JPH11317601A - 群遅延時間補償形帯域通過フィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 遅延時間特性を補償し、通過帯域内の振幅偏
差、遅延時間偏差を少なくすることが可能な遅延時間補
償形帯域通過フィルタを提供する。 【解決手段】 １番目からＮ（Ｎ≧６）番目までの誘電
体共振器をコの字状に従続接続し、各誘電体共振器間を
磁気結合回路で主結合してなる遅延時間補償形帯域通過
フィルタにおいて、コの字状の折り返し点に位置する２
つの誘電体共振器を、それぞれｎ（ｎ＜Ｎ）番目、（ｎ
＋１）番目の誘電体共振器とするとき、（ｎ−１）番目
の誘電体共振器（４０ｃ）と（ｎ＋２）番目の誘電体共
振器（４０ｆ）との間、および（ｎ−２）番目の誘電体
共振器（４０ｂ）と（ｎ＋３）番目の誘電体共振器（４
０ｇ）との間をＳ字形の結合ループ（６，１６）により
副結合する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、テレビジョン方法
等放送設備に使用される帯域通過フィルタに係わり、特
に、通過帯域内において遅延時間偏差特性が良好で、減
衰特性の急峻な遅延時間補償形帯域通過フィルタに関す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来、ＶＨＦ帯のテレビ放送設備におい
ては、ＩＭ波（相互変調波）等の不要波を除去するため
に、共振器にヘリカル共振器あるいは同軸形共振器を使
用する楕円関数形の帯域通過フィルタ（バンドパスフィ
ルタ；以下、ＢＰＦと称する。）が使用されている。図
２４は、従来の同軸共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦ
の上面を示す平面図、図２５、図２６、図２７は、図２
４に示すＢＰＦの概略構成を示す要部断面図である。な
お、図２５は、図２４に示すＡ−Ａ’線で切断した要部
断面図、図２６は、図２５に示すＢ−Ｂ’線で切断した
要部断面図、図２７（ａ）は、図２４に示すＣ−Ｃ’線
で切断した要部断面図、図２７（ｂ）は、図２４に示す
Ｄ−Ｄ’線で切断した要部断面図、図２７（ｃ）は、図
２４に示すＥ−Ｅ’線で切断した要部断面図である。

【０００３】図２４ないし図２７において、１は外部導
体、２は隔壁、５ａ，５ｂは副結合回路を構成する容量
素子、７は副結合回路を構成するＵ字形のループ素子、
８は入力（または出力）結合ループ、９ａ〜９ｈはロッ
クナイト、１１ａは入力（または出力）端子、１１ｂは
出力（または入力）端子、２０ａ〜２０ｈは同軸共振
器、２１ａ〜２１ｈは駆動螺子、２２ａ〜２２ｈは共振
周波数の調整素子、２３ａ〜２３ｈは内部導体である。
この図２４ないし図２７に示す同軸共振器を用いた楕円
関数形のＢＰＦは、λ／４同軸共振器を使用する関係
上、その形状が大きくなるという欠点を有している。

【０００４】図２８は、従来のヘリカル共振器を用いた
楕円関数形のＢＰＦの概略構成を示す要部断面図であ
り、図２９は、図２８に示すヘリカル共振器の一つを示
す側面図である。図２８、図２９において、１は外部導
体、２は隔壁、５ａ，５ｂは副結合回路を構成する容量
素子、８は入力（または出力）結合ループ、１７は副結
合回路を構成するループ素子、３０ａ〜３０ｈはヘリカ
ル共振器、３１ａ〜３１ｈはヘリカル共振素子、３２ａ
〜３２ｈは容量形成電極、３３ａ〜３３ｈ，３４ａ〜３
４ｈは絶縁碍子、３５ａ〜３５ｈは可動電極、３６ａ〜
３６ｈは駆動螺子、３７ａ〜３７ｈはロックナットであ
る。この図２８、図２９に示すヘリカル共振器を用いた
楕円関数形のＢＰＦは、その形状が複雑で耐振動特性性
が悪いという欠点を有していた。

【０００５】一方、本発明者は、従来のλ／４同軸共振
器あるいはヘリカル共振器に代わるものとして、容量装
荷形共振器を考案し、この容量装荷形共振器を用いた楕
円関数形のＢＰＦを考案した。図３０は、従来の容量装
荷形共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦの上面を示す上
面図であり、図３１、図３２、図３３は、図３０に示す
ＢＰＦの概略構成を示す要部断面図である。なお、図３
１は、図３０に示すＡ−Ａ’線で切断した要部断面図、
図３２は、図３１に示すＢ−Ｂ’線で切断した要部断面
図、図３３（ａ）は、図３０に示すＣ−Ｃ’線で切断し
た要部断面図、図３３（ｂ）は、図３０に示すＤ−Ｄ’
線で切断した要部断面図、図３３（ｃ）は、図３０に示
すＥ−Ｅ’線で切断した要部断面図である。

【０００６】図３０ないし図３３において、１は外部導
体、２は隔壁、３ａ〜３ｈは下端側固定電極、４ａ〜４
ｈは可動電極、５ａ，５ｂは副結合回路を構成する容量
素子、７は副結合回路を構成するＵ字形の結合ループ、
８は入力（または出力）結合ループ、９ａ〜９ｈはロッ
クナイト、１０ａ〜１０ｈは容量装荷形共振器、１１ａ
は入力（または出力）端子、１１ｂは出力（または入
力）端子である。この図３０ないし図３３に示す容量装
荷形共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦは、磁気結合回
路で主結合された容量装荷形共振器（１０ａ〜１０ｈ）
をコの字状に配置する。そして、コの字状に配置された
容量装荷形共振器の中で、折り返し点に位置する２個の
容量装荷形共振器を、ｎ番目の共振器（１０ｄの共振
器）と、（ｎ＋１）番目の共振器（１０ｅの共振器）と
するとき、（ｎ−１）番目の共振器（１０ｃの共振器）
と（ｎ＋２）番目の共振器（１０ｆの共振器）との間
を、容量素子（５ａ）で副結合し、また、（ｎ−２）番
目の共振器（１０ｂの共振器）と（ｎ＋３）番目の共振
器（１０ｇの共振器）との間を、Ｕ字形の結合ループ７
で副結合したものである。この図３０ないし図３３に示
す容量装荷形共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦは、図
２８、図２９に示すヘリカル共振器を用いた楕円関数形
のＢＰＦのように、構造が複雑でなく、また、図２４な
いし図２７に示す同軸共振器を用いた楕円関数形のＢＰ
Ｆにより、小型化でき、かつ、周波数特性が良好である
という特徴を有している。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】これから開始されるデ
ジタルテレビの信号は、セグメント数（１３セグメン
ト）が多く、また、セグメント間隔が狭い（４３２ＫＨ
ｚ）ために目的信号波の近傍にＩＭ波が多数発生する。
また、変調方式により、使用するＢＰＦには、通過帯域
内の振幅偏差、遅延時間（位相）偏差が少なくて、減衰
特性の急峻な周波数特性のＢＰＦが要求される。前記図
３０ないし図３３に示す容量装荷形共振器を用いた楕円
関数形のＢＰＦは、アナログテレビの信号等の減衰特性
を重視したＢＰＦに適している。しかしながら、前記図
３０ないし図３３に示す容量装荷形共振器を用いた楕円
関数形のＢＰＦは、通過帯域内の振幅偏差、遅延時間偏
差が大きく、前記したような周波数特性が要求されるデ
ジタルテレビの信号用のＢＰＦに適していないという問
題点があった。

