 신호점군을 제1데이터열의 n개의 각 데이터에 할당해서, 이 신호점군중의 m/n개의 신호점 혹은 부신호점군에 제2데이터열의 각 데이터를 할당하고 트렐리스부호화해서 변조하여 송신장치에 의해 송신신호를 송출한다. 경우에 따라서 제3데이터도 송출할 수 있다.
다음에 pm인 p치의 복조기를 가진 수신장치에 있어서는 상기 송신신호를 수신하고 신호스페이스다이어그램상의 p점의 신호점에 대해서, 먼저 p점의 신호점을 n조의 신호점군으로 분할하고, 제1데이터열의 신호를 복조재생한다. 다음에 해당하는 신호점군중의 p/n점의 신호점에 p/n치의 제2데이터열을 대응시켜 복조하고 제1데이터와 제2데이터를 복조재생한다. 이때, 제1데이터열 혹은/또한 제2데이터열을 트렐리스부호화한다. p=n의 수신기에 있어서는 n군의 신호점군을 재생하고, 각각에 n치를 대응시켜 제1데이터열만을 복조재생한다.
이상의 동작에 의해 송신장치로부터의 동일신호를 수신한 경우, 대형안테나와 다치의 복조능력을 가진 수신기에서는 제1데이터열과 제2데이터열을 복조할 수 있다. 동시에 소형안테나와 소치의 복조능력을 가진 수신기에서는 제1데이터열의 수신을 할 수 있다. 이렇게해서 양립성이 있는 전송시스템을 구축할 수 있다. 이경우 제1데이터열을 NTSC 또는 HDTV의 저역성분 등의 저역 TV신호에, 제2데이터열을 HDTV의 고역성분 등의 고역 TV신호에 할당함으로써, 동일전파에 대해서 소치의 복조능력을 가진 수신기에서는 NTSC신호, 다치의 복조능력을 가진 수신기에서는 HDTV신호를 수신할 수 있다. 이것에 의해 NTSC와 HDTV의 양립성이 있는 디지틀방송이 가능하게 된다.
이하, 본 발명의 실시예를, 도면을 참조하면서 설명한다.
본 발명의 실시예에서는 디지틀 HDTV신호 등의 디지틀신호를 송신하는 송신기와 수신하는 수신기의 조합으로 이루어진 전송장치와, 자기테이프 등의 기록매체에 HDTV신호 등의 디지틀신호를 기록하고, 재생하는 기록재생장치의 쌍방을 설명한다.
그러나, 본 발명의 디지틀변복조부와 착오정정의 인코우더, 디코우더와 HDTV신호 등의 화상부호화의 인코우더, 디코우더의 구성동작원리는, 전송장치와 기록재생장치에 공통하는 것으로서 기본적으로 동일한 기술이다. 따라서 각 실시예에서는 효율적으로 설명하기 위하여, 전송장치 또는 기록재생장치의 어느 한쪽의 블록도를 사용해서 본 발명을 설명한다. 또 본 발명의 각각의 실시예의 구성은 QAM, ASK, PSK와 같이 컨스털레이션위에 신호점을 배치하는 다치의 디지틀변조방식이면, 어떤방식도 적용할 수 있으나, 1개의 변조방식을 사용해서 설명한다.
[실시예 1]
제1도는 본 발명에 의한 실시예 1의 전송장치의 시스템전체도를 표시한다. 입력부(2)와 분리회로부(3)와 변조기(4)와 송신부(5)를 가진 송신기(1)는 복수의 다중화된 입력신호를 분리회로(3)에 의해 제1데이터열, D1과 제2데이터열 D2와 제3데이터열 D3으로 분리하고 변조기(4)에 의해 변조신호로서 송신부(5)로부터 출력하고, 안테나(6)에 의해, 이 변조신호는 전송로(7)에 의해 인공위성(10)에 보내진다. 이 신호는 인공위성(10)에 있어서는 안테나(11)에서 수신되고, 중계기(12)에 의해 증폭되어 안테나(13)에 의해 다시 지구로 송신된다.
송신전파는, 전송경로(21)(31)(41)에 의해 제1수신기(23), 제2수신기(33), 제3수신기(43)에 보내진다. 먼저 제1수신기(23)에서는 안테나(22)를 개재해서 입력부(24)로부터 입력하고, 복조기(25)에 의해 제1데이터열만이 복조되고, 출력부(26)로부터 출력된다. 이 경우 제2데이터열, 제3데이터열의 복조능력은 가지지 않는다.
제2수신기(33)에서는, 안테나(32)를 개재해서 입력부(34)로부터 출력한 신호를 복조기(35)에 의해 제1데이터열과 제2데이터열이 복조되고, 합성기(37)에 의해 1개의 데이터열로 합성되고, 출력부(36)로부터 출력된다.
제3수신기(43)에서는 안테나(42)로부터의 입력은 입력부(44)에 들어가고 복조기(45)에 의해 제1데이터열, 제2데이터열, 제3데이터열의 3개의 데이터열이 복조되어 합성기(47)에 의해 1개의 데이터군이 되고 출력부(46)로부터 출력된다.
이상과 같이 동일송신기(1)로부터의 동일주파수대의 전파를 받아도, 상기한 3개의 수신기의 복조기의 성능의 차이에 따라 수신가능한 정보량이 다르다. 이 특징에 의해 1개의 전파대에서 성능이 다른 수신기에 대해서 그 성능에 따른 양립성이 있는 3개의 정보를 동시에 전송하는 것이 가능하게 된다. 예를 들면 동일 프로그램의 NTSC와, HDTV와, 초해상도형 HDTV의 3개의 디지틀 TV신호를 전송하는 경우, 슈퍼 HDTV신호를 저역성분, 고역차성분, 초고역차성분으로 분리하고, 각각을 제1데이터열, 제2데이터열, 제3데이터열군에 대응시키면, 1채널의 주파수대에서 양립성이 있는 중해상도, 고해상도, 초고해상도의 3중의 디지틀 TV신호를 동시 방송할 수 있다.
이 경우, 소형 안테나를 사용한 소치복조의 수신기에서는 NTSC-TV신호를, 중형안테나를 사용한 중치복조가능한 수신기에서는 HDTV신호를, 대형안테나를 사용한 다치복조가능한 수신기에서는 초고해상도형 HDTV를 수신할 수 있다. 제1도를 또 설명하면 NTSC의 디지틀 TV방송을 행하는 디지틀송신기(51)는 입력부(52)로부터 제1데이터군과 마찬가지의 데이터만을 입력하고, 변조기(54)에 의해 변조하고, 송신기(55)와 안테나(56)에 의해 전송로(57)에 의해 위성(10)에 보내고 전송로(58)에 의해 지구로 다시 송신된다.
제1수신기(23)에서는, 디지틀송신기(1)로부터의 수신신호를 복조기(25)에 의해, 제1데이터열에 상당하는 데이터를 복조한다. 마찬가지로 해서, 제2수신기(33)와 제3수신기(43)는, 제1데이터열과 동일 내용의 데이터군을 복조한다. 즉 3개의 수신기는, 디지틀 일반 TV방송 등의 디지틀방송도 수신할 수 있다.
그러면, 각부의 설명을 한다.
제2도는 송신기(1)의 블록도이다.
입력신호는 입력부(2)에 들어가고, 분리회로(3)에서 제1데이터열신호와 제2데이터열신호와 제3데이터열신호의 3개의 디지틀신호로 분리된다.
예를들면 영상신호가 입력된 경우, 영상신호의 저역성분을 제1데이터열신호, 영상신호의 고역성분을 제2데이터열신호, 영상신호의 초고역성분을 제3데이터열신호에 할당하는 것이 생각된다. 분리된 3개의 신호는, 변조기(4)의 내부의 변조입력부(61)에 입력된다. 여기서는 외부신호에 의거해서 신호점의 위치를 변조 혹은 변경하는 신호점위치변조/변경회로(67)가 있어 외부신호에 따라서 신호점의 위치를 변조 혹은 변경한다. 변조기(4)속에서는 직교한 2개의 반송파의 각각에 진폭변조를 행하여, 다치의 QAM신호를 얻는다. 변조입력부(61)로부터의 신호는 제1AM변조기(62)와 제2AM변조기(63)에 보내진다. COS(2πfct)인 반송파발생기(64)로부터의 반송파중 하나는 제1AM변조기(62)에 의해 AM변조되어, 합성기(65)에 보내지고, 다른 하나의 반송파는 π/2이상기(66)에 보내져 90°이상(移相)되고, sin(2πfct)의 상태에서 제2AM변조기(63)에 보내져 다치의 진폭변조를 받은 후, 합성기(65)에서 제2AM변조파와 합성되고, 송신부(5)에 의해 송신신호로서 출력된다. 이 방식 자체는 종래부터 일반적으로 실시되고 있기 때문에 상세한 동작의 설명은 생략한다.
제3도에 16치의 일반적인 QAM의 신호스페이스 다이어그램의 제1상한을 사용하여 동작을 설명한다. 변조기(4)에서 발생하는 모든 신호는, 직교한 2개의 반송파 A cos 2πfct의 벡터(81)와 B sin 2πfct의 벡터(82)의 2개의 벡터의 합성벡터로 표현할 수 있다. 0점으로부터의 합성벡터의 선단부를 신호점이라고 정의하면, 16치 QAM의 경우 a1, a2, a3, a4의 4치의 진폭치와 b1, b2, b3, b4의 4치의 진폭치의 조합에 의해 합계 16개의 신호점을 설정할 수 있다. 제3도의 제1상한에서는 신호점(83)의 C11신호점(84), C12, 신호점(85)의 C22, 신호점(86)의 C21의 4개의 신호가 존재한다.
C11은 벡터 0-a1과 벡터 0-b1의 합성벡터이고, C11=a1cos 2πfct-b1sin 2πfct=A cos(2πfct+dπ/2)가 된다.
여기서 제3도의 직교좌표상에 있어서의 0-a1간의 거리를 A1, a1-a2간을 A2, 0-b1간을 B1, b1-b2간을 B2라고 정의하고 도면상에 표시한다.
제4도의 전체벡터도에 표시한 바와 같이, 합계 16개의 신호점이 존재한다. 이 때문에 각 점을 4비트의 정보에 대응시킴으로써, 4비트의 정보전송이 1주기, 즉 1타임슬롯중에 가능하게 된다.
제5도에 2진법으로 각 점을 표현한 경우의 그 일반적인 할당예를 표시한다.
당연히, 각 신호점간의 거리가 떨어져 있을수록 수신기쪽에서 구별하기 쉽다. 따라서 일반적으로는 각 신호점간의 거리를, 가능한 한 떨어뜨리는 배치로 한다. 만약 특정한 신호점간의 거리를 근접시킨 경우, 수신기에서는 그 2점간의 식별이 곤란하게 되고, 착오율이 나빠진다. 따라서 일반적으로는 제5도와 같이 등간격의 배치로 하는 것이 바람직하다고 한다. 따라서 16QAM의 경우 A1=A2/2인 신호점의 배치가 일반적으로 실시되고 있다.
그런데, 본 발명의 송신기(1)의 경우, 먼저 데이터를 제1데이터열과 제2데이터열, 경우에 따라서 제3데이터열로 분할한다. 그리고 제6도에 표시한 바와 같이, 16개의 신호점 혹은 신호점군을 4개의 신호점군으로 분할하고, 제1데이터열의 4개의 데이터를 우선 각각의 신호점군에 할당한다. 즉 제1데이터열이 11의 경우, 제1데이터상한의 제1신호점군(91)의 4개의 신호점중의 어느 하나를 송신하고, 01의 경우는 제2상한의 제2신호점군(92), 00의 경우 제3상한의 제3신호점군(93), 10의 경우 제4상한의 제4신호점군(94), 중의 각각 4개의 신호점중에서 1개의 신호점을 제2데이터열의 값에 따라서 선택하여 송신한다. 다음에 16QAM의 경우 제2데이터열의 2비트, 4치의 데이터, 64치 QAM의 경우 4비트, 16치의 데이터를 (91),(92),(93),(94)의 각 분할신호점군중의 4개의 신호점 혹은 부신호점군에 제7도와 같이 할당한다. 어떤 상한도 대상배치가 된다. 신호점의 (91)(92)(93)(94)에의 할당은 제1데이터군의 2비트 데이터에 의해 우선적으로 결정된다. 이렇게 해서 제1데이터열의 2비트와 제2데이터열의 2비트는 완전히 독립해서 송신할 수 있다. 그리고 제1데이터열은 수신기의 안테나감도가 일정치 이상이면 4PSK 수신기에 의해서도 복조할 수 있다. 안테나에 더욱 높은 감도가 있으면 본 발명 변형 16QAM 수신기에 의해서 제1데이터군과 제2데이터군의 쌍방을 복조할 수 있다.
여기서 제8도에 제1데이터열의 2비트와 제2데이터열의 2비트의 할당예를 표시한다.
이 경우, HDTV신호를 저역성분과 고역성분으로 나누고 제1데이터열에 저역영상신호를 할당하고, 제2데이터열에 고역영상신호를 할당함으로써, 4PSK의 수신시스템에서는 제1데이터열의 NTSC 상당의 영상을, 18QAM 또는 64QAM의 수신시스템에서는 제1데이터열과 제2데이터열의 쌍방을 재생할 수 있고, 이들을 가산해서, HDTV의 영상을 얻을 수 있다.
단, 제9도와 같이 신호점간 거리를 동거리로 한 경우, 4PSK 수신기로부터 보아서 제1상한에 사선으로 표시한 부분과의 사이의 임계거리가 있다. 임계거리를 ATO라고 하면 4PSK를 보낼뿐이라면 ATO의 진폭이어도 된다. 그러나 ATO를 유지하면서 16QAM을 보내고자 하면 3ATO즉 3배의 진폭이 필요하다. 즉 4PSK를 송신하는 경우에 비해서, 9배의 에너지를 필요로 한다. 아무런 배려를 하지 않고 4PSK의 신호점을 16QAM 모드로 보내는 것은 전력이용효율이 나쁘다. 또 반송파의 재생도 어렵게 된다. 위성전송의 경우 사용할 수 있는 전력은 제약된다. 이와 같은 전력이용효율이 나쁜 시스템은, 위성의 송신전력이 증대할때까지 현실적이 아니다. 장래 디지틀 TV 방송이 개시되면 4PSK의 수신기가 대량으로 나돌것이 예상되고 있다. 일단 보급한 후에는 이들의 수신감도를 높이는 것은 수신기의 양립성의 문제가 발생하기 때문에 불가능하다고 할 수 있다. 따라서 4PSK 모드의 송신전력은 감소하지 않는다. 이 때문에 16QAM 모드에서 유사 4PSK의 신호점을 보내는 경우, 송신전력을 종래의 16QAM 보다 내리는 방식이 필요하게 될 것이 예상된다. 그렇게 하지 않으면 한정된 위성의 전력으로는 송신할 수 없게 된다.
본 발명의 특징은 제10도와 같이 도면번호(91)∼(94)의 4개의 분할신호점군의 거리를 떨어뜨림으로써, 유사 4PSK형 16QAM 변조의 송신전력을 내릴수 있는 점에 있다.
여기서 수신감도와 송신출력의 관계를 명백하게 하기 위하여 제1도로 돌아와서 디지틀송신기(51)와 제1수신기(23)의 수신방식에 대해서 설명한다.
먼저, 디지틀송신기(51)와 제1수신기(23)는 일반적인 전송장치이고, 데이터전송 혹은 방송을 포함한 영상전송을 행하고 있다. 제17도에 표시한 바와 같이 디지틀송신기(51)는 4PSK 송신기이고, 제2도에서 설명한 다치 QAM의 송신기(1)로부터 AM 변조기능을 제외한 것이다. 입력신호는 입력부(52)를 개재해서 변조기(54)에 입력된다. 변조기(54)에서는 변조입력부(121)에 의해 입력신호를 2개의 신호로 나누어 기준반송파를 위상변조하는 제1-2상 위상변조회로(122)와 기준반송파와 90°위상이 다른 반송파를 변조하는 제2-2상 위상변조회로(123)에 보내고, 이들의 위상변조파는 합성기(65)에서 합성되어 송신부(55)에 의해 송신된다.
이때의 변조신호스페이스다이어그램을 제18도에 표시한다.
4개의 신호점을 설정하고, 전력이용효율을 높이기 위하여 일반적으로는 신호점간 거리는 등간격으로 하는 것이 상식으로 되어 있다. 하나의 예로서, 신호점(125)를 (11), 신호점(126)을 (01), 신호점(127)을 (00), 신호점(128)을 (10)이라고 정의한 경우를 표시한다. 이 경우 4PSK의 제1수신기(23)가 만족스런 데이터를 수신하기 위해서는 디지틀송신기(51)의 출력에 일정이상의 진폭치가 요구된다. 제18도에서 설명하면 제1수신기(23)가 디지틀송신기(51)의 신호를 4PSK로 수신하는데 최저 필요한 송신신호의 최저진폭치 즉 0-a1간의 거리를 ATO라고 정의하면 송신한계의 최저진폭 ATO이상에서 송신하면, 제1수신기(23)가 수신가능하게 된다.
다음에 제1수신기(23)에 대해서 설명한다. 제1수신기(23)는 송신기(1)로부터의 송신신호 혹은 디지틀송신기(51)로부터의 4PSK의 송신신호를 위성(10)의 중계기(12)를 개재해서, 소형의 안테나(22)에서 수신하고, 복조기(24)에 의해 수신신호를 4PSK 신호로 간주해서 복조한다. 제1수신기(23)는 본래, 디지틀송신기(51)의 4PSK 또는 2PSK의 신호를 수신하고, 디지틀 TV 방송이나 데이터송신 등의 신호를 수신하도록 설계되어 있다.
제19도는 제1수신기의 구성블록도로서 위성(10)으로부터의 전파를 안테나(22)에서 수신한, 이 신호는 입력부(24)로부터 입력한 후, 반송파재생회로(131)와 π/2이상기(132)에 의해 반송파와 직교반송파가 재생되고, 각각 제1위상검파회로(133)와 제2위상검파회로(134)에 의해 직교하고 있는 성분이 각각 독립해서 검파되고, 타이밍파 추출회로(135)에 의해 타임슬롯별로 각각 독립해서 식별되고, 제1식별재생회로(136)와 제2식별재생회로(137)에 의해 2개의 독립된 복조신호는 제1데이터열재생부(232)에 의해 제1데이터열로 복조되고, 출력부(26)에 의해 출력된다.
여기서 수신신호를 제20도의 벡터도를 사용해서 설명한다. 디지틀송신기(51)의 4PSK의 송신전파에 의거해서 제1수신기(23)에서 수신된 신호는, 만약 전송왜곡이나 노이즈가 전혀 없는 이상적인 조건에서는 제20도의 (151)∼(154)의 4개의 신호점으로 나타낼 수 있다.
그러나, 실제는 전송로중의 노이즈와 전송계의 진폭왜곡이나 위상왜곡의 영향을 받아 수신된 신호점은 신호점의 주위의 어떤 일정한 범위에 분포한다. 신호점으로부터 떨어지면 인접하는 신호점과 판별할 수 없게 되기 때문에 착오율이 점차로 증가하고, 어떤 설정범위를 넘으면 데이터를 복원할 수 없게 된다. 최악조건의 경우에도 설정된 착오율이내에서 복조하기 위해서는 인접신호점간 거리를 취하면 된다. 이 거리를 2AR0라고 정의한다. 4PSK의 한계수신입력일 때 신호점(151)이 제20도의 ｜0-aR1｜AR0, ｜0-bR1｜AR0의 사선으로 표시한 제1변별영역(155)에 들어가도록 전송시스템을 설정하면, 나중에 반송파가 재생되면 복조할 수 있다. 안테나(22)가 설정한 최저의 반경치를 r0라고 하면, 송신출력을 어떤 일정이상으로 하면 모든 시스템에서 수신할 수 있다. 제18도에 있어서의 송신신호의 진폭은 제1수신기(23)의 4PSK 최저수신진폭치, AR0가 되도록 설정한다. 이 송신최저진폭치를 ATO라고 정의한다. 이것에 의해 안테나(22)의 반경이 r0 이상이면 수신조건이 최악이어도 제1수신기(23)는 디지틀송신기(51)의 신호를 복조할 수 있다. 본 발명의 변형 16QAM, 64QAM을 수신하는 경우 제1수신기(23)는 반송파를 재생하는 것이 곤란하게 된다. 이 때문에 제25도(a)와 같이 송신기(1)가 (π/4+nπ/2)의 각도상의 위치에 8개의 신호점을 배치하여 송신하면, 4체배방식에 의해 반송파를 재생할 수 있다. 또, 제25도(b)와 같이 nπ/8의 각도의 연장선상에 16개의 신호점을 배치하면 반송파재생회로(131)에 16체배방식의 반송파재생방식을 채용함으로써 신호점이 축퇴(縮退)하여 유사 4PSK형 16QAM 변조신호의 반송파를 용이하게 재생할 수 있다. 이 경우 A1/(A1+A2)=tan(π/8)가 되도록 송신기(1)의 신호점을 설정하여 송신하면 된다. 여기서 QPSK 신호를 수신하는 경우를 생각해 본다. 제2도의 송신기의 신호점위치변조/변경회로(67)와 같이 신호점위치는 (제18도)의 QPSK 신호의 신호점위치를 AM 등의 변조를 중첩할 수도 있다. 이 경우 제1수신기(23)는 신호점위치복조부(138)는 신호점의 위치변조신호 혹은 위치변경신호를 PM, AM 등 복조한다. 그리고 송신신호로부터 제1데이터열과 복조신호를 출력한다.
다음에 송신기(1)에 돌아와서 제9도의 벡터도를 사용해서 여기서 송신기(1)의 16PSK의 송신신호를 설명하면 제9도와 같이 신호점(83)의 수평벡터방향의 진폭 A1을 제18도의 디지틀송신기(51)의 4PSK 최저송신출력 ATO보다 크게 한다. 그러면 제9도의 제1상한의 신호점(83),(84),(85),(86)의 신호는 사선으로 표시한 제14PSK 수신가능영역(87)에 들어간다. 이들의 신호를 제1수신기(23)에서 수신한 경우, 이 4개의 신호점은 제20도의 수신벡터도의 제1변별영역에 들어간다. 따라서, 제1수신기(23)는 제9도의 신호점(83)(84)(85)(86)의 어느것을 수신해도 제20도의 신호점(151)이라고 판단하여, (11)의 데이터를 이 타임슬롯에 복조한다. 이 데이터는 제8도에 표시한 바와 같이, 송신기(1)의 제1분할신호점군(91)의 (11), 즉 제1데이터열의 (11)이다. 제2상한, 제3상한, 제4상한의 경우도 마찬가지로 해서 제1데이터열은 복조된다. 즉, 제1수신기(23)는 16QAM 혹은 32QAM 혹은 64QAM의 송신기(1)으로부터의 변조신호의 복수의 데이터열중, 제1데이터열의 2비트의 데이터만을 복조하게 된다. 이 경우는 제2데이터열이나 제3데이터열의 신호는 전부 제1∼제4분할신호점군(91)에 포함되기 때문에 제1데이터열의 신호의 복조에는 영향을 주지 않는다. 그러나 반송파의 재생에는 영향을 주므로 뒤에서 설명하는 바와 같은 대책이 필요하다.
만약, 위성의 중계기의 출력에 한계가 없으면 제9도와 같은 종래의 신호점등거리방식의 일반 16∼64QAM으로 실현할 수 있다. 그러나 상기와 같이 지상전송과 달리, 위성방송에서는 위성의 중량이 증가하면 발사코스트가 대폭으로 증가한다. 따라서 본체의 중계기의 출력한계와 태양전지의 전력의 한계로부터 송신출력은 제약되고 있다. 이 상태는 로케트의 발사코스트가 기술혁신에 의해 저렴하게 되지 않는한 당분간 계속된다. 송신출력은 통신위성의 경우 20W, 방송위성에서도 100W∼200W 정도이다. 따라서 제9도와 같은 신호점등거리방식의 16QAM으로 4PSK를 전송하고자 한 경우 16QAM의 진폭은 2A1=A2이므로 3ATO필요하게 되고 전력으로 표현하면 9배 필요하게 된다. 양립성을 갖게 하기 위하여 4PSK의 9배의 전력이 필요하다. 또한 4PSK의 제1수신기도 소형의 안테나에 의해서 수신가능하게 하고자하면, 현재 계획되고 있는 위성에서는 이 정도의 출력을 얻는 것은 어렵다. 예를 들면 40W의 시스템에서는 360W 필요하게 되어 경제적으로 실현할 수 없게 된다.
여기서, 생각해보면 확실히 모든 수신기가 동일 크기의 안테나의 경우, 동일 송신전력이면 등거리신호점방식이 가장 효율이 좋다. 그러나 크기가 다른 안테나의 수신기군을 조합한 시스템을 생각해보면 새로운 전송방식을 구성할 수 있다.
이것을 구체적으로 설명하면 4PSK는 소형안테나를 사용한 간단하고 저코스트의 수신시스템으로 수신시켜 수신자수를 증가시킨다. 다음에 16QAM은 중형안테나를 사용한 고성능이지만 고코스트의 다치복조수신시스템으로 수신시켜 투자에 알맞는 HDTV 등의 고부가가치서비스를 행하여 특정한 수신자에게 대상을 한정하면 시스템으로서 성립한다. 이렇게하면 송신출력을 약간 증가시키는 것만으로도 4PSK와 16QAM, 경우에 따라서 64DMA를 계층적으로 송신할 수 있다.
예를들면 제10도와 같이 A1=A2가 되도록 신호점간격을 취함으로써 전체송신출력을 내릴수 있다. 이 경우 4PSK를 송신하기 위한 진폭 A(4)는 벡터(95)로 표현할 수 있고, 2A1 2의 평방근이 된다. 전체의 진폭 A(16)은 벡터(96)으로 표현할 수 있고(A1+A2)2+(B1+B2)2의 평방근이 된다.
즉, 4PSK를 송신하는 경우의 2배의 진폭, 4배의 송신에너지로 송신할 수 있다. 동거리 신호점으로 전송하는 일반적인 수신기에서는 변형 16치 QAM의 복조는 할 수 없지만 A1과 A2의 2개의 임계치를 미리 설정함으로써 제2수신기(33)에 의해서 수신할 수 있다. 제10도의 경우, 제1분할신호점군(91)중의 신호점의 최단거리는 A1이고, 4PSK의 신호점간 거리 2A1과 비교하면 A2/2A1이다. A1=A2로부터 1/2의 신호점간 거리가 되고 동일착오율을 얻고자 하면 2배의 진폭의 수신감도, 에너지에서는 4배의 수신감도가 필요하게 된다. 4배의 수신감도를 얻기 위해서는, 제2수신기(33)의 안테나(32)의 반경 r2를 제1수신기(23)의 안테나(22)의 반경 r1에 비해서 2배 즉 r2=2r1로 하면 된다. 예를들면 제1수신기(23)의 안테나가 직경 30cm이면 제2수신기(33)의 안테나 직경을 60cm로 하면 실현할 수 있다. 이것에 의해 제2데이터열의 복조에 의해, 이것을 HDTV의 고역성분에 할당하면 HDTV 등의 새로운 서비스가 동일채널에서 가능하게 된다. 서비스내용이 배증가하므로 수신자는 안테나와 수신기의 투자에 알맞은 정도의 서비스를 받을 수 있다. 따라서 제2수신기(33)는 그만큼 높은 코스트여도 된다. 여기서 4PSK의 모드수신을 위하여 최저송신전력이 결정되고 있기 때문에, 제10도의 A1과 A2의 비율에 의해 4PSK의 송신전력에 대한 변형 16APSK의 송신전력비 n16과 제2수신기(33)의 안테나반경 r2가 결정된다.
이 최적화를 도모하기 위하여 계산해보면 4PSK의 최저필요한 송신에너지는 {(A1+A2)/A1}2배 이것을 n16이라고 정의하면, 변형 16치 QAM에서 수신할때의 신호점간 거리는 A2, 4PSK에서 수신할때의 신호점간 거리는 2A1, 신호점간 거리의 비율은 A2/2A1이므로 수신안테나의 반경을 r2라고 하면 제11도와 같은 관계가 된다. 곡선(101)은 송신에너지배율 n16과 제2수신기(23)의 안테나(22)의 반경 r2의 관계를 표시한다.
점(102)은 동거리신호점일 경우의 16QAM을 송신하는 경우이고, 상기와 같이 9배의 송신에너지를 필요로 하여 실용적은 아니다. 제11도로부터 n16을 5배이상 증가시켜도 제2수신기(23)의 안테나반경 r2는 그다지 작아지지 않는 것을 그래프로부터 알 수 있다.
위성의 경우, 송신전력은 한정되어 있고, 일정치이상은 취할 수 없다. 이로부터 n16은 5배이하가 바람직하다는 것이 명백해진다. 이 영역을 제11도의 영역(103)의 사선으로 표시한다. 예를들면 이 영역내이면, 예를들면 점(104)는 송신에너지 4배이고 제2수신기(23)의 안테나반경 r2는 2배가 된다. 또 점(105)는 송신에너지가 2배이고 r2는 약 5배가 된다. 이것들은 실용화가능한 범위에 있다.
n16이 5보다 작은 것을 A1과 A2로 표현하면
제10도로부터 분할신호점군간의 거리를 2A(4), 최대진폭을 2A(16)라고 하면, A(4)와 A(16)-A(4)는 A1과 A2에 비례한다. 따라서 {A(16)}2 5{A(4)}2으로 하면 된다.
다음에 변형 64APSK 변조를 이용한 예를 표시한다. 제3수신기(43)는 64치 QAM 복조를 할 수 있다.
제12도의 벡터도는 제10도의 벡터도의 분할신호점군을 4치로부터 16치로 증가시킨 경우이다. 제12도의 제1분할신호점군(91)중에는 신호점(170)을 비롯해서 4×4=16치의 신호점이 등간격으로 배치되어 있다. 이 경우, 4PSK와의 양용성을 갖게 하기 위하여 송신진폭의 A1 ATO로 설정하지 않으면 안된다. 제3수신기(43)의 안테나의 반경은 r3으로 해서 송신, 출력신호 n64라고 정의한 경우의 r3의 값을 마찬가지로 해서 구하면
가 되고, 제13도의 64치 QAM의 반경 r3-출력배수 n과 같은 그래프가 된다.
단, 제12도와 같은 배치에서는 제2수신기(33)에서 수신한 경우 4PSK의 2비트밖에 복조할 수 없으므로 제1, 제2, 제3의 3개의 양립성을 성립시키기 위해서는 제2수신기(33)에 변형 64치 QAM 변조파로부터 변형 16치 QAM을 복조하는 기능을 가지게 하는 것이 바람직하다.
제14도와 같이 3계층의 신호점의 그룹화를 행함으로써 3개의 수신기의 양립성이 성립한다. 제1상한만으로 설명하면, 제1분할신호점군(91)은 제1데이터열의 2비트의 (11)을 할당한 것은 설명했다.
다음에, 제1부분할신호점군(181)에는 제2데이터열의 2비트의 (11)을 할당한다. 제2부분할신호점군(182)에는 (01)을, 제3부분할신호점군(183)에는 (00)을 제4부분할신호점군(184)에는 (10)을 할당한다. 이것은 제7도와 등가이다.
제15도의 제1상한의 벡터도를 사용해서 제3데이터열의 신호점배치를 상세히 설명하면, 예를들면 신호점(201),(205),(209),(213)을 (11), 신호점(202),(206),(210),(214)을 (01), 신호점(203),(207),(211),(215)를 (00), 신호점(204),(208),(212),(216)을 (10)라고 하면, 제3데이터열의 2비트의 데이터를 제1데이터, 제2데이터와 독립해서 3계층의 2비트데이터를 독립해서 전송할 수 있다.
6비트의 데이터를 보낼 뿐만 아니라 본 발명의 특징으로서 3개의 레벨의 성능이 다른 수신기에서, 2비트, 4비트, 6비트의 다른 전송량의 데이터를 전송할 수 있고, 또한 3개의 계층의 전송간의 양립성을 가지게 할수 있다.
여기서, 3계층전송시의 양립성을 가지게 하기 위하여 필요한 신호점의 배치방법을 설명한다.
제15도에 있는 바와 같이, 먼저 제1데이터열의 데이터를 제1수신기(23)에서 수신시키기 위해서는, A1 ATO인 것은 이미 설명했다.
다음에 제2데이터열의 신호점, 예를들면 제10도의 신호점(91)과 제15도의 부분할신호점군의 (182),(183),(184)의 신호점과 구별할 수 있도록 신호점간 거리를 확보할 필요가 있다.
제15도에서는 2/3A2만큼 떨어뜨린 경우를 표시한다. 이 경우 제1부분할신호점군(181)의 내부의 신호점(201),(202)의 신호점간거리는 A2/6가 된다. 제3수신기(43)에서 수신하는 경우에 필요한 수신에너지를 계산한다. 이 경우, 안테나(32)의 반경을 r3으로 해서 필요한 송신에너지를 4PSK 송신에너지의 n64배라고 정의하면 r3 2=(12r1)2/(n-1)가 된다.