【０００８】本発明は、前記従来技術の問題点を解決す
るためになされたものであり、本発明の目的は、遅延時
間補償形帯域通過フィルタにおいて、遅延時間特性を補
償し、通過帯域内の振幅偏差、遅延時間（位相）偏差を
少なくすることが可能となる技術を提供することにあ
る。

【０００９】本発明の前記ならびにその他の目的と新規
な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明らか
にする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記の通りである。

【００１１】即ち、本発明は、１番目からＮ（Ｎ≧６）
番目までの誘電体共振器をコの字状に従続接続し、各誘
電体共振器間を磁気結合回路で主結合してなる遅延時間
補償形帯域通過フィルタにおいて、コの字状の折り返し
点に位置する２つの誘電体共振器を、それぞれｎ（ｎ＜
Ｎ）番目、（ｎ＋１）番目の誘電体共振器とするとき、
（ｎ−１）番目の誘電体共振器と（ｎ＋２）番目の誘電
体共振器との間、および（ｎ−２）番目の誘電体共振器
と（ｎ＋３）番目の誘電体共振器との間をＳ字形の結合
ループにより副結合したことを特徴とする。

【００１２】また、本発明は、前記各誘電体共振器間
に、段間磁界結合調整素子を設けたことを特徴とする。

【００１３】また、本発明は、前記段間磁界結合調整素
子が、所定の間隔を設けて配置される２枚の導電板で構
成されることを特徴とする。

【００１４】また、本発明は、前記段間磁界結合調整素
子が、所定の大きさの穴が設けられた１枚の導電板で構
成されることを特徴とする。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。

【００１６】なお、実施の形態を説明するための全図に
おいて、同一機能を有するものは同一符号を付け、その
繰り返しの説明は省略する。

【００１７】［実施の形態１］図１は、本発明の実施の
形態１の遅延時間補償形帯域通過フィルタの上面を示す
上面図であり、図２、図３、図４は、図１に示すＢＰＦ
の概略構成を示す要部断面図である。なお、図２は、図
１に示すＡ−Ａ’線で切断した要部断面図、図３は、図
２に示すＢ−Ｂ’線で切断した要部断面図、図４（ａ）
は、図１に示すＣ−Ｃ’線で切断した要部断面図、図４
（ｂ）は、図１に示すＤ−Ｄ’線で切断した要部断面
図、図４（ｃ）は、図１に示すＥ−Ｅ’線で切断した要
部断面図である。

【００１８】図１ないし図４において、１は外部導体、
２は隔壁、６，１６は副結合回路を構成するＳ字形の結
合ループ、７は副結合回路を構成するＵ字形の結合ルー
プ、８は入力（または出力）結合ループ、４０ａ〜４０
ｈはＴＭ01デルタ モード誘電体共振器、４１ａ〜４１
ｈは誘電体共振素子、１１ａは入力（または出力）端
子、１１ｂは出力（または入力）端子である。入力（ま
たは出力）端子１１ａ、および出力（または入力）端子
１１ｂは、それぞれ、例えば、同軸接栓より成り、各同
軸接栓を形成する外部導体を、共振器を構成する外部導
体１に接続してある。ＴＭ01デルタ モード誘電体共振
器（４０ａ〜４０ｈ）を構成する誘電体共振素子（４１
ａ〜４１ｈ）は、例えば、セラミック等の比較的誘電率
の高い誘電体よりなり、この誘電体共振素子（４１ａ〜
４１ｈ）は、適当な接着剤を使用する等の手法により、
外部導体１の上壁と下壁との間に内装される。なお、本
実施の形態の遅延時間補償形ＢＰＦにおいて、共振周波
数を微調整するための共振周波数微調整手段を設けるよ
うにしてもよい。

【００１９】図５は、ＴＭ01デルタ モード誘電体共振
器を説明するための図であり、同図（ａ）は誘電体共振
器の内部構成を示す図、同図（ｂ）は平面図である。こ
のＴＭ01デルタ モード誘電体共振器Ｒは、容量素子を
構成する誘電体共振素子（ＲＳ）と、分布インダクタン
スを構成する外部導体１とで共振回路を構成する。同図
において、ＨD は外部導体１の高さを示し、この外部導
体１の高さ（ＨＤ）が、ＨＤ ＝λｏ／４（λｏは、誘
電体共振器Ｒの共振周波数の波長）とするとき、このＴ
Ｍ01デルタ モード誘電体共振器Ｒの無負荷Ｑ（Ｑu ）
は、近似的に下記（１）式で求められる。

【００２０】

【数１】 Ｑu ≒８４×Ｗ×（ｆｏ）＊＊（１／２） ・・・・・・・ （１） ここで、Ｗは外部導体１の幅（単位は、ｃｍ）で、ｆｏ
は誘電体共振器Ｒの共振周波数（単位は、ＭＨｚ）であ
る。また、このＴＭ01デルタ モード誘電体共振器Ｒに
おいて、外部導体１の幅（Ｗ）を一定にして、外部導体
１の高さ（ＨD ）を（λｏ／４）より小さい範囲で変化
させると、共振周波数（ｆｏ）は変化せず（全く変化し
ないというわけではなく、微小な周波数変化はある）、
無負荷Ｑ（Ｑu ）は（ＨV ／ＨD ）に比して変化する。
なお、ＨV は、変化後の外部導体１の高さを表す。ま
た、外部導体１の高さ（ＨD ）を一定にして、外部導体
の幅（Ｗ）を変化させると、無負荷Ｑ（Ｑu ）は（ＷV
／Ｗ）に比して変化し、共振周波数（ｆｏ）は（ＷV ／
Ｗ）＊＊（１／２）に比して変化する。なお、ＷV は変
化後の外部導体１の幅を表す。また、外部導体１の幅
（Ｗ）および高さ（ＨD ）を一定にして、誘電体共振素
子（ＲＳ）の直径（Ｄ）を変化させると、共振周波数
（ｆｏ）は（Ｄ／ＨV ）に比して変化する。なお、ＤV
は変化後の誘電体共振素子（ＲＳ）の直径を表す。さら
に、誘電体共振素子（ＲＳ）の誘電率を（εｒ）から
（εｖ）に変化させると、共振周波数（ｆｏ）は（εｒ
／εｖ）＊＊（１／２）に比して変化する。なお、εｒ
は変化前の誘電体共振素子（ＲＳ）の誘電率、εｖは変
化後の誘電体共振素子（ＲＳ）の誘電率を表す。