이 그래프는 제16도의 곡선(221)으로 표시할 수 있다. 예를들면 점(222),(223)의 경우 4PSK 송신에너지의 6배의 송신에너지가 얻어지면 8배의 반경의 안테나에서, 또 9배의 송신에너지이면 6배의 안테나에서 제1, 제2, 제3데이터열을 복조할 수 있다는 것을 알수 있다. 이 경우, 제2데이터열의 신호점간 거리가 2/3A2와 가까워지기 때문에 r2 2=(3r1)2/(n-1)가 되고 곡선(224)과 같이 약간 제2수신기(33)의 안테나(32)를 크게할 필요가 있다.
이 방법은, 현시점과 같이 위성의 송신에너지가 작은 동안은 제1데이터열과 제2데이터열을 보내고, 위성의 송신에너지가 대폭으로 증가한 장래에 있어서 제1수신기(23)나 제2수신기(33)의 수신데이터를 손상하는 일없이, 또 개선하는 일없이 제3데이터열을 보낼수 있다는 양립성과 발전성의 양면의 큰 효과가 얻어진다.
수신상태를 설명하기 위하여, 먼저 제2수신기(33)부터 설명한다. 상기한 제1수신기(23)가 본래반경 r1의 작은 안테나에서 디지틀송신기(51)의 4PSK 변조신호 및 송신기(1)의 제1데이터열을 복조할 수 있도록 설정하고 있는데 대해서, 제2수신기(33)에서는 송신기(1)의 제10도에 표시한 16치의 신호점 즉 제2데이터열의 16QAM의 2비트의 신호를 완전히 복조할 수 있다. 제1데이터열과 맞추어서 4비트의 신호를 복조할 수 있다. 이 경우 A1, A2의 비율이 송신기에 따라서 다르다. 이 데이터를 제21도의 복조제어부(231)에서 설정하고, 복조회로에 임계치를 보낸다. 이에 의해 AM 복조가 가능하게 된다.
제21도의 제2수신기(33)의 블록도와, 제19도의 제1수신기(23)의 블록도는 대략 동일구성이다. 다른점은, 먼저 안테나(32)가 안테나(22)보다 큰 반경 r2를 가지고 있는 점에 있다. 이 때문에 보다 신호점간 거리가 짧은 신호를 변별할 수 있다. 다음에 복조기(35)의 내부에 복조제어부(231)와, 제1데이터열재생부(232)와 제2데이터열재생부(233)를 가진다. 제1식별재생회로(136)는 변형 16QAM을 복조하기 위하여 AM 복조기능을 가지고 있다. 이 경우, 각 반송파는 4치의 값을 가지고, 0레벨과 ±각 2치의 임계치를 가진다. 본 발명의 경우 변형 16QAM 신호이기 때문에 제22도의 신호벡터도와 같이 임계치가 송신기의 송신출력에 따라서 다르다. 따라서 TH16을 기준화한 임계치라고 하면, 제22도로부터 명백한 바와 같이
가 된다.
이 A1, A2 혹은 TH16및, 다치변조의 값 m의 복조정보는 송신기(1)로부터, 제1데이터열 중에 포함해서 송신된다. 또 복조제어부(231)가 수신신호를 통계처리하여 복조정보를 구하는 방법도 취할 수 있다.
제26도를 사용해서 시프트팩터 A1/A2의 비율을 결정해가는 방법을 설명한다. A1/A2를 바꾸면 임계치가 변화된다. 수신기쪽에서 설정한 A1/A2가 송신기쪽에서 설정한A1/A2의 값으로부터 멀어짐에 따라서 착오는 증가한다. 제26도의 제2데이터열재생부(233)로부터의 복조신호를 복조제어부(231)에 피드백해서 착오율이 감소하는 방향으로 시프트팩터를 A1/A2를 제어함으로써 제3수신기(43)는 시프트팩터를 A1/A2를 복조하지 않아도 되기 때문에 회로가 간단하게 된다. 또 송신기는 A1/A2를 보낼 필요가 없어지고 전송용량이 증가한다는 효과가 있다. 이것을 제2수신기(33)에 사용할 수도 있다. 복조제어부(231)는 메모리(231a)를 가진다. TV 방송의 채널마다 다른 임계치, 즉 시프트비나 신호점수나 동기루울을 기억하고 다시 그 채널을 수신할 때, 이 값을 호출함으로써 수신이 빨리 안정된다는 효과가 있다.
이 복조정보가 불분명할 경우, 제2데이터열의 복조는 곤란하게 된다. 이하(제24도)의 순서도를 사용해서 설명한다.
복조정보를 얻을수 없는 경우에도 스텝 313의 4PSK의 복조 및 스텝 301의 제1데이터열의 복조는 할수 있다. 그래서 스텝 302에서 제1데이터열재생부(232)에서 얻어지는 복조정보를 복조제어부(231)에 보낸다. 복조제어부(231)는 스텝 303에서 m이 4 또는 2이면 스텝 313의 4PSK 혹은 2PSK의 복조를 행한다. NO이면 스텝 304에서 m이 8 또는 16이면 스텝 305로 향한다. NO일 경우에는 스텝 310으로 향한다. 스텝 305에서는 TH8과 TH16의 연산을 행한다. 스텝 306에서 복조제어부(231)는 AM 복조의 임계치 TH16을 제1식별재생회로(136)와 제2식별재생회로(137)에 보내고, 스텝 307, 315에서 변형 16QAM의 복조와 제2데이터열의 재생이 이루어진다. 스텝 308에서 착오율이 체크되고, 나쁜 경우에는 스텝 313으로 복귀되어, 4PSK 복조를 행한다.
또 이 경우 제22도의 신호점(85),(83)은 cos(wt+nπ/2)의 각도상에 있으나, 신호점(84),(86)은 이 각도상에 없다. 따라서 제21도의 제2데이터열재생부(233)로부터 반송파재생회로(131)에 제2데이터열의 반송파송출정보를 보내고 신호점(84)(86)의 타이밍의 신호로부터는 반송파를 추출하지 않도록 설정되어 있다.
제2데이터열의 복조불가능한 경우를 사정해서 송신기(1)는 제1데이터열에 의해 반송파타이밍신호를 간헐적으로 보내고 있다. 이 신호에 의해 제2데이터열을 복조할 수 없더라도, 제1데이터열만으로도 신호점(83)(85)을 알수 있다. 이 때문에 반송파재생회로(131)에 반송파송출정보를 보냄으로써 반송파를 재생할 수 있다.
다음에 송신기(1)로부터 제23도에 표시한 바와 같은 변형 64QAM의 신호가 보내져온 경우, 제24도의 순서도로 복귀하면 스텝 304에서 m이 16이 아닌지 판단되고 스텝 310에서 m이 64이하인지가 체크되고, 스텝 311에서 동거리신호점방식이 아닐 경우, 스텝 312로 향한다. 여기서는 변형 64QAM일때의 신호점간거리 TH64를 구하면
이며, TH16과 동일하다. 그러나 신호점간거리가 작아진다.
제1부분할신호점군(181)중에 있는 신호점간의 거리를 A3이라고 하면, 제1부분할신호점군(181)과 제2부분할신호점군(182)의 거리는 (A2-2A3), 기준화하면(A2-2A3)/(A1+A2)가 된다. 이것은 d64라고 정의하면, d64가 제2수신기(33)의 변별능력 TZ이하인 경우 변별할 수 없다. 이 경우 스텝 314에서 판단하여 d64가 허용범위외이면 스텝 313의 4PSK모드로 들어간다. 변별범위에 있는 경우에는 스텝 305로 향하고, 스텝 307의 16QAM의 복조를 행한다. 스텝 308에서 착오율이 큰 경우는 스텝 313의 4PSK모드로 들어간다.
이 경우, 송신기(1)가 제25도(a)에 표시한 바와 같은 신호점의 변형 8QAM신호를 송신하면, 모든 신호점이 COS(2π ftn°π/4)의 각도상에 있기 때문에, 4체배회로에 의해, 모든 반송파가 동일 위상으로 축퇴되기 때문에 반송파의 재생이 간단해진다는 효과가 생긴다. 이 경우 배려를 하고 있지않은 4PSK수신기에서도 제1데이터열의 2비트는 복조할 수 있고, 제2수신기(33)에서는 제2데이터열의 1비트를 재생할 수 있어 합계 3비트 재생할 수 있다.
제25도(a)와 제25도(b)의 신호점배치도는 극좌표방향(r,θ)으로 시프트한 신호점을 추가한 경우의 C-CDM의 신호점을 표시한다. 앞에서 설명한 직교좌표상 즉 XY 방향으로 신호점을 시프트시킨 C-CDM을 직교좌표계 C-CDM이라 부르고, 극좌표계 즉, r, θ 방향에 신호점을 시프트시킨 C-CDM을 극좌표계 C-CDM이라고 부른다.
먼저 제25도(a)의 8PS-APSK의 신호점배치도는 QPSK의 4개의 신호점의 각각에 극좌표에 있어서의 반경 r방향으로 시프트한 신호점을 또 하나씩 추가한 것이다. 이렇게 해서 제25도(a)에 표시한 바와 같이 QPSK로부터 8개의 신호점을 가진 극좌표 C-CDM의 APSK가 실현된다. 이것은 극좌표상에 있어서 극(pole)을 시프트시킨 신호점을 추가한 APSK이므로 Shifted pole-APSK 약자로서 SP-APSK라고 부른다. 이 경우, 제139도에 표시한 바와 같이 시프트팩터 S1을 사용함으로써 QPSK에 추가된 신호점(85)의 좌표를 정의할 수 있다. 8PS-APSK의 신호점은 표준 QPSK의 극좌표(r0,θ0)의 신호점(83)을 반경 r방향으로 S1, r0만큼 시프트시킨 위치의 신호점((S1+1)r0,θ0)을 추가한 것이다. 이렇게해서 QPSK와 동일한 2비트의 서브채널 1에 1비트의 서브채널 2가 추가된다.
또 제140도의 신호점배치도에 표시한 바와 같이 좌표(r0,θ0),(r0+S1r0,θ0)의 8개의 신호점에 반경 r방향으로 S2r0만큼 시프트시킨 신호점을 추가함으로써 새롭게 (r0+S2r0,θ0)와 (r0+S1r0+S2r0,θ0)의 1비트의 신호점이 추가된다. 이것은 2종류의 배치가 있기 때문에 1비트의 서브채널을 얻을 수 있다. 이것을 16PS-APSK라고 부르고, 2비트의 서브채널과 1비트의 서브채널 2와 1비트의 서브채널 3을 가진다. 16-PS-APSK도 θ=1/4(2n+1)π상에 신호점이 있기 때문에 제19도에서 설명한 통상의 QPSK수신기에서 반송파를 재생할 수 있으므로 제2서브채널은 복조할 수 없으나, 2비트의 제1서브채널은 복조할 수 있다. 이와 같이 극좌표방향으로 시프트하는 C-CDM방식은 PSK 특히 현재의 위상방송에 있어서 주류인 QPSK수신기와 호환성을 유지하면서 전송정보량을 확장할 수 있다는 효과가 있다. 이 때문에 PSK를 사용한 제1세대의 위성방송의 시청자를 잃지않고 제2세대의 APSK를 사용한 다치변조의 정보량이 많은 위성방송으로 호환성을 유지하면서 확장할 수 있다.
제25도(b)의 경우의 신호점은 극좌표에 있어서의 각도=π/8의 위에 있다. 이것은 16PSK의 신호점의 각 상한 4개의 즉 합계 16개의 신호점중 각 상한 3개 즉 12개의 신호점으로 한정하고 있다. 한정함으로써, 대충본 경우, 이 3개의 신호점을 1개의 신호점으로 간주하고 전체로서 4개의 QPSK의 신호점으로 간주할 수 있다. 이렇게 해서 상기 경우와 마찬가지로해서 QPSK수신기를 사용해서 제1서브채널을 재생할 수 있다.
이들 신호점은 θ=π/4, θ=π/4+π/8, θ=π/4-π/8의 각도상에 배치된다. 즉 각도 π/4상에 있는 QPSK의 신호점을 극좌표의 각도방향으로 ±π/8시프트시킨 신호점을 추가한 것이다. θ=π/4±π/8의 범위에 있기 때문에 대략 QPSK의 θ=π/4상의 1개의 신호점으로 간주할 수 있다. 이 경우의 착오율은 약간 나빠지나 제19도에 표시한 QPSK의 수신기(23)에 의해 4개의 각도상의 신호점과는 변별할 수 있기 때문에 복조할 수 있고 2비트의 데이터가 재생된다.
각도시프트 C-CDM의 경우, 각도가 π/n상에 있는 경우, 반송파재생회로는 다른 실시예와 마찬가지로 n체배회로에 의해 반송파는 재생할 수 있다. 또 π/n상에 없는 경우에는, 다른 실시예의 경우와 마찬가지로 캐리어정보를 일정기간에 여러개 보냄으로써, 반송파를 재생할 수 있다.
또, 제141도에 표시한 바와 같이 QPSK 또는 8-PS-APSK의 신호점간의 극좌표에 있어서의 각도를 2θ0, 제1차각도 시프트팩터를 P1라고 하면 신호점을 2개로 분할하고 각도 θ방향으로 ±P1θ0만큼 시프트시킴으로써, QPSK의 경우(r0,θ0+P1θ0)와 (r0,θ0-P1θ0)의 2개의 신호점으로 분할되고 신호점의 수가 배가 된다. 이렇게해서 1비트의 서브채널 3이 추가된다. 이것을 P=P1의 8-PS-PSK라고 부른다. 제142도에 표시한 바와 같이 이 8-PS-PSK의 신호점을 반경 r방향으로 S1r0만큼 시프트시킨 신호점을 더한 것을 16-PS-APSK(P,S1형)라고 부른다. 위상이 동일한 8PS-PSK에 의해 서브채널 1, 2를 재생할 수 있다. 그런데 여기서 제25도(b)로 되돌아온다. 극좌표계의 각도시프트를 이용한 C-CDM은 제141도와 같이 PSK에 적용할 수 있기 때문에, 제1세대의 위성방송에도 사용할 수 있다. 그러나 제2세대의 APSK의 위성바송에 사용한 경우, 제142도에 표시한 바와 같이 극좌표계 C-CDM은 그룹내의 신호점의 간격을 균일하게 취할 수 없다. 따라서 전력이용효율이 나쁘다. 한편 직교좌표시의 C-CDM은 PSK와의 호환성이 좋지 않다.
제25도(b)의 방식은 직교좌표계와 극좌표계의 쌍방에 호환성을 가진다. 신호저믈 16PSK의 각도상에 배치하고 있으므로, 16PSK에 의해 복조할 수 있는 동시에, 신호점을 그룹화하고 있기 때문에 QPSK수신기에서도 복조할 수 있다. 또 직교좌표상에도 배치되어 있기 때문에 16-SRQAM에서도 복조할 수 있다. QPSK, 16PSK, 16-SRQAM의 3개의 사이의 극좌표계와 직교좌표계 C-CDM간의 호환성을 실현하면서 확장할 수 있다는 큰 효과가 있는 방식이다.
다음에 제3수신기(43)에 대해서 설명한다. 제26도는 제3수신기(43)의 블록도이고, 제21도의 제2수신기(33)와 대략 동일구성이 된다. 다른점은 제3데이터열재생부(234)가 추가되어 있는 점과 식별재생회로에 8치의 식별능력이 있는 점에 있다. 안테나(42)의 반경 r3이 r2보다 더욱 크게 되기 때문에, 보다 신호점간 거리가 가까운 신호, 예를 들면 32치 QAM이나 64치 QAM도 복조할 수 있다. 이 때문에 64치 QAM을 복조하기 위하여, 제1식별재생회로(136)는 검신호파에 대하여 8치의 레벨을 변별할 필요가 있다. 이 경우 7개의 임계치레벨이 존재한다. 이중 1개는 0이기 때문에 1개의 상한에는 3개의 임계치가 존재한다.
제27도의 신호스페이스다이어그램에 표시한 바와 같이, 제1상한에서는 3개의 임계치가 존재한다.
제27도에 표시한 바와 같이 3개의 정규화된 임계치, TH 164와 TH 264와 TH 364가 존재한다.
로 표시할 수 있다.
이 임계치에 의해, 위상검파한 수신신호를 AM 복조함으로써, 제21도에서 설명한 제1데이터열과 제2데이터열과 마찬가지로 해서 제3데이터열의 데이터가 복조된다. 제23도와 같이 제3데이터열은 예를들면 제1분할신호점군(181)중의 4개의 신호점(201)(202)(203)(204)의 변별에 의해 4치 즉 2비트가 취해진다. 이렇게해서 6비트 즉 변형 64치 QAM의 복조가 가능하게 된다.
이때의 복조제어부(231)는 제1데이터열재생부(232)의 제1데이터열에 포함되는 복조정보에 의해, m, A1, A2, A3의 값을 알수 있으므로 그 임계치 TH 164와 TH 264와 TH 364를 계산해서 제1식별재생회로(136)와 제2식별재생회로(137)에 보내고, 변형 64 QAM 복조를 확실히 행할 수 있다. 이 경우 복조정보에는 스크램블이 걸려 있으므로 허가된 수신자밖에 64QAM을 복조할 수 없도록 할수도 있다. 제28도는 변형 64QAM의 복조제어부(231)의 순서도를 표시한다. 제24도의 16치 QAM의 순서도를 다른점만 설명한다. 제28도의 스텝 304로부터 스텝 320이 되고 m=32이면 스텝 322의 32치 QAM을 복조한다. NO이면 스텝 321에서 m=64인지 판별하고, 스텝 323에서 A3가 설정치이하이므로 재생할 수 없기 때문에, 스텝 305로 향하고, 제24도와 동일한 순서도가 되고, 변형 16QAM의 복조를 행한다. 여기서 스텝 323으로 복귀하면, A3가 설정치이상이면 스텝 324에서 임계치의 계산을 행하고, 스텝 325에서 제1, 제2식별재생회로에 3개의 임계치를 보내 스텝 326에서 변형 64QAM의 재생을 행하고, 스텝 327에서 제1, 제2, 제3데이터의 재생을 행하고, 스텝 328에서 착오율이 크면 스텝 305로 향하여 16QAM 복조를 하고 작으면 64QAM 복조를 계속한다.
여기서, 복조에 중요한 반송파재생방식에 대해서 설명한다. 본 발명은 변형 16QAM이나, 변형 64QAM의 제1데이터열을 4PSK 수신기에서 재생시키는 점에 특징의 하나가 있다. 이 경우 통상의 4PSK 수신기를 사용한 경우는 반송파의 재생이 곤란해져 정상적인 복조를 할수 없다. 이것을 방지하기 위하여 송신기쪽과 수신기쪽에서 몇가지의 대책이 필요하게 된다.
본 발명에 의한 방법으로서 2가지의 방식이 있다. 제1방식은 일정규칙에 의거해서 간헐적으로(2n-1) π/4의 각도상의 신호점을 보내는 방법이다. 제2방식은 nπ/8의 각도상에 거의 모든 신호점을 배치하여 송신하는 방법이다.
제1방법은, 제38도에 표시한 바와 같이 4개의 각도, π/4, 3π/4, 5π/4, 7π/4의 각도상에 있는 신호점 예를들면 신호점(83),(85)의 신호를 보낼 때, 제38도의 송신신호의 타임차트도중의 타임슬롯군(451)중 사선으로 표시한 간헐적으로 보내지는 동기타임슬롯(452),(452a),(452b),(452c)를 어떤 일정한 규칙에 의거해서 설정한다. 그리고, 이 기간중에 반드시 상기 각도상의 8개의 신호점중의 하나의 신호점을 송신한다. 그 이외의 타임슬롯에서는 임의의 신호점을 송신한다. 그리고 송신기(1)는, 이 타임슬롯을 보내는 상기의 규칙을 제41도에 표시한 데이터의 동기타이밍정보부(499)에 배치해서 송신한다.
이 경우의 송신신호의 내용을 제41도를 사용해서 더욱 상세하게 설명하면 동기타임슬롯(452),(452a),(452b),(452c)을 포함한 타임슬롯군(451)은 1개의 단위데이터열(491), Dn을 구성한다.
이 신호에는 동기타이밍정보의 규칙에 의거해서 간헐적으로 동기타임슬롯이 배치되어 있으므로, 이 배치규칙을 알수 있으면, 동기타임슬롯에 있는 정보를 추출함으로써 반송파재생은 용이하게 할수 있다.
한편 데이터열(492)의 프레임의 선두부분에는, S로 표시하는 동기영역(493)이 있고, 이것은 사선으로 표시하는 동기타임슬롯만으로 구성되어 있다. 이 구성에 의해 상기의 반송파재생용의 추출정보가 많아지므로 4PSK 수신기의 반송파재생을 확실히 또한 빨리 할수 있다는 효과가 있다.
이 동기영역(493)은 S1, S2, S3으로 표시하는 동기부(496),(497),(498) 등을 포함하고, 이 부분에는 동기를 위한 유니크워드나 상기한 복조정보가 들어 있다. 또 1T로 표시하는 위상동기신호배치정보부(499)도 있고, 이 속에는 위상동기타임슬롯의 배치간격의 정보나 배치규칙의 정보 등의 정보가 들어 있다.
위상동기타임슬롯의 영역의 신호점은 특정한 위상밖에 가지지 않기 때문에 반송파는 4PSK 수신기에서도 재생할 수 있으므로, 위상동기부배치정보 1T의 내용은 확실히 재생할 수 있으므로, 이 정보입수후에는 반송파를 확실히 재생할 수 있다.
제41도의 동기영역(493)의 다음에 복조정보부(501)가 있고, 변형다치 QAM 신호를 복조할 때에 필요한 임계전압에 관한 복조정보가 들어 있다. 이 정보는 다치 QAM의 복조에 중요하므로, 제41도의 동기영역(502)과 같이 동기영역중에 복조정보(502)를 넣으면 복조정보의 입수가 보다 확실하게 된다.
제42도는 TDMA 방식에 의해 버스트형상의 신호를 보내는 경우의 신호배치도이다. 제41도와의 차이는 데이터열(491), Dn과 다른 데이터열과의 사이에 가아드타임(521)이 형성되고, 이 기간중, 송신신호는 송신되지 않는다. 또 데이터열(492)의 선두부에는 동기를 취하기 위한 동기부(522)가 형성되어 있다. 이 기간중에는 상기한 (2n-1)π/4의 위상의 신호점밖에 송신되지 않는다. 따라서 4PSK의 복조기에서도 반송파를 재생할 수 있다. 이렇게해서 TDMA방식으로도 동기 및 반송파재생이 가능하게 된다.
다음에 제19도의 제1수신기(23)의 반송파재생방식에 대해서 제43도와 제44도를 사용해서 상세히 설명한다. 제43도에 있어서 입력한 수신신호는 입력회로(24)에 들어가고, 동기검파회로(541)에서 동기검파된 복조신호의 하나는 출력회로(542)에 보내져 출력되고, 제1데이터열이 재생된다. 추출타이밍제어회로(543)에서 제41도의 위상동기부배치정보부(499)가 재생되고, 어떤 타이밍에서 (2n-1)π/4의 위상동기부의 신호가 들어오는지 알수 있고, 제44도와 같은 간헐적인 위상동기제어신호(561)가 보내진다. 복조신호는 체배회로(545)에 보내져 4체배되고 반송파재생제어회로(544)에 보내진다. 제44도의 신호(562)와 같이 참의 위상정보(563)의 신호와 그 이외의 신호를 포함한다. 타이밍차트(564)중의 사선으로 표시한 바와 같이 (2n-1)π/4의 위상의 신호점으로 이루어진 위상동기타임슬롯(452)이 간헐적으로 포함된다. 이것을 위상동기제어신호(564)를 사용해서 반송파재생제어회로(544)에 의해 샘플링함으로써, 위상표본신호(565)가 얻어진다. 이것을 샘플링홀드함으로써, 소정의 위상신호(586)가 얻어진다. 이 신호는 루프필터(546)를 통해서 VCO(547)에 보내져 반송파가 재생되고, 동기검파회로(541)에 보내진다. 이렇게해서 제39도의 사선으로 표시한 바와 같은 (2n-1)π/4의 위상의 신호점이 추출된다. 이 신호를 토대로 3체배방식에 의해 정확한 반송파를 재생할 수 있다. 이때 복수의 위상이 재생되나 제41도의 동기후(496)에 유니크워드를 넣음으로써 반송파의 절대위상을 특정할 수 있다.
제40도와 같이 변형 64QAM 신호를 송신하는 경우, 대략 (2n-1)π/4의 위상의 사선으로 표시한 위상동기영역(471)중의 신호점에 대해서만 위상동기타임슬롯(452),(452b) 등을 송신기는 보낸다. 이 때문에 통상의 4PSK 수신기에서는 반송파는 재생할 수 없으나, 4PSK의 제1수신기(23)에서도, 본 발명의 반송파재생회로를 장비함으로써 반송파를 재생할 수 있다는 효과가 있다.
이상은 코스터스방식의 반송파재생회로를 사용한 경우이다. 다음에 역변조방식반송파재생회로에 본 발명을 사용한 경우를 설명한다.
제45도는 본 발명의 역변조방식반송파재생회로를 표시한다. 입력회로(24)로부터의 수신신호는 동기검파회로(541)에 의해, 복조신호가 재생된다. 한편, 제1지연회로(591)에 의해 지연된 입력신호는 4상위상변조기(592)에 있어서 상기 복조신호에 의해 역복조되어 반송파신호가 된다. 반송파재생제어회로(544)를 통과한 상기 반송파신호는, 위상비교기(593)에 보내진다. 한편 VCO(547)로부터의 재생반송파는 제2지연회로(594)에 의해 지연되고, 위상비교기(593)에서 상기한 역변조반송파신호와 위상비교되고, 위상차신호는 루프필터(546)를 통해서 VCO(547)에 공급되고, 수신반송파와 동위상의 반송파가 재생된다. 이 경우, 제43도의 코스터스형의 반송파재생회로와 마찬가지로 해서, 추출타이밍제어회로(543)는 제39도의 사선으로 표시한 영역의 신호점뿐인 위상정보를 샘플링시키므로 16QAM에서도 64QAM에서도, 제1수신기(23)의 4PSK의 변조기에 의해서 반송파를 재생할 수 있다.
다음에, 16체배방식에 의해 반송파를 재생하는 방식에 대해서 설명한다. 제2도의 송신기(1)는, 제46도에 표시한 바와 같이, 변형 16QAM의 신호점을 nπ/8의 우상에 배치해서 변조 및 송신을 행한다. 제19도의 제1수신기(23)쪽에서는, 제48도에 표시한 바와 같은 16체배회로(661)에 의해, 제46도와 같은 nπ/8의 위상의 신호점은 제1상한으로 축퇴되기 때문에 루프필터(546)와 VCO(547)에 의해 반송파를 재생할 수 있다. 유니크워드를 동기영역에 배치함으로써 16상으로부터 절대위상을 추출할 수도 있다.
다음에 16체배회로의 구성을 설명한다. 복조신호로부터 합회로(662)와 차회로(663)에 의해, 합신호, 차신호를 만들고, 승산기(664)에 의해서 서로 곱해서 cos2θ를 만든다. 또 승산기(665)에서는 sin2θ를 만든다. 이들을 승산기(666)에서 승산하여 sin4θ를 만든다.
sin2θ와 cos2θ로부터 마찬가지로 해서 합회로(667), 차회로(668)와 승산기(670)에 의해 sin8θ를 만든다. 합회로(671)와 차회로(672)와 승산기(673)에 의해 cos8θ를 만든다. 그리고 승산기(674)에 의해 sin16θ를 만듦으로써 16체배를 할수 있다.
이상과 같은 16체배방식에 의해 제46도와 같은 신호점배치를 한 변형 16QAM 신호의 모든 신호점의 반송파를 특정한 신호점을 추출하는 일없이 재생할 수 있다는 큰 효과가 있다.
또 제47도와 같은 배치를 한 변형 64QAM 신호의 반송파도 재생할 수 있으나, 몇 개의 신호점은 동기영역(471)으로부터 약간 어긋나 있으므로, 복조시 착오율이 증가해 버린다.
이 대책으로서 2개의 방법이 있다. 하나는 동기영역을 벗어난 신호점의 신호를 송신하지 않는 것인데 정보량은 감소하나 구성은 간단해진다는 효과가 있다. 다른 하나는 제38도에서 설명한 바와 같이 동기타임슬롯을 형성하는 것이다. 타임슬롯군(451)중의 동기타임슬롯의 기간중에 사선으로 표시한 nπ/8의 위상의 동기위상영역(471)(471a) 등의 신호점을 보냄으로써, 이 기간중에 정확히 동기를 취할 수 있기 때문에 위상오차가 적어진다.
이상과 같이 해서 16체배방식에 의해, 간단한 수신기의 구성으로 4PSK 수신기에 의해 변형 16QAM이나 변형 64QAM의 신호의 반송파를 재생할 수 있다는 큰 효과가 있다. 또, 동기타임슬롯을 또 설정한 경우, 변형 64QAM의 반송파재생시의 위상정밀도를 높인다는 효과를 얻을 수 있다.
이상 상세히 설명한 바와 같이 본 발명의 전송장치를 사용함으로써, 하나의 전파대역에서 복수의 데이터를 계층구조로 동시에 전송할 수 있다.
이 경우에, 1개의 송신기에 대하여 다른 수신감도와 복조능력을 가진 3개의 계층의 수신기를 설정함으로써, 수신기의 투자에 알맞은 데이터량을 복조할 수 있다는 특징이 있다. 우선 작은 안테나와 저분해능이지만 저코스트의 제1수신기를 구입한 수신자는 제1데이터열을 복조재생할 수 있다. 다음에 중형안테나와 중분해능의 고코스트의 제2수신기를 구입한 수신자는 제1, 제2데이터열을 재생할 수 있다. 또 대형안테나와 고분해능의, 상당히 고코스트인 제3수신기를 구입한 사람은 제1, 제2, 제3데이터열 전부를 복조재생할 수 있다.
만약 제1수신기를 가정용디지틀 위성방송수신기로 하면 다수의 일반소비자가 수용할 수 있는 낮은 가격으로 수신기를 실현할 수 있다. 제2수신기는 당초에는 대형안테나를 필요로 하는데다가 고코스트이기 때문에 소비자전반에게 수용되는 것은 아니지만 HDTV를 시청하고 싶은 사람들에는 다소 비싸더라도 의미가 있다. 제3수신기는 위성출력이 증가할때까지의 동안 상당히 대형인 산업용안테나가 필요하고, 가정용으로는 현실적이 아니고 산업용도에 당초에는 적합하다. 예를들면 초고해상 HDTV 신호를 보내고, 위성에 의해 각지의 영화관에 전송하면, 영화관을 비데오에 의해 전자화할 수 있다. 이 경우 영화관이나 비데오시어터의 운영비용이 저렴해진다는 효과도 있다.
이상과 같이 본 발명을 TV전송에 응용한 경우, 3개의 화질의 영상서비스를 1개의 전파의 주파수대역에서 제공할 수 있고, 또한 서로 양립한다는 큰 효과가 있다. 실시예에서는, 4PSK, 변형 8QAM, 변형 16QAM, 변형 64QAM의 예를 표시했으나, 32QAM이나 256QAM에서도 실현할 수 있다. 또 8PSK나 16PSK, 32PSK에서도 실시할 수 있다. 또 실시예에서는 위성전송의 예를 표시했으나 지상전송이나 유선전송에서도 마찬가지로해서 실현할 수 있는 것은 말할 나위도 없다.
또, 제58도나 제68도(a)(b)와 같은 4치 혹은 8치의 ASK신호에 적용할 수도 있다.
[실시예 2]
실시예 2는 실시예 1에서 설명한 물리계층구조를 착오정정능력의 차별화 등에 의해 논리적으로 더욱 분할하고, 논리적인 계층구조를 추가한 것이다. 실시예 1의 경우 각각의 계층채널은 전기신호레벨 즉 물리적인 복조능력이 다르다. 이에 대해서 실시예 2에서는 착오정정능력 등의 논리적인 재생능력이 다르다. 구체적으로는 예를 들면 D1의 계층채널의 데이터를 예를 들면 D1-1과 D1-2의 2개로 분할하고, 이 분할데이터의 1개, 예를 들면 D1-1데이터의 착오정정능력을 D1-2데이터보다 높이고, 착오정정능력을 차별화함으로써, 복조재생시에 D1-1과 D1-2의 데이터의 착오복조능력이 다르기 때문에, 송신신호의 C/N치를 낮게 해간 경우, D1-2를 재생할 수 없는 신호레벨에 있어서도 D1-1은 설정한 착오율내에 수납되어 원신호를 재생할 수 있다. 이것은 논리적인 계층구조라고 할 수 있다.
즉, 변조계층채널의 데이터를 분할하고, 착오정정부호와 골부호의 사용 등의 착오정정의 부호간거리의 크기를 차별화함으로써 착오정정능력에 따른 논리적인 계층구조가 추가되고, 더욱 세밀한 계층전송이 가능하게 된다.