【００２１】本実施の形態の遅延時間補償形ＢＰＦは、
誘電体共振器（４０ａ〜１４ｈ）をコの字状に配置し、
各誘電体共振器（４０ａ〜４０ｈ）間を、磁気結合回路
で主結合する。さらに、本実施の形態の遅延時間補償型
ＢＰＦにおいて、誘電体共振器の数（Ｎ）は６（Ｎ≧
６）以上である必要があるが、本実施の形態では、Ｎ＝
８の場合について説明する。

【００２２】図６は、図３０ないし図３３に示す従来の
誘電体共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦの等化回路を
示す回路図であり、図７は、図６に示す等化回路の変換
等化回路である。なお、図６に示す容量（Ｃａ〜Ｃｈ）
は、下端側固定電極（３ａ〜３ｈ）および可動電極（４
ａ〜４ｈ）によって形成される可変共振容量素子の容量
を示し、また、８ａは入力（または出力）結合ループ、
８ｂは出力（または入力）結合ループを示す。図３０な
いし図３３に示す楕円関数形のＢＰＦにおいて、コの字
状に配置された容量装荷形共振器の中で、折り返し点に
位置する２個の容量装荷形共振器を、ｎ番目の共振器
（１０ｄの共振器）と、（ｎ＋１）番目の共振器（１０
ｅの共振器）とするとき、その通過帯域外（減衰域）に
おいて、（ｎ−１）番目の共振器（１０ｃの共振器）
と、（ｎ＋２）番目の共振器（１０ｆの共振器）との間
で、主結合回路により生じる主結合電圧の位相差（ΘMc
-f）は、下記（２）式で表される。

【００２３】

【数２】 ΘMc-f＝−９０°×（（ｎ＋２）−（ｎ−１）） ＝−９０°×３ ＝−２７０° ・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （２） また、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目の共振
器との間は、主結合回路の結合係数より小さい容量素子
（５ａ）で副結合されているので、（ｎ−１）番目の共
振器と（ｎ＋２）番目の共振器との間で、副結合回路に
より生じる副結合電圧の位相差は（９０°）となる。し
たがって、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目の
共振器との間の主結合回路により生じる主結合電圧と、
副結合回路により生じる副結合電圧との間の位相差（Ｐ
Ｈc-f ）は、下記（３）式で表される。

【００２４】

【数３】 ＰＨc-f ＝−２７０°＋９０° ＝−１８０° ・・・・・・・・・・・・・・・・・ （３） また、（ｎ−２）番目の共振器（１０ｂの共振器）と、
（ｎ＋３）番目の共振器（１０ｇの共振器）との間で、
主結合回路により生じる主結合電圧の位相差（ΘMb-g）
は、下記（４）式で表される。

【００２５】

【数４】 ΘMb-g＝−９０°×（（ｎ＋３）−（ｎ−２）） ＝−９０°×５ ＝−４５０° ・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （４） また、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振
器との間は、Ｕ字形の結合ループ７で副結合されている
ので、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振
器との間で、副結合回路により生じる副結合電圧の位相
差は（−９０°）となる。したがって、（ｎ−２）番目
の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間の主結合回路
により生じる主結合電圧と、副結合回路により生じる副
結合電圧との間の位相差（ＰＨb-g ）は、下記（５）式
で表される。

【００２６】

【数５】 ＰＨb-g ＝−４５０°−９０° ＝−５４０° ＝−１８０−３６０° ＝−１８０° ・・・・・・・・・・・・・・・・・ （５） したがって、図３０ないし図３３に示す楕円関数形のＢ
ＰＦでは、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目の
共振器との間、および、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ
＋３）番目の共振器との間において、主結合回路により
生じる主結合電圧と、副結合回路により生じる副結合電
圧との間の位相差は逆相となるので、その減衰域におい
て、主結合回路を経由して減衰した主結合電圧の振幅
と、副結合回路を経由して減衰した副結合電圧の振幅と
が同じになる周波数の位置に減衰ポールができる。この
ような状態のＢＰＦは、一対の減衰ポールを有する一般
的な有極型のＢＰＦとなり、図８に示すように、通過帯
域内の振幅偏差特性、遅延時間（位相）偏差特性が悪い
という問題点があった。

【００２７】図９は、本実施の形態の遅延時間補償型Ｂ
ＰＦの等化回路を示す回路図であり、図１０は、図９に
示す等化回路の変換等化回路である。なお、図９に示す
容量（ＣＡ〜ＣＨ）は、ＴＭ01デルタ モード誘電体共
振素子（４１ａ〜４１ｈ）によって形成される容量を示
す。本実施の形態の遅延時間補償型ＢＰＦにおいて、コ
の字状に配置された誘電体共振器の中で、折り返し点に
位置する２個の誘電体共振器を、ｎ番目の共振器（４０
ｄの共振器）と、（ｎ＋１）番目の共振器（４０ｅの共
振器）とするとき、（ｎ−１）番目の共振器（４０ｃの
共振器）と、（ｎ＋２）番目の共振器（４０ｆの共振
器）との間の副結合回路として、Ｓ字形の結合ループ１
６を使用する。

【００２８】このＳ字形の結合ループ１６を使用するこ
とにより、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目の
共振器との間の結合回路は、図１０のＭ61，Ｍ62に示す
相互インダクタンス回路で表される。この図１０の回路
図から分かるように、Ｓ字形の結合ループ１６を使用す
ることにより、（ｎ−１）番目の共振器および（ｎ＋
１）番目の共振器では、誘電体共振素子（４１ｃ，４１
ｆ）を流れる電流の向きが変化しない。なお、本発明で
は、このＳ字形の結合ループとは、前記したように、２
つの共振器間で、誘電体共振素子（例えば、図３の４１
ｃ，４１ｆ等）を流れる電流の向きが変化しないように
結合する結合ループを意味する。

【００２９】また、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋
２）番目の共振器との間で、Ｓ字形の結合ループ１６で
副結合すると、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番
目の共振器との間で、副結合回路により生じる副結合電
圧の位相差は（９０°）となる。したがって、（ｎ−
１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目の共振器との間の主
結合回路により生じる主結合電圧と、副結合回路により
生じる副結合電圧との間の位相差（ＰＨc-f ）は、前記
（３）式と同様に（−１８０°）となる。また、本実施
の形態の遅延時間補償型ＢＰＦにおいて、（ｎ−２）番
目の共振器（４０ｂの共振器）と、（ｎ＋３）番目の共
振器（４０ｇの共振器）との間で、主結合回路により生
じる主結合電圧の位相差（ΘMb-g）は、前記（４）式に
示すように（−４５０°）となる。また、本実施の形態
の遅延時間補償型ＢＰＦでは、（ｎ−２）番目の共振器
と（ｎ＋３）番目の共振器との間の副結合回路としてＳ
字形の結合ループ６を使用する。このＳ字形の結合ルー
プ６を使用することにより、（ｎ−２）番目の共振器と
（ｎ＋３）番目の共振器との間の結合回路は、図１０の
Ｍ63，Ｍ64に示す相互インダクタンス回路で表される。
そして、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共
振器との間で、Ｓ字形の結合ループ６で副結合すると、
（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との
間で、副結合回路により生じる副結合電圧の位相差は
（９０°）となる。したがって、（ｎ−２）番目の共振
器と（ｎ＋３）番目の共振器との間の主結合回路により
生じる主結合電圧と、副結合回路により生じる副結合電
圧との間の位相差（ＰＨb-g ）は、下記（６）式で表さ
れる。

【００３０】

【数６】 ＰＨb-g ＝−４５０°＋９０° ＝−３６０° ・・・・・・・・・・・・・・・・・ （６） 前記（６）式から分かるように、本実施の形態の遅延時
間補償型ＢＰＦでは、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋
３）番目の共振器との間で、主結合回路での結合により
生じる主結合電圧と、副結合回路での結合により生じる
副結合電圧とは、同相（位相差が−３６０°）となる。

【００３１】このため、本実施の形態の遅延時間補償型
ＢＰＦの中心周波数においては、Ｓ字形の結合ループ６
により、共振器（４０ｃ）→共振器（４０ｄ）→共振器
（４０ｅ）→共振器（４０ｆ）（または共振器（４０
ｆ）→共振器（４０ｅ）→共振器（４０ｄ）→共振器
（４０ｃ））の方向の抵抗成分による分流で、少ない量
であるが分流損が生じて、挿入損失が増大する。また、
周波数が、中心周波数から変位するにつれて、主結合回
路により生じる主結合電圧の位相が、遅延時間補償型Ｂ
ＰＦの中心周波数の位相に対して、±９０°方向に変位
する。しかしながら、副結合回路により生じる副結合電
圧の位相は変位しないので、遅延時間補償型ＢＰＦの中
心周波数から変位する周波数では、主結合回路により生
じる主結合電圧と、副結合回路により生じる副結合電圧
との合成電圧が減少する方向に作用し、遅延時間補償型
ＢＰＦの通過帯域のバンドエッジでは、ｄＢ値で約１／
１．４倍に挿入損失が低下する。このため、本実施の形
態の遅延時間補償型ＢＰＦでは、中心周波数の損失増大
と、通過帯域のバンドエッジ付近における損失量の低下
とが作用し、通過帯域内の振幅偏差を少なくすることが
可能である。

【００３２】また、通過帯域内の位相特性に関しては、
Ｓ字形の結合ループ６から成る副結合回路により生じる
副結合波が作用して合成結合波の位相は、副結合回路に
より生じる副結合波の位相に近づき、位相変化が直線に
近づくことになる。これにより、遅延時間の変化量が小
さくなるように補償されるので、通過帯域内の遅延時間
偏差を少なくし、遅延時間特性を改善することができ
る。

【００３３】Ｓ字形の結合ループ６から成る副結合回路
による遅延時間の補償量が最適の大きさより小さいと、
補償量が少なくなべ底形に近い遅延時間特性となる。こ
の状態の遅延時間特性を図１１に示す。Ｓ字形の結合ル
ープ６から成る副結合回路による遅延時間の補償量が最
適の大きさのときには、遅延時間特性の平坦部が一番広
くなる。この状態の遅延時間特性を図１２に示す。Ｓ字
形の結合ループ６から成る副結合回路による遅延時間の
補償量が最適の大きさより大きいと、補償量が過補償と
なる。この状態の遅延時間特性を図１３に示す。その通
過帯域内において、ある程度の許容リップル的な遅延時
間特性を許容することが可能であれば、過補償形の遅延
時間補償型ＢＰＦが最も遅延時間特性は広くなる。

【００３４】なお、本実施の形態の遅延時間補償型ＢＰ
Ｆにおいては、Ｓ字形のループ６から成る副結合回路が
同相結合しており、このＳ字形のループ６から成る副結
合回路により、通過帯域外の減衰量が小さくなる欠点を
有している。次に、この欠点を改善し、大きな減衰量を
得るための構成について説明する。本実施の形態の遅延
時間補償型ＢＰＦおいて、（ｎ−３）番目の共振器（４
０ａの共振器）共振器と、（ｎ＋４）番目の共振器（４
０ｈの共振器）との間で、共振器（４０ａ）→共振器
（４０ｂ）→共振器（４０ｇ）→共振器（４０ｈ）の経
路により生じる結合電圧の位相差（ΘMa-h）は、下記
（７）式で表される。

【００３５】

【数７】 ΘMa-h＝−９０°＋９０°−９０° ＝−９０° ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （７） また、（ｎ−３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振
器との間は、Ｕ字形の結合ループ７で副結合されている
ので、（ｎ−３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振
器との間で、副結合回路により生じる副結合電圧の位相
差は（−９０°）となる。したがって、（ｎ−３）番目
の共振器と（ｎ＋４）番目の共振器との間で、共振器
（４０ａ）→共振器（４０ｂ）→共振器（４０ｇ）→共
振器（４０ｈ）の経路による生じる結合電圧と、副結合
回路により生じる副結合電圧との間の位相差（ＰＨa-f
）は、下記（８）式で表される。

【００３６】

【数８】 ＰＨa-f ＝−９０°−９０° ＝−１８０° ・・・・・・・・・・・・・・・・・ （８） 前記（８）式から分かるように、本実施の形態の遅延時
間補償型ＢＰＦにおいて、（ｎ−１）番目の共振器と
（ｎ＋４）番目の共振器との間で、共振器（４０ａ）→
共振器（４０ｂ）→共振器（４０ｇ）→共振器（４０
ｈ）の経路により生じる結合電圧と、副結合回路により
生じる副結合電圧とは、逆相（位相差が−１８０°）と
なる。

【００３７】したがって、本実施の形態の遅延時間補償
型ＢＰＦでは、その減衰域において、共振器（４０ａ）
→共振器（４０ｂ）→共振器（４０ｇ）→共振器（４０
ｈ）を経由して減衰した結合電圧の振幅と、副結合回路
を経由して減衰した副結合電圧の振幅とが同じになる周
波数の位置に減衰ポールができるので、この減衰ポール
により通過帯域外の減衰特性を改善することができる。