이것을 사용하면, D1채널은 D1-1, D1-2의 2개의 서브채널, D2채널은 D2-1, D2-2의 2개의 서브채널로 늘어난다.
이것을 입력신호의 C/N치와 계층채널번호의 제85도를 사용해서 설명하면, 계층채널 D1-1은 가장 낮은 입력신호로 재생할 수 있다. 이 CN치를 d라고 하면, CN=d일 때, D1-1은 재생되나 D1-2, D2-1, D2-2는 재생되지 않는다. 다음에 CN=c 이상이 되면 D1-2가 그위에 재생되고, CN=b일 때 D2-1가 추가되고, CN=a일 때 D2-2가 추가된다. 이와같이 CN가 올라감에 따라서, 재생가능한 계층의 총수가 늘어간다. 반대로 말하면 CN가 내려감에 따라서 재생가능한 계층의 총수가 줄어간다. 이것을 제86도의 전송거리와 재생가능 CN치의 도면에서 설명한다. 일반적으로 제86도의 실선(86)으로 표시한 바와 같이 전송거리가 길어짐에 따라서, 수신신호의 C/N치는 저하한다. 제85도에서 설명한 CN=a가 되는 지점의 송신안테나로부터의 거리를 La라고 하고 CN=b에서는 Lb, CN=c에서는 Lc, CN=d에서는 Ld, CN=e에서는 Le가 된다고 하자, 송신안테나로부터 Ld의 거리보다 좁은 지역은 제85도에서 설명한 바와 같이 D1-1채널만 재생할 수 있다. 이 D1-1의 수신가능범위를 사선의 영역(862)으로 표시한다. 도면으로부터 명백한 바와 같이 D1-1채널은 가장 넓은 영역에서 재생할 수 있다. 마찬가지로 해서 D1-2채널은 송신안테나로부터 거리 Lc 이내의 영역(863)에서 재생할 수 있다. 거리 Lc 이내의 범위에서는 영역(862)도 포함되기 때문에 D1-1채널도 재생할 수 있다. 마찬가지로 해서 영역(864)에서는 D2-1채널을 재생할 수 있고, 영역(865)에서는 D2-2채널이 재생가능하게 된다. 이와 같이 해서 CN치의 열화에 수반되지 않는 전송채널이 단계적으로 감소하는 계층형 전송을 할 수 있다. 데이터구조를 분리해서 계층구조로 하고, 본 발명의 계층전송을 사용함으로써, 애널로그전송과 같이 C/N의 열화에 따라서 데이터량이 점차로 감소하는 계층형의 전송이 가능하게 된다는 효과가 있다.
다음에 구체적인 구성을 설명한다. 여기서는 물리계층 2층, 논리계층 2층의 실시예를 설명한다. 제87도는 송신기의 블록도이다. 기본적으로는 실시예 1에서 설명한 제2도의 송신기의 블록도와 동일하므로 상세한 설명은 생략하나, 착오정정부호인코우더가 부가되어 있는 점이 다르다. 이것을 ECC 인코우더라고 생략한다. 분리회로(3)는 1-1, 1-2, 2-1, 2-2의 4개의 출력을 가지고, 입력신호를 D1-1, D1-2, D2-1, D2-2의 4개의 신호로 분리해서 출력한다. 이중에 D1-1, D1-2신호는 제1ECC 인코우더(871a)에 입력되고, 각각 주 ECC 인코우더(872a)와 부 ECC 인코우더(873a)에 전송되고, 착오정정의 부호화가 이루어진다.
여기서 주 ECC 인코우더(872a)는 부 ECC 인코우더(873a)보다도 강력한 착오정정능력을 가지고 있다. 이 때문에 제85도의 CN-계층채널의 그래프에서 설명한 바와 같이, 복조재생시 D1-1채널은 D1-2채널보다 낮은 C/N치에 있어서도 D1-1은 기준착오율이하에서 재생할 수 있다. D1-1은 D1-2보다 C/N의 저하에 강한 논리적인 계층구조로 되어 있다. 착오정정된 D1-1, D1-1신호는 합성기(874a)에서 D1신호로 합성되고, 변조기(4)에 입력된다. 한편, D2-1, D2-2신호는 제2ECC 인코우더(871b)중의 각각 주 ECC 인코우더(872b)에 의해 D2신호로 합성되고, 변조기(4)에 의해 입력된다. 주 ECC 인코우더(872b)는 부 ECC 인코우더(873b)보다 착오정정능력이 높다. 이 경우, 변조기(4)는 D1신호, D2신호로부터 계층형 변조신호를 만들어 송신부(5)로부터 송신된다. 이상과 같이 제87도의 송신기(1)는 먼저 실시예 1에서 설명한 변조에 의한 D1, D2의 2층의 물리계층구조를 가지고 있다. 이 설명은 이미 했다. 다음에 착오정정능력의 차별화에 의해 D1-1과 D1-2또는 D2-1, D2-2의 각각 2층의 논리적 계층구조를 가지고 있다.
다음에 이 신호를 수신하는 상태를 설명한다. 제88도는 수신기의 블록도이다. 제87도의 송신기의 송신신호를 수신한 제2수신기(33)의 기본구성은, 실시예 1의 제2도에서 설명한 제2수신기(33)와 거의 동일구성이다. ECC 디코우더(876a)((876b)를 추가한 점이 다르다. 이 경우, QAM 변복조의 예를 표시하나, ASK 혹은 PSK, FSK 변복조이어도 된다.
그런데, 제88도에 있어서, 수신된 신호는 복조기(35)에 의해 D1, D2신호로서 재생되고 분리기(3a)(3b)에 의해 각각 D1-1와 D1-2, D2-1, D2-2의 4개의 신호가 만들어지고, 제1ECC 디코우더(876a)와 제2ECC 디코우더(876b)에 입력된다. 제1ECC 디코우더(876a)에서는, D1-1신호가 주 ECC 디코우더(877a)에 의해 착오정정되어 합성기(37)에 보내진다. 한편, D1-2신호는 부 ECC 디코우더(878a)에 의해 착오정정되어 합성기(37)에 보내진다. 마찬가지로해서 제2ECC 디코우더(876b)에 있어서, D2-1신호는 주 ECC 디코우더(877b)에 있어서, D2-2신호는 부 ECC 디코우더(878b)에 있어서 착오정정되고, 합성기(37)에 입력된다. 착오정정된 D1-1, D1-2, D2-1, D2-2신호는 합성기(37)에 있어서 1개의 신호가 되고 출력부(36)로부터 출력된다.
이 경우, 논리계층구조에 의해 D1-1은 D1-2보다, 또 D2-1은 D2-2보다 착오정정능력이 높기 때문에 제85도에서 설명한 바와 같이, 입력신호의 C/N치가 보다 낮은 상태에 있어서도 소정의 착오율이 얻어지고 원신호를 재생할 수 있다.
구체적으로 고코우드게인의 주 ECC 디코우더(877a)(877b)와 저코우드게인의 부 ECC 디코우더(878a)(878b)의 사이에 착오정정능력의 차별화를 행하는 방법을 설명한다. 부 ECC 디코우더에 제165도(b)의 ECC 디코우더의 도면에 표시한 바와 같은 리드솔로몬 부호나 BCH 부호와 같은 표준적인 부호간 거리의 부호화방식을 사용한 경우, 주 ECC 디코우더에 리드솔로몬부호와 리드솔로몬부호의 양자의 곱부호나 길이부호화방식이나 제128도(d)(e)(f)에 표시한 트렐리스디코우더(744p)(744q)(744r)을 사용한 착오정정의 부호간거리가 큰 부호화방식을 사용함으로써 착오정정능력 즉 코우드게인에 차를 가지게 할 수 있다. 이렇게 해서 논리적 계층구조를 실현할 수 있다. 부호간 거리를 크게 하는 방법은 여러 가지 방법이 알려져 있기 때문에 다른 방식에 관해서는 생략한다. 본 발명은 기본적으로는 어떤 방식도 적용할 수 있다.
또, 제160도, 제167도의 블록도에 표시한 바와 같이 송신부에 인터리버(744k)를, 수신부에 디인터리버(759k)(936b)를 설치하고, 제168도(a)의 인터리브테이블(954)에 의해 인터리브를 행하고, 디인터리버(936b)의 디인터리브 RAM(936x)에서 디코우드함으로써, 전송계의 버스트에러에 대해서 강한 전송이 가능하게 되고, 화상이 안정된다.
여기서 논리적인 계층구조를 제89도의 C/N과 착오정정후의 착오율의 관계도를 사용해서 설명한다. 제89도에 있어서, 직선(881)은 D1-1채널의 C/N과 착오율의 관계를 표시하고, 직선(882)는 D1-2채널의 C/N과 정정후의 착오율의 관계를 표시한다.
입력신호의 C/N치가 작아지면 작아질수록, 정정후의 데이터의 착오율은 커진다. 일정한 C/N치 이하에서는 착오정정후의 착오율이 시스템설계시의 기준착오율 Eth이하로 수납되지 않아 원데이터가 정상으로 재생되지 않는다. 그런데, 제89도에 있어서 서서히 C/N을 높여가면 D1-1신호의 직선(881)이 표시하는 바와 같이 C/N이 e이하일 경우 D1채널의 복조를 할 수 없다. eC/Nd일 경우 D1채널의 복조는 할 수 있으나, D1-1채널의 착오율은 Eth를 상회하고, 원데이터를 정상으로 재생할 수 없다.
C/N=d일 때, D1-1은 착오정정능력이 D1-2보다 높기 때문에, 착오정정후의 착오율은 점(885d)로 표시하는 바와 같이 Eth이하가 되고, 데이터를 재생할 수 있다. 한편 D1-2의 착오정정능력은 D1-1만큼 높지 않기 때문에 정정후의 착오율이 D1-1만큼 낮지 않으므로 정정후의 착오율은 E2와 Eth를 상회하기 때문에 재생할 수 없다. 따라서 이 경우 D1-1만 재생할 수 있다.
C/N이 향상되어 C/N=C가 되었을 때, D1-2의 착오정정후의 착오율이 점(885C)로 표시하는 바와 같이 Eth에 달하기 때문에 재생가능하게 된다. 이 시점에서는 D2-1, D2-2즉 D2채널의 복조는 불확실한 상황에 있다. C/N의 향상에 따라서, C/N=b'에 있어서 D2채널을 확실히 복조할 수 있게 된다.
또 C/N이 향상되어 C/N=b가 된 시점에서, D2-1의 착오율이 점(885b)로 표시하는 바와 같이 Eth까지 감소하여, D2-1를 재생할 수 있게 된다. 이때 D2-2의 착오율은 Eth보다 크기 때문에, 재생할 수 없다. C/N=a가 되고 점(885a)로 표시하는 바와 같이 D2-2의 착오율이 Eth까지 감소하여 D2-2채널을 재생할 수 있게 된다.
이와 같이 해서, 착오정정능력의 차별화를 사용함으로써 물리계층 D1, D2채널을 다시 2층의 논리계층 2분할하여, 합계 4층의 계층전송을 할 수 있다는 효과가 얻어진다.
이 경우, 데이터 구조를 고계층의 데이터가 결락해도 원신호의 일부를 재생할 수 있는 계층구조로 하고, 본 발명의 계층전송과 조합함으로써, 애널로그전송과 같이 C/N의 열화에 따라서 데이터량이 점차로 감소하는 계층형전송이 가능하게 된다는 효과가 있다. 특히 최근의 화상압축기술은 급속히 진보하고 있기 때문에, 화상압축데이터를 계층구조로 하고 계층전송과 조합시킨 경우, 동일지점간에 있어서, 애널로그전송보다 훨씬 고화질인 화상을 전송하는 동시에, 애널로그전송과 같이 단계적으로 수신신호 레벨에 따라서 화질을 낮게 하면서 넓은 지역에서 수신할 수 있다. 이와 같이 종래의 디지틀 영상전송에는 없었던 계층전송의 효과를 디지틀에 의한 고화질을 유지하면서 얻을 수 있다.
또, 화상세그먼트데이터의 어드레스데이터나 화상압축시의 기준화상데이터나, 제66도의 디스크램블부로 표시하는 스크램블해제데이터나, 프레임동기신호 등의 HDTV신호의 화상신장에 가장 중요한 데이터를 고순위데이터 D1-1로서 제88도, 제133도, 제170도, 제172도의 고코우드게인의 ECC 인코우더(743a)에서 송신하고, 수신기(43)의 고코우드게인의 ECC 디코우더(758)에서 수신한다. 이 방식에서는 C/N이 열화해서 신호의 착오율이 증가해도 고순위데이터 D1-1의 착오율은 그다지 증가하지 않기 때문에, 디지틀영상 특유의 치명적인 화질의 파괴는 막고, 자주 화질이 열화하는 그레이스풀 데그러데이션(Graceful Degradation)의 효과가 얻어진다. 제133도, 제170도의 변조부(750), 복조부(760)는 상기한 160QAM, 32QAM에서도, 다음의 실시예 4에서 설명하는 제57도의 4VSB나 제68도의 8VSB에서도 8PSK에서도 그레이스풀 데그러데이션의 효과가 얻어진다.
또, 제133도, 제156도에 표시한 바와 같이, 고순위데이터를 제2데이터열 입력부(744)중의 ECC 인코우더(744a)와 트렐리스인코우더(744b)에서 고코우드게인의 착오부호화를 행하고, 저순위데이터를 ECC 인코우더(743a)만으로 저코우드게인의 착오부호화를 행함으로써, 수신시의 고순위데이터와 저순위데이터의 착오율을 크게 차를 가지게 할 수 있다. 이 때문에 전송계의 대폭적인 C/N의 열화에 대해서도 고순위데이터는 수신할 수 있기 때문에 자동차 TV수신기와 같이 수신조건이 나쁜 수신기와 같이 C/N의 열화가 심한 용도에 있어서도, 저순위데이터의 열화에 따라서 화질은 열화한다. 그러나 고순위데이터는 재생되기 때문에 화소블록의 배치정보는 재생되므로 화상이 파괴되는 일이 없고, 해상도나 노이즈가 열화한 화상을 얻을 수 있어, 시청자는 TV프로그램을 보는 것이 가능하게 된다는 현저한 효과가 얻어진다.
[실시예 3]
이하 본 발명의 제3실시예에 대해서 도면을 참조하면서 설명한다.
제29도는 실시예 3의 전체도이다. 실시예 3은 본 발명의 전송장치를 디지틀 TV방송시스템에 사용한 예를 표시하고, 초고해상도의 입력영상(402)은, 제1화상인코우더(401)의 입력부(403)에 입력하고, 분리회로(404)에 의해, 제1데이터열과 제2데이터열과 제3데이터열로 분리되고 압축부(405)에 의해 압축되어 출력된다.
다른 입력영상(406),(407),(408)은 각각 제1화상인코우더(401)와 마찬가지의 구성인 제2화상인코우더(409)(410)(411)에 의해 입축되어 출력된다.
이들의 4조의 데이터중, 제1데이터열의 4조의 신호는, 다중기(412)의 제1다중기(413)에 의해 TDM방식 등의 시간적으로 다중화되어 제1데이터열로서 송신기(1)에 보내진다.
제2데이터열의 신호군의 전부 혹은 일부는 다중기(414)에 의해 다중화되고, 제2데이터열로서 송신기(1)에 보내진다. 또, 제3데이터열의 신호군의 전부 혹은 일부는 다중기(415)에 의해 다중화되고 제3데이터열로서 송신기(1)에 보내진다.
이들을 받아서 송신기(1)에서는 3개의 데이터열을 변조기(4)에 의해 실시예 1에서 설명한 변조를 행하고, 송신부(5)에 의해 안테나(6)와 전송로(7)에 의해 위성(10)에 보내서 중계기(12)에 의해, 제1수신기(23) 등의 3종의 수신기에 보내진다.
제1수신기(23)에서는 전송로(21)에 의해 반경 r1의 소직경의 안테나(22)에서 받아서, 수신신호중의 제1데이터열만 제1데이터재생부(232)에서 재생하고, 제1화상디코우더(421)에 의해 NTSC신호 등의 저해상도의 영상출력(425)과 (426)을 재생하여 출력시킨다.
제2수신기(33)에서는, 반경 r2의 중직경의 안테나(32)에서 받아서, 제1데이터열재생부(232)와 제2데이터열재생부(233)에 의해 제1데이터열과 제2데이터열을 재생하고, 제2화상디코우더(422)에 의해, HDTV 신호 등의 고해상도의 영상출력(427) 혹은 영상출력(425)(426)을 재생하여 출력시킨다.
제3수신기(43)에서는 반경 r3의 대직경의 안테나(42)에서 받아서, 제1데이터열재생부(232)와 제2데이터열재생부(233)와 제3데이터열재생부(234)에 의해 제1데이터열과 제2데이터열과 제2데이터열을 재생하고, 비데오시어러나 영화관용 초고해상도안 HDTV 등의 초고해상도의 영상출력(428)을 출력한다. 영상출력(425),(426),(427)도 출력할 수 있다. 일반 디지틀 TV 방송은 디지틀송신기(51)로부터 방송되고, 제1수신기(23)에서 수신한 경우, NTSC 등의 저해상의 영상출력(426)으로서 출력된다.
그러면, 다음에 제30도의 제1화상인코우더(401)의 블록도에 의거하여 구성을 상세히 설명한다. 초고해상도의 영상신호는 입력부(403)에 입력되고, 분리회로(404)에 보내진다. 분리회로(404)에서는 서브밴드코우딩방식에 의해 4개의 신호로 분리한다. QMF 등의 수평저역통과필터(451)와 수평고역통과필터(452)에 의해 수평저역성분과 수평고역성분으로 분리되고, 서브샘플링부(453),(454)에 의해, 각각의 성분은 샘플링율을 절반으로 한 후, 수평저역성분은 수직저역통과필터(455)와 수직고역통과필터(456)에 의해, 각각 수평저역수직저역신호, 생략해서 HLVL신호와 수평저역수직고역신호, 생략해서 HLVH신호로 분리되고, 샘플링부(457)와 (458)에 의해 샘플링율을 떨어뜨려 압축부(405)에 보내진다.
수평고역성분은 수직저역통과필터(459)와 수직고역통과필터(460)에 의해, 수평고역수직저역신호, 생략해서 HHVL신호와, 수평고역수직고역신호, 생략해서 HHVH신호로 분리되고, 서브샘플링부(461),(462)에 의해 샘플링율을 내려서, 압축부(405)에 보내진다.
압축부(405)에서는 HLVL신호를 제1압축부(471)에서 DCT 등의 최적의 압축을 행하여 제1출력부(472)로부터 제1데이터열로서 출력한다.
HLVH신호는 제2압축부(473)에서 압축되어 제2출력부(464)에 보내진다. HHVL신호는 제3압축부(463)에 의해 압축되어 제2출력부(464)에 보내진다. HHVH신호는 분리회로(465)에 의해 고해상도영상기호(HHVH1)와 초고해상도영상신호(HHVH2)로 나누어져, HHVH1은 제2출력부(464)에, HHVH2는 제3출력부(468)에 보내진다.
다음에 제31도를 사용해서 제1화상디코우더(421)를 설명한다. 제1화상디코우더(421)는 제1수신기(23)로부터의 출력, 제1데이터열 즉 D1을 입력부(501)에 입력하고 디스크램블부(502)에 의해 스크램블을 해제한 후 신장부(503)에 의해, 상기한 HLVL신호로 신장한 후 화면비율변경회로(504)와 출력부(505)에 의해 화면비율을 변경해서 NTSC신호의 화상(506), NTSC신호이고 스트라이프화면의 화상(507), 와이드 TV의 풀화면의 화상(508) 혹은, 와이드 TV의 사이드패널화면의 화상(509)을 출력한다. 이 경우, 논인터레이스 혹은 인터레이스의 2개의 주사선의 타입을 선택할 수 있다. 주사선도 NTSC의 경우 525개와 이중묘화에 의한 1050개를 얻을 수 있다. 또, 디지틀송신기(51)로 부터의 4PSK의 일반디지틀 TV방송을 수신한 경우에는, 제1수신기(23)와 제1화상디코우더(421)에 의해 TV 화상을 복조, 재생할 수 있다.
다음에 제32도의 제2화상디코우더의 블록도를 사용해서 제2화상디코우더를 설명한다. 먼저 제2수신기(33)로부터의 D1신호는 제1입력부(521)로부터 입력하여, 제1신장부(522)에서 신장되고, 오버샘플링부(523)에 의해 2배의 샘플링율이 되고 수직저역통과필터(524)에 의해, HLVL신호가 재생된다. D2신호는 제2입력부(530)로부터 입력하여, 분리회로(531)에 의해 3개의 신호로 분리되고, 제2신장부(532)와 제3신장부(533)와, 제4신장부(534)에 의해 각각 신장 및, 디스크램블되고, 오버샘플링부(535)(536)(537)에 의해 2배의 샘플링율이 되고, 수직고역통과필터(538), 수직저역통과필터(539), 수직고역통과필터(54)에 의해 보내진다. HLVL신호와 HLVH신호는 가산기(525)에서 가산되고, 오버샘플링부(541)와 수직저역통과필터(542)에 의해 수평저역영상신호가 되고, 가산기(543)에 보내진다. HHVL신호와 HHVL신호는 가산기(526)에 의해 가산되고, 오버샘플링부(544)와 수평고역통과필터(545)에 의해 수평고역영상신호가 되고 가산기(543)에 의해 HDTV 등의 고해상도영상신호 HD신호가 되고 출력부(546)로부터 HDTV 등의 화상출력(547)이 출력된다. 경우에 따라서 NTSC 신호도 출력된다.
제33도는 제3화상디코우더의 블록도이고 D1신호는 제1입력부(521)로부터 D2신호는 제2입력부(530)로부터 입력하여 고역화상디코우더(527)에 의해 상기의 순서로 HD신호가 재생된다. D3신호는, 제3입력부(551)로부터 입력하여 초고역부 화상디코우더(552)에 의해 신장, 디스크램블, 및 합성되어 HHVH2신호가 재생된다. 이 신호는 HD신호와 합성기(553)에서 합성되고 초고해상도 TV 신호, S-HD 신호가 되어 출력부(554)로부터 초고해상도영상신호(555)가 출력된다.
다음에 제29도의 설명에서 언급한 다중기(401)의 구체적인 다중화방법에 대해서 설명한다. 제34도는 데이터배열도이며, 제1데이터열, D1과 제2데이터열, D2와 제3데이터열 D3에 6개의 NTSC 채널 L1,L2,L3,L4,L5,L6과 6개의 HDTV 채널 M1∼M6과 6개의 S-HDTV 채널 H1∼H6을 T의 기간중에, 시간축상에 어떻게 배치하는지를 그린 것이다. 제34도는 먼저 T의 기간에 D1신호에 L1∼L6을 TDM 방식등으로 시간다중에 의해 배치하는 것이다. D1의 영역(601)에 제1채널의 HLVL신호를 보낸다. 다음에 D2신호의 영역(602)에는 제1채널에 상당하는 시간영역에 제1채널의 HDTV와 NTSC와의 차분정보 M1 즉, 상기한 HLVH신호와 HHVL신호와 HHVH1 신호를 보낸다. 또 D3신호의 영역(603)에는 제1채널의 S-HDTV 차분정보 H1, 즉 제30도에서 설명한 HHVH-2H1을 보낸다.
여기서 제1채널의 TV극을 선택한 경우를 설명한다. 먼저 소형안테나와 제1수신기(23)와 제1화상디코우더(421)의 시스템을 가진 일반수신기는 제31도의 NTSC 혹은 와이드 NTSC의 TV 신호를 얻을 수 있다. 다음에 중형 안테나와 제2수신기(33)와 제2화상디코우더(422)를 가진 특정한 수신자는 채널 1을 선택한 경우 제1데이터열, D1의 영역(602)과 제2데이터열, D2의 영역(602)의 신호를 합성해서 채널 1의 NTSC 프로그램과 동일 프로그램내용의 HDTV 신호를 얻는다
대형 안테나와 다치 복조할 수 있는 제3수신기(43)와 제3화상디코우더(423)를 가진 영화관 등의 일부의 수신자는 D1의 영역(601)과 D2의 영역(602)과 D3의 영역(603)의 신호를 합성하고, 채널 1의 NTSC와 동일 프로그램내용으로, 영화관용 화질의 초해상도 HDTV 신호를 얻는다. 2∼3까지의 다른 채널도 마찬가지로 해서 재생된다.
제35도는 다른 영역의 구성이다. 먼저 NTSC의 제1채널은 L1에 배치되어 있다. 이 L1은 D1신호의 1타임영역의 영역(601)의 위치에 있고, 선두부에 NTSC간의 디스크램블 정보와 실시예 1에서 설명한 복조정보를 포함한 정보 S11가 들어 있다. 다음에 HDTV의 제1채널은 L1과 M1로 분할되어 들어 있다. M1은 HDTV와 NTSC와의 차분정보이고, D2의 영역(602)과 영역(611)의 양쪽에 들어 있다. 이 경우 6Mbps의 NTSC압축신호를 채용하여 L1에 수용하면, M1의 대역은 2배인 12Mbps가 된다.
L1과 M1을 합하면 18Mbps의 대역이 제2수신기(33)와 제2화상디코우더(422)로부터 복조재생가능하다. 한편, 현재 제안되고 있는 압축방법을 사용하여 약 15Mbps의 대역에서 HDTV압축신호를 실현할 수 있다. 따라서 제35도의 배치로 채널 1에서 HDTV와 NTSC를 동시에 방송할 수 있다. 이 경우 채널 2에서는 HDTV의 재생은 할 수 없다. S21은 HDTV의 디스크램블정보이다. 또 슈퍼HDTV 신호는 L1과 M1과 H1로 분할해서 방송된다. 슈퍼HDTV의 차분정보는 D3의 영역(603),(612),(613)을 사용하여, NTSC를 6Mbps도 설정한 경우, 합계 36Mbps 보내지고, 압축을 높이면 영화관용 화질의 주사선 약 2000개의 슈퍼HDTV 신호도 방송 할 수 있다.
제36도의 배치도는 D3에서 6개의 타임영역을 점유시키고 슈퍼HDTV 신호를 전송한 경우를 표시한다. NTSC 압축신호를 6Mbps로 설정한 경우 9배인 54Mbps를 전송할 수 있다. 이 때문에 보다 고화질의 슈퍼HDTV를 전송할 수 있다.
이상은, 송신신호의 전파의 수평 혹은 수직의 편파면의 한쪽을 이용하는 경우이다. 여기서 수평과 수직의 2개의 편파면을 사용함으로써, 주파수 이용효율은 2배가 된다. 이하에 설명을 한다.
제49도는 제1데이터열의 수평편파신호 DV1과 수직편파신호 DH1및 제2데이터열의 동 DV2와 DH2, 제3데이터열의 DV3와 DH3의 신호배치도를 표시한다. 이 경우, 제1데이터열의 수직편파신호 DV1에 NTSC 등의 저역 TV 신호가 들어 있고 제1데이터열의 수평편파신호 DH1에 고역 TV 신호가 들어 있다. 따라서 수직편파안테나 밖에 가지고 있지 않은 제1수신기(23)는, NTSC 등의 저역신호를 재생할 수 있다. 한편, 수직, 수평의 양방향의 편파안테나를 가진 제1수신기(23)는, 예를 들면 L1과 M1신호를 합성하여 HDTV신호를 얻을 수 있다. 즉 제1수신기(23)를 사용한 경우, 안테나의 능력에 따라, 한쪽에서는 NTSC를 다른쪽에서는 NTSC와 HDTV를 재생할 수 있기 때문에 2방식이 양립한다는 큰 효과가 있다.
제50도는 TDMA 방식으로 한 경우이고, 각 데이터버스트(721)의 선두부에 동기부(731)와 가아드부(741)가 형성되어 있다. 또 프레임의 선두부에는 동기 정보부(720)가 형성되어 있다. 이 경우는, 각 타임슬롯군이, 각각 1개의 채널이 할당되어 있다. 예를 들면 제1타임슬롯(750)에서 제1채널의 완전 동일한 프로그램의 NTSC, HDTV, 슈퍼HDTV를 보낼 수 있다. 각각의 타임슬롯(750)∼(750e)이 완전히 독립되어 있다. 따라서 특정한 방송국이 특정한 타임슬롯을 사용해서 TDMA 방식으로 방송하는 경우, 타국과 독립해서 NTSC, HDTV, 슈퍼 HDTV의 방송을 할 수 있다는 효과가 있다. 또, 수신쪽도 수평편파안테나이고 제1수신기(23)를 가진 구성의 경우 NTSC TV 신호를 양편파안테나면 HDTV를 재생할 수 있다. 제2수신기(33)로 하면 저해상도의 슈퍼 HDTV를 재생할 수 있다. 제3수신기(43)로 하면 슈퍼 HDTV신호를 완전히 재생할 수 있다. 이상과 같이 양립성이 있는 방송시스템을 구축할 수 있다. 이 경우 제50도와 같은 배치에서, 버스트 형상의 TDMA 방식이 아니라, 제49도와 같은 연속신호의 시간다중도, 가능하다. 또 제51도에 표시한 바와 같은 신호배치로 하면 보다 고해도의 HDTV 신호를 재생할 수 있다.
이상 설명한 바와 같이 실시예 3에 의해 초고해상도형 HDTV, HDTV와 NTSC-TV의 3개의 신호의 양립성이 있는 디지틀 TV 방송이 가능하게 된다는 현저한 효과가 있다. 특히 영화관 등에 전송한 경우, 영상을 전자화할 수 있다는 새로운 효과가 있다.
여기서, 본 발명에 의한 변형 QAM을 SRQAM이라고 하고, 구체적인 착오율에 대해서 설명한다.
먼저, 16SRQAM의 착오율을 계산한다. 제99도는 16SRQAM의 신호점의 벡터도이다. 제1상한에 있어서, 16QAM의 경우, 신호점(83a)(83b)(84a)(85)(86a) 등의 각 16개의 신호점의 간격은 등간격이고, 모두 2δ이다.
16QAM의 신호점(83a)는 좌표축의 I축, Q축으로부터 δ의 거리에 있다. 여기서 16SRQAM으로 하는 경우, n을 시프트치라고 정의하면, 신호점(83a)는 시프트해서 좌표축으로부터의 거리를 nδ의 위치의 신호점(83)으로 이동시킨다. 이 경우 n은
이다. 또 다른 신호점(84a)(86a)도 시프트해서 신호점(84)(86)의 위치로 이동한다. 제1데이터열의 착오율을 Pe1라고 하면
제2데이터열의 착오율을 Pe2라고 하면
가 된다.
다음에 36SRQAM 혹은 32SRQAM의 착오율을 계산한다. 제100도는 36SRQAM의 신호 벡터도이다. 제1상한에 있어서 38QAM의 신호점간 거리는 2δ이라고 정의한다.
36QAM의 신호점(83a)는 좌표축으로부터 δ의 거리에 있다. 이 신호점(83a)는 36SRQAM이 되면 신호점(83)의 위치로 시프트하고, 좌표축으로부터 nδ의 거리가 된다. 각각의 신호점은 시프트해서 신호점(83),(84),(85),(86),(97),(98),(99),(100),(101)가 된다. 9개의 신호점으로 이루어진 신호점군(90)을 1개의 신호점으로 간주해서 변형 4PSK 수신기에서 수신하고, 제1데이터열 D1만 재생한 경우의 착오율을 Pe1라고 하고, 신호점군(90)중의 9개의 신호점을 각각 변별하여 제2데이터열 D2를 재생한 경우의 착오율을 Pe2라고 하면
가 된다.
이 경우, 제101도의 C/N-착오율도는 착오율 Pe와 전송계의 C/N과의 관계를 계산한 일례를 표시한다. 곡선(900)은 비교를 위하여 종래 방식의 32QAM의 착오율을 표시한다. 직선(905)은 착오율이 10-1.5의 직선을 표시한다. 본 발명의 SRQAM의 시프트량 n을 1.5로 한 경우의 제1계층 D1의 착오율은 곡선(901a)가 되고, 착오율이 10-1.5에 있어서 곡선(900)의 32QAM에 대해서 C/N치가 5dB 내려가도 D1은 동등한 착오율에서 재생할 수 있다는 효과가 있다.
다음에 n=1.5일 경우의 제2계층 D2의 착오율은 곡선(902a)로 표시된다. 착오율이 10-1.5에 있어서, 곡선(900)으로 표시한 32QAM에 비해서 C/N을 2.5dB 올리지 않으면 동등한 착오율에서 재생할 수 없다. 곡선(901b), 곡선(902b)는 n=2.0일 경우의 D1, D2를 표시한다. 곡선(902c)는 D2를 표시한다. 이것을 정리하면, 착오율이 10-1.5의 값에 있어서 22n=1.5,2.0,2.5일 때 32QAM에 비해서 각각 D1은 5,8,10dB 개선되고, D2는 2.5dB 열화한다.