【００３８】図１４ないし図１７は、本実施の形態の遅
延時間補償型ＢＰＦの一例の周波数特性を示すグラフで
ある。この図１４ないし図１７に示すグラフは、本実施
の形態の遅延時間補償型ＢＰＦにおいて、（ｎ−３）番
目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振器との間を、Ｕ字形
の結合ループ７から成る副結合回路で副結合したＢＰＦ
である。

【００３９】図１４は、減衰特性を示すグラフであり、
横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２０ＭＨｚ、縦
軸は減衰量（ｄＢ）でメモリ間隔は５ｄＢである。ま
た、遅延時間補償型ＢＰＦの中心周波数は５５１ＭＨｚ
であり、この図１４において、周波数が５４７．５４４
ＭＨｚ（図１４のａ点）のときの減衰量は、−２６．６
９２ｄＢであり、周波数が５５４．４５６ＭＨｚ（図１
４のｂ点）のときの減衰量は、−２６．７４６ｄＢであ
る。図１５は、図１４に示すグラフを拡大して示すグラ
フであり、縦軸のメモリ間隔が１ｄＢである。この図１
５のグラフから分かるように、周波数が５４８ＭＨｚ
（図１５のａ点）から５５４ＭＨｚ（図１５のｂ点）の
間でその減衰量は２ｄＢ以内であり、図１４に示す遅延
時間補償型ＢＰＦは、その通過帯域内の振幅偏差が少な
くなっている。

【００４０】図１６は、位相特性を示すグラフであり、
横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２０ＭＨｚ、縦
軸は角度でメモリ間隔は９０°である。この図１６にお
いて、周波数が５４８ＭＨｚ（図１５のａ点）のときの
位相は、−４４．３６°であり、周波数が５５４ＭＨｚ
（図１５のｂ点）のときの位相は、−４９．７０４°で
ある。図１７は、遅延時間特性を示すグラフであり、横
軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２０ＭＨｚ、縦軸
は遅延量（ｎｓ）でメモリ間隔は１００ｎｓである。こ
の図１７において、周波数が５４８ＭＨｚ（図１５のａ
点）のときの遅延量は、２８０．５２ｎｓであり、周波
数が５５４ＭＨｚ（図１５のｂ点）のときの遅延量は、
２７４．１１ｎｓである。この図１７のグラフから分か
るように、図１４に示す遅延時間補償型ＢＰＦは、周波
数が５４８ＭＨｚから５５４ＭＨｚの間の遅延量は、２
７５ｎｓ以内であり、その通過帯域内の遅延時間偏差が
少なくなっている。

【００４１】なお、本実施の形態の遅延時間補償型ＢＰ
Ｆにおいて、（ｎ−３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目
の共振器との間の副結合回路としてＵ字形の結合ループ
７を使用しない場合には、前記図１４に示す減衰特性に
おいて、通過帯域外の減衰量が減少するが、その場合で
も、通過帯域内の振幅偏差および遅延時間偏差を少なく
することができる。

【００４２】［実施の形態２］図１８は、磁気結合回路
で誘電体共振器が多段に縦続接続されて構成されるＢＰ
Ｆにおける誘電体共振器の磁気結合を説明するための図
であり、同図（ａ）は多段接続された誘電体共振器（図
１８では、隣接するＲｎ，Ｒｎ＋１の誘電体共振器のみ
を示す）の内部構造を示す図、同図（ｂ）は平面図、同
図（ｃ）は側面図である。一般に、この外部導体１の高
さ（ＨD ）は、ＨD ≒λｏ／４（λｏは、ＢＰＦの中心
周波数の波長）であり、また、この外部導体１の幅
（Ｗ）は、Ｗ＝λc ／２（λｃは、ＢＰＦのカットオフ
周波数の波長）である。したがって、誘電体共振器（Ｒ
ｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的損失
（ＬM ) は、下記（９）式で求めることができる。

【００４３】

【数９】 ＬM ＝（５４．６×ＬC ）／２Ｗ（ｄＢ） ・・・・・・・・ （９） ここで、ＬC は、誘電体共振器（Ｒｎ，Ｒｎ＋１）を構
成する誘電体共振素子間の間隔を示す。前記（９）式で
求められた磁気的損失（ＬM ) により、誘電体共振器
（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的結
合係数（Ｍm ）は、下記（１０）で求めることができ
る。

【００４４】

【数１０】 Ｍm ＝１０＊＊（−２×ＬM ／２０） ・・・・・・・・・ （１０） ここで、負荷Ｑ（ＱL ）が高い場合には、ＬC ＞Ｗとな
り、ＢＰＦが大型化する場合がある。このような場合に
は、隣接する誘電体共振器（Ｒｎ，Ｒｎ＋１）の間に段
間磁界結合調整素子を介在させることにより、ＢＰＦを
小型化することができる。

【００４５】図１９は、本発明の実施の形態２の遅延時
間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図
であり、図１９は、前記図３と同一箇所の要部断面図で
ある。本実施の形態の遅延時間補償形ＢＰＦは、誘電体
共振器（４０ａ〜４０ｈ）における誘電体共振素子（４
０ａ〜４０ｈ）を適宜一定間隔で配設し、隣接する誘電
体共振器（４０ａ〜４０ｈ）（または誘電体共振素子
（４０ａ〜４０ｈ））の間に段間磁界結合調整素子５１
を介在させて、所要の電気的特性を得るようにした帯域
通過フィルタである。

【００４６】図２０は、図１９に示す段間磁界結合調整
素子５１の一例を示す図である。この図２０に示す段間
磁界結合調整素子５１は、中心部に所定の間隔（図２０
の５４）を設けて配置される２枚の導体板（５２，５
３）で構成される。この２枚の導体板（５２，５３）の
短辺は、外部導体１の上壁および下壁に電気的および機
械的に接続され、また、２枚の導体板（５２，５３）の
一方の長辺は、隔壁２あるいは外部導体１の側壁に電気
的および機械的に接続される。この図２０に示す段間磁
界結合調整素子５１を設けた場合の、誘電体共振器（Ｒ
ｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的結合係
数（Ｍmi）は、下記（１１）で求めることができる。

【００４７】

【数１１】 Ｍmi＝Ｍm ×（Ｉw ／Ｗ） ・・・・・・・・・・・・・・ （１１） ここで、Ｉw は、前記所定の間隔（図２０の５４）幅で
ある。前記（１１）式から分かるように、図２０に示す
段間磁界結合調整素子５１を設けた場合には、誘電体共
振器（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気
的結合係数を、前記所定の間隔（図２０の５４）幅（Ｉ
w ）に応じて適宜調整することができる。

【００４８】図２１は、図１９に示す段間磁界結合調整
素子５１の他の例を示す図である。この図２１に示す段
間磁界結合調整素子５１は、上部中心部に所定の穴（図
２１の５６）を設けた１枚の導体板５５で構成される。
この１枚の導体板５５の上辺および下辺は、外部導体１
の上壁および下壁に電気的および機械的に接続され、ま
た、１枚の導体板５５の側辺は、隔壁２あるいは外部導
体１の側壁に電気的および機械的に接続される。この図
２１に示す段間磁界結合調整素子５１を設けた場合の、
誘電体共振器（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との
間の磁気的結合係数（Ｍmi）は、下記（１２）で求める
ことができる。

【００４９】

【数１２】 Ｍmi＝Ｍm ×（ＡW ／（Ｗ×ＨD ）） ・・・・・・・・・ （１２） ここで、Ａw は、前記所定の穴（図２１の５６）の面積
である。前記（１２）式から分かるように、図２１に示
す段間磁界結合調整素子５１を設けた場合には、誘電体
共振器（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁
気的結合係数を、前記所定の穴（図２１の５６）の面積
（Ａw ）に応じて適宜調整することができる。

【００５０】図２２は、図１９に示す段間磁界結合調整
素子５１の他の例を示す図である。この図２２に示す段
間磁界結合調整素子５１は、帯状の導体５７より成り、
この導体５７は、外部導体１の上壁および下壁に電気的
および機械的に接続される。この導体５７の大きさを適
宜調整するか、あるいは、隣接する誘電体共振器（Ｒ
ｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間に配置する導体
５７の数を適宜増減することにより、磁気的結合係数を
所要の値に調整することができる。

【００５１】図２３は、図１９に示す段間磁界結合調整
素子５１の他の例を示す図である。この図２３に示す段
間磁界結合調整素子５１は、丸棒状、あるいは角棒状の
導体５８より成り、この導体５８は、外部導体１の上壁
および下壁に電気的および機械的に接続される。この導
体５８の大きさを適宜調整するか、あるいは、隣接する
誘電体共振器（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との
間に配置する導体５８の数を適宜増減することにより、
磁気的結合係数を所要の値に調整することができる。

【００５２】以上、本発明者によってなされた発明を、
前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明
は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要
旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは
勿論である。

【００５３】

【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。

【００５４】本発明によれば、容量装荷型共振器を使用
する帯域通過フィルタにおいて、通過帯域内の振幅偏
差、および遅延時間偏差を少なくし、また、急峻な減衰
特性を得ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１の遅延時間補償形帯域通
過フィルタの上面を示す上面図である。

【図２】本発明の実施の形態１の遅延時間補償形帯域通
過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。

【図３】本発明の実施の形態１の遅延時間補償形帯域通
過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。

【図４】本発明の実施の形態１の遅延時間補償形帯域通
過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。

【図５】ＴＭ01デルタ モード誘電体共振器を説明する
ための図である。

【図６】図３０ないし図３３に示す従来の容量装荷形共
振器を用いた楕円関数形の帯域通過フィルタの等化回路
を示す回路図である。

【図７】図６に示す等化回路の変換等化回路である。

【図８】図３０ないし図３３に示す帯域通過フィルタに
おける、通過帯域内の振幅偏差特性、遅延時間（位相）
偏差特性を示すグラフである。

【図９】本実施の形態１の遅延時間補償形帯域通過フィ
ルタの等化回路を示す回路図である。

【図１０】図９に示す等化回路の変換等化回路である。

【図１１】本実施の形態１の遅延時間補償形帯域通過フ
ィルタにおいて、Ｓ字形の結合ループから成る副結合回
路による遅延時間の補償量が最適の大きさより小さいと
きの通過帯域内の遅延時間（位相）偏差特性を示すグラ
フである。

【図１２】本実施の形態１の遅延時間補償形帯域通過フ
ィルタにおいて、Ｓ字形の結合ループから成る副結合回
路による遅延時間の補償量が最適の大きさのときの通過
帯域内の遅延時間（位相）偏差特性を示すグラフであ
る。

【図１３】本実施の形態１の遅延時間補償形帯域通過フ
ィルタにおいて、Ｓ字形の結合ループから成る副結合回
路による遅延時間の補償量が最適の大きさより大きいと
きの通過帯域内の遅延時間（位相）偏差特性を示すグラ
フである。

【図１４】本実施の形態１の遅延時間補償形帯域通過フ
ィルタの一例の減衰特性を示すグラフである。

【図１５】図１４のグラフを拡大して示すグラフであ
る。

【図１６】本実施の形態１の遅延時間補償形帯域通過フ
ィルタの一例の位相特性を示すグラフである。

【図１７】本実施の形態１の遅延時間補償形帯域通過フ
ィルタの一例の遅延時間特性を示すグラフである。

【図１８】磁気結合回路で誘電体共振器が多段に縦続接
続されて構成されるＢＰＦにおける誘電体共振器の磁気
結合を説明するための図である。

【図１９】本発明の実施の形態２の遅延時間補償形帯域
通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。

【図２０】図１９に示す段間磁界結合調整素子の一例を
示す図である。

【図２１】図１９に示す段間磁界結合調整素子の他の例
を示す図である。

【図２２】図１９に示す段間磁界結合調整素子の他の例
を示す図である。

【図２３】図１９に示す段間磁界結合調整素子の他の例
を示す図である。

【図２４】従来の同軸共振器を用いた楕円関数形の帯域
通過フィルタの上面を示す平面図である。

【図２５】図２４に示す帯域通過フィルタの概略構成を
示す要部断面図である。

【図２６】図２４に示す帯域通過フィルタの概略構成を
示す要部断面図である。

【図２７】図２４に示す帯域通過フィルタの概略構成を
示す要部断面図である。

【図２８】従来のヘリカル共振器を用いた楕円関数形の
帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。

【図２９】図２８に示すヘリカル共振器の一つを示す側
面図である。

【図３０】従来の容量装荷形共振器を用いた楕円関数形
の帯域通過フィルタの上面を示す上面図である。

【図３１】図３０に示す帯域通過フィルタの概略構成を
示す要部断面図である。

【図３２】図３０に示す帯域通過フィルタの概略構成を
示す要部断面図である。

【図３３】図３０に示す帯域通過フィルタの概略構成を
示す要部断面図である。

【符号の説明】

１…外部導体、２…隔壁、３ａ〜３ｈ…下端側固定電
極、４ａ〜４ｈ，３５ａ〜３５ｈ…可動電極、５，５
ａ，５ｂ，１５…副結合回路を構成する容量素子、６，
１６…副結合回路を構成するＳ字形のループ素子、７…
副結合回路を構成するＵ字形のループ素子、８，８ａ，
８ｂ…入力（または出力）結合ループ、９ａ〜９ｈ，３
７ａ〜３７ｈ…ロックナット、１１ａ…入力（または出
力）端子、１１ｂ…出力（または入力）端子、１３ａ〜
１３ｈ…固定誘電体よりなる下端側円筒体、１７…副結
合回路を構成するループ素子、２０ａ〜２０ｈ…同軸共
振器、２１ａ〜２１ｈ，３６ａ〜３６ｈ…駆動螺子、２
２ａ〜２２ｈ…共振周波数の調整素子、２３ａ〜２３ｈ
…内部導体、３０ａ〜３０ｈ…ヘリカル共振器、３１ａ
〜３１ｈ…ヘリカル共振素子、３２ａ〜３２ｈ…容量形
成電極、３３ａ〜３３ｈ，３４ａ〜３４ｈ…絶縁碍子、
４０ａ〜４０ｈ，Ｒ，Ｒｎ，Ｒｎ＋１…ＴＭ01デルタ
モード誘電体共振器、４１ａ〜４１ｈ，ＲＳ…誘電体共
振素子、５１…段間磁界結合調整素子、５２，５３，５
５…導体板、５４…間隔、５５…孔、５７，５８…導
体。