32SRQAM의 경우에 시프트량 n을 변화시킨 경우에 소정의 착오율을 얻는데 필요한 제1데이터열 D1과 제2데이터열 D2의 C/N치를 제103도의 시프트량 n과 C/N의 관계도로 표시한다. 제103도를 보면 명백한 바와 같이, n가 0.8이상이면, 계층전송 즉 제1데이터열 D1과 제2데이터열 D2의 전송에 필요한 C/N치의 차가 생기고, 본 발명의 효과가 생기는 것을 알 수 있다. 따라서 32SRQAM의 경우 n0.85의 조건하에서 효과가 있다. 16SRQAM일 경우의 착오율은 제102도의 C/N과 착오율의 관계와 같이 된다.
제102도에 있어서 곡선(900)은 16QAM의 착오율을 표시한다. 곡선(901a)(901b)(901c)은 각각 제1데이터열 D1의 n=1.2,1.5,1.8일 경우의 착오율을 표시한다. 곡선(902a)(902b)(902c)는 각각 제2데이터열 D2의 n=1.2,1.5,1.8일 경우의 착오율을 표시한다.
제104도의 시프트량 n과 C/N의 관계도는 16SRQAM의 경우에 시프트량 n을 변화시킨 경우에 특정한 착오율을 얻는데 필요한 제1데이터열 D1과 제2데이터열 D2의 C/N치를 표시한 것이다. 제104도로부터 명백한 바와 같이 16SRQAM일 경우 n0.9이면 본 발명의 계층전송이 가능하게 되는 것을 알 수 있다. 이상으로부터 n0.9이면 계층전송이 성립한다.
여기서 구체적으로 디지틀 TV의 지상방송에 본 발명의 SRQAM을 적용한 경우의 일례를 표시한다. 제105도는 지상방송시의 송신안테나와 수신안테나의 거리와, 신호레벨과의 관계도를 표시한다. 곡선(911)은 송신안테나의 높이가 1250ft일 경우의 수신안테나 신호레벨을 표시한다. 먼저 현재 검토가 진행되고 있는 디지틀 TV 방송방식에 있어서 요구되는 전송계의 요구착오율을 10-1.5라고 가정한다. 영역(912)는 노이즈레벨을 표시하고, 점(910)은 C/N=15dB가 되는 지점에서 종래 방식인 32QAM 방식의 수신한 계점을 표시한다. 이 L=60mile의 지점에 있어서 디지틀 HDTV방송을 수신할 수 있다. 그러나 날씨 등의 수신조건의 악화에 의해 시간적으로 C/N은 5dB의 폭으로 변동한다. C/N가 임계치에 가까운 수신상황에 있어서, C/N가 저하하면 급격히 HDTV의 수신이 불능이 되는 문제를 가지고 있다. 또 지형이나 건축물의 영향에 의해, 적어도 10dB 정도의 변동이 예상되고, 60mile의 반경내의 모든 지점에서 수신할 수 있는 것은 아니다. 이 경우 애널로그와 달리 디지틀의 경우 완전히 영상을 전송할 수 없다. 따라서 종래의 디지틀 TV 방송방식의 서비스영역은 불확실한 것이었다.
한편, 본 발명의 32SRQAM 또는 제68도에 표시한 8-VSB의 경우, 상기와 같이, 제133도, 제137도의 구성에 의해 3층의 계층이 된다. 제1-1계층, D1-1에서 MPEG 레벨의 저해상도 NTSC신호를 보내고, 제1-2계층 D1-2에서 중해상도 TV성분을 보내고, 제2계층 D2에서 HDTV의 고역성분만을 보낼 수 있다. 예를 들면 제105도에 있어서 제1-2계층의 서비스영역은 점(910a)와 같이 70mile지점까지 확대하고, 제2계층은 (910b)와 같이, 55mile 지점까지 후퇴한다. 제106도의 32SRQAM의 서비스영역도는 이 경우의 서비스영역의 면적의 차이를 표시한다. 제106도는 컴퓨터시뮬레이션을 행하여, 제53도를 보다 구체적으로 계산한 것이다. 제106도에 있어서 영역(708),(703c)(703a)(703b)(712)는 각각 종래 방식의 32QAM의 서비스영역, 제1-1계층 D1-1의 서비스영역, 제1-2계층 D1-2의 서비스영역, 제2계층 D2의 서비스영역, 인접 애널로그국의 서비스영역을 표시한다. 이중 종래 방식의 32QAM의 서비스영역의 데이터는 종래 개시되어 있는 데이터를 사용하고 있다.
종래 방식의 32QAM에서는 명목상 60mile의 서비스영역을 설정할 수 있다. 그러나 실제는 날씨나 지형의 조건변화에 의해 수신 한계치 근처에 있어서 매우 수신상태가 불안정했다.
그러나, 본 발명의 36SRQAM을 사용하여, 제1-1계층 D1-1에서 MPEG1그레이드의 저역 TV 성분을, 제1-2계층 D1-2에서 NTSC그레이드의 주역 TV성분을 송신하고, 제2계층 D2에서 HDTV의 고역 TV성분을 송신함으로써, 제106도와 같이 고해상도 그레이드의 HDTV의 서비스영역의 반경이 5mile 축소하지만, 중해상도 그레이드의 EDTV의 서비스영역의 반경이 10mile 이상 확대하고, 저해상도의 LDTV의 서비스영역은 18mile 확대한다는 효과가 생긴다, 제107도는 시프트팩터 n 혹은 s=1.8일 경우의 서비스영역을 표시하고, 제135도는 제107도의 서비스영역을 면적으로 표시한 것이다.
이에 의해, 첫번째로 종래 방식에서는, 수신조건이 나쁜 지역에 있어서 존재한 수신불능 지역에 있어서도 본 발명의 SRQAM방식을 적용함으로써, 적어도 설정한 서비스영역내에 있어서는 대부분의 수신기에 의해서 중해상도 혹은 저해상도 그레이드에서 TV방송을 수신할 수 있는 송신이 가능하게 된다. 따라서 통상의 QAM에서 발생하는 빌딩뒤나 저지대의 수신불능 영역과 인접 애널로그국으로부터의 방해를 받는 지역에 있어서 본 발명을 사용함으로써 이 수신불능지역이 대폭으로 감소하고, 이에 따라서 수신자수를 증가할 수 있다.
두 번째로 종래의 디지틀 TV방송방식에서는 고가의 HDTV 수신기와 수상기를 가진 수신자밖에 수신할 수 없었기 때문에, 서비스영역내에 있어서도 일부의 수신자밖에 시청할 수 없었다. 그러나 본 발명에서는 종래의 NTSC나 PAL이나 SECAM 방식의 종래형 TV수상기를 가지고 있는 수신자도 디지틀 수신기만을 증설함으로써, 디지를 HDTV방송의 프로그램을 NTSC그레이드 혹은 LDTV그레이드이기는 하지만 수신가능하게 된다는 효과가 있다. 이 때문에 수신자는 보다 적은 경제적 부담으로 프로그램을 시청할 수 있다. 동시에 총수신자수가 증가하기 때문에 TV송신자 쪽은 보다 많은 시청자를 얻을 수 있으므로 TV사업으로서의 경영이 보다 안정된다는 사회적 효과가 생긴다.
세번째로 중저해상도 그레이드의 수신지역의 면적은 n=2.5일 경우, 36% 종래 방식에 비해서 확대한다. 확대에 따라서 수신자가 증가한다. 서비스영역의 확대와 수신자수의 증가에 의해 그만큼 TV사업자의 사업수입이 증대한다. 이에 의해 디지틀 방송의 사업리스크가 감소하고, 디지틀 TV 방송의 보급이 빨라질 것이 기대된다.
그런데, 제107도의 32SRQAM의 서비스영역도에 볼 수 있는 바와 같이, N 혹은 s=1.8일 경우에도 마찬가지의 효과가 얻어진다. 시프트치 n을 변경함으로써, 각각의 방송국이 HDTV수상기와 NTSC TV 수상기의 분포상황 등의 지역특유의 조건이나 사정에 따라서 n을 변경하고, SRQAM의 D1과 D2의 서비스영역(703a)과 (703b)을 최적조건으로 설정함으로써, 수신자는 최대의 만족을 방송국은 최대의 수신자수를 얻을 수 있다. 이 경우
일 때, 이상과 같은 효과가 얻어진다. 따라서 32SRQAM의 경우 n은
가 된다.
마찬가지로 해거 16SRQAM의 경우 n은
가 된다.
이 경우 제99도, 제100도와 같이 시프트시켜 제1과 제2계층을 얻는 SRQAM 방식에 있어서 16SRQAM, 32SRQAM, 64SRQAM에 있어서 n가 1.0이상이면, 지상방송에 있어서 본 발명의 효과가 얻어진다.
실시예에서는 영상신호를 전송한 경우를 설명했으나 음성신호를 고역부 혹은 고분해농부와 저역부 혹은 저분해농부로 나누고, 각각 제2데이터열, 제1데이터열로서 본 발명의 전송방식을 사용해서 전송하면, 마찬가지의 효과가 얻어진다. PCM방송, 라디오, 휴대전화에 사용하면 서비스영역이 확대된다는 효과가 있다.
또, 실시예 3에서는, 제133도에 표시한 바와 같이 시간분할다중(TDM)방식과 조합해서 TDM에 의한 서브채널을 형성하고, ECC 인코우더(743a)와 ECC 인코우더(743b)에 표시한 바와 같이, 그 각 서브채널의 착오정정의 코우드게인을 차별화함으로써, 각 서브채널의 임계치에 차를 두어 계층형전송의 서브채널을 증가시킬 수 있다. 이 경우 제137도에 표시한 바와 같이 4VSB, 8VSB, 16VSB의 VSB-ASK 신호의 2개의 서브채널의 트렐리스인코우더 등의 ECC 인코우더의 코우드게인을 바꾸어도 된다. 상세한 설명은 실시예 6의 제131도의 설명과 동일하므로 생략한다.
제131도의 블록도는 자기기록재생장치이고 제137도의 블록도는 전송장치이다. 전송장치의 송신기의 UP컨버터 수신기의 Daon컨버터를 각각, 자기기록재생장치의 자기헤드기록신호증폭회로, 자기헤드재생신호증폭회로로 치환함으로써 양자는 완전히 동일한 구성이 되는 것을 알 수 있다. 따라서, 변복조부의 구성과 동작은 완전히 동일하다. 마찬가지로 해서 제84도의 자기기록재생장치는 제156도의 전송장치와 동일 구성인 것을 알 수 있다. 또 구성을 간단히 하고 싶은 경우에는 제157도, 더욱 간단히 하고 싶은 경우에는 제158도와 같은 구성으로 할 수 있다.
제106도의 시뮬레이션에 있어서는 제1-1서브채널 D1-1과 1-2서브채널 D1-2의 사이에 5dB의 코우딩게인의 차를 가진 경우를 표시하고 있다. SRQAM은 C-CDM라고 불리는 본 발명의 신호점부호분할다중방식(Constellation-Code Division Multiplex)을 rectangle-QAM에 응용한 것이다. C-CDM은 TDM이나 FDM과 독립한 다중화방식이다. 코우드에 대응한 신호점코우드를 분할함으로써, 서브채널을 얻은 방식이다. 이 신호점의 수를 증가시킴으로써 TDM이나 FDM에는 없는 전송용량의 확장성을 얻을 수 있다. 이것은 종래 기기와 거의 완전한 호환성을 유지하면서 실현한다. 이와 같이 C-CDM은 뛰어난 효과를 가진다.
그런데 C-CDM과 TDM을 조합한 실시예를 사용했으나 주파수분할다중방식(FDM)과 조합해도, 마찬가지의 임계치의 완화효과가 생긴다. 예를 들면 TV 방송에 사용한 경우, 제108도의 TV 신호의 주파수분포도에 표시한 바와 같이 된다. 종래의 애널로그방송 예를 들면 NTSC방식의 신호는 스펙트럼(725)과 같은 주파수분포를 하고 있다.
가장 큰 신호는 영상의 캐리어(722)이다. 컬러의 캐리어(723)나 음성의 캐리어(724)는 그다지 크지 않다. 상호 간섭을 피하기 위해서는 디지틀 방송의 신호를 FDM에 의해 2개의 주파수로 나누는 방법이 생각된다. 이 경우, 도면에 표시한 바와 같이 영상의 캐리어(722)를 피하도록 제1캐리어(726)와 제2캐리어(727)로 분할하고 각각 제1신호(720)와 제2신호(721)를 보냄으로써 간섭은 경감할 수 있다. 제1신호(720)에 의해 저해상도 TV 신호를 큰 출력으로 송신하고, 제2신호(721)에 의해 고해상도신호를 작은 출력으로 송신함으로써 방해를 피하면서 FDM에 의한 계층형 방송이 실현된다.
여기서 제134도에 종래의 32QAM을 사용한 경우의 도면을 표시한다. 서브채널 A쪽이 출력이 크기 때문에, 임계치 Threshold 1은 서브채널 B의 임계치 Threshold 2에 비해서 4∼5dB 작아도 된다. 따라서 4∼5dB 임계치의 차를 가진 2층의 계층형 방송이 실현된다. 그러나 이 경우, 수신신호의 레벨이 Threshold 2이하가 되면 정보량이 큰 폭을 차지하는 제2신호(721a)의 사선으로 표시한 신호의 전부를 전혀 수신할 수 없게 되고 정보량이 적은 제1신호(720a)밖에 수신할 수 없게 되어 제2계층에서는 화질이 현저하게 나쁜 화상밖에 수신할 수 없다.
그러나 본 발명을 사용한 경우, 제108도에 표시한 바와 같이, 먼저 제1신호(720)에 C-CDM에 의해 얻어지는 32SRQAM을 사용해서 서브채널 A의 1을 추가한다. 이 임계치가 낮은 서브채널 A의 1에 또 저해상도의 성분을 얹는다. 제2신호(721)를 32SRQAM으로 하고, 서브채널 B의 1의 임계치를 제2신호의 임계치 Threshold 2에 맞춘다. 그러면 신호레벨이 Threshold 2로 내려가도 수신할 수 없게 된다. 영역은 사선으로 표시한 제2신호부(721a)만으로 이루어지고, 서브채널 B의 1은 수신할 수 있기 때문에 전송량은 그다지 줄지 않는다. 따라서 제2계층에 있어서도 화질이 좋은 화상을 Threshold 2의 신호레벨에 있어서도 수신할 수 있다는 효과가 있다.
한쪽의 서브채널에 보통 해상도의 성분을 전송함으로써, 더욱 계층의 수가 증가하고, 저해상도의 서비스영역이 확대된다는 효과도 생긴다. 이 임계치가 낮은 서브채널에 음성정보 또는 동기정보, 각 데이터의 헤더 등의 중요한 정보를 넣음으로써, 이 중요한 정보는 확실히 수신할 수 있기 때문에 안정된 수신이 가능하게 된다. 제2신호(731)에 마찬가지의 수법을 사용하면, 서비스영역의 계층이 증가한다. HDTV의 주사선이 1050개일 경우, 525개에 추가해서 C-CDM에 의해 775개의 서비스영역이 추가된다.
이와 같이 해서, FDM과 C-CDM을 조합하면 서비스영역이 확대된다는 효과가 생긴다. 이 경우 FDM에 의해 2개의 서브채널을 배설했으나 3개의 주파수로 분할하여 3개의 서브채널을 배설해도 된다.
다음에 TDM과 C-CDM을 조합해서 방해를 피하는 방법을 설명한다. 제109도에 표시한 바와 같이 애널로그 TV 신호에는 수평귀선부(732)와 영상신호부(731)가 있다. 수평귀선부(732)의 신호레벨이 낮다는 것과, 이 기간중에는 방해를 받아도 화면에 출력되지 않는다는 것을 이용한다. 디지틀 TV신호의 동기를 애널로그 TV신호와 합하고, 수평귀선부(732)의 기간의 수평귀선동기슬롯(733)(733a)에 중요한 데이터, 예를 들면 동기신호 등을 보내거나 높은 출력으로 많은 데이터를 보낼 수 있다. 이것에 의해 방해를 늘이지 않고 데이터량을 증가시키거나 출력을 높일 수 있다는 효과가 있다. 또한 수직귀선부(735),(735a)의 기간에 동기시켜 수직귀선동기슬롯(737),(737a)을 형성해도 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.
제110도는 C-CDM의 원리도이다. 또 제111도는 16QAM의 확장판의 C-CDM의 코우드할당도를 표시하고, 제112도는 32QAM 확장판의 코우드할당도를 표시한다. 제110도, 제111도에 표시한 바와 같이 256QAM은 제1,2,3,4층(740a),(740b)(740c)(740d)의 4개의 층으로 나누어지고, 각각 4,16,64,256개의 세그먼트를 가진다. 제4층(740d)의 256QAM의 신호점코우드워드(742d)는 8비트의 11111111이다. 이것을 2비트씩 4개의 코우드워드(741a)(741b)(741c)(771d)로 분할하고 각 제1,2,3,4층(740a)(740b)(740c)(740d)의 신호점영역(742a)(742b)(742c)(742d)에 각각 11, 11, 11, 11을 할당한다. 이렇게 해서 2비트씩의 서브채널 즉 서브채널 1, 서브채널 2, 서브채널 3, 서브채널 4가 생긴다. 이것을 신호점부호분할다중방식이라도 한다. 제111도는 16QAM의 확장판의 구체적인 부호배치를 표시하고, 제112는 36QAM의 확장판을 표시한다. C-CDM 다중화방식은 독립된 것이다. 따라서 종래의 주파수분할다중방식(FDM)이나 시간분할다중방식(TDM)과 조합함으로써, 더욱 서브채널을 증가시킬 수 있다는 효과가 있다. 이렇게 해서 C-CDM방식에 의해 새로운 다중화방식을 실현할 수 있다. Rectangle-QAM을 사용해서 C-CDM을 설명했으나, 신호점을 가진 다른 변조방식 예를 들면 다른 형의 QAM이나 PSK, ASK, 그리고 주파수영역을 신호점으로 간주하고, FSK도 마찬가지로 다중화할 수 있다.
예를 들면 상기한 8PS-APSK의 서브채널 1의 착오율은
서브채널 2의 Pe2-8은
16-PSAPSK(PS형)의 서브채널 1의 착오율은
서브채널 2의 착오율은
서브채널 3의 착오율은
로 나타낼 수 있다.
[실시예 4]
이하 본 발명의 제4실시예에 대해서 도면을 참조하면서 설명한다.
제37도는 실시예 4의 전체시스템도이다. 실시예 4는 실시예 3에서 설명한 전송장치를 지상방송에 사용한 것으로서, 대략 동일 구성·동작이다. 실시예 3에서 설명한 제29도와의 차이는, 송신용 안테나(6a)가 지상전송용안테나로 되어 있는 점과 각 수신기의 각각의 안테나(22a)(32a)(42a)가 지상전송용안테나로 되어 있는 점뿐이다. 그 밖의 동작은 완전히 동일하므로 중복되는 설명을 생략한다. 위성방송과 달리, 지상방송의 경우는 송신안테나(6a)와 수신기와의 거리가 중요하게 된다. 원거리에 있는 수신기는 도달전파가 약해져서, 종래의 송신기에서 단지 다치 QAM 변조한 신호로는 전혀 복조할 수 없어 프로그램을 시청할 수는 없다.
그러나 본 발명의 전송장치를 사용한 경우, 제37도와 같이 원거리에 안테나(22a)가 있는 제1수신기(23)는 변형 64QAM 변조신호 혹은 변형 16QAM 변조신호를 수신해서 4PSK 모드로 복조하여 제1데이터열의 D1신호를 재생하므로 NTSC의 TV 신호가 얻어진다. 다라서 전파가 약해도 중해상도로 TV 프로그램을 시청할 수 있다.
다음에 중거리에 안테나(32a)가 있는 제2수신기(33)에서는 도달전파가 충분히 강하기 때문에 변형 16 또는 64QAM 신호로부터 제2데이터열과 제1데이터열을 복조할 수 있고 HDTV 신호가 얻어진다. 따라서 동일 TV 프로그램을 HDTV로 시청할 수 있다.
한편, 근거리에 있거나 초고감도의 안테나(42a)를 가진 제3수신기(43)는 전파가 변형 64QAM 신호의 충분한 강도이기 때문에 제1,2,3데이터열 D1, D2, D3을 복조하여 초고해상도 HDTV 신호가 얻어진다. 동일 TV 프로그램을 대형 영화와 동일 화질의 슈퍼 HDTV로 시청할 수 있다.
이 경우의 주파수의 배치방법은 제34도, 제35도, 제36도를 사용해서 시간다중배치를 주파수배치로 바꾸어 읽음으로써 설명할 수 있다. 제34도와 같이 1∼6채널까지 주파수가 할당되어 있는 경우 D1신호에 NTSC의 L1을 제1채널에, D2신호의 제1채널의 M1에 HDTV의 차분정보를, D3신호의 제1채널의 H1에 초고해상도 HDTV의 차분정보를 배치함으로써 NTSC와 HDTV와 초해상도 HDTV를 동일 채널에서 송신할 수 있다. 또 제35도, 제36도와 같이 다른 채널의 D2신호나 D3신호를 사용하는 것이 허가되면, 보다 고화질의 HDTV나 초고해상도 HDTV를 방송할 수 있다.
이상과 같이 서로 양립성이 있는 3개의 디지틀 TV 지상방송을 1개의 채널 혹은 다른 채널인 D2, D3신호영역을 사용해서 방송할 수 있다는 효과가 있다. 본 발명의 경우, 동일 채널에서 동일 내용의 TV 프로그램을 중해상도이면 보다 광범위한 지역에서 수신할 수 있다는 효과가 있다.
디지틀 지상방송으로서 16QAM을 사용한 6MHZ의 대역의 HDTV 방송등이 제안되고 있다. 그러나 이들의 방식은 NTSC와의 양립성이 없기 때문에 동일 프로그램을 NTSC의 다른 채널에서 송신하는 더어멀캐스트방식의 채용이 전제로 되어 있다. 또 16QAM의 경우 전송할 수 있는 서비스영역이 좁아지는 것이 예상되고 있다. 본 발명을 지상방송에 사용함으로써 따로 채널을 형성할 필요가 없어질 뿐만 아니라, 원거리의 수신기에서도 중해상도로 프로그램을 시청할 수 있기 때문에 방송서비스영역이 넓다는 효과가 있다.
제52도는 종래 제안되고 있는 방식의 HDTV의 디지틀 지상방송시의 수신방해영역도를 표시한 것으로서, 종래 제안되고 있는 방식을 사용한 HDTV의 디지틀방송국(701)으로부터 HDTV를 수신할 수 있는 수신가능영역(702)과 인접하는 애널로그방송국(711)의 수신가능영역(712)을 표시하고 있다. 양자가 중복되는 중복부(713)에 있어서는 애널로그방송국(711)의 전파방해에 의해, 적어도 HDTV를 안정되게 수신할 수 없게 된다.
다음에 제53도는 본 발명에 의한 계층형 방송방식을 사용한 경우의 수신방해영역도를 표시한다. 본 발명은 종래 방식과 동일한 송신전력일 경우, 전력이용효율이 낮기 때문에, HDTV의 고해상도수신가능영역(703)은 상기한 종래 방식의 수신가능영역(702)보다 약간 좁아진다. 그러나, 종래 방식의 수신가능영역(702)보다 넓은 범위의 디지틀 NTSC 등의 저해상도수신가능영역(704)이 존재한다. 이상의 2개의 영역으로 구성된다. 이 경우의 디지틀방송국(701)으로부터 애널로그방송국(711)으로의 전파방해는 제52도에서 표시한 종래 방식과 동일레벨이다.
이 경우, 본 발명에서는 애널로그방송국(711)으로부터의 디지틀방송국(701)으로의 방해는 3개의 영역이 존재한다. 하나는 HDTV도 NTSC도 수신할 수 없는 제1방해영역(705)이다. 두 번째는 방해를 받기는 하지만 NTSC를 방해전과 마찬가지로 수신할 수 있는 제2방해영역(706)으로서 일중사선으로 표시한다. 여기서는 NTSC는 C/N가 낮아도 수신가능한 제1데이터열을 사용하고 있기 때문에 애널로그국(711)의 전파방해에 의해 C/N가 저하해도 방해의 영향범위는 좁다.
세 번째는 방해전에는 HDTV를 수신할 수 있었으나 방해후에는 NTSC만 수신할 수 있는 제3방해영역(707)으로서 이중사선으로 표시한다.
이상과 같이 해서 종래 방식보다 방해전의 HDTV의 수신영역은 약간 좁아지나, NTSC를 포함한 수신범위는 넓어진다. 또 애널로그방송국(711)으로부터의 방해에 의해 종래 방식에서는 HDTV를 방해에 의해 수신할 수 없었던 영역에 있어서도 HDTV와 동일한 프로그램을 NTSC에서 수신가능하게 된다. 이렇게 해서 프로그램의 수신불능영역이 대폭으로 삭감한다는 효과가 있다. 이 경우, 방송국의 송신전력을 약간 증가시킴으로써, HDTV의 수신가능영역은 종래 방식과 동등하게 된다. 또 종래 방식에서는 전혀 프로그램을 시청할 수 없었던 원거리지역이나, 애널로그국과의 중복지역에 있어서, NTSC TV의 품위로 프로그램을 수신할 수 있다.
또 2계층의 전송방식을 사용한 예를 표시했으나, 제79도의 시간배치도와 같이 3계층의 전송방식을 사용할 수도 있다. HDTV를 HDTV, NTSC, 저해상도 NTSC의 3개의 레벨의 화상으로 분리하여 송신함으로써, 제53도의 수신가능영역은 2층으로부터 3층으로 확대되고 최외층은 넓은 영역이 되는 동시에 2계층 전송에서는 전혀 수신불가능했던 제1방해영역(705)에서는 저해상도 NTSC TV의 품위로 프로그램이 수신가능하게 된다. 이상은 디지틀 방송국이 애널로그방송에 방해를 주는 예를 나타냈다.
다음에 디지틀방송이 애널로그방송에 방해를 주지 않는다는 규칙조건하에 있어서 실시예를 표시한다. 현재 미국등에서 검토되고 있는 빈채널을 이용하는 방식은, 인접해서 동일채널을 사용한다. 이 때문에 나중에 방송하는 디지틀방송은 기존의 애널로그방송에 방해를 주어서는 안된다. 따라서 디지틀방송의 송신레벨을 제53도의 조건에서 송신하는 경우보다 내릴 필요가 있다. 이 경우, 종래 방식의 16QAM이나 4ASK 변조의 경우, 제54도의 방해상태도에 표시한 바와 같이 이중사선으로 표시한 수신불능영역(713)이 크기 때문에 HDTV의 수신가능영역(708)은 대폭으로 작아져 버린다. 서비스영역이 좁아지고, 그만큼 수신자가 감소하기 때문에 스폰서가 감소한다. 따라서 종래 방식에서는 방송사업이 경제적으로 성립되기 어려운 것이 예상되고 있다.
다음에 제55도에 본 발명의 방송방식을 사용한 경우를 표시한다. HDTV의 고해상도 수신가능영역(703)은, 종래 방식의 수신가능영역(708)보다 약간 좁아진다. 그러나, 종래 방식보다 넓은 범위의 NTSC 등의 저해상도 수신가능영역(704)이 얻어진다. 일중사선으로 표시한 부분은, 동일 프로그램을 HDTV 레벨에서는 수신할 수 없으나, NTSC 레벨에서 수신할 수 있는 영역을 표시한다. 이중 제1방해영역(705)에 있어서 애널로그방송국(711)으로부터의 방해를 받아서 HDTV도 NTSC도 양쪽 모두 수신할 수 없다.
이상과 같이 동일 전파강도일 경우, 본 발명의 계층형 방송에서는 HDTV 품위의 수신가능지역은 약간 좁아지는 한편, 동일 프로그램을 NTSC TV의 품위로 수신할 수 있는 지역이 증가한다. 이 때문에 방송국의 서비스영역이 증가한다는 효과가 있다. 보다 많은 수신자에게 프로그램을 제공할 수 있는 효과가 있다. HDTV/NTSC TV의 방송사업을, 보다 경제적으로 안정되게 성립시킬 수 있다. 장래 디지틀방송수신기의 비율이 증가한 단계에서는 애널로그방송으로의 방해규칙은 완화되기 때문에 전파강도를 강하게 할 수 있다. 이 시점에서 HDTV의 서비스영역을 크게 할 수 있다. 이 경우, 제1데이터열과 제2데이터열의 신호점의 간격을 조정함으로써 제55도에서 표시한 디지틀 HDTV/NTSC의 수신가능지역과 디지틀 NTSC의 수신가능지역을 조정할 수 있다. 이 경우 상기와 같이 제1데이터열에, 이 간격의 정보를 송신함으로써, 보다 안정되게 수신할 수 있다.
제56도는 장래 디지틀 방송으로 절환한 경우의 방해상황도를 표시한다. 이 경우, 제52도와 달리 인접국은 디지틀 방송을 행하는 디지틀 방송국(701a)이 된다. 송신전력을 증가시킬 수 있기 때문에, HDTV 등의 고해상도수신가능영역(703)은 애널로그 TV 방송과 동등한 수신가능영역(702)까지 확대할 수 있다.
그리고 양쪽의 수신가능영역의 경합영역(714)에서는 서로 방해를 받기 때문에 통상의 지향성의 안테나에서는 프로그램을 HDTV의 품위로는 재생할 수 없으나, 수신안테나의 지향성의 방향에 있는 디지틀 방송국의 프로그램을 NTSC TV의 품위로 수신할 수 있다. 또 매우 높은 지향성의 안테나를 사용한 경우 안테나의 지향성 방향에 있는 방송국의 프로그램을 HDTV의 품위로 수신할 수 있다. 저해상도수신가능영역(704)은 애널로그 TV 방송의 표준의 수신가능영역(702)보다 넓어지고, 인접 방송국의 저해상도수신가능영역(704a)의 경합영역(715)(716)에서는 안테나의 지향성 방향에 있는 방송국의 프로그램을 NTSC TV의 품위로 재생할 수 있다.
그런데 먼 장래의 디지틀 방송의 본격 보급시기에 있어서는 규칙조건이 더욱 완화되고, 본 발명의 계층형 방송에 의해 넓은 서비스영역의 HDTV방송이 가능하게 된다. 이 시점에 있어서도, 본 발명의 계층형 방송방식을 채용함으로써 종래 방식과 동일 정도의 넓은 범위의 HDTV 수신범위를 확보하는 동시에 종래 방식에서는 수신불가능했던 원거리 지역이나 경합지역에 있어서도 NTSC TV의 품위로 프로그램을 수신할 수 있기 때문에, 서비스영역의 결손부가 대폭으로 감소한다는 효과가 있다.
[실시예 5]
실시예 5는 본 발명은 진폭변조 즉 ASK방식에 사용한 경우의 실시예이다.
제57도는 실시예 5의 4치의 VSB신호 등의 ASK신호의 신호정배치도를 표시하고, 4개의 신호점(721)(722)(723)(724)을 가진다. 제68도(a)는 8치의 VSB신호의 신호점배치를 표시한다. 4치의 경우 2비트의 데이터 8치의 경우 4비트의 데이터를 1주기로 보낼 수 있다. 4VSB의 경우 신호점(721)(722)(723)(724)를 예를 들면 00,01,10,11에 대응시킬 수 있다.
본 발명에 의한 계층형 전송을 행하기 위하여, 제58도의 4레벨 VSB 등의 4레벨 ASK의 신호점배치도에 표시한 바와 같이, 신호점(721)(722)을 1개의 그룹 즉 제1신호점군(725)으로서 취급하고, 신호점(723),(724)을 다른 그룹, 제2신호점군(726)이라고 정의한다. 그리고 2개의 신호점군 사이의 간격을 등간격의 신호점의 간격보다 넓게 한다. 즉 신호점(721)(722)의 간격을 L라고 하면 신호점(723(724)의 간격은 마찬가지로 L이어도 되지만, 신호점(722)와 신호점(723)의 간격 L0는 L보다 크게 설정한다.
즉 L0L
라고 설정한다. 이것이 본 발명의 계층형 전송시스템의 특징이다. 단 시스템의 설계에 따라서는 조건이나 설정에 의해 일시적 혹은 항구적으로 L=L0이 되어도 된다. 8치의 VSB의 경우, 제58도(a)((b)와 같은 신호점배치가 된다.
그리고 제59도의 (a)와 같이 2개의 신호점군에 제1데이터열 D1의 1비트의 데이터를 대응시킬 수 있다. 예를 들면 제1신호점군(725)를 0, 제2신호점군(726)을 1라고 정의하면, 제1데이터열의 1비트의 신호를 정의할 수 있다. 다음에 제2데이터열 D2의 1비트의 신호를 각 신호점군중의 2개의 신호점군에 대응시킨다. 예를 들면 제59도(b)와 같이 신호점(721)(723)을 D2=0이라고 하고, 신호점(722)(724)를 D2=1라고 하면 제2데이터열 D2의 데이터를 정의할 수 있다. 이 경우도 1비트/심볼가 된다.
이와 같이 신호점을 배치함으로써, ASK 방식으로 본 발명의 계층형 전송이 가능하게 된다. 계층형 전송시스템은 신호대 잡음비 즉 C/N치가 충분히 높을 때에는 종래의 등간격 신호점방식과 다름없다. 그러나 C/N치가 낮은 경우, 종래 방식에서는 전혀 데이터를 재생할 수 없는 조건에 있어서도 본 발명을 사용함으로써 제2데이터열 D2는 재생할 수 없게 되나, 제1데이터열 D1은 재생할 수 있다. 이것을 설명하면 C/N가 나빠진 상태는 제60도의 4VBS의 ASK의 신호점배치도와 같이 나타낼수 있다. 즉 수신기에서 재생한 신호점은 노이즈나 전송 왜곡 등에 의해, 분산신호점영역(721a)(722a)(723a)(724a)의 넓은 범위에 가우스분포형상으로 분산한다. 이와 같은 경우, 슬라이스레벨 2에 의한 신호점(721)과 신호점(722)의 구별, 슬라이스레벨 4에 의한 신호점(723)과 신호점(724)의 구별이 어렵게 된다. 즉 제2데이터열 D2의 착오율이 매우 높아진다. 그러나 도면으로부터 명백한 바와 같이 신호점(721),(722)의 그룹과 신호점(723)(724)의 그룹의 구별은 용이하다. 즉 제1신호점군(725)과 제2신호점군(726)의 구별을 할 수 있다. 이 때문에, 제1데이터열 D1은 낮은 착오율로 재생할 수 있게 된다.
이렇게 해서 2개의 계층의 데이터열 D1과 D2를 송수신할 수 있다. 따라서 전송시스템의 C/N가 좋은 상태 및 지역에서는 제1데이터열 D1과 제2데이터열 D2의 양쪽이 C/N가 나쁜 상태 및 지역에서는 제1데이터열 D1만이 재생되는 계층형 전송을 할 수 있다는 효과가 있다.
제61도는 송신기(741)의 블록도로서 입력부(742)는 제1데이터입력부(743)와 제2데이터입력부(744)로 구성된다. 반송파발생기(64)로부터의 반송파는 입력부(742)로부터의 신호를 처리부(745)에서 종합한 입력신호에 의해 승산기(746)에 있어서 진폭변조되고, 제62도(a)와 같은 4치 혹은 8치의 ASK 신호가 된다. 4ASK 혹은 8ASK 신호는 또 필터(747)에 의해 대역 제한되어 제62도(b)와 같이 캐리어가 약간 잔류한 사이드밴드를 가진 Vestigial Side Band, 즉 VSB신호 등의 ASK 신호가 되고 출력부(748)로부터 출력된다.
여기서 필터를 통과한 후의 출력파형에 대해서 설명한다. 제62도(a)는 ASK 변조신호의 주파수분포도이다. 도면과 같이 캐리어의 양쪽에 축파대가 있다. 이 신호를 필터(747) 즉 대역통과필터에서 제62도(b)의 송신신호(749)와 같이 캐리어성분을 조금 남기고 한쪽의 축파대를 제거한다. 이것을 VSB 신호라고 하는데 fo를 변조주파수대역이라고 하면, 약 fo/2의 주파수 대역에서 송신할 수 있기 때문에, 주파수 이용효율이 좋은 것이 알려져 있다. 제60도의 ASK신호는 원래 2비트/심볼이지만 VSB 방식을 사용하면 4VSB와 8VSB는 동일 주파수 대역에서 16QAM, 32QAM의 4비트/심볼과 5비트/심볼에 상당하는 정보량을 전송할 수 있다.
다음에 제63도의 블록도에서 표시하는 VSB수신기(751)에서는 지상의 안테나(32a)에서 받은 신호는 입력부(752)를 거쳐, 채널선택에 의해 가변하는 가변발진기(754)로부터의 신호와, 혼합기(753)에 있어서 혼합되어, 낮은 중간주파수로 변환된다. 다음에 검파기(755)에 있어서 검파되고, LPF(756)에 의해 베이스밴드신호가 되고 4VSB의 경우는 4레벨의 슬라이서, 8VSB의 경우는 8레벨의 슬라이서를 가진 식별재생기(757)에 의해 제1데이터열 D1과 제2데이터열 D2가 재생되고 제1데이터열출력부(758)와 제2데이터열출력부(759)로부터 출력된다.
다음에 이 송신기와 수신기를 사용해서 TV 신호를 보내는 경우를 설명한다. 제64도는 영상신호송신기(774)의 블록도이다. HDTV신호 등의 고해상도 TV 신호는 제1화상인코우더(401)의 입력부(403)에 입력되고, 서브밴드필터 등의 영상의 분리회로(404)에 의해, HLVL, HLVH, HHVL, HHVH등의 고역 TV 신호와 저역 TV 신호로 분리된다. 이 내용은 실시예 3에서 제30도를 사용해서 설명했으므로 상세한 설명은 생략한다. 분리된 TV 신호는 압축부(405)에 있어서, MPEG등에서 사용되고 있는 DPCMDCT가변길이부호화 등의 수법을 사용해서 부호화된다. 움직임보상은 입력부(403)에 있어서 처리된다. 압축된 4개의 화상데이터는 합성부(771)에 의하여 제1데이터열 D1과 제2데이터열 D2의 2개의 데이터열이 된다. 이 경우 HLVL 즉 저역의 화상신호는 제1데이터열에 포함된다. 송신기(741)의 제1데이터입력부(743)와 제2데이터열입력부(744)에 입력되어 진폭변조를 받아서, VSB 등의 ASK 신호가 되고, 지상안테나로부터 방송된다.
이 디지틀 TV 방송의 TV수신기 전체의 블록도가 제65도이다. 지상안테나(32a)에서 수신한 4VSB나 8VSB의 방송신호는 TV수신기(781)중의 수신기(751)의 입력부(752)에 입력되고, VSB 검파복조부(760)에 의해 수신자가 희망하는 임의의 채널의 신호가 선국되어 복조되고, 제1데이터열 D1과 제2데이터열 D2가 재생되어 제1데이터열출력부(758)와 제2데이터열출력부(759)로부터 출력된다. 상세한 설명은 중복되므로 생략한다. D1, D2신호는 분리부(776)에 입력된다. D1신호는 분리기(777)에 의해 분리되고 HLVL압축성분은 제1입력부(521)에 입력된다. 다른 쪽은 합성기(778)에 의해 D2신호와 합성되어 제2입력부(530)에 입력된다. 제2화상디코우더에 있어서 제1입력부(521)에 들어온 HLVL압축신호는, 제1신장부(523)에 의해서 HLVL신호로 신장되고 화상합성부(548)와 화면비율변경회로(779)에 보내진다. 원래의 TV신호가 HDTV신호일 경우, HLVL신호는 와이드 NTSC신호가 되고, 원래의 신호가 NTSC신호일 경우, MPEG1와 같은 NTSC보다 품이가 낮은 저해상도 TV신호가 된다.
이 설명에서는 원래의 영상신호를 HDTV신호라고 설정하고 있기 때문에, HLVL신호는 와이드 NTSC의 TV신호가 된다. TV의 화면 애스펙트비가 16:9이면 16:9의 화면비율 그대로 출력부(780)를 개재해서 영상출력(426)으로서 출력한다. 만약, TV의 화면 애스펙트비가 4:3이면, 화면비율변경회로(779)에 의해 16:9로부터 16:3의 화면 애스펙트비의 레터박스형식이나 사이드패널형식으로 변경해서 출력부(780)를 개재해서 영상출력(425)으로서 출력한다.
한편, 제2데이터열출력부(759)로부터의 제2데이터열 D2는, 분리부(776)의 합성기(778)에 있어서 분리기(777)의 신호와 합성되고, 제2화상디코우더의 제2입력부(530)에 입력되고, 분리회로(531)에 의해 HLVH, HHVL, HHVH의 압축신호로 분리되어 각각 제2신장부(535), 제3신장부(536), 제4신장부(537)에 보내지고, 신장되어 원래의 HLVH, HHVL, HHVH신호가 된다. 이들 신호에 HLVL신호를 추가하여 화상합성부(548)에 입력되고, 합성되어 1개의 HDTV 신호가 되어 출력부(546)로부터 출력되고, 출력부(780)를 개재해서 HDTV의 영상신호(427)로서 출력된다.
이 출력부(780)는 제2데이터열출력부(759)의 제2데이터열의 착오율을 착오율검지부(782)에서 검지하여 착오율이 높은 상태가 일정시간 계속된 경우는 일정시간 자동적으로 HLVL신호의 저해상도의 영상신호를 출력시킨다.
이상과 같이 해서 계층형 방송의 송신, 수신이 가능하게 된다. 전송조건이 좋은 경우, 예를 들면 TV 송신안테나가 가까운 방송에 대해서는, 제1데이터열과 제2데이터열의 양쪽을 재생할 수 있으므로, HDTV의 품위로 프로그램을 수신할 수 있다. 또 송신안테나와의 거리가 먼 방송에 대해서는, 제1데이터열을 재생하고, 이 HLVL신호로부터 저해상도의 TV 신호를 출력한다. 이에 의해 HDTV의 품위 혹은 NTSC TV의 품위로 동일 프로그램을 보다 넓은 지역에서 수신할 수 있다는 효과가 있다.
또 제66도의 TV 수신기의 블록도와 같이 제1데이터열출력부(758)만으로 수신기(751)의 기능을 축소하면 수신기는 제2데이터열 및 HDTV신호를 취급하지 않아도 되기 때문에, 구성이 대폭으로 간략화된다. 화상디코우더는 제31도에서 설명한 제1화상디코우더(421)를 사용하면 된다. 이 경우 NTSC TV의 품위의 화상이 얻어진다. HDTV의 품위에서는 프로그램을 수신할 수 없으나 수신기의 비용은 대폭으로 저렴해진다. 따라서 널리 보급할 가능성이 있다. 이 시스템에서는 종래의 TV 디스플레이를 가진 많은 수신시스템을 변경하지 않고 어댑터로서 추가함으로써 디지틀 TV 방송을 수신할 수 있다는 효과가 있다.
또한, 제66도에 표시한 바와 같이 스크램블을 행한 4VSB, 8VSB신호를 수신하는 경우, 4VSB, 8VSB신호로 송신되는 스크램블해제신호와 디스크램블부(502)속의 디스크램블번호메모리(502c)의 번호를 디스크램블번호조합기(502b)에 의해 조회하고, 일치하고 있는 경우만 디스크램블을 해제함으로써 특정한 스크램블프로그램의 디스크램블을 적당히 해제할 수 있다.
제67도와 같은 구성으로 하면 PSK 신호를 복조하는 위성방송수신기와 VSB 신호를 복조하는 지상방송수신기의 기능을 가진 수신기를 간단히 구성할 수 있다. 이 경우, 위성안테나(32)로부터 수신한 PSK 신호는 발진기(787)로부터의 신호와 혼합기(786)에 있어서 혼합되고, 낮은 주파수로 변환되어 TV 수신기(781)의 입력부(34)에 입력되고, 제63도에서 설명한 혼합기(753)에 입력된다. 위성 TV 방송의 특정채널의 낮은 주파수로 변환된 PSK 혹은 QAM신호는 복조기(35)에 의해 데이터열 D1, D2가 복조되고, 분리부(789)를 개재해서 제2화상인코우더(422)에 의해 화상신호로서 재생되고 출력부(780)로부터 출력된다. 한편 지상용 안테나(32a)에 의해 수신된 디지틀 지상방송과 애널로그방송은, 입력부(752)에 입력되고 제63도에서 설명한 것과 동일한 프로세스에서 혼합기(753)에 의해 특정채널이 선택되어 검파되고, 저역뿐인 베이스밴드신호가 된다. 애널로그 위성 TV방송에 혼합기(953)에 들어가서 복조된다. 디지틀 방송의 경우는, 식별재생기(757)에 의해 데이터열 D1과 D2가 재생되고 제2화상디코우더(422)에 의해 영상신호가 재생되어 출력된다. 또 지상과 위성의 애널로그 TV방송을 수신하는 경우는 영상복조부(788)에 의해 AM복조된 애널로그 TV신호가 출력부(780)로부터 출력된다. 제67도의 구성을 취하면 혼합기(753)를 위성방송과 지상방송으로 공용할 수 있다. 또 제2화상디코우더(422)도 공용할 수 있다. 또 디지틀 지상방송에서 ASK 신호를 사용한 경우, AM복조를 위하여 종래의 애널로그방송과 마찬가지의 검파기(755)와 LPF(756) 등의 수신회로를 겸용할 수 있다. 이상과 같이 제67도의 구성으로 하면 대폭으로 수신회로를 공용화하여, 회로를 삭감한다는 효과가 있다.
또, 실시예에서는 4치의 ASK신호를 2개의 그룹으로 나누고, D1, D2의 2층의 각 1비트의 계층형 전송을 행하였다. 그러나, 제68도(a)(b)의 8VSB신호의 신호점배치도에 표시한 8치의 ASK신호 즉 8레벨 VSB를 사용하면 D1, D2, D3의 3층의 각 1비트의 합계 3비트/심볼의 계층형 전송을 행할 수 있다. 제68도(a)에 표시한 바와 같이 먼저 1비트째의 부호화를 설명하면 D3신호의 신호점은 신호점(721a)와 (721b),(722a)와 (722b),(723a)와 (723b),(724a)와 (724b)의 2치 즉 1비트이다. 다음에 다음 1비트의 부호화를 설며하면 D2의 신호점은 신호점군(721)과 (722), 신호점군(723)과 (724)의 2치의 1비트이다. D3의 데이터는 대신호점군(725)와 (726)의 2치의 1비트가 된다. 이 경우, 제57도의 4개의 신호점(721),(722),(723),(724)을 각 2개의 신호점(721a)와 (721b),(722a)와 (722b),(723a)와 (723b), (724a)와 (724b)로 분리하고, 각 그룹간의 거리를 떨어뜨림으로써 최대 3층의 계층형 전송이 가능하게 된다.
이 3층의 계층형 전송시스템을 사용해서 3층 등의 디지틀 HDTV의 영상전송을 행하는 것은 실시예 3과 실시예 4에서 설명한 것으로서 동작의 상세한 설명은 생략한다.
여기서, 제68도의 8VSB에 의한 TV방송을 행함에 따른 효과에 대해서 설명한다. 8VSB는 전송정보량이 많은 반면, 동일한 C/N치에 대한 착오율은 4VSB보다 높다. 그러나 고화질의 HDTV방송을 행하는 경우, 전송용량에 여유가 있기 때문에 착오정정부호가 많이 들어가므로, 착오율을 내리거나, 또 장래 계층형의 TV방송이 가능하게 된다는 효과가 있다.
여기서 4VSB와 8VSB와 16VSB의 효과에 대해서 비교하면서 설명한다.
NTSC나 PAL의 주파수대를 사용해서 지상방송을 행할 경우, 제136도에 표시한 바와 같이 NTSC의 경우 6MHZ의 대역제한이 있고 약 5MHZ의 실질적인 전송대역이 허용된다. 4VSB의 경우 주파수 이용효율은 4비트/HZ이기 때문에, 실질적으로 5MHZ×4=20Mbps의 데이터전송용량이 있다. 한편, 디지틀 HDTV신호의 전송에는 적어도 15Mbps∼18Mbps 필요하다. 이 때문에, 4-VSB에서는 데이터용량에 여유가 없기 때문에, 제169도의 비교도에 표시한 바와 같이 착오정정부호를 위한 용장도를 HDTV의 실질전송량의 10∼20% 밖에 취할 수 없다.
다음에 8-VSB의 경우, 주파수 이용효율은 6비트/HZ이기 때문에 5MHZ×6=30Mbps의 데이터전송용량이 얻어진다. 상기와 같이 HDTV신호의 전송에는 15∼18MHZ 필요하나, 8VSB 변조방식의 경우, 제169도에 표시한 바와 같이 HDTV신호의 실질 전송량의 50%이상의 정보량을 착오정정의 부호에 사용할 수 있다. 따라서 동일 데이터율의 HDTV디지틀 신호를 6MHZ의 대역에서 지상방송하는 조건하에서는, 8VSB의 쪽이 보다 대용량의 착오정정부호를 부가할 수 있기 때문에,, 제164도의 착오율 곡선(805)과 (806)에 표시한 바와 같이, 전송계의 동일 C/N치에 대해서, 착오정정의 코우드게인을 높게 한 TCM-8VSB의 쪽이 착오정정후의 착오율이 착오정정의 코우드게인이 낮은 4VSB보다 낮아진다. 따라서, 고코우드게인에서 착오부호화된 8VSB의 쪽이 4VSB보다, TV지상방송에 있어서의 서비스영역이 확대된다는 효과가 있다. 확실히 8VSB의 쪽이 착오정정회로의 증대에 의해, 수신기의 회로가 보다 복잡해지는 결점이 있다. 그러나, VSB, ASK방식은, 진폭변조방식이므로, 위상성분을 포함한 QAM 변조방식에 비해서, 원래 수신기의 이퀄라이저의 회로규모가 대폭적으로 작다. 이 때문에 착오정정회로를 추가해도, 전체의 회로규모는 8VSB방식의 쪽이 32QAM 방식에 비해서 크게되지 않는다. 따라서, 8VSB방식에 의해 서비스영역이 넓고, 전체의 회로규모가 적절한 디지틀 HDTV수신기가 실현된다.
또한, 구체적인 착오정정방식의 예로서는, 뒤의 실시예 5등에서 설명하나, 제84도나 실시예 6의 제131도, 제137도, 제156도, 제157도의 송수신기의 블록도의 ECC(744a)와 트렐리스인코우더(744b)를 사용하고, 제61도에서 설명한 4VSB, 8VSB, 16VSB의 VSB의 변조부(750)를 사용해서 송신한다. 수신기쪽에서는 제63도를 사용해서 설명한 VSB의 복조부(760)를 사용해서 4VSB 혹은 16VSB신호로부터 4,8,16치의 레벨 슬라이서(757)에 의해 디지틀 데이터를 재생하고, 마찬가지로 뒤의 실시예 5등에서 설명하는 제84도, 실시예 6의 제131도, 제137도, 제156도, 제157도의 트렐리스디코우더(759b)와 ECC 디코우더(759a)에 의해 착오정정을 한 후, 화상디코우더(402)의 화상신장기에 의해 디지틀 HDTV신호를 재생하여 출력한다.
ECC 인코우더(744a)는 실시예 6에서 설명하는 제160도(a)(b)에 표시한 바와 같이, 리드솔로몬인코우더(744j)와 인터리버(744k)를 사용하고, ECC 디코우더(759a)에는 디인터리버(759k)와 리드솔로몬디코우더(759j)를 사용한다. 앞의 실시예에서 설명한 바와 같이 인터리브를 행함으로써 버스트에러에 강하게 된다.
제128도(a)(b)(c)(d)(e)(f)에 표시한 트렐리스인코우더를 채용함으로써 더욱 코우드게인을 올릴수 있고, 착오율이 내려간다. 8VSB의 경우 제172도에 표시한 바와 같이 비율 2/3의 트렐리스인코우더(744b), 디코우더(759b)를 적용할 수 있다.
실시예에서는 주로 계층형의 디지틀 TV신호를 전송하는 예를 이용해서 설명했다. 계층형의 경우, 이상적인 방송을 할 수 있으나, 화상압축회로나 변복조기의 회로가 복잡하게 되기 때문에, 방송개시시에는 비용의 점에서 바람직하지 않다. 실시예 5의 처음에 설명한 바와 같이 4VSB나 8VSB의 신호점간격 L=L0즉 등간격으로 해서, 비계층형 TV전송을 행하고, 제137도를 제157도에 표시한 바와 같은, 간단한 구성으로 하므로써, 회로의 간단한 TV의 방송시스템이 실현된다. 그리고, 보급한 단계에서 8VSB의 계층형 전송으로 절환하면 된다.
그런데, 이상 4VSB와 8VSB에 대해서 설명했으나, 제159도(a)∼(d)에서는 16VSB와 32VSB에 대해서 설명한다. 제159도(a)는 16VSB의 신호점배치도를 표시한다. 제159도(b)는 2개의 신호점의 그룹 (722a)∼(722h)으로 그룹화하고, 8개의 신호점으로 간주함으로써, 8VSB로서 취급할 수 있으므로 2층의 계층형 전송이 실현된다. 이 경우 시분할다중방식으로 간헐적으로 8VSB신호를 보내도 계층형 전송이 실현된다. 단, 이 방식에서는 최대데이터율이 2/3가 된다. 제159도(c)는 또 4개의 그룹 (723a)∼(723d)으로 하고, 4VSB로서 취급하기 때문에 또 1층 계층이 증가한다. 이 경우도 시분할다중방식으로 간헐적으로 4VSB신호를 보내도, 최대데이터율이 내려가나 계층형 전송이 실현된다. 이상에 의해, 3층의 계층형 VSB가 실현된다.
이 방식에 의해, 16VSB의 C/N가 나빠졌을 때 8VSB, 혹은 4VSB의 데이터를 재생할 수 있다는 계층형 전송이 실현된다. 또 제159도(d)와 같이 16VSB의 신호점을 2배로 하므로써, 32VSB를 전송할 수 있다. 장래 16VSB의 용량을 확대하고 싶은 경우, 이 방식에 의해, 호환성을 유지하면서 5비트/심볼의 데이터용량이 얻어진다는 효과가 있다.
이제까지 설명한 것을 정리하면, 제161도의 VSB수신기의 블록도에 표시한 수신기와 제162도의 VSB송신기의 블록도에 표시한 송신기의 구성이 된다.
주로 4-VSB와 8-VSB를 사용해서 설명했으나, 제159도(a)(b)(c)와 같은 16VSB를 사용해서 전송할 수도 있다. 16VSB의 경우는 지상방송을 행하는 경우 6MHZ의 대역에서, 40Mbps의 전송용량이 취해진다. 그러나 HDTV디지틀 압축신호의 데이터율은, MPEG규격을 사용한 경우 15∼18Mbps가 되기 때문에, 전송용량의 여유가 지나치게 커진다. 제169도에 표시한 바와 같이 용장도:R16=100% 이상이 되고, 1채널의 디지틀 HDTV를 전송하기에는 용장도가 지나치게 커서 회로가 복잡해질 뿐이고, 8VSB에 대해서 효과가 적다. 그리고 2채널의 HDTV의 지상방송을 하기에는 16VSB이면 용장도는 4VSB와 동일하고 10b 정도밖에 취할 수 없기 때문에 충분한 착오정정부호를 넣을 수 없으므로, 서비스영역이 좁아진다. 상기한 바와 같이 4-VSB에서는 용장도:R4=10∼20%로서 충분한 착오정정을 할 수 없기 때문에 서비스영역을 넓게 취할 수 없다. 제169도로부터 명백한 바와 같이, 8VSB의 용장도:R8=50%로서 충분한 착오정정부호화를 할 수 없다. 착오정정의 회로규모도 그다지 크게 되지 않아 서비스영역을 취할 수 있다. 따라서 디지틀 HDTV지상방송을 6∼8MHZ의 대역제한에서 행하는 조건하에서는, 제169도로부터 명백한 바와 같이, 8레벨-VSB가 가장 효과가 있고 가장 적합한 VSB 변조방식임을 알 수 있다.
그런데 실시예 3에서는 제30도와 같은 화상인코우더(401)를 설명했으나, 제30도의 블록도는, 제69도와 같이 바꿔쓸 수 있다. 내용은 완전히 동일하므로 설명은 생략한다. 이와 같이 화상인코우더(401)는 서브밴드필러 등의 영상의 분리회로(404)(404a)를 2개 가진다. 이들을 분리부(794)라고 하면, 제70도에 분리부의 블록도를 표시한 바와 같이 1개의 분리회로에 신호를 시분할에 의해서 2회 통과시킴으로써 회로를 삭감할 수 있다. 이것을 설명하면, 제1사이클에서는 입력부(403)로부터의 HDTV나 슈퍼 HDTV의 영상신호는 시간축 압축회로(795)에 의해, 시간축이 압축되어 분리회로(404)에 의해 HHVH-H, HHVL-H, HLVH-H, HLVL-H의 4개의 성분으로 나누어진다. 이 경우, 스위치(765)(765a)(765b),(765c)는 1개의 위치에 있고, 압축부(405)에 HHVH-H, HHVL-H, HLVH-H의 3개의 신호를 출력한다. 그러나 HLVL-H의 신호는 스위치(765c)의 출력1로부터 시간축 압축회로(795)의 입력 2로 입력하고, 제2사이클 즉 시분할처리의 빈 시간에 분리회로(404)에 보내져 분리처리되고 HHVH, HHVL, HLVH, HLVL의 4개의 성분으로 나누어져 출력된다. 제2사이클에서는 스위치(765)(765a)(765b),(765c)는 출력 2의 위치로 바뀌기 때문에, 4개의 성분은 압축부(405)로 보내진다. 이와 같이 해서 제70도의 구성을 취하고 시분할처리함으로써 분리회로를 삭감할 수 있다는 효과가 있다.
다음에 이와 같은 3층의 계층형의 화상전송을 행하면 수신기쪽에는 실시예 3의 제33도의 블록도에서 설명한 바와 같은 화상디코우더가 필요하게 된다. 이것을, 바꿔쓰면 제71도와 같은 블록도가 된다. 처리능력은 다르지만 동일 구성의 합성기(556)가 2개 존재하게 된다.
이것은 제72도와 같은 구성을 취하면 제70도의 분리회로의 경우와 마찬가지로 해서 1개의 합성기로 실현할 수 있다. 제72도를 설명하면, 5개의 스위치(765a)(765b)(765c)(765d)에 의해, 먼저 타이밍 1에 있어서, 스위치(765)(765a)(765b)(765c)의 입력이 1로 절환된다. 그러면 제1신장부(522), 제2신장부(522a), 제3신장부(522b), 제4신장부(522c)로부터 각각 HLVL, HLVH, HHVL, HHVH의 신호가, 스위치를 개재해서 합성기(556)의 대응하는 입력부에 입력되고, 합성처리되어 1개의 영상신호가 된다. 이 영상신호는 스위치(765d)에 보내져 출력 1로부터 출력하고 다시 스위치(765c)의 입력 2에 보내진다. 이 영상신호는 원래부터, 고해상도영상신호를 분할한 HLVL-H 성분의 신호이다. 다음의 타이밍 2에 있어서, 스위치(765)(765a)(765b)(765c)는 입력 2로 절환된다. 이렇게 해서 이번에는 HHVH-H, HHVL-H, HLVH-H 그리고 HLVL-H 신호가 합성기(556)에 보내지고, 합성처리되어 1개의 영상신호가 얻어진다. 이 영상신호는 스위치(765d)의 출력 2로부터 출력부(554)로부터 출력된다.
이와 같이 해서, 3층의 계층형 방송을 수신하는 경우 시분할처리에 의해 2개의 합성기록 1개로 삭감한다는 효과가 있다.
그런데 이 방식은, 먼저 타이밍 1에 있어서 HHVH, HHVL, HLVH, HLVL신호를 입력시키고, HLVL-H 신호를 합성시킨다. 그후, 타이밍 1과 다른 기간 타이밍 2에 있어서, HHVH-H, HHVL-H, HLVH-H와 상기의 HLVL-H 신호를 입력시키고, 최종의 영상신호를 얻는 것과 같은 순서를 취하고 있다. 따라서 2개의 그룹의 신호의 타이밍을 어긋나게 할 필요가 있다.
만약, 원래부터 입력한 신호의 상기 성분의 타이밍의 순서가 다르거나 중복되고 있는 경우에는 시간적으로 분리하기 위하여 스위치(765)(765a)(765b)(765c)에 메모리를 설치하여 축적하고, 시간축을 조정하는 것이 필요하게 된다. 그러나 송신기의 송신신호를 제73도와 같이 타이밍 1과 타이밍 2로 시간적으로 분리해서 송신함으로써, 수신기쪽에 시간축조정회로가 불필요하게 된다. 따라서 수신기의 구성이 간단해진다는 효과가 있다.
제73도의 시간배치도의 D1의 송신신호의 제1데이터열 D1을 표시하고, 타이밍 1의 기간중에 D1채널에서 HLVL, HLVH, HHVL, HHVH신호를 보내고, 타이밍 2의 기간에 D2채널에서 HLVH-H, HHVL-H, HHVH-H를 보낼 경우의 신호의 시간배치를 표시하고 있다. 이와 같이해서 시간적으로 분리해서 송신신호를 보냄으로써, 수신기의 인코우더의 회로구성을 삭제한다는 효과가 있다.
다음에 수신기의 신장부의 수가 많다. 이들의 수를 삭감하는 방법에 대해서 설명한다.
제74도(b)는 송신신호의 데이터(810)(810a)(810b)(810c)의 시간배치도를 표시한다. 이 도면에 있어서, 데이터의 사이에 다른 데이터(811)(811a)(811b)(811c)를 송신한다. 그러면 목적으로 하는 송신데이터는 간헐적으로 보내오게 된다. 그러면 제74도(a)의 블록도에 표시한 제2화상디코우더(422)는 데이터열 D1을 제1입력부(521)와 스위치(812)를 개재해서 차례차례 신장부(503)에 입력한다. 예를 들면 데이터(810)의 입력완료후에는 다른 데이터(811)의 시간중에 신장처리를 행하고, 데이터(810)의 처리종료후, 다음의 데이터(810a)가 입력하게 된다. 이렇게 하므로써 합성기의 경우와 마찬가지의 수법으로 시분하레 의해서 1개의 신장부(503)를 공용할 수 있다. 이렇게 해서, 신장부의 총수를 줄일 수 있다.
제75도는 HDTV를 송신하는 경우의 시간배치도이다. 예를 들면 방송프로그램의 제1채널의 NTSC 성분에 상당하는 HLVL신호를 HLVL(1)라고 하면, 이것을 D1신호의 굵은 선으로 표시한 데이터(821)의 위치에 시간배치한다. 제1채널의 HDTV 부가성분에 상당하는 HLVH, HHVL, HHVH신호는 D2신호의 데이터(821a)(821b)(821c)의 위치에 배치한다. 그러면 제1채널의 모든 데이터의 사이에는 다른 TV 프로그램의 정보인 다른 데이터(822)(822a)(822b)(822c)가 존재하기 때문에, 이 기간중에 신장부의 신장처리가 가능하게 된다. 이렇게 해서 1개의 신장부에서 모든 성분을 처리할 수 있다. 이 방식은 신장기의 처리가 빠른 경우에 적용할 수 있다.
또, 제76도와 같이 D1신호에 데이터(821)(821a)(821b)(821c)를 배치해도 마찬가지의 효과가 얻어진다. 통상의 4PSK나 4ASK와 같이 계층이 없는 전송을 사용해서 송수신하는 경우에 유효하다.
제77도는 예를 들면 NTSC와 HDTV와 고해상도 HDTV 혹은, 저해상도 NTSC와 NTSC와 HDTV와 같은 3층의 영상을 물리적으로 2층의 계층전송방식을 사용해서 계층방송을 행하는 경우의 시간배치도를 표시한다. 예를 들면 저해상도 NTSC와 NTSC와 HDTV의 3층의 영상을 방송하는 경우, D1신호에는 저해상도 NTSC 신호에 상당하는 HLVL신호가 데이터(821)에 배치되어 있다. 또 NTSC의 분리신호인 HLVH, HHVL, HHVH의 각 성분의 신호는 데이터(821a)(821b)(821c)의 위치에 배치되어 있다. HDTV의 분리신호인 HLVH-H, HHVL-H, HHVH-H 신호는 데이터(823),(823a)(823b)에 배치되어 있다.
여기서는 제156도나 제170도의 블록도에 표시한 바와 같이 실시예 2에서 설명한 착오정정능력의 차별화에 의한 논리적인 계층전송을 4VSB, 8VSB에 추가하고 있다. 구체적으로 HLVL은 신호층의 D1-1채널을 사용하고 있다. D1-1채널은 실시예 2에서 설명한 바와 같이 D1-2채널보다 대폭으로 정정능력이 높은 착오정정방식을 채용하고 있다. D1-1채널은 D1-2채널에 비해서 용장도는 높으나 재생후의 착오율은 낮기 때문에, 다른 데이터(821a)(821b)(821c)보다 C/N치가 낮은 조건에 있어서도 재생할 수 있다. 이 때문에 안테나로부터 먼 지역이나 자동차의 차내 등의 수신조건이 나쁜 경우에 있어서도 저해상도의 NTSC TV의 품위에서 프로그램을 재생할 수 있다. 실시예 2에서 설명한 바와 같이 착오율의 관점에서 본 경우, D1신호중의 D1-1채널에 있는 데이터(821)는 D1-2채널에 있는 다른 데이터(821a)(821b)(821c)보다 수신방해에 강하고, 차별화되어 있어 논리적인 계층이 다르다. 실시예 2에서 설명한 바와 같이, D1, D2의 계층은 물리적계층이라고 할 수 있고, 이 착오정정부호간 거리의 차별화에 의한 계층구조는 논리적인 계층구조라고 할 수 있다.