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１０年６月２日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３９

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３９】図１４は、減衰特性を示すグラフであり、
横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸
は減衰量（ｄＢ）でメモリ間隔は５ｄＢである。また、
遅延時間補償型ＢＰＦの中心周波数は５５１ＭＨｚであ
り、この図１４において、周波数が５４７．５４４ＭＨ
ｚ（図１４のａ点）のときの減衰量は、−２６．６９２
ｄＢであり、周波数が５５４．４５６ＭＨｚ（図１４の
ｂ点）のときの減衰量は、−３０．４３１ｄＢである。
図１５は、図１４に示すグラフを拡大して示すグラフで
あり、縦軸のメモリ間隔が１ｄＢである。この図１５の
グラフから分かるように、周波数が５４８ＭＨｚ（図１
５のａ点）から５５４ＭＨｚ（図１５のｂ点）の間でそ
の減衰量は２ｄＢ以内であり、図１４に示す遅延時間補
償型ＢＰＦは、その通過帯域内の振幅偏差が少なくなっ
ている。

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４０

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４０】図１６は、位相特性を示すグラフであり、
横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸
は角度でメモリ間隔は９０°である。この図１６におい
て、周波数が５４８ＭＨｚ（図１６のａ点）のときの位
相は、−４４．３６°であり、周波数が５５４ＭＨｚ
（図１６のｂ点）のときの位相は、−４９．７０４°で
ある。図１７は、遅延時間特性を示すグラフであり、横
軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸は
遅延量（ｎｓ）でメモリ間隔は１００ｎｓである。この
図１７において、周波数が５４８ＭＨｚ（図１７のａ
点）のときの遅延量は、２８０．５２ｎｓであり、周波
数が５５４ＭＨｚ（図１７のｂ点）のときの遅延量は、
２７４．１１ｎｓである。この図１７のグラフから分か
るように、図１４に示す遅延時間補償型ＢＰＦは、周波
数が５４８ＭＨｚから５５４ＭＨｚの間の遅延量は、２
７５ｎｓ以内であり、その通過帯域内の遅延時間偏差が
少なくなっている。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４４

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４４】

【数１０】 Ｍm ＝１０＊＊（−ＬM ／２０） ・・・・・・・・・ （１０） ここで、負荷Ｑ（ＱL ）が高い場合には、ＬC ＞Ｗとな
り、ＢＰＦが大型化する場合がある。このような場合に
は、隣接する誘電体共振器（Ｒｎ，Ｒｎ＋１）の間に段
間磁界結合調整素子を介在させることにより、ＢＰＦを
小型化することができる。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４５

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４５】図１９は、本発明の実施の形態２の遅延時
間補償形帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図
であり、図１９は、前記図３と同一箇所の要部断面図で
ある。本実施の形態の遅延時間補償形ＢＰＦは、誘電体
共振器（４０ａ〜４０ｈ）を適宜一定間隔で配設し、隣
接する誘電体共振器（４０ａ〜４０ｈ）（または誘電体
共振素子）の間に段間磁界結合調整素子５１を介在させ
て、所要の電気的特性を得るようにした帯域通過フィル
タである。

【手続補正５】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１４

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１４】

【手続補正６】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１５

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１５】

【手続補正７】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１６

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１６】

【手続補正８】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１７

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１７】 ─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１１年３月１２日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【書類名】 明細書

【発明の名称】 群遅延時間補償形帯域通過フィルタ

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、テレビジョン方法
等放送設備に使用される帯域通過フィルタに係わり、特
に、通過帯域内において群遅延時間偏差特性が良好で、
減衰特性の急峻な群遅延時間補償形帯域通過フィルタに
関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、ＶＨＦ帯のテレビ放送設備におい
ては、ＩＭ波（相互変調波）等の不要波を除去するため
に、共振器にヘリカル共振器あるいは同軸形共振器を使
用する楕円関数形の帯域通過フィルタ（バンドパスフィ
ルタ；以下、ＢＰＦと称する。）が使用されている。図
２４は、従来の同軸共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦ
の上面を示す平面図、図２５、図２６、図２７は、図２
４に示すＢＰＦの概略構成を示す要部断面図である。な
お、図２５は、図２４に示すＡ−Ａ’線で切断した要部
断面図、図２６は、図２５に示すＢ−Ｂ’線で切断した
要部断面図、図２７（ａ）は、図２４に示すＣ−Ｃ’線
で切断した要部断面図、図２７（ｂ）は、図２４に示す
Ｄ−Ｄ’線で切断した要部断面図、図２７（ｃ）は、図
２４に示すＥ−Ｅ’線で切断した要部断面図である。図
２４ないし図２７において、１は外部導体、２は隔壁、
５ａ，５ｂは副結合回路を構成する容量素子、７は副結
合回路を構成するＵ字形のループ素子、８は入力（また
は出力）結合ループ、９ａ〜９ｈはロックナイト、１１
ａは入力（または出力）端子、１１ｂは出力（または入
力）端子、２０ａ〜２０ｈは同軸共振器、２１ａ〜２１
ｈは駆動螺子、２２ａ〜２２ｈは共振周波数の調整素
子、２３ａ〜２３ｈは内部導体である。この図２４ない
し図２７に示す同軸共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦ
は、λ／４同軸共振器を使用する関係上、その形状が大
きくなるという欠点を有している。

【０００３】図２８は、従来のヘリカル共振器を用いた
楕円関数形のＢＰＦの概略構成を示す要部断面図であ
り、図２９は、図２８に示すヘリカル共振器の一つを示
す側面図である。図２８、図２９において、１は外部導
体、２は隔壁、５ａ，５ｂは副結合回路を構成する容量
素子、８は入力（または出力）結合ループ、１７は副結
合回路を構成するループ素子、３０ａ〜３０ｈはヘリカ
ル共振器、３１ａ〜３１ｈはヘリカル共振素子、３２ａ
〜３２ｈは容量形成電極、３３ａ〜３３ｈ，３４ａ〜３
４ｈは絶縁碍子、３５ａ〜３５ｈは可動電極、３６ａ〜
３６ｈは駆動螺子、３７ａ〜３７ｈはロックナットであ
る。この図２８、図２９に示すヘリカル共振器を用いた
楕円関数形のＢＰＦは、その形状が複雑で耐振動特性性
が悪いという欠点を有していた。