그런데, D2신호의 복조에는 물리적으로 D1신호보다 높은 C/N치를 필요로 한다. 따라서 원격지 등의 C/N치가 가장 낮은 수신조건에서는, HLVL신호 즉, 저해상도 NTSC 신호가 재생된다. 그리고, C/N치가 다음으로 낮은 수신조건에서는 추가해서 HLVH, HHVL, HHVH가 재생되고, NTSC 신호를 재생할 수 있다. 또 C/N치가 높은 수신조건에서는 HLVL에 추가해서 HLVH-H, HHVL-H, HHVH-H로 재생되기 때문에 HDTV 신호가 재생된다. 이렇게 해서 3개의 계층의 방송을 알수 있다. 이 방식을 사용함으로써 제53도에서 설명한 수신가능영역은 제90도의 수신방해영역도에 표시한 바와 같이 2층으로부터 3층으로 확대되고, 보다 프로그램수신가능영역이 확대된다.
여기서 제78도는 제77도의 시간배치의 경우의 제3화상디코우더의 블록도를 표시한다. 시간적으로는 제72도의 블록도로부터 D3신호의 제3입력부(551)를 생략한 구성에 제74도(a)의 블록도의 구성을 추가한 구성으로 되어 있다.
동작을 설명하면 타이밍 1에 있어서 입력부(521)로부터 D1신호가, 입력부(530)로부터 D2신호가 입력된다. HLVH등의 각 성분은 시간적으로 분리되어 있기 때문에 이것들은 스위치(812)에 의해 신장부(503)에 순차 독립해서 보내진다. 이 순서를 제77도의 시간배치도를 사용해서 설명한다. 먼저 제1채널의 HLVH의 압축신호가 신장부(503)에 들어가서 신장처리된다. 다음에 제1채널의 HLVH, HHVL, HHVH가 신장처리되고, 스위치(812a)를 개재해서 합성기(556)의 소정의 입력부에 입력되어 합성처리되고, 우선 HLVL-H 신호가 합성된다. 이 신호는 스위치(765a)의 출력 1로부터 스위치(765)의 입력 2에 입력되어, 합성기(556)의 HLVL입력부에 입력된다.
다음에 타이밍 2에 있어서, 제77도의 시간배치도에 표시한 바와 같이 D2신호의 HLVH-H, HHVL-H, HHVH-H 신호가 입력되어 신장부(503)에 의해 신장되고, 스위치(812a)를 개재해서 각 신호가 합성기(556)의 소정의 입력에 입력되고, 합성처리되어 HDTV 신호가 출력된다. 이 HDTV 신호는 스위치(765a)의 출력 2로부터 출력부(554)를 개재해서 HDTV 신호가 출력된다. 상기와 같이, 제77도의 시간배치에 의해 송신함으로써 수신기의 신장부와 합성기의 수를 대폭으로 삭감한다는 효과가 있다. 또한 제77도의 시간배치도에서는 D1, D2신호의 2개의 단계를 사용했으나, 상기한 D3신호를 사용하면, 고해상도 HDTV를 추가해서 4개의 계층의 TV 방송을 할수 있다.
제79도는 D1, D2, D3의 3층의 물리계층을 사용한 3개의 계층의 영상을 방송하는 계층형 방송의 시간배치도이다. 도면으로부터 명백한 바와 같이 동일 TV 채널의 각 성분은 시간적으로 중복하지 않도록 배치되어 있다. 또 제80도는 제78도의 블록도에서 설명한 수신기에 제3입력부(521a)를 추가한 수신기이다. 제79도의 시간배치에 의해 방송함으로써, 제80도의 블록도에서 표시한 바와 같은 간단한 구성으로 수신기를 구성할 수 있다는 효과가 있다.
동작은 제77도의 시간배치도, 제78도의 블록도와 대략 동일하다. 이 때문에 설명은 생략한다. 또, 제81도의 시간배치도와 같이 D1신호에 모든 신호를 시간다중할 수도 있다. 이 경우, 데이터(821)와 다른 데이터(822)의 2개의 데이터는 데이터(821a)(821b)(821c)에 비해서 착오정정능력을 높이고 있다. 이 때문에 다른 데이터에 비해서 계층이 높아지고 있다. 상기와 같이 물리적으로는 1층이지만 논리적으로는 2층의 계층전송으로 되고 있다. 또, 프로그램채널 1의 데이터의 사이에다른 프로그램채널 2의 다른 데이터가 삽입되어 있다. 이 때문에 수신기쪽에서 시리얼처리가 가능하게 되고, 제79도의 시간배치도와 동일 효과가 얻어진다.
제81도의 시간배치도의 경우, 논리적인 계층으로 되어 있으나, 데이터(821), 다른 데이터(822)의 전송비트율을 1/2이나 1/3로 떨어뜨림으로써, 이 데이터의 전송시의 착오율이 내려가기 때문에, 물리적인 계층전송을 할 수도 있다. 이 경우, 물리게층은 3층이 된다.
제82도는 제81도의 시간배치도와 같은, 데이터열 D1신호만을 전송하는 경우의 화상디코우더(423)의 블록도이고, 제80도의 블록도에 표시한 화상디코우더에 비해서, 보다 간단한 구성이 된다. 동작은 제80도에서 설명한 화상디코우더와 동일하기 때문에 설명을 생략한다.
이상과 같이, 제81도의 시간배치도와 같은 송신신호를 송신하면 제82도의 블록도와 같이 신장부(503), 합성기(556)의 수를 대폭으로 삭감할 수 있다는 효과가 있다. 또 4개의 성분이 시간적으로 분리되어 입력되기 때문에, 합성기(556) 즉 제32도의 화상합성부(548)의 내부의 회로블록을 입력하는 화상성분에 따라서 접속변경에 의해, 몇 개의 블록을 시분할에 의해서 공용하여 회로를 생략할 수도 있다.
이상과 같이해서 간단한 구성으로 수신기를 구성할 수 있다는 효과가 있다.
또한 실시예 5에서는 ASK 변조를 사용해서 동작을 설명했으나, 실시예 5에서 설명한 대부분의 수법은 실시예 1, 2, 3에서 설명한 PSK나 QAM 변조에도 사용할 수 있다.
또, 이제까지의 실시예는 FSK 변조에도 사용할 수 있다.
예를들면, 제83도와 같이 f1, f2, f3, f4의 다치의 FSK 변조를 행하는 경우, 실시예 5의 제58도의 신호점배치도와 같이 그룹화를 행하고, 각 그룹의 신호점위치를 떨어뜨림으로써 계층전송을 할수 있다.
제83도에 있어서 주파수 f1, f2의 주파수군(841)을 D1=0라고 정의하고, 주파수 f3, f4의 주파수군(842)을 D1=1라고 정의한다. 그리고, f1, f3을 D2=0, f2, f4를 D2=1라고 정의하면, 도면에 표시한 바와 같이, D1, D2의 각 1비트, 합계 2비트의 계층형 전송이 가능하게 된다. 예를들면 C/N가 높은 경우는 t=t3에 있어서, D1=0, D2=1를 재생할 수 있고, t=t4에 있어서 D1=1, D2=0을 재생할 수 있다. 다음에 C/N가 낮은 경우는 t=t3에 있어서 D1=0만을, t=t4에 있어서 D1=1만을 재생할 수 있다. 이렇게 해서 FSK의 계층형 전송을 할 수 있다. 실시예 3, 4, 5에서 설명한 영상신호의 계층형 방송에 이 FSK의 계층형 전송방식을 사용할 수도 있다.
또, 제84도와 같은 블록도에 표시한 자기기록재생장치에 본 발명의 실시예 5를 사용할 수도 있다. 실시예 5는 ASK이기 때문에 자기기록재생을 할수 있다.
제84도는 기록장치/송신기와 재생장치/수신기의 블록도를 표시한다.
제84도의 블록도에 있어서, 송신기(1), 수신기(43)의 실시예 5의 VSB-ASK 변조방식이 송신기(1)의 송신회로(5)를 기록장치자기기록신호앰프(857a)로 치환하고, 수신기(43)의 수신회로(24)를 자기재생신호앰프(857b)로 치환함으로써 완전히 동일한 구성이 된다. 본문에서는 전송장치에 있어서는 ASK신호는 전부 VSB-ASK이기 때문에, VSB-ASK신호를 ASK신호라고 생략해서 설명한다.
제84도의 동작을 설명하면, HDTV신호는 화상인코우더(401)에서 압축된 후 2개의 데이터로 나누어지고, 제1데이터열은 ECC인코우더(743a)에서 착오부호화되고, 제2데이터열은 ECC(744a)에서 착오부호화된 후, 트렐리스인코우더(744b)에 의해, 트렐리스부호화되어, VSB-ASK의 변조부(750)에 들어간다. 기록장치의 경우는 오프셋발생기(856)에 의해, 오프셋신호를 인가한 다음에 기록회로(853)에 의해, 자기테이프(855)상에 기록된다. 전송장치의 송신기(1)의 경우는 오프셋발생기(856)에 의해 DC오프셋전압을 ASK신호에 중첩시켜 Up컨버터(5a)에 의해 송신된다. DC오프셋시킴으로써 수신기(43)에 캐리어재생이 용이하게 된다. 송신된 상기한 4VSB, 8VSB, 16VSB의 VSB-ASK신호는 안테나(32b)에 의해 수신되고 수신회로(24)를 거쳐, 복조기(852b)에 입력된다.
한편, 기록장치에서 기록된 신호는 재생헤드(854a)에서 재생되어 재생회로(858)를 거쳐 마찬가지로 복조기(852b)에 보내진다.
복조기(852b)에 입력된 신호는 복조기(852b)의 필터(858a)를 거쳐 상기한 VSB 등의 ASK복조기(852b)에 의해 복조된다. 복조신호의 제1데이터열은 ECC디코우더(785a)에 의해 착오정정되고, 제2데이터열은 트렐리스디코우더(759b)에 의해 착오정정된다. 그리고 화상디코우더(402)에 의해, 영상신호로 신장되고 HDTV, TV신호 또는 SDTV의 신호가 출력된다.
트렐리스인코우더의 추가에 의해 회로는 복잡해지나, 착오율이 내려가고, 전송장치의 전송거리가 확대하고, 기록재생장치의 화질이 개선된다. 이 경우, 수신기(43)의 필터(858a)는 제134도에 표시한 바와 같은 애널로그 TV신호의 메인캐리어나 영상캐리어나 음성캐리어를 배제하는 필터특성을 가진, 코움형 필터(760a)를 사용함으로써, 애널로그 TV신호의 방해를 배제할 수 있고, 착오율이 내려간다. 이 경우, 방해가 없을때에도 항상 필터를 넣어두면 수신신호가 열화한다. 이것을 피하기 위하여 제65도에 표시한 바와 같이 착오율검지부(782)에 의해 애널로그 TV의 방해에 의해 신호가 열화한 경우만, 애널로그 TV필터(760a)를 ON하고, 방해가 없을 때 OFF함으로써, 필터에 의한 신호열화를 막을 수 있다.
또, 제84도의 경우 제1데이터열과 제2데이터열중, 제2데이터열의 쪽이 착오율이 적다. 따라서 제2데이터열에 제66도의 디스크램블정보나 각 화상블록의 영상데이터의 헤더정보와 같은 중요한 고순위(HP)정보를 전송/기록함으로써, 디스크램블이나, 각 화상블록의 화상신호재생을 안정시킬 수 있다.
또, 제137도, 제172도에 표시한 바와 같이 8VSB나 16VSB의 전송장치에 있어서 시간분할된 각 서브채널의 E을, 트렐리스디코우더나 ECC디코우더의 착오정정의 코우드게인을 각 서브채널에서 바꾸고, 고순위(HP)정보를 이 코우드게인이 높은 쪽의 서브채널에서 보낸다. HP정보의 착오율은 낮아지기 때문에 전송로에 있어서 어느정도 노이즈가 발생하고 신호가 열화하여 저순위(LP)정보가 파괴되어도 HP정보의 데이터는 파괴되지 않는 효과가 얻어진다. HP정보로서 상기한 디스크램블정보나 화상블록단위의 데이터패킷의 어드레스 등의 헤더정보를 전송함으로써 스크램블의 해제가 장시간 안정되고 시청자는 안정되게 스크램블해제된 프로그램을 시청할 수 있다. 또 각 화상블록의 괴멸적인 파괴가 방지되므로 수신신호가 열화해도 전체의 화질이 열화할 뿐이고 시청자는 TV프로그램을 어느정도의 화질로 시청할 수 있는 효과가 있다.
[실시예 6]
제6실시예에 의해 본 발명의 전송, 기록방식을 자기기록재생장치에 응용한 예를 설명한다. 실시예 5에서는 다치전송의 ASK전송방식에 본 발명을 적용한 경우를 표시했으나, 동일 원리로 제173도의 블록도에 표시한 바와 같이 다치의 ASK기록방식의 자기기록재생장치에도 본 발명을 응용할 수 있다. ASK의 외에 PSK, FCK, QAM에 본 발명의 C-CDM방식을 적용함으로써 계층형 또는 비계층형의 다치의 자기기록이 가능하게 된다.
먼저, 16QAM이나 32QAM의 자기기록재생장치에 본 발명의 C-CDM방식을 적용한 예를 사용해서 계층화하는 방법을 설명한다. 제84도는 16QAM, 32QAM, 4ASK, 8ASK, 16ASK, 8PSK에 C-CDM을 적용한 경우의 블록도를 표시한다. 이하 QAM C-CDM다중화한 것을 SRQAM이라고 부른다. 제137도와 제154도는 방송 등의 전송시스템에 응용한 경우의 블록도를 표시한다.
제84도를 설명하면, 자기기록재생장치(851)는, 입력한 HDTV 등의 영상신호를 화상인코우더(401)의 제1화상인코우더(401a)와 제2화상인코우더(401b)에 의해 고역신호와 저역신호로 분리하여 압축하고, 입력부(742)중의 제1데이터열입력부(743)에 HLVL성분 등의 저역영상신호를, 제2데이터열입력부(744)에 HHVH성분 등을 포함한 고역영상신호를 입력하고, 변복조기(852)중의 변조부(750)에 입력한다. 제1데이터열입력부(743)에서는 착오정정코우드가 ECC부(743a)에 있어서 저역신호에 부가된다. 한편 제2데이터열입력부(744)에 입력된 제2데이터열은 16SRQAM, 32SRQAM, 64SRQAM의 경우, 제128도(a)(b)(c)에 표시한 트렐리스인코우더(744b)에 의해 각각 1/2, 2/3, 3/4의 비율의 트렐리스부호화 된다. 예를들면 64SRQAM의 경우, 제1데이터열은 2비트이고 제2데이터열은 4비트가 된다. 이 때문에 제128도(c)에 표시한 바와 같은 트렐리스인코우더(744b)를 사용하여, 3비트데이터를 4비트로 했다. 비율 3/4의 트렐리스인코우더를 행하다. 4ASK, 8ASK, 16ASK의 경우 단독으로 1/2, 2/3, 3/4의 트렐리스부호화한다. 이렇게해서 용장도는 상승되고, 데이터율은 내려가는 한편 착오정정능력은 높아지기 때문에 동일 데이터율의 착오율을 내릴 수 있다. 이 때문에 실질적인 기록재생계 혹은 전송계의 정보전송량은 증가한다. 실시예 5에서 설명한 8VSB의 전송장치의 경우, 3비트/심볼이므로, 제128(b)(e)에 표시한 비율 2/3의 트렐리스인코우더(744g), 트렐리스디코우더(744q)를 사용할 수 있고, 전체의 블록도는 제171도와 같이 된다. 단, 트렐리스인코우더는 회로가 복잡해지기 때문에 실시예 6의 제84도의 블록도에서는 착오율이 원래 낮은 제1데이터열에는 사용하고 있지 않다.
제1데이터열보다 제2데이터열쪽이 부호간거리가 작고, 착오율이 나쁘지만, 제2데이터열을 트렐리스부호화함으로써, 착오율이 개선된다. 제1데이터열의 트렐리스부호화회로를 생략하는 구성에 의해 전체의 회로가 보다 간단해진다는 효과가 있다. 변조의 동작은 실시예 5의 제64도의 송신기와 거의 동일하므로 상세한 설명은 생략한다. 변조부(750)에서 변조된 신호는 기록재생회로(853)에 있어서, 바이어스발생기(856)에 의해 AC바이어스되어 증폭기(875a)에 의해 증폭되고 자기헤드(854)에 의해 자기테이프(855)상에 기록된다.
기록신호의 포맷은 제113도의 기록신호주파수배치도에 표시한 바와 같이 주파수 fC인 반송파를 가진 예를 들면 16SRQAM의 주신호(859)에 정보가 기록되는 동시에, fC의 2배인 2fC의 주파수를 가진 파일럿 fP신호(859a)가 동시에 기록된다. 주파수 fBIAS인 바이어스신호(859b)에 의해 AC바이어스를 추가해서 기록되기 때문에 기록시의 왜곡이 적어진다. 제113도에 표시한 3층중 2층의 계층기록이 되어 있으므로, 기록재생할 수 있는 임계치는 Th-1-2, Th-2의 2개가 존재한다. 기록재생의 C/N치에 의해 신호(859)이면 2층전부가 신호(859c)이면 D1만 기록재생된다.
주신호로 16SRQAM을 사용한 경우, 신호점배치는 제99도와 같이 된다. 또 36SRQAM을 사용한 경우 제100도와 같이 된다. 4ASK, 8ASK을 사용한 경우, 제58도, 제68도(a)(b)와 같은 배치가 된다. 이 신호를 재생하는 경우, 자기헤드(854)로부터는, 주신호(859)와 파일럿신호(859a)가 재생되고, 증폭기(857b)에 의해 증폭된다. 이 신호로부터 반송파재생회로(858)의 필터(858A)에 의해 2fC인 파일럿신호 fP가 주파수분리되고, 1/2분주기(858b)에 의해 fC의 반송파가 재생되어 복조부(760)에 보내진다. 이 재생된 반송파를 사용해서 복조부(760)에 있어서 주신호는 복조된다. 이때 HDTV용 등의 고 C/N치가 높은 자기기록테이프(855)을 사용한 경우, 16점의 각 신호점을 변별하기 쉽게 되기 때문에 복조부(760)에 있어서 D1과 D2의 쌍방이 복조된다. 그리고, 화상디코우더(402)에 의해 전체신호가 재생된다. HDTV VTR의 경우 예를 들면 15Mbps의 HDTV의 고비트율의 TV신호가 재생된다. C/N치가 낮은 비데오테이프일수록 코스트는 저렴하다. 현시점에서 시판 VHS테이프와 방송용 높은 C/N의 테이프는 10dB 이상 C/N의 차가 있다. 저렴한 C/N치가 낮은 비데오테이프(855)를 사용한 경우는 C/N치가 낮기 때문에 16치이나 36치의 신호점의 모두 변별하는 것은 어렵게 된다. 이 때문에 제1데이터열 D1은 재생할 수 있으나 제2데이터열 D2의 2비트 혹은 3비트 혹은 4비트의 데이터열은 재생할 수 없고, 제1데이터열의 2비트의 데이터열만 재생된다. 2층의 계층형 HDTV화상신호를 기록재생한 경우, 저 C/N테이프에서는 고역화상신호는 재생되지 않기 때문에 제1데이터열의 저비율의 저역화상신호가 재생된다. 구체적으로는 예를 들면 7Mbps의 와이드 NTSC의 TV신호가 출력된다.
또 제114도의 블록도에 표시한 바와 같이 제2데이터열출력부(759)와 제2데이터열입력부(744)와 제2화상디코우더(402b)를 생략하고, 제1데이터열 D1만을 변복조하는 변형 QPSK 등의 변조기를 가진 저비트율전용 기록재생장치(851)도 하나의 제품형태로서 설정할 수 있다. 이 장치는 제1데이터열뿐인 기록재생을 행할 수 있다. 즉 와이드 NTSC그레이드의 화상신호를 기록재생할 수 있다. 상기한 HDTV신호 등의 고비트율의 신호가 기록된 높은 C/N치를 출력하는 비데오테이프(855)를 이 저비트율전용 자기기록재생장치에서 재생한 경우, 제1데이터열의 D1신호만이 재생되고, 와이드 NTSC신호가 출력되고 제2데이터열은 재생되지 않는다. 즉 동일 계층형의 HDTV신호가 기록된 비데오테이프(855)를 재생한 경우, 한쪽의 복잡한 구성의 기록재생장치에서는 HDTV신호, 한쪽의 간단한 구성의 기록재생장치에서는 와이드 NTSC TV신호를 재생할 수 있다. 즉 2층의 계층의 경우 다른 C/N치를 가진 테이프와 다른 기록재생데이터율을 가진 기종의 4개의 조합의 완전호환성이 실현된다는 큰 효과가 있다. 이 경우 HDTV전용기에 비해서 NTSC전용기는 현저하게 간단한 구성이 된다. 구체적으로는 예를 들면 EDTV의 디코우더의 회로규모는 HDTV의 디코우더에 비해서 1/6이 된다. 따라서 저기능기는 대폭으로 낮은 코스트로 실현할 수 있다. 이와 같이 HDTV와 EDTV의 화질의 기록재생능력이 다른 2개의 타입의 기록재생장치를 실현할 수 있기 때문에 폭넓은 가격대의 기종을 설정할 수 있다는 효과가 있다. 또 사용자도 고가격의 C/N가 높은 테이프로부터 저가격의 낮은 C/N의 테이프까지, 요구화질에 따라서 자유롭게 선택할 수 있다. 이와 같이 호환성을 완전히 유지하면서 확장성을 얻을 수 있는 동시에 장래와의 호환성도 확보할 수 있다. 따라서 장래에도 진부화하지 않는 기록재생장치의 규격이 실현되는 것도 가능하게 된다. 이밖의 기록방법으로서는 실시예 1, 3에서 설명한 위상변조에 의한 계층기록도 할 수 있다.
실시예 5에서 설명한 ASK에 의한 기록도 할 수 있다. 현재 2치의 기록을 다치로 해서 제59도(c),(d)나 제68도(a)(b)에 표시한 바와 같이 4치의 ASK나 8치의 ASK의 신호점을 2개의 그룹으로 나누어, 2층과 3층의 계층화할 수 있다.
ASK의 경우의 블록도는 제84도와 동일하다. 제173도와 같이 된다. 트렐리스와 ASK의 조합으로 착오율이 내려간다. 실시예에서 설명한 이외에 자기테이프상의 많은 트랙에 의한 계층기록도 할 수 있다. 또 착오정정능력을 바꾸어, 데이터를 차별화하는 것에 의한 논리적인 계층기록도 할 수 있다.
여기서 장래규격과의 호환성에 대해서 설명한다. 통상, VTR 등의 기록재생장치의 규격을 설정하는 경우, 현실적으로 입수할 수 있는 가장 높은 C/N의 테이프를 사용해서 규격이 정해진다. 테이프의 기록특성은 일진월보(日進月步)로 향상한다. 예를 들면 10년전의 테이프에 비해서, 현재 C/N이는 10dB 이상 향상되어 있다. 이 경우, 현재부터 10년∼20년후의 장래에 있어서 테이프성능이 향상된 시점에서 새로운 규격을 설정할 경우, 종래방식에서는 구규격과의 호환성을 취하는 것이 매우 어렵다. 이 때문에 신구규격은 불완전호환 혹은 비호환인 경우가 많았다. 그러나, 본 발명의 경우, 먼저 현행테이프에서 제1데이터열 혹은 제2데이터열을 기록재생하는 규격을 만든다. 다음에, 장래 테이프의 C/N가 10dB 단위의 향상된 시점에서 본 발명을 미리 채용해두면 상위의 데이터계층의 데이터 예를 들면 제3데이터열의 데이터를 추가하고 예를 들면 3계층의 64SRQAM이나 8ASK를 기록재생하는 슈퍼 HDTV VTR이 종래규격과 완전호환을 유지하면서 새로운 규격이 실현된다. 이 장래의 규격이 실현된 시점에서 본 발명, 신규격으로 제3데이터열까지 3층 기록된 자기테이프를 제1데이터열, 제2데이터열밖에 기록재생할 수 없는 구규격의 2층의 자기기록재생장치에서 재생한 경우, 제3데이터열은 재생할 수 없으나, 제1, 제2데이터열은 완전히 재생할 수 있다. 이 때문에 HDTV신호는 재생된다. 이 때문에 신구규격간의 호환성을 유지하면서 장래 기록데이터량을 확장할 수 있다는 효과가 있다.
여기서 제84도의 설명으로 복귀하면, 재생할때에는 자기테이프(855)를 자기헤드(854)와 자기재생회로(853)에 의해 재생신호를 재생하여 변보고기(852)에 보낸다. 복조부는 실시예 1, 3, 4와 거의 마찬가지의 동작을 하므로 설명을 생략한다. 복조부(760)에 의해 제1데이터열 D1과 제2데이터열 D2를 재생하고, 제2데이터열은 비터비 디코우더 등의 트렐리스디코우더(759b)에 의해 코우드게인이 높은 착오정정이 되고, 착오율은 낮아진다. D1, D2신호는 화상디코우더(402)에 의해 복조되어 HDTV의 영상신호가 출력된다.
이상은 2개의 계층을 가진 자기기록재생장치의 실시예이나, 다음에 2층의 물리계층에 1층의 논리계층을 부가한 3층의 계층의 자기기록재생장치의 실시예를 제131도를 사용해서 설명한다. 기본적으로는 제84도와 동일 구성이나, 제1데이터열을 TDM에 의해, 또 2개의 서브채널로 분할하여 3층 구조로 하고 있다. 제131도에 표시한 바와 같이, 먼저 HDTV신호는 제1화상인코우더(401a)중의 제1-1화상인코우더(401c)와 제1-2화상인코우더(401d)에 의해, 중역과 저역의 영상신호인 2개의 데이터 D1-1과 D1-2로 분리되고, 입력부(742)의 제1데이터열 입력부에 입력된다. MPEG그레이드의 화질의 데이터열 D1-1은 ECC인코우더(743a)에 있어서 코우드게인이 높은 착오정정부호화되고, D1-2는 ECC인코우더(743b)에 있어서 통상의 코우드게인을 가진 착오정정부호화가 된다. D1-1과 D1-2는 TDM부(743c)에 의해 시간다중화되고, 1개의 데이터열 D1가 된다. D1과 D2는 C-CDM변조부(750)에서 변조되어 자기헤드(854)에 의해 자기테이프(855)상의 2층으로 계층기록된다.
재생시에는, 자기헤드(854)에 의해 재생된 기록신호는, 제84도에서 설명한 것과 마찬가지 동작에 의해, C-CDM복조부(760)에 의해 D1과 D2로 복조된다. 제1데이터열 D1은 제1데이터출력부(758)중의 TDM부(758c)에 있어서, 2개의 서브채널 D1-1과 D1-2로 복조된다. D1-1은 코우드게인이 높은 ECC디코우더(758a)에 있어서 착오정정되기 때문에, D1-2에 비해서 D1-1은 낮은 C/N치에 있어서도 복조되고 제1-1화상디코우더(402c)에 의해 LDTV가 디코우드되어 출력된다. 한편 D1-2는 코우드게인이 통상인 ECC디코우더(758b)에 있어서 착오정정되기 때문에 D1-1에 비하면 높은 C/N의 임계치를 가지기 때문에 신호레벨이 크지 않으면 재생할 수 없다. 그리고 1-2화상디코우더(402d)에 있어서 복조되고, D1-1과 합성되어 와이드 NTSC그레이드의 EDTV가 출력된다.
제2데이터열 D2는 트렐리스디코우더(759b)에 의해 비터비복호되고, ECC(759a)에 의해 착오정정되고, 제2화상디코우더(402b)에 의해 고역화상신호가 되고, D1-1, D1-2와 합성되어 HDTV가 출력된다. 이 경우의 D2의 C/N의 임계치는 D1-2보다 크게 설정한다. 따라서 테이프(855)의 C/N치가 작은 경우, D1-1즉 LDTV가 재생되고, 통상의 C/N치의 테이프(855)의 경우 D1-1, D1-2즉 EDTV가 재생되고, C/N치가 높은 테이프(855)를 사용하면 D1-1, D1-2, D2즉 HDTV신호가 재생된다.
이렇게해서 3층의 계층의 자기기록재생장치가 실현된다. 상기와 같이 테이프(855)의 C/N치와 코스트는 상관관계에 있다. 본 발명의 경우, 사용자는 3개의 타입의 테이프코스트에 따른 3개의 그레이드의 화질의 화상신호를 기록재생할 수 있기 때문에, 사용자가 기록하고 싶은 TV프로그램의 내용에 따라서 테이프의 그레이드를 선택하는 폭이 넓어진다는 효과가 있다.
다음에 빨리보내기재생시의 계층기록의 효과를 설명한다. 제132도의 기록트랙도에 표시한 바와 같이 자기테이프(855)상에는 방위각 A의 기록트랙(855a)와 반대방위각 B의 기록트랙(855b)가 기록되어 있다. 도시한 바와 같이 기록트랙(855a)의 중앙부에 이대로 기록영역(855c)을 형성하고, 다른 영역을 D1-2기록영역(855d)라고 한다. 이것을 각각의 기록트랙의 개수에 따라서 적어도 1개소 형성한다. 이중에는 LDTV 1프레임분이 기록되어 있다. 고역신호의 D2신호는 기록트랙(855a)의 전체영역인 D2기록영역(855e)에 기록한다. 통상속도의 기록재생시에는 이 기록포맷은 표화가 없다. 그런데 순방향과 역방향의 테이프빨리 보내기 재생시에는 방위각 A의 자기헤드트레이스(855f)는 도면에 표시한 바와 같이 자기트랙과 일치하지 않는다. 제132도에 표시한 본 발명에 있어서는 테이프중앙부의 좁은 영역에 설정된 D1-1기록영역(855c)을 형성하고 있다. 이 때문에 어떤 일정한 확률은 있으나, 이 영역은 확실히 재생된다. 재생된 D1-1신호로부터는 MPEGI정도의 LDTV화질이기는 하지만 동일시간의 화면전체의 화상을 복조할 수 있다. 이렇게 해서 빨리보내기 재생시에는 1초동안에 수매로부터 수십매의 LDTV의 완전한 화상이 재생되면 사용자는 빨리보내기중의 화면을 확인할 수 있다는 큰 효과가 있다.
또 반대로 보내기 재생시에는 헤드트레이스(855g)에 표시한 바와 같이 자기트랙의 일부영역밖에 트레이스하지 않는다. 그러나 이 경우에 있어서도 제132도에서 표시한 기록재생포맷을 사용한 경우, D1-1기록영역을 재생할 수 있기 때문에 LDTV그레이드의 화질의 움직임화상이 간헐적으로 출력된다.
이렇게 해서, 본 발명에서는 기록트랙의 일부의 좁은영역에 LDTV그레이드의 화상을 기록하므로 사용자는 정역양방향의 빨리보내기시에 LDTV그레이드의 화질로 빨리보내기의 간헐적으로 거의 완전한 정지화상을 재생할 수 있기 때문에, 고속검색시에 화면의 확인이 용이하게 된다는 효과가 있다.
다음에, 또 고속의 빨리보내기재생시에 대응하는 방법을 설명한다. 제132도의 오른쪽아래에 표시한 바와 같이 D1-1기록영역(855c)을 형성하고, LDTV의 1프레임을 기록하는 동시에 D1-1기록영역(855c)의 일부에 더욱 좁은 영역의 D1-1·D2기록영역(855h)을 형성한다. 이 영역에 있어서의 서브채널 D1-1에는 LDTV의 1프레임의 일부의 정보가 기록되어 있다. LDTV의 나머지 정보를 D1-1·D2기록영역(855h)의 D2기록영역(855j)에 중복해서 기록한다. 서브채널 D2는 서브채널 D1-1의 3∼5배의 데이터기록량을 가진다. 따라서 D1-1과 D2에서 1/3∼1/5의 면적의 테이프상의 LDTV의 1프레임의 정보를 기록할 수 있다. 헤드트레이스가 더욱 좁은 영역인 영역(885h),(885j)에 기록할 수 있기 때문에, 헤드의 트레이스시간 TS1에 비해서 시간도 면적도 1/3∼1/5이 된다. 따라서 빨리보내기속도를 빠르게 해서 헤드의 트레이스가 더욱 경사져도, 이 영역전체를 트레이스하는 확률이 높아진다. 이 때문에 D1-1뿐일 경우에 비해서 더 3∼5배 빠른 빨리보내기시에도 완전한 LDTV의 화상을 간헐적으로 재생한다.
이 방식은 2계층의 VTR의 경우, D2기록영역(855j)을 재생하는 기능이 없기 때문에, 고속의 빨리보내기시에는 재생할 수 없다. 한편 3계층의 고기능형 VTR에 있어서는 2계층에 비해서 3∼5배 빠른 빨리보내기시에도 화상을 확인할 수 있다. 즉, 계층의 수 즉 코스트에 따른 화질뿐만 아니라, 코스트에 따라서 재생가능한 최대빨리보내기속도가 다른 VTR이 실현된다.
또한, 실시예에서는 계층형변조방식을 사용했으나 16QAM 등의 통상의 변조방식이어도 계층형의 화상부호화를 행하면 본 발명에 의한 빨리보내기재생이 실현된다는 것은 말할 나위도 없다.
종래의 고속으로 화상을 압축하는 방식의 비계층형의 디지틀 VTR의 기록방식에서는, 화상데이터가 균일하게 분산하고 있으므로, 빨리보내기재생시에 각 프레임의 동일시간의 화면전체의 화상을 재생할 수 없다. 이 때문에 화면의 각 블록의 시간축이 어긋난 화상밖에 재생할 수 없다. 그러나 본 발명의 계층형의 HDTV VTR에서는 LDTV그레이드이기는 하지만, 화면의 각 블록의 시간축이 어긋나고 있지 않은 화상을 빨리보내기 재생시에 재생할 수 있다는 효과가 있다.
본 발명의 HDTV의 3층의 계층기록을 행한 경우 기록재생계의 C/N가 높을때에는 HDTV 등의 고해상도 TV 신호를 재생할 수 있다. 그리고 기록재생계의 C/N가 낮은 경우나 기능이 낮은 자기재생장치에서 재생한 경우, 와이드 NTSC 등의 EDTV 그레이드의 TV 신호 혹은 저해상도 NTSC 등의 LDTV 그레이드의 TV 신호가 출력된다.
이상과 같이 본 발명을 사용한 자기재생장치에 있어서는, C/N가 낮아진 경우나, 착오율이 높아진 경우에 있어서도 동일 내용의 영상을 낮은 해상도, 혹은 낮은 화질로 재생할 수 있다는 효과가 얻어진다.
[실시예 7]
실시예 7은 본 발명을 4계층의 영상계층전송에 사용한 것이다. 실시예 2에서 설명한 4계층의 전송방식과 4계층의 영상데이터구조를 조합함으로써 제91도의 수신방해영역도에 표시한 바와 같이 4층의 수신영역이 생긴다. 도면에 표시한 바와 같이 가장 안쪽에 제1수신영역(390a), 그 바깥쪽에 제2수신영역(890b), 제3수신영역(890c), 제4수신영역(890d)이 생긴다. 이 4계층을 실현하는 방식에 대해서 설명한다.
4계층을 실현하기 위해서는 변조에 의한 4층의 물리계층이나 착오정정능력의 차별화에 의한 4층의 논리계층이 있으나, 전자는 계층간의 C/N차가 크기 때문에 4층에서는 큰 C/N가 필요하게 된다. 후자는, 복조가능한 것이 전제이기 때문에, 계층간의 C/N차를 크게 취할 수 없다. 현실적인 것은, 2층의 물리계층과 2층의 논리계층을 사용해서, 4층의 계층전송을 행하는 것이다. 그러면 먼저 영상신호를 4층으로 분리하는 방법을 설명한다.
제93도는 분리회로(3)의 블록도이다. 분리회로(3)는 영상분리회로(895)와 4개의 압축회로로 구성된다. 분리회로(404a)(404b)(404c)의 내부의 기본적인 구성은, 제30도의 제1화상인코우더(401)중의 분리회로(404)의 블록도와 동일하므로 설명은 생략한다. 분리회로(404a)등은 영상신호를 저역성분 HLVL과 고역성분 HHHH와 중간성분 HHVL, HLVL의 4개의 신호로 분리한다. 이 경우, HLVL은 해상도가 원래의 영상신호의 절반이 된다.
그런데 입력한 영상신호는 영상분리회로(404a)에 의해 고역성분과 저역성분으로 2분할 된다. 수평과 수직방향으로 분할되기 때문에 4개의 성분이 출력된다. 고역과 저역의 분할점은 이 실시예에서는 중간점에 있다. 따라서 입력신호가 수직 1000개의 HDTV 신호의 경우 HLVL신호는 수직 500개, 수평해상도도 절반인 TV 신호가 된다.
저역성분의 HLVL신호는 분리회로(404c)에 의해, 또 수평, 수직방향의 주파수성분이 각각 2분할된다. 따라서 HLVL출력은 예를들면 수직 250개, 수평해상도는 1/4이 된다. 이것을 LL 신호라고 정의하면 LL 성분은 압축부(405a)에 의해 압축되고, D1-1신호로서 출력된다.
한편, HLVL의 고역성분의 3성분은 합성기(772c)에 의해 1개의 LH 신호로 합성되고, 압축부(405b)에 의해 압축되고 D1-2신호로서 출력된다. 이 경우, 분리회로(404c)와 합성기(772c)의 사이에 압축부를 3개 배설해도 된다.
고역성분의 HHVH, HLVH, HHVL의 3성분은 합성기(772a)에 의해 1개의 HHVH-H 신호가 된다. 압축신호가 수직수평모두 1000개일 경우, 이 신호는 수평, 수직방향으로 500개∼1000개의 성분을 가진다. 그리고 분리회로(404b)에 의해 4개의 성분으로 분리된다.
따라서 HLVL출력으로서 수평, 수직방향의 500개∼750개의 성분이 분리된다. 이것을 HH 신호라고 부른다. 그리고 HHVH, HLVH, HHVL의 3성분은 750개∼1,000개의 성분을 가지고, 합성기(772b)에서 합성되고, HH 신호가 되어 압축부(405d)에서 압축되고, D2-2신호로서 출력된다. 한편 HL 신호는 D2-1신호로서 출력된다. 따라서 LL, 즉 D1-1신호는 예를 들면 0개 250개 이하의 성분, LH 즉 D1-2신호는 250개 이상 500개 이하의 주파수성분, HL 즉 D2-1신호는 500개 이상 750개 이하의 성분, HH 즉, D2-2신호는 750개 이상 1000개 이하의 주파수성분을 가진다. 이 분리회로(3)에 의해 계층형의 데이터구조가 가능하다는 효과가 있다. 이 제93도의 분리회로(3)를 사용해서 실시예 2에서 설명한 제87도의 송신기(1)중의 분리회로(3)의 부분을 치환함으로써 4층의 계층형 전송을 할 수 있다.
이렇게 해서 계층형데이터구조와 계층형전송을 조합함으로써, C/N의 열화에 따라서 단계적으로 화질이 열화하는 화상전송을 실현할 수 있다. 이것은 방송에 있어서는 서비스영역의 확대라는 큰 효과가 있다. 다음에 이 신호를 복조재생하는 수신기는 실시예 2에서 설명한 제88도의 제2수신기와 동일 구성과 동작이다. 따라서 전체의 동작은 생략한다. 단 영상신호를 다루기 때문에 합성기(37)의 구성이 데이터송신과 다르다. 여기서는 합성기(37)를 상세히 설명한다.
실시예 2에 있어서 제88도의 수신기의 블록도를 사용해서 설명한 바와 같이, 수신한 신호는 복조되고, 착오정정되어, D1-1, D1-2, D2-1, D2-2의 4개의 신호가 되고, 합성기(37)에 입력된다.
여기서 제94도는 합성기(37)의 블록도이다. 입력된 D1-1, D1-2, D2-1, D2-2신호는 신장부(523a)(523b)(523c)(523d)에 있어서 신장되고, 제93도의 분리회로에 있어서 설명한 LL, LH, HL, HH 신호가 된다. 이 신호는 원래의 영상신호의 수평, 수직방향의 대역을 1라고 하면 LL은 1/4, LL+LH는 1/2, LL+LH+HL은 3/4, LL+LH+HL+HH는 1의 대역이 된다. LH 신호는 분리기(531a)에 의해 분리되고 화상합성부(548a)에 있어서 LL 신호와 합성되어 화상합성부(548c)의 HLVL단자에 입력된다. 화상합성부(531a)의 예의 설명에 관해서는 제32도의 화상디코우더(527)에서 설명했으므로 생략한다. 한편 HH 신호는 분리기(531b)에 의해 분리되고, 화상합성부(548b)에 입력된다. HL 신호는 화상합성부(548b)에 있어서 HH 신호와 합성되고, HHVH-H 신호가 되어 분리기(531c)에 의해 분리되고, 화상합성부(548c)에 있어서 LH와 LL의 합성신호와 합성되고, 영상신호가 되어 합성기(37)로부터 출력된다. 그리고 제88도의 제2수신기의 출력부(36)에서 TV 신호가 되어 출력된다. 이 경우, 원신호가 수직 1050개, 약 1000개의 HDTV 신호이면 제91도의 수신방해도에 표시한 4개의 수신조건에 의해 4개의 화질의 TV 신호가 수신된다.
TV 신호의 화질을 상세히 설명한다. 제91도와 제86도를 1개로 묶은 것이 제92도의 전송계층구조도이다. 이와 같이 C/N의 향상과 함께 수신영역(862d),(862c),(862b),(862a)에 있어서 D1-1, D1-2, D2-1, D2-2로 차례차례 재생할 수 있는 계층채널이 추가되어 데이터량이 증가한다.
영상신호의 계층전송의 경우 제95도의 전송계층구조도와 같이 C/N의 향상과 함께 LL, LH, HL, HH 신호의 계층채널이 재생되게 된다. 따라서 송신안테나로부터의 거리가 가까워짐에 따라서 화질이 향상된다. L=Ld일 때 LL 신호, L=Lc일때 LL+LH 신호, L=Lb일때 LL+LH+HL 신호, L=La일 때 LL+LH+HL+HH 신호가 재생된다. 따라서 원신호의 대역을 1라고 하면 1/4, 1/2, 3/4, 1의 대역의 화질이 각각의 수신지역에서 얻어진다. 원신호가 수직주사선 1000개의 HDTV일 경우, 250개, 500개, 750개, 1000개의 TV 신호가 얻어진다. 이와 같이 해서 단계적으로 화질이 열화하는 계층형영상전송이 가능하게 된다. 제96도는 종래의 디지틀 HDTV 방송의 경우의 수신방해도이다. 도면으로부터 명백한 바와 같이 종래방식에서는 C/N가 V0이하에서 TV 신호의 재생은 전혀 불가능해진다. 따라서 서비스영역거리 R의 안쪽에 있어서도 타국과의 경합지역, 빌딩 뒤 등에서는 X 표시로 나타낸 바와 같이 수신할 수 없다. 제97도는 본 발명을 사용한 HDTV의 계층방송의 수신상태도를 표시한다. 제97도에 표시한 바와 같이, 거리 La에서 C/N=a, Lb에서 C/N=b, Lc에서 C/N=c, Ld에서 C/N=d가 되고 각각의 수신지역에서 250개, 500개, 750개, 1000개의 화질이 얻어진다. 거리 La 이내에서도 C/N가 열화하고, HDTV의 화질 그 자체에서는 재생할 수 없는 지역이 존재한다. 그러나 이 경우에도 화질이 떨어지지만 재생은 할수 있다. 예를들면 빌딩뒤의 B 지점에서는 750개, 전차내의 D 지점에서는 250개, 고우스트를 받는 F 지점에서는 750개, 자동차내인 G 지점에서는 250개, 타국과의 경합지역인 L 지점에서도 250개의 화질로 재생할 수 있다. 이상과 같이 해서 본 발명의 계층전송을 사용함으로써 종래 제안되고 있는 방식으로는 수신재생할 수 없었던 지역에서도 수신할 수 있게 되고, TV 국의 서비스영역이 대폭으로 확대된다는 현저한 효과가 있다. 또 제98도의 계층전송도에 표시한 바와 같이 D1-1채널에서 그 지역의 애널로그방송과 동일프로그램인 프로그램 D를 방송하고, D1-2, D2-1, D2-2채널에서 다른 프로그램 C, B, A를 방송함으로써, 프로그램 D의 더어멀캐스트를 전체지역에서 확실히 방송하고, 더어멀캐스트의 역할을 하면서 다른 3개의 프로그램을 서비스하는 프로그램다양화의 효과도 얻을 수 있다.
[실시예 8]
이하 제8실시예를 도면에 의거해서 설명한다. 실시예 8은 본 발명의 계층형전송방식을 셀룰러전화시스템의 송수신기에 응용한 것이다. 제115도의 휴대전화기의 송수신기의 블록도에 있어서, 마이크(762)로부터 입력된 통화자의 음성은 압축부(405)에 의해 상기한 계층구조의 데이터 D1, D2, D3으로 압축부호화되고, 시분할부(765)에 있어서 타이밍에 의거해서 소정의 타임슬롯으로 시간분할되고, 변조기(4)에 있어서 상기한 SRQAM 등의 계층형변조를 받아서 1개의 반송파에 타고, 안테나공용기(764)를 거쳐 안테나(22)로부터 송신되고, 후술하는 기지국에서 수신되고 다른 기지국 혹은 전화국에 송신되어 다른 전화와 교신할 수 있다.
한편, 다른 전화로부터의 교신신호는 기지국으로부터 송신전파로서 안테나(22)에 의해 수신된다. 이 수신신호는 SRQAM 등의 계층형복조기(45)에 있어서 D1, D2, D3의 데이터로서 복조된다. 복조신호로부터는 타이밍회로(767)에 있어서 타이밍신호가 검출되고, 이 타이밍신호는 시분할부(765)에 보내진다. 복조시호 D1, D2, D3은 신장부(503)에 있어서 신장되어 음성신호가 되고, 스피커(763)에 보내져 음성이 된다.
다음에 제116도의 기지국의 블록도에 있는 바와 같이 6각형 혹은 원형의 3개의 수신셀(768),(769),(770)의 각 중심부에 있는 기지국(771)(772)(773)은 제115도와 마찬가지의 송수신기(761a)∼(761j)를 복수개 가지고, 송수신기의 수와 동일채널수의 데이터를 송수신한다. 각 지기국에 접속된 기지국제어기(790)는 각 기지국의 통신의 트래픽량을 항상 감시하고, 이에 따라서 각 기지국으로의 채널주파수의 할당이나 각 기지국의 수신셀의 크기의 제어등의 전체시스템의 제어를 행한다.
제117도의 종래방식의 통신용량트래픽분포도에 표시한 바와 같이 QPSK 등의 종래방식의 디지틀통신방식에서는 수신셀(768),(770)의 Ach의 전송용량은 d=A의 도면에 표시한 바와같이 주파수이용효율 2비트/Hz의 데이터(774a),(774b)와 d=B의 도면의 데이터(774c)를 합한 데이터(774d)가 되고, 어느 지점에 있어서도 2비트/Hz의 똑같은 주파수이용효율이다. 한편, 실제의 도시부는 밀집지(775a)(775b)(775c)와 같이 빌딩이 집중된 곳은 인구밀도가 높고, 교신트래픽량도 데이터(774e)로 표시하는 바와 같이 피크를 나타낸다. 주변의 그 이외의 지역에서는 교신량은 적다. 실제의 트래픽량 TF의 데이터(774e)에 대해서 종래의 셀룰러전화의 용량은 데이터(774d)로 표시하는 바와 같이 전체지역, 동일 2비트/Hz의 주파수효율이었다. 즉 트래픽량이 적은 곳에도 많은 곳과 동일한 주파수효율을 적용하고 있다는 효율의 단점이 있었다. 종래 방식에서는 트래픽량이 많은 지역에는 주파수할당을 많이하고 채널수를 늘이거나, 수신셀의 크기를 작게 해서 대응하고 있었다. 그러나 채널수를 높이기 위해서는 주파수 스펙트럼의 제약이 있었다. 또 종래방식의 16QAM, 64QAM 등의 다치화는 송신전력을 증가시켰다. 수신셀의 크기를 작게 하고, 셀수를 증가시키는 것은 기지국의 수의 증가를 초래하고, 설치비용을 증대시킨다.
이상적으로는 트래픽량이 많은 지역에는 주파수효율을 높게 하고, 트래픽량이 적은 지역에는 낮게 하는 것이 시스템전체의 효율을 높일 수 있다. 본 발명의 계층형전송방식의 채용에 의해 이상의 것을 실현할 수 있다. 이것을 제118도의 본 발명의 실시예 8에 있어서의 통신용량, 트래픽분포도를 사용해서 설명한다. 제118도의 분포도는 위에서부터 차례로 수신셀(770b)(768)(769)(770)(770a)의 A-A'선상의 통신용량을 표시한다. 수신셀(768)(770)은 채널군 A, 수신셀(770b)(769)(770a)는 채널군 A와 중복하지 않는 채널군 B의 주파수를 이용하고 있다. 이들 채널은 각 수신셀의 트래픽량에 따라서 제116도의 기지국제어기(790)에 의해 채널수가 증감된다. 그런데 제118도에 있어서 d=A는 A 채널의 통신용량의 분포를 표시한다. d=B는 B 채널의 통신용량, d=A+B는 전체채널을 가산한 통신용량, TF는 통신트래픽량, P는 건물과 인구의 분포를 표시한다. 수신셀(768),(769),(770)에서는 앞의 실시예에서 설명한 SRQAM 등의 다층의 계층형전송방식을 사용하고 있기 때문에 데이터(776a),(776b)(776c)에 표시한 바와 같이, QPSK의 주파수이용효율 2비트/Hz의 3배인 6비트/Hz를 기지국주변부에서는 얻을 수 있다. 주변부로 감에 따라서 4비트/HZ, 2비트/Hz로 감소한다. 송신파워를 증가시키지 않으면 점선(777a)(777b)(777c)로 표시하는 QPSK의 수신셀의 크기에 비해서 2비트/Hz의 영역이 좁아지나, 기지국의 송신파워를 약간 올림으로써 동등의 수신셀의 크기를 얻을 수 있다. 64SRQAM 대응의 자국은 기지국으로부터 먼곳에서는 SRQAM의 시프트량을 S=1로 한 변형 QPSK로 송수신하고, 가까운 곳에서는 16SRQAM, 더욱 근방에서는 64SRQAM으로 송수신한다. 따라서 QPSK에 비해서 최대송신파워가 증가하는 일은 없다. 또 회로를 간단히 한 제121도의 블록도에 표시한 바와 같은 4SRQAM의 송수신기도 호환성을 유지하면서 다른 전화와 교신할 수 있다. 제122도의 블록도에 표시한 16SRQAM의 경우도 마찬가지이다. 따라서 3개의 변조방식의 자기(子機)가 존재한다. 휴대전화의 경우 소형경량성이 중요하다. 4SRQAM의 경우 주파수이용효율이 내려가기 때문에 통화요금은 높아지나, 회로가 간단해지기 때문에 소형경량화가 요구되는 사용자에게는 적합하다. 이렇게 해서 본 방식은 폭넓은 용도에 대응할 수 있다.
이상과 같이 해서 제118도의 d=A+B와 같은 용량의 다른 분포를 가진 전송시스템이 가능하다. TF의 트래픽량에 맞추어서 기지국을 설치함으로써, 종합적인 주파수이용효율이 향상된다는 큰 효과가 있다. 특히 셀이 작은 마이크로셀방식은 많은 서브기지국을 설치할 수 있기 때문에 서브기지국을 트래픽이 많은 개소에 설치하기 쉽기 때문에 본 발명의 효과가 크다.
다음에 제119도의 데이터의 시간배치도를 사용해서 각 타임슬롯의 데이터배치를 설명한다. 제119도(a)는 종래방식의 타임슬롯, 제119도(b)는 실시예 8의 타임슬롯을 표시한다. 제119도(a)에 표시한 바와 같이 종래방식의 송수신별 주파수방식은 Down 즉 기지국으로부터 자국으로의 송신시에 주파수 A에서 시간의 슬롯(780a)에서 동기신호 S를 보내고, 슬롯(780b)(780c)(780d)에서 각각 A, B, C 채널의 자기에의 송신신호를 보낸다. 다음에 Up쪽 즉 자기로부터 기지국으로 보내는 경우, 주파수 B에서 시간슬롯(781a)(781b)(781c)(781d)에 각각 동기신호 a, b, c 채널을 송신신호한다.
본 발명의 경우 제119도(b)에 표시한 바와 같이 상기한 64SRQAM 등의 계층형전송방식을 사용하고 있기 때문에 D1, D2, D3의 각각의 2비트/Hz의 3개의 계층데이터를 가진다. A1, A2데이터는 16SRQAM으로 보내기 때문에 슬롯(782b),(782c)과 슬롯(783b)(783c)으로 표시한 바와 같이 약 2배의 데이터율이 된다. 동일 음질로 보내는 경우 절반의 시간에 보낼 수 있다. 따라서 타임슬롯(782b)(782c)은 절반의 시간이 된다. 이렇게 해서 2배의 전송용량이 제118도의 (776c)의 제2계층의 지역 즉 기지국의 근방에서 얻어진다. 마찬가지로 해서, 타임슬롯(782g),(783g)에서는 E1데이터의 송수신이 64SRQAM으로 행해진다. 약 3배의 전송용량을 가지기 때문에 동일 타임슬롯에서 3배의 E1, E2, E3의 3채널을 확보할 수 있다. 이 경우 기지국의 더욱 근방지역에서 송수신할 것이 요구된다. 이와 같이 해서 최대 약 3배의 통화가 동일주파수대에서 얻어진다는 효과가 있다. 단 이 경우는 기지국의 근방에서 이 대로의 통화가 행해진 경우이고, 실제는 이 숫자보다 낮다. 또 실제의 전송효율은 90%정도로 떨어진다. 본 발명의 효과를 높이기 위해서는, 트래픽량의 지역분포와 본 발명에 의한 전송용량분포가 일치하는 것이 바람직하다. 그러나 제118도의 TF의 도면으로 표시한 바와 같이 실제의 도시에 있어서는 빌딩가를 중심으로 해서 녹지대가 주변에 배치되어 있다. 교외에 있어서도 주택지의 주변에 전답이나 숲이 배치되어 있다. 따라서 TF의 도면에 가까운 분포를 하고 있다. 따라서 본 발명을 적용하는 효과가 크다.
제120도의 TDMA방식 타임슬롯도에서 (a)는 종래방식, (b)는 본 발명의 방식으로 표시한다. 제120도(a)에 표시한 바와 같이, 동일주파수대에서 타임슬롯(786a)(786b)에서 각각 A, B 채널의 자기에의 송신을 행하고, 타임슬롯(787a)(787b)에서 각각 A, B 채널의 자기로부터의 송신을 행한다. 제120도(b)에 표시한 바와 같이, 본 발명의 경우 16SRQAM의 경우 슬롯(788a)에서 A1채널의 수신을 행하고, 슬롯(788c)에서 A1채널의 송신을 행한다. 타임슬롯폭은 약 1/2가 된다. 64SRQAM의 경우 슬롯(788i)에서 D1채널의 수신을 행하고, 슬롯(788ℓ)에서 D1채널의 송신을 행한다. 타임슬롯폭은 약 1/3가 된다.
특히 소비전력을 내리기 위하여 슬롯(788p)에 있어서 1/2의 타임슬롯에서 16SRQAM의 E1의 수신을 행하나, 송신은 슬롯(788r)에서 통상의 타임슬롯 4SRQAM으로 행한다. 16SRQAM 보다 4SRQAM 쪽이 소비전력이 적기 때문에, 송신시의 전력소비가 적어진다는 효과가 있다. 단 점유시간이 긴만큼 통신요금은 비싸진다. 배터리가 작은 소형경량형의 휴대전화나 배터리나머지량이 적을때에 효과가 크다.
이상과 같이 해서 실제의 트래픽분포에 맞추어서 전송용량분포를 설정할 수 있기 때문에 실질적인 전송용량을 높일 수 있다는 효과가 있다. 또 3개의 혹은 2개의 전송량을 기지국, 자국이 선택할 수 있기 때문에 주파수효율을 내려 소비전력을 내리거나 반대로 효율을 높여 통화요금을 내리거나 자유도가 높아서 여러 가지 효과가 얻어진다. 또 전송용량이 낮은 4SRQAM 등의 방식에 의해, 회로를 간단히 해서 소형화, 저코스트화를 한 자기도 설정할 수 있다. 이 경우, 앞의 실시예에서 설명한 바와 같이 모든 기종간의 전송호환성을 취할 수 있는 점이 본 발명의 특징의 하나이다. 이렇게 해서 전송용량의 증대와 함께 초소형기로부터 고기능기까지의 폭넓은 기종전개를 도모할 수 있다.
[실시예 9]
이하 제9실시예를 도면에 의거해서 설명한다. 실시예 9는 본 발명을 D 전송방식에 적용한 것이다. 제123도의 OFDM 송수신기의 블록도와 제124도의 OFDM의 동작원리도를 표시한다. FDM의 일종인 OFDM은 인접하는 캐리어를 직교시킴으로써, 일반의 FDM 보다 주파수대의 이용효율이 좋다. 또 고우스트등의 멀티패스방해에 강하기 때문에 디지틀음악방송이나 디지틀 TV 방송용으로 검토되고 있다. 제124도의 OFDM의 원리도에 표시한 바와 같이 OFDM의 경우 입력신호를 직렬병렬변환부(791)에서 주파수축(793)상에 데이터를 1/ts의 간격으로 배치하고, 서브채널(794a)∼(794e)을 작성한다. 이 신호를 역 FFT기(40)를 가진 변조기(4)에서 시간축(799)으로 역 FFT 변환하고, 송신신호(795)를 만든다. ts의 유효심볼기간(796)의 기간동안, 이 역 FFT 된 신호는 송신되고, 각 심볼의 사이에는 tg의 가이드기간(797)이 형성된다.
제123도의 OFDM-CCDM의 하이브리드방식의 블록도를 사용해서 HDTV 신호를 송수신하는 경우의 실시예 9의 동작을 설명한다. 입력된 HDTV 신호는 화상인코우더(401)에 의해 저역 D1-1과(중역-저역) D1-2와 (고역-중역-저역) D2의 3층의 계층구조의 화상신호로 분리되고, 입력부(742)에 입력된다. 제1데이터열입력부(743)에 있어서, D1-1신호는 코우드게인이 높은 ECC 부호화가 되고, D1-2신호는 통상의 코우드게인의 ECC 부호화가 된다. D1-1과 D2-2는 TDM(743c)에 의해 시간분할다중화되고, D1신호가 되어 변조기(852a)의 D1직렬병렬변환기(791a)에 입력된다. D1신호는 n개의 병렬데이터가 되고 n개의 C-CDM 변조기(4a),(4b)…의 제1입력부에 입력된다.
한편, 고역성분신호인 D2는 입력부(742)의 제2데이터열입력부(744)에 있어서 ECC부(744a)에 있어서 ECC(Error Correction code) 부호화되고 트렐리스인코우더(744b)에 있어서 트렐리스부호화되고, 변조기(852a)의 D2직렬병렬변환기(791b)에 입력되고, n개의 병렬데이터가 되고, C-CDM 변조기(4a)(4b)…의 제2입력부에 입력된다. 제1입력부의 D1데이터와 제2입력부의 D2데이터에 의해 각각의 C-CDM 변조기(4a)(4b)(4c)…에 있어서 16SRQAM 등으로 C-CDM 변조된다. 이 n개의 C-CDM 변조기는 각각의 다른 주파수의 캐리어를 가지는 동시에 인접하는 캐리어는 제124도의 (794a)(794b)(794c)…로 표시한 바와 같이 직교하면서 주파수축(793)상에 있다. 이렇게 해서 C-CDM 변조된 n개의 변조신호는, 역 FFT 회로(40)에 의해, 주파수축디멘션(793)으로부터 시간축의 디멘션(795)으로 사상되고, ts의 실효심볼길이의 시간신호(796a)(796b)등이 된다. 실효심볼시간대(796a)와 (796b)의 사이에는 멀티패스방해를 줄이기 위하여 tg 초의 가아드시간대(797a)가 형성되어 있다. 이것을 시간축과 신호레벨로 표현한 것이다. 제129도의 시간축-신호레벨도이며, 가아드시간대(797a)의 tg는 멀티패스의 영향시간으로부터 용도에 따라서 결정된다. TV 고우스트등의 멀티패스의 영향시간보다 길게 tg를 설정함으로써 수신시에 역 FFT 회로(40)로부터의 변조신호는 병렬직렬컨버터(40b)에 의해, 하나의 신호가 되고 송신부(5)에 의해 RF 신호가 되어 송신된다.
다음에 수신기(43)의 동작을 설명한다. 제124도의 시간축심볼신호(796e)로 표시한다. 수신신호는 제123도의 입력부(24)에 입력되고, 복조기(852b)에 입력되어 디지틀화되고, FFT부(40a)에 의해 푸리에계수로 전개되고, 제124도에 표시한 바와 같이 시간축(799)으로부터 주파수축(793a)으로 사상된다. 제124도의 시간축심볼신호로부터, 주파수축의 신호의 캐리어(794a)(794b)등으로 변환된다. 이들의 캐리어는 서로 직교하고 있기 때문에, 각각의 변조신호를 분리할 수 있다. 제125도(b)에 표시한 16SRQAM 등이 복조되고, 각각의 C-CDM 복조기(45a)(45b)등에 보내진다. 그리고 C-CDM 복조기(45)의 각각의 C-CDM 복조기(45a)(45b)등에 있어서, 계층형으로 복조되고 D1, D2의 서브신호가 복조되고, D1병렬직렬변환기(852e)와 D2병렬직렬변환기(852f)에 의해 직렬신호가 되고 원래의 D1, D2신호가 복조된다. 이 경우 제125도(b)에 표시한 바와 같은 C-CDM을 사용한 계층전송방식을 사용하고 있기 때문에, C/N치가 나쁜 수신조건에서는, D1신호만이 복조되고, 좋은 수신조건에서는 D1과 D2신호의 양쪽이 복조된다. 복조된 D1신호는 출력부(780)에 있어서 복조된다. D1-2신호에 비해서 D1-1신호착오정정의 코우드게인이 높기 때문에, D1-1신호의 착오신호가 보다 수신조건이 나쁜 조건에서도 재생된다. D1-1신호는 제1-1화상디코우더(402c)에 의해 LDTV의 저역신호가 되고, D1-2신호는 제1-2화상디코우더(402d)에 의해 EDTV의 중역성분의 신호가 되어 출력된다.
D2신호는 트렐리스복호되고, 제2화상디코우더(402b)에 의해 HDTV의 고역성분이 되어 출력된다. 상기의 저역신호만으로는 LDTV가 출력되고, 상기 중역성분을 추가함으로써, 와이드 NTSC 그레이드의 EDTV 신호가 출력되고, 또 상기 고역성분을 추가함으로써 HDTV 신호가 합성된다. 앞의 실시예와 마찬가지로, 수신 C/N에 따른 화질의 TV 신호를 수신할 수 있다. 실시예 9의 경우는 OFDM과 C-CDM을 조합해서 사용함으로써 OFDM 그 자체에서는 실현할 수 없는 계층형 전송을 실현할 수 있다. 제130도의 착오율 C/N에 표시한 바와 같이 종래의 OFDM-TCM 변조신호의 곡선(805)에 대해서, 본 발명의 C-CDM-OFDM 방식은 서브채널 1(807a)은 착오율이 내려가고 서브채널 2(807b)는 착오율이 올라간다. 이렇게해서 계층형이 실현된다.
OFDM은 확실히 가아드기간 tg중에 멀티패스의 간섭신호를 수용하고 있기 때문에 TV 고우스트등의 멀티패스에 강하다. 따라서, 자동차의 TV 수신기용의 디지틀 TV 방송용으로 사용할 수 있다. 그러나 계층형 전송은 아니기 때문에, 어떤 일정한 C/N의 임계치 이하에서는 수신할 수 없다. 본 발명의 C-CDM과 조합함으로써, 멀티패스에 강하고 또한 C/N의 열화에 따른 화상수신(Craditional Degradation)의 2가지를 실현할 수 있다. 자동차내에서 TV 수신을 할 때, 단지 멀티패스뿐만 아니라 C/N치도 열화한다. 따라서 멀티패스 대책만으로는 TV 방송국의 서비스영역은 그다지 넓어지지 않는다. 그러나, 계층형전송의 C-CDM과 조합함으로써, C/N가 상당히 열화해도 LDTV 그레이드에서 수신할 수 있다. 한편 자동차용 TV의 경우, 화면사이즈는 통상 100치 이하이기 때문에, LDTV 그레이드에서 충분한 화질을 얻을 수 있다. 자동차 TV의 LDTV 그레이드의 서비스영역이 대폭으로 확대한다는 효과가 있다. OFDM은 HDTV의 전체대역에 사용하면 현시점의 반도체기술에서는 DSP의 회로규모가 커진다. 그래서 저역 TV 신호의 D1-1만을 OFDM에서 보내는 방법을 표시한다. 제138도의 블록도에 표시한 바와 같이, HDTV의 중역성분과 고역성분인 D1-2와 D2신호의 2개를 본 발명의 C-CDM 다중화하고, FDM(40d)에 의해 주파수대 A에서 송신한다. 한편 수신기쪽에서 수신한 신호는 FDM(40e)에 의해 주파수분리되고, 본 발명의 C-CDM 복조기(45)에서 복조되고, 제123도와 마찬가지로 해서 HDTV의 중역성분과 고역성분이 재생된다. 이 경우의 화상디코우더의 동작은 실시예 1,2,3과 동일하기 때문에 생략한다.
다음에 HDTV의 MPEG1 그레이드의 저역신호인 D1-1신호는 직렬병렬변환기(791)에 의해 병렬신호가 되고 OFDM 변조기(852c)속에서 QPSK나 16QAM의 변조를 받아서, 역 FFT기(40)에 의해 시간축의 신호로 변환되고 FDM(40d)에 의해 주파수대 B에서 송신된다.
한편, 수신기(43)에서 수신된 신호는 FDM부(40e)에 있어 주파수분리되고, OFDM 복조기(852d)에 있어서 FFT(40a)에 의해 대부분의 주파수축의 신호가 되고, 각각의 복조기(45a)(45b) 등에 의해 복조되고, 병렬직렬변환기(882a)에 의해 D1-1신호가 복조되어, 제123도와 마찬가지로 해서 LDTV 그레이드의 D1-1신호가 수신기(43)로부터 출력된다.
이렇게 해서, LDTV 신호만이 OFDM된 계층전송이 실현된다. 제138도의 방법을 사용함으로써, OFDM의 복잡한 회로는 LDTV 신호뿐이어도 된다. HDTV 신호에 비해서 LDTV 신호는 1/20의 비트율이다. 따라서 OFDM의 회로규모는 1/20가 되고, 전체의 회로규모는 작아진다.
OFDM은 멀티패스에 강한 전송방식으로 휴대 TV나 자동차 TV의 수신시나 자동차의 디지틀음악방송수신시와 같은 이동국에서 멀티패스방해가 크고, 또한 변동하는 용도를 주목적으로서 응용되고자 하고 있다. 이와 같은 용도에 있어서는 4인치∼8인치의 10인치 이하의 작은 화면사이즈가 주류이다. 따라서 HDTV나 EDTV와 같은 고해상도 TV 신호 전체를 OFDM 변조하는 방식은 드는 비용의 수지에는 효과가 낮고, 자동차 TV용에는 LDTV 그레이드의 TV 신호의 수신으로 충분하다. 한편 가정용 TV와 같은 고정국에 있어서는 멀티패스가 항상 일정하기 때문에, 멀티페스대책을 취하기 쉽다. 이 때문에 강한 고우스트 지역이외에는 OFDM의 효과는 높지 않다. HDTV의 중고역성분에 OFDM을 사용하는 것은 OFDM의 회로규모가 큰 현상황에서는 좋은 대책이 아니다. 따라서 본 발명의 제138도에 표시한 OFDM은 저역 TV 신호만으로 사용하는 방법은, 자동차 등의 이동국에 있어서 수신되는 LDTV의 멀티패스방해를 대폭으로 경감한다는 OFDM의 효과를 잃지 않고, OFDM의 회로규모를 1/10 이하로 대폭으로 삭감할 수 있다는 큰 효과가 있다.
또한, 제138도에서는 D1-1만을 OFDM 변조하고 있으나 D1-1과 D1-2를 OFDM 변조할 수도 있다. 이 경우 D1-1과 D1-2는 C-CDM의 2계층전송을 할 수 있기 때문에 자동차 등의 이동체에 있어서도 멀티패스에 강한 계층형 방송이 실현되고, 이동체에 있어서, LDTV와 DSTV가 수신레벨이나 안테나감도에 따른 화질의 화상을 수신할 수 있다는 Graditional Graduation의 효과가 생긴다.
이렇게해서 본 발명의 계층전송이 가능하게 되고, 상기한 여러 가지의 효과가 얻어진다. OFDM의 경우 멀티패스에 강하기 때문에 본 발명의 계층전송과 조합함으로써 멀티패스에 강하고 또한 수신레벨의 열화에 따른 데이터전송그레이드의 열화가 얻어진다는 효과를 얻을 수 있다.
계층구조형 전송방식을 실현하는 방법으로서 제126도(a)에 표시한 바와 같이 OFDM의 각 서브채널(794a)∼(794c)을 제1층(801a)으로 하고 서브채널(794d)∼(794f)을 제2층(801b)으로 하고 중간에 fg인 주파수가아드대(802a)를 형성하고, 제126도(b)에 표시한 바와 같이 Pg인 전력차(802b)를 형성함으로써, 제1층(801a)과 제2층(801b)의 송신전력을 차별화할 수 있다.
이것을 이용하면, 앞에 설명한 제108도(d)에 표시한 바와 같이 애널로그 TV방송에 방해를 주지 않는 범위에서 제1층(801a)의 전력을 증가시킬 수 있다. 이 경우 제108도(e)에 표시한 바와 같이 제1층(801a)의 수신가능한 C/N치의 임계치는 제2층(801b)에 비해서 낮아진다. 따라서 신호레벨이 낮은 지역이나 노이즈가 많은 지역에 있어서도 제1층(801a)의 수신이 가능하게 된다는 효과가 얻어진다. 제147도에 표시한 바와 같이 2층의 계층전송이 실현된다. 이것을 Power-Weighted-OFDM방식(PW-OFDM)이라고 본문에서는 부른다. 이 본 실시예의 PW-OFDM에 상기한 본 발명의 C-CDM방식을 조합함으로써, 제108도(e)에 표시한 바와 같이 계층은 증가하여 3층이 되고, 보다 수신가능 지역이 확대된다는 효과가 있다.
구체적인 회로는 제144도에 표시한 바와 같이 제1층 데이터는 제1데이터열회로(791a)를 개재해서 진폭이 큰 변조기(4a)∼(4c)에서 캐리어 f1∼f3으로 역FFT(40)에 의해 OFDM 변조하고, 제2층 데이터는 제2데이터열회로(791b)를 개재해서 통상의 진폭이 변조기(4d)∼(4f)에서 캐리어 f6∼f8로 역FFT(40)에 의해 OFDM 변조하여 송신한다.
수신신호는 수신기(43)의 FFT(40a)에 의해 f1∼fn의 캐리어를 가진 신호로 분리되고, 캐리어 f1∼f3은 복조기(45a)∼(45c)에 의해 제1데이터열 D1즉 제1층(801a)이 복조되고, 캐리어 f6∼f8로부터는 제2데이터열 D2즉 제2층(801b)이 복조된다.
제1층(801a)의 전력은 크기 때문에 신호가 약한 지역에 있어서도 수신할 수 있다. 이렇게 해서 PW-OFDM에 의해, 2층의 계층형전송이 실현된다. PW-OFDM을 C-CDM과 조합하면 3∼4층의 계층이 실현된다. 또한 제144도의 다른 동작은 제123도의 블록도의 경우와 동작이 동일하므로 설명을 생략한다.
그런데, 다음에 본 발명의 Time-Weighted-OFDM(TW-OFDM)방식의 계층화방식에 대해서 설명한다. OFDM 방식은 앞에 설명한 바와 같이, 가아드시간대 tg가 있기 때문에, 고우스트 즉 멀티패스신호의 지연시간 tM이 tMtg의 조건식을 만족하면 고우스트의 영향을 없앨 수 있다. 일반 가정의 TV수신기와 같은 고정국에서는 tM은 수 μs로 작고, 또, 일정하기 때문에 소거하기 쉽다. 그러나 차량탑재 TV수신기와 같이 이동국의 경우는 반사파가 많기 때문에, tM은 크고 수십 μs 가까이 될뿐만 아니라, 이동에 따라서 변화하기 때문에 소거가 어렵다. 따라서 멀티패스에 대한 계층화가 필요하게 되는 것이 예상된다.
본 실시예의 계층화의 방법을 설명하면, 제146도에 표시한 바와 같이 제A층의 가아드시간 tga를 제B층의 가아드시간 tgb에 비해서 크게 취함으로써 A층의 서브채널의 심볼은 고우스트에 대해서 강하게 된다. 이렇게 해서 가아드시간의 웨이팅에 의해 멀티패스에 대한 계층형 전송이 실현된다. 이 방식을 Guard-Time-Wighted-OFDM(GTM-OFDM)라고 부른다.
또, 제A층과 제B층의 심볼시간 Ts의 심볼수를 동일수로 설정한 경우, A의 심볼시간 tsa를 B의 심볼시간 tsb보다 크게 취한다. 그러면 이에 의해 주파수축위에 있어서 A,B의 캐리어의 간격을 각각 △fa, △fb라고 하면 △fa△fb이다. 이 때문에 B의 심볼에 비해서 A의 심볼을 복조한 경우의 착오율은 낮아진다. 이렇게 해서 심볼시간 Ts의 웨이팅의 차별화에 의해 제A층과 제B층의 멀티패스에 대한 2층의 계층화가 실현된다. 이 방식을 Carrier-Spacing-Weighted-OFDM(CSW-OFDM)라고 부른다. GTW-OFDM을 사용해서 2층의 계층전송을 실현하고, 제A층에서 저해상도의 TV신호를, 제B층에서 고역성분을 송신함으로써, 차량탑재 TV수신기와 같이 고우스트가 많은 조건의 수신에서도 저해상도 TV의 안정된 수신이 가능하게 된다. 또 CSW-OFDM을 사용한 심볼시간 ts의 차변화에 의해 제A층과 제B층의 C/N에 대한 계층화를 GTW-OFDM을 조합함으로써 수신신호레벨이 낮은 차량탑재 TV에 있어서 더욱 안정된 수신을 할 수 있는 큰 효과가 실현된다. 차량탑재용도나 휴대용도의 TV에 있어서는 높은 해상도는 요구되지 않는다. 저해상도 TV 신호를 포함한 심볼시간의 시간비율은 작기 때문에, 이 가아드시간만을 길게 하는 것은 전체의 전송효율을 그다지 내리지 않는다. 따라서 본 실시예의 GTW-OFDM을 사용해서 저해상도 TV 신호에 중점을 두어서 멀티패스대책을 하므로써 전송효율에 거의 영향을 주지 않고 휴대 TV나 차량탑재 TV와 같은 이동국과, 가정의 TV와 같은 고정국을 양립시킨 계층형 TV방송을 실현하는 큰 효과가 있다. 이 경우 상기와 같이 CSW-OFDM이나 C-CDM과 조합함으로써 C/N에 대한 계층화가 추가되어 더욱 안정된 이동국의 수신이 가능하게 된다.
구체적으로 멀티패스의 영향을 설명하면, 제145도(a)에 표시한 바와 같이 지연시간이 짧은 멀티패스(810a)∼(810d)의 경우는 제1층과 제2층의 신호를 수신할 수 있고, HDTV의 신호를 복조할 수 있다. 그러나, 제145도(b)에 표시한 바와 같이 긴 멀티패스(811a)∼(811b)의 경우는, 제2층의 B신호의 가아드시간, Tgb가 짧기 때문에 복조할 수 없게 된다. 이 경우, 제1층의 A신호는 가아드시간 Tga가 길이 때문에, 지연시간이 긴 멀티패스의 영향을 받지 않는다. 상기와 같이 B신호에는 TV의 고역성분이 포함되어 있고, A신호에는 TV의 저역성분이 포함되어 있기 때문에, 예를 들면 차량탑재용 TV에서는 LDTV를 재생할 수 있다. 또 제1층의 심볼시간 Tsa를 Tsb보다 크게 취하고 있기 때문에 C/N의 열화에도 제1층은 강하다.
이렇게 해서 가아드시간과 심볼시간의 차별화를 하므로써 OFDM의 2차원의 계층화가 간단한 구성에 의해서 가능하게 된다. 제123도와 같은 구성으로 가아드시간 차별화와 C-CDM과 조합함으로써, 멀티패스와 C/N치열화의 쌍방의 계층화가 도모된다.
여기서 구체적인 예를 사용해서 상세히 설명한다.
멀티패스지연시간 TM은, D/U비가 작을수록, 직접파보다 반사파가 많아지고, 커진다. 예를 들면 제148도에 표시한 바와 같이 D/U30dB에서는 반사파의 영향이 커지고 30μs 이상이 된다. 제148도에 표시한 바와 같이 50μs 이상의 Tg를 취함으로써, 가장 나쁜 조건에서도 수신할 수 있다. 따라서 제149도(a)에 구체적으로 표시한 바와 같이 TV신호 1see에 대해서 제149도(b)에 표시한 2ms의 주기중, 각 심볼을 제1층(801a), 제2층(801b), 제3층(801c)의 3개의 계층의 그룹으로 나누고, 제149도(c)에 표시한다. 각각의 그룹의 가아드시간(797a)(797b)(797c) 즉 Tga, Tgb, Tgc를 예를 들면 50μs, 5μs, 1μs로 웨이팅을 해서 설정함으로써 제150도에 표시한 바와 같은 계층(801a)(801b)(801c)의 3개의 계층의 멀티패스에 관한 계층형방송이 실현된다. 모든 화질에 대해서 GTW-OFDM을 적용하면 당연히 전송효율은 떨어진다. 그러나, 정보량이 적은 LDTV의 화질신호에만 GTW-OFDM의 멀티패스 대책을 하므로써 전체의 전송효율이 그다지 떨어지지 않는 효과가 있다. 특히 제1층(801a)에서는 가아드시간 Tg를 30μs 이상의 50μs로 취하고 있기 때문에 차량탑재용 TV수신기에서도 수신할 수 있다. 회로는 제127도의 블록도에 표시한 것을 사용한다. 특히 차량탑재용 TV는 LDTV 그레이드의 화질이어도 되기 때문에 MPEG1 클래스의 1Mbps 정도의 전송용량이어도 된다. 따라서 제149도에 표시한 바와 같이 심볼시간(796a) Tsa를 2ms의 주기에 대해서 200μs 취하면 2Mbps 취할 수 있으므로 좋고, 또 심볼비율을 절반으로 내려도 1Mbps 가까이 되고, LDTV 그레이드의 화질이 얻어지기 때문에 본 발명의 CSW-OFDM에 의해 전송효율은 약간 떨어지나 착오율은 낮아진다. 특히 본 발명의 C-CDM을 GTW-OFDM과 조합한 경우, 전송효율이 저하하지 않기 때문에 효과가 더욱 크다. 제149도에서는 동일한 심볼수에 대해서 심볼시간(796a)(796b)(796c)을 200μs, 150μs, 100μs로 차별화하고 있다. 따라서 제1층, 제2층, 제3층의 순서로 착오율이 높아져가는 계층형 전송이 되고 있다.
동시에 C/N에 대해서도 계층형전송이 실현된다. 제151도에 표시한 바와 같이 CSW-OFDM과 CSW-OFDM의 조합에 의해, 멀티패스와 C/N의 2차원의 계층형전송이 실현된다. 상기와 같이 CSW-OFDM과 본 발명의 C-CDM을 조합해도 실현할 수 있고, 이 경우 전체의 전송효율이 저하가 적다는 효과가 있다. 제1층(801a) 및 제1-2층(851az), 제1-3층(851a)에서는 멀티패스 TM가 크고 또한 C/N가 낮은 용도 예를 들면 차량탑재용 TV수신기에 있어서도 LDTV 그레이드의 안정된 수신을 할 수 있다. 제2층(801b)과 제2-3층(851b)에서는 서비스영역의 프린지영역과 같이 C/N가 낮고, 고우스트가 많은 수신지역의 고정국에 있어서 표준해상도의 SDTV 그레이드의 수신을 할 수 있다. 서비스영역의 절반이상을 차지하는 제3층(801c)에서는 C/N가 높고, 직접파가 크고 고우스트가 적기 때문에 HDTV 그레이드의 화질로 수신할 수 있다. 이렇게 해서 C/N과 멀티패스의 2차원의 계층형방송이 실현된다. 이와 같이 큰 효과가 본 발명의 GTW-OFDM과 C-CDM의 조합 또는 GTW-OFDM와 CSW-C-CDM의 조합에 의해 얻어진다. 종래에는 C/N에 대한 계층형방송방식이 제안되고 있으나, 본 발명에 의해 C/N과 멀티패스의 2차원의 매트릭스형의 계층형방송이 실현된다.
C/N의 3층과 멀티패스의 3층의 2차원의 계층형 방송으 구체적인 HDTV, SDTV, LDTV의 3계층의 TV신호의 시간배치도를 제152도에 표시한다. 도면에 표시한 바와 같이 가장 멀티패스에 강한 A층의 제1계층의 슬롯(796a1)에는 LDTV를 배치하고, 다음으로 멀티패스에 강한 슬롯(796a2)나 C/N 열화에 강한 슬롯(796b1)에는 SDTV의 동기신호나 어드레스신호 등의 중요한 HP신호를 배치한다. B층의 제2층, 3층에는 SDTV의 일반신호 즉 LP 신호나, HDTV의 HP신호를 배치한다. C층에는 1,2,3층에 SDTV, EDTV, HDTV 등의 고역성분 TV신호를 배치한다.
이 경우 CN열화나 멀티패스에 강하게 하면 할수록 전송률이 떨어지기 때문에 TV신호의 해상도가 감소하고, 제153도에 표시한 바와 같이 3차원의 그레이스풀데그러데이션이 실현된다는 종래에 없는 효과가 본 발명에 의해 얻어진다. 제153도는 CNR, 멀티패스지연시간, 전송률의 3개의 파라미터에 의해 본 발명의 3차원구조의 계층형방송을 실현한 것이다.
본 발명의 GTW-OFDM과 상기한 본 발명의 C-CDM의 조합 또는 GTW-OFDM과 CSW-C-CDM의 조합에 의해 2차원의 계층구조가 얻어지는 예를 사용해서 실시예를 설명했으나, GTW-OFDM과 Power-Weighted-OFDM의 조합이나, GTW-OFDM과 다른 CNR의 계층전송 방식과 조합에도 2차원의 계층형방송은 실현된다.
제154도는 캐리어(794a)(794c)(794e)의 전력을 캐리어(794b)(794d)(794f)에 비해서 작게 웨이팅해서 송신한 것으로서, 2계층의 Power-Weighted-OFDM이 실현된다. 캐리어(794a)에 직교하는 캐리어(795a)(795c)의 전력도 마찬가지로 해서 캐리어(795b),(795d)에 대해서 전력웨이팅함으로써 2계층이 얻어진다. 합하면 4층의 계층이 얻어지나, 제154도에서는 2층의 경우의 실시예를 나타내고 있다. 도면에 표시한 바와 같이 캐리어의 주파수분포가 분산하기 때문에 동일주파수대에 있는 다른 애널로그방송 등의 방해가 분산되므로 영향이 적어진다는 효과가 있다.
또, 제155도와 같이 1개의 심볼(796a)(796b)(796c)마다 가아드시간(797a)(797b)(797c)의 시간폭을 변화시킨 시간배치를 취함으로써 3층의 멀티패스에 대한 계층전송이 실현된다. 제155도의 시간배치로 하면 A층, B층, C층의 데이터가 시간축상에 분산한다. 이 때문에 특정시간에 발생하는 버스트노이즈가 발생해도 각층의 데이터에 인터리브를 행함으로써 데이터의 파괴가 방지되고 TV신호를 안정되게 복조할 수 있다는 효과가 있다. 특히 A층의 데이터를 분산시키고 인터리브를 행함으로써 차량탑재 TV수신시에 발생하는 다른 자동차의 점화장치로부터 발생하는 버스트노이즈의 방해를 대폭으로 저감할 수 있다.
이 경우의 구체적인 ECC인코우더(744j)와 ECC디코우더(749j)의 블록도를 제160도(a)(b)에 각각 표시한다. 또 제167도에 디인터리브부(936b)의 블록도를 표시한다. 디인터리브부(936b)의 디인터리브 RAM(936a)중에서 처리되는 인터리브테이블(954)을 제168도(a)에서 표시하고, 인터리브거리 L1을 제168도(b)에 표시한다.
이렇게 해서 데이터를 인터리브함으로써 버스트노이즈의 방해를 경감할 수 있다. 제161도의 VSB수신기의 블록도와 제162도의 VSB송신기의 블록도에 표시한 바와 같이 실시예 4, 5, 6등에서 설명한 4VSB나 8VSB나 16VSB의 전송장치나 실시예 1, 2등에서 설명한 QAM이나 PSK전송장치에 사용함으로써, 버스트노이즈의 방해를 경감할 수 있기 때문에, 지상방송에 있어서 노이즈가 적은 TV수신을 할 수 있다는 효과가 있다.
제155도의 방식에 의해 3계층의 계층방송을 행함으로써 A층은 상기한 멀티패스, C/N열화에 추가해서 버스트노이즈의 방해를 저감할 수 있기 때문에 차량탑재 TV수신기나 포켓 TV 등의 이동국에 의한 LDTV그레이드의 TV수신을 안정시킨다는 효과가 있다.
본 발명의 계층형 전송방식의 하나의 특징은 주파수이용효율을 향상시키는 것이지만 일부의 수신기에 있어서는 전력이용효율이 상당히 저하한다. 따라서 모든 전송시스템에 적용할 수 있는 것은 아니다. 예를들면 특정수신자간의 위성통신시스템이면 그 시기에 얻어지는 최고의 주파수이용효율과 최고의 전력이용효율의 기기로 바꾸는 것이 가장 경제성이 높은 방법이다. 이와 같은 경우 반드시 본 발명을 사용할 필요는 없다.
그러나, 위성방송방식이나 지상방송방식의 경우는 본 발명과 같은 계층형전송방식이 필요하다. 왜냐하면, 위성방송규격의 경우 50년 이상의 영속성이 요구된다. 이 기간, 방송규격은 변경되지 않으나 기술혁신에 따라서 위성의 송신전력은 비약적으로 향상된다. 방송국은 수십년후의 장래에 있어서 현시점에 있어서도 제조된 수신기가 TV 프로그램을 수신시청할 수 있도록 호환성이 있는 방송을 행하지 않으면 안된다. 본 발명을 사용하면 기존의 NTSC 방송과 HDTV 방송의 호환성과 장래의 정보전송량의 확장성이라는 효과를 얻을 수 있다.
본 발명은 전력효율보다도 주파수효율을 중시한 것이지만, 수신기쪽에 각 전송단계에 따라서 설계수신감도를 설정한 각각, 여러 종류의 수신기를 설정함으로써 송신기의 전력을 그다지 증가시킬 필요는 없어진다. 이 때문에 현재의 전력이 작은 위성에서도 충분히 송신가능하다. 또 장래 송신전력이 증대한 경우에도 동일규격으로 전송할 수 있기 때문에 장래의 확장성과, 신구수신기와의 사이의 호환성이 얻어진다. 이상 설명한 바와 같이 본 발명은 위성방송규격을 사용한 경우, 현저한 효과를 얻을 수 있다.
또 본 발명의 계층형전송방식을 지상방송에 사용한 경우, 전력이용효율을 전혀 고려할 필요가 없기 때문에 위성방송보다 본 발명은 실시하기 쉽다. 상기와 같이 종래의 디지틀 HDTV 방송방식에서는 존재했던 서비스영역내의 수신불능지역을 대폭으로 감소시킨다는 현저한 효과와 상기한 NTSC와 HDTV 수신기 혹은 수상기의 양립성의 효과가 있다. 또 TV 프로그램의 스폰서로부터 본 경우의 서비스영역이 실질적으로 확대한다는 효과도 있다. 또한, 실시예에서는 QPSK와 16QAM과 32QAM의 변조방식을 사용한 예를 사용해서 설명했으나, 64QAM이나 128QAM이나 256QAM 등에 적용할 수 있는 것은 말할 나위도 없다. 또 도면을 사용해서 설명한 바와 같이 다치의 PSK나 ASK나 FSK에 적용할 수 있는 것도 말할 나위 없다. 본 발명과 TDM을 조합해서 전송하는 실시예를 설명했으나, FDM, CDMA나 확산통신방식을 조합해서 전송할 수도 있다.
이상과 같이 본 발명은, 신호입력부와, 위상이 다른 복수의 반송파를 상기 입력부로부터의 입력신호에 의해 변조하고 신호벡터도위가 되는 m치의 신호점을 발생시키는 변조부와, 변조신호를 송신하는 송신부로 이루어져 데이터전송을 행하는 전송장치에 있어서 n치의 제1데이터열과 제2데이터열을 입력하고, 상기 신호를 n개의 신호점군으로 분할하고, 이 신호점군의 각각 제1데이터열의 데이터에 할당해서 상기 신호점군중의 각 신호점에 제2데이터군의 각 데이터를 할당해서 송신하는 송신기에 의해 신호를 송신하고, 이 송신신호의 입력부와 신호스페이스다이어그램상에서 p치의 신호점의 QAM변조파를 복조하는 복조기와 출력부를 가진 수신장치에 있어서 상기 신호점을 n치의 신호점군으로 분할하고, 각 신호점군 n치의 제1데이터열을 대응시켜서 복조하고, 신호점군중의 대략 p/n치의 신호점에 p/n치의 제2데이터열의 데이터를 복조재생하고, 수신장치를 사용해서 데이터를 전송함으로써, 예를 들면 송신기(1)의 변조기(4)에 의해 n치의 제1데이터열과 제2데이터열과 제3데이터열을 신호점군에 데이터를 할당해서 변형 m치의 QAM변조신호를 송신하고, 제1수신기(23)에서는, 복조기(25)에 의해 n치의 제1데이터열을, 제2수신기(33)에서는 제1데이터열과 제2데이터열을, 제3수신기(43)에서는 제1데이터열, 제2데이터열, 제3데이터열을 복조함으로써, 효과로서 최대 m치의 데이터를 변조한 다치변조파를 nm인 n치의 복조능력밖에 없는 수신기에서도 n치의 데이터를 복조가능하게한 양립성과 발전성이 있는 전송장치가 얻어진다. 또, QAM방식의 신호점중 가장 원점에 가까운 신호점과 I축 또는 Q축의 거리를 f로 한 경우, 이 거리가 n1인 nf가 되도록 상기 신호점을 시프트함으로써, 계층형의 전송이 가능하게 된다.
이 전송계에 NTSC신호를 제1데이터열, HDTV와 NTSC의 차신호를 제2데이터열로서 송신함으로써, 위성방송에 있어서는 NSTC방송과 HDTV방송의 양립성이 있고, 정보량의 확장성이 높은 디지틀방송이 가능하게 되고, 지상방송에 있어서는 서비스영역의 확대와 수신불능지역의 해소라는 현저한 효과가 있다.

Claims (9)

  1. n치의 VSB 화상신호를 송신 및 수신하는 지상파 TV 전송장치에 있어서, 화상신호의 입력수단과, 상기 화상신호를 디지틀화상 압축신호로 압축하는 화상압축수단과, 상기 디지틀화상 압축신호에 착오정정부호를 인가하고 착오정정부호화신호를 발생하는 착오정정인코우더와, 상기 착오정정부호화신호를 트렐리스부호화해서 트렐리스부호화신호를 얻는 트렐리스인코우더와, 상기 트렐리스부호화신호를 8치의 VSB변조신호로 변조해서 8치의 VSB신호를 얻는 변조수단과, 상기 8치의 VSB변조신호를 송신하는 송신수단을 구비한 송신장치와, 송신된 상기 8치의 VSB신호를 수신하는 수단과, 상기 수신한 8치의 VSB신호를 VSB복조신호로 복조하는 복조수단과, 상기 VSB복조신호를 트렐리스복호처리해서 트렐리스복호신호를 얻는 트렐리스 디코우더와, 상기 트렐리스복호신호를 착오정정해서 착오정정된 디지틀화상 압축신호를 얻는 착오정정수단과, 상기 착오정정된 디지틀화상 압축신호를 영상출력신호로 신장하는 화상 신장수단과, 상기 영상출력신호를 출력하는 출력수단을 구비한 수신장치로 이루어진 것을 특징으로 하는 지상파 TV 전송장치.
  2. 제1항에 있어서, 수신된 8치의 VSB신호가 고순위신호와 저순위신호로 분할되고, 상기 착오정정수단이 고코우드이득 제1착오정정수단과 저코우드이득 제2착오정정수단을 구비하고, 상기 제1착오정정수단이 상기 고순위신호를 착오정정하는 것을 특징으로 하는 지상파 TV 전송장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 고순위신호가 디지틀화상 압축신호에 대한 어드레스 데이터를 반송하는 것을 특징으로 하는 지상파 TV 전송장치.
  4. 제2항에 있어서, 상기 고순위신호의 VSB복조신호가 트렐리스디코우더에 의해 트렐리스복호되어, 상기 제1착오정정수단에서 착오정정되고, 상기 저순위신호의 VSB복조신호가 상기 제2착오정정수단만으로 착오정정되는 것을 특징으로 하는 지상파 TV 전송장치.
  5. n치의 VSB화상신호를 송신하는 지상파 TV 전송장치용 송신장치에 있어서, 화상신호의 입력수단과, 상기 화상신호를 디지틀화상 압축신호로 압축하는 화상압축수단과, 디지틀화상 압축신호에 착오정정부호를 인가해서 착오정정부호화신호를 발생하는 착오정정부호화수단과, 상기 착오정정부호화신호를 트렐리스부호화해서 트렐리스부호화신호를 얻는 트렐리스인코우더와, 상기 트렐리스부호화신호를 8치의 VSB변조신호로 변조해서 8치의 VSB신호를 얻는 변조수단과, 상기 8치의 VSB신호를 송신하는 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 지상파 TV 전송장치용 송신장치.
  6. 화상신호를 디지틀화상 압축신호로 압축하고 착오정정부를 인가한 착오정정부호화신호를 트렐리스부호화하고, 8치의 VSB신호로 변조한 지상파 TV전송장치의 송신신호를 수신하는 지상파 TV 전송장치용 수신장치에 있어서, 송신된 상기 8치의 VSB신호를 수신하는 수단과, 수신한 8치의 VSB신호를 VSB복조신호로 복조하는 복조수단과, 상기 VSB복조신호를 트렐리스복호처리해서 트렐리스복호신호를 얻는 트렐리스디코우더와, 상기 트렐리스복호신호를 착오정정해서 착오정정된 디지틀화상 압축신호를 얻는 착오정정수단과, 상기 착오정정된 디지틀화상 압축신호를 영상출력신호로 신장하는 화상신장수단과, 상기 영상출력신호를 출력하는 출력수단을 구비한 것을 특징으로 하는 지상파 TV 전송장치용 수신장치.
  7. 제6항에 있어서, 수신 8치의 VSB신호가 고순위 신호와 저순위신호로 분할되고, 상기 착오정정수단이 고코우드이득 제1착오정정수단과 저코우드이득 제2착오정정수단을 구비하고, 상기 제1착오정정수단이 상기 고순위신호를 착오정정하는 것을 특징으로 하는 지상파 TV 전송장치용 수신장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 고순위신호가 디지틀화상 압축신호에 대한 어드레스 데이터를 반복하는 것을 특징으로 하는 지상파 TV 전송장치용 수신장치.
  9. 제7항에 있어서, 상기 고순위신호의 VSB복조신호가 트렐리스디코우더에 의해 트렐리스복호되고, 상기 제1착오정정수단에서 착오정정되어 상기 저순위신호의 VSB복조신호가 상기 제2착오정정수단만으로 착오정정되는 것을 특징으로 하는 지상파 TV 전송장치용 수신장치.
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Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6724976B2 (en) 1992-03-26 2004-04-20 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Communication system
CN1032099C (zh) 1992-03-26 1996-06-19 松下电器产业株式会社 通信系统
US7158577B1 (en) 1992-03-26 2007-01-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Communication system
USRE38513E1 (en) 1992-03-26 2004-05-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Communication system
US5802241A (en) 1992-03-26 1998-09-01 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Communication system
US6728467B2 (en) 1992-03-26 2004-04-27 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Communication system
KR100386572B1 (ko) * 1999-12-24 2003-06-02 엘지전자 주식회사 디지털 티브이 중계 시스템
US6889351B1 (en) * 2000-03-30 2005-05-03 Koninklijke Philips Electronics, N.V. Backward compatible multiple data stream transmission method and system for compressed domain signals
US6947748B2 (en) 2000-12-15 2005-09-20 Adaptix, Inc. OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading
CA2431849C (en) 2000-12-15 2013-07-30 Broadstrom Telecommunications, Inc. Multi-carrier communications with group-based subcarrier allocation
JP4256158B2 (ja) 2002-12-26 2009-04-22 パナソニック株式会社 無線通信装置及び無線通信方法
US7573851B2 (en) 2004-12-07 2009-08-11 Adaptix, Inc. Method and system for switching antenna and channel assignments in broadband wireless networks
JP4871760B2 (ja) 2007-02-28 2012-02-08 日立建機株式会社 油圧駆動車両の原動機回転数制御装置
KR101355633B1 (ko) * 2007-11-06 2014-01-29 삼성전자주식회사 인코더 및 인코딩 방법
JP4734314B2 (ja) * 2007-12-10 2011-07-27 パナソニック株式会社 無線通信装置及び無線通信方法
JP6089222B2 (ja) * 2012-09-19 2017-03-08 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 冷蔵庫

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2181027A (en) * 1985-09-24 1987-04-08 Stc Plc Digital to vestigial sideband conversion
US5176712A (en) * 1988-04-12 1993-01-05 Tranquil Prospects Ltd. Endoprostheses with resorption preventing means
JP2512130B2 (ja) * 1989-01-24 1996-07-03 三菱電機株式会社 誤り訂正連接符号化装置および誤り訂正連接符号復号化装置
US5087975A (en) * 1990-11-09 1992-02-11 Zenith Electronics Corporation VSB HDTV transmission system with reduced NTSC co-channel interference
JP3117706B2 (ja) * 1990-11-28 2000-12-18 日本放送協会 データインタリーブ方式および回路
DE69232530T2 (de) * 1991-03-27 2002-11-07 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Signalübertragungssystem
JP3241098B2 (ja) * 1992-06-12 2001-12-25 株式会社東芝 多方式対応の受信装置

Also Published As

Publication number Publication date
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