【０００４】一方、本発明者は、従来のλ／４同軸共振
器あるいはヘリカル共振器に代わるものとして、容量装
荷形共振器を考案し、この容量装荷形共振器を用いた楕
円関数形のＢＰＦを考案した。図３０は、従来の容量装
荷形共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦの上面を示す上
面図であり、図３１、図３２、図３３は、図３０に示す
ＢＰＦの概略構成を示す要部断面図である。なお、図３
１は、図３０に示すＡ−Ａ’線で切断した要部断面図、
図３２は、図３１に示すＢ−Ｂ’線で切断した要部断面
図、図３３（ａ）は、図３０に示すＣ−Ｃ’線で切断し
た要部断面図、図３３（ｂ）は、図３０に示すＤ−Ｄ’
線で切断した要部断面図、図３３（ｃ）は、図３０に示
すＥ−Ｅ’線で切断した要部断面図である。図３０ない
し図３３において、１は外部導体、２は隔壁、３ａ〜３
ｈは下端側固定電極、４ａ〜４ｈは可動電極、５ａ，５
ｂは副結合回路を構成する容量素子、７は副結合回路を
構成するＵ字形の結合ループ、８は入力（または出力）
結合ループ、９ａ〜９ｈはロックナイト、１０ａ〜１０
ｈは容量装荷形共振器、１１ａは入力（または出力）端
子、１１ｂは出力（または入力）端子である。この図３
０ないし図３３に示す容量装荷形共振器を用いた楕円関
数形のＢＰＦは、磁気結合回路で主結合された容量装荷
形共振器（１０ａ〜１０ｈ）をコの字状に配置する。そ
して、コの字状に配置された容量装荷形共振器の中で、
折り返し点に位置する２個の容量装荷形共振器を、ｎ番
目の共振器（１０ｄの共振器）と、（ｎ＋１）番目の共
振器（１０ｅの共振器）とするとき、（ｎ−１）番目の
共振器（１０ｃの共振器）と（ｎ＋２）番目の共振器
（１０ｆの共振器）との間を、容量素子（５ａ）で副結
合し、また、（ｎ−２）番目の共振器（１０ｂの共振
器）と（ｎ＋３）番目の共振器（１０ｇの共振器）との
間を、Ｕ字形の結合ループ７で副結合したものである。
この図３０ないし図３３に示す容量装荷形共振器を用い
た楕円関数形のＢＰＦは、図２８、図２９に示すヘリカ
ル共振器を用いた楕円関数形のＢＰＦのように、構造が
複雑でなく、また、図２４ないし図２７に示す同軸共振
器を用いた楕円関数形のＢＰＦより、小型化でき、か
つ、周波数特性が良好であるという特徴を有している。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】これから開始されるデ
ジタルテレビの信号は、セグメント数（１３セグメン
ト）が多く、また、セグメント間隔が狭い（４３２ＫＨ
ｚ）ために目的信号波の近傍にＩＭ波が多数発生する。
また、変調方式により、使用するＢＰＦには、通過帯域
内の振幅偏差、群遅延時間偏差が少なくて、減衰特性の
急峻な周波数特性のＢＰＦが要求される。前記図３０な
いし図３３に示す容量装荷形共振器を用いた楕円関数形
のＢＰＦは、アナログテレビの信号等の減衰特性を重視
したＢＰＦに適している。しかしながら、前記図３０な
いし図３３に示す容量装荷形共振器を用いた楕円関数形
のＢＰＦは、通過帯域内の振幅偏差、群遅延時間偏差が
大きく、前記したような周波数特性が要求されるデジタ
ルテレビの信号用のＢＰＦに適していないという問題点
があった。本発明は、前記従来技術の問題点を解決する
ためになされたものであり、本発明の目的は、群遅延時
間補償形帯域通過フィルタにおいて、群遅延時間特性を
補償し、通過帯域内の振幅偏差、群遅延時間偏差を少な
くすることが可能となる技術を提供することにある。本
発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明
細書の記述及び添付図面によって明らかにする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記の通りである。即ち、本発明は、１番目からＮ（Ｎ
≧６）番目までの誘電体共振器をコの字状に従続接続
し、各誘電体共振器間を磁気結合回路で主結合してなる
群遅延時間補償形帯域通過フィルタにおいて、コの字状
の折り返し点に位置する２つの誘電体共振器を、それぞ
れｎ（ｎ＜Ｎ）番目、（ｎ＋１）番目の誘電体共振器と
するとき、（ｎ−１）番目の誘電体共振器と（ｎ＋２）
番目の誘電体共振器との間、および（ｎ−２）番目の誘
電体共振器と（ｎ＋３）番目の誘電体共振器との間を容
量性の結合ループにより副結合したことを特徴とする。
また、本発明は、前記各誘電体共振器間に、段間磁界結
合調整素子を設けたことを特徴とする。また、本発明
は、前記段間磁界結合調整素子が、所定の間隔を設けて
配置される２枚の導電板で構成されることを特徴とす
る。また、本発明は、前記段間磁界結合調整素子が、所
定の大きさの穴が設けられた１枚の導電板で構成される
ことを特徴とする。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。なお、実施の形態を説明す
るための全図において、同一機能を有するものは同一符
号を付け、その繰り返しの説明は省略する。 ［実施の形態１］図１は、本発明の実施の形態１の群遅
延時間補償形帯域通過フィルタの上面を示す上面図であ
り、図２、図３、図４は、図１に示すＢＰＦの概略構成
を示す要部断面図である。なお、図２は、図１に示すＡ
−Ａ’線で切断した要部断面図、図３は、図２に示すＢ
−Ｂ’線で切断した要部断面図、図４（ａ）は、図１に
示すＣ−Ｃ’線で切断した要部断面図、図４（ｂ）は、
図１に示すＤ−Ｄ’線で切断した要部断面図、図４
（ｃ）は、図１に示すＥ−Ｅ’線で切断した要部断面図
である。図１ないし図４において、１は外部導体、２は
隔壁、６，１６は副結合回路を構成するＳ字形の結合ル
ープ、７は副結合回路を構成するＵ字形の結合ループ、
８は入力（または出力）結合ループ、４０ａ〜４０ｈは
ＴＭ01デルタ モード誘電体共振器、４１ａ〜４１ｈは
誘電体共振素子、１１ａは入力（または出力）端子、１
１ｂは出力（または入力）端子である。入力（または出
力）端子１１ａ、および出力（または入力）端子１１ｂ
は、それぞれ、例えば、同軸接栓より成り、各同軸接栓
を形成する外部導体を、共振器を構成する外部導体１に
接続してある。ＴＭ01デルタ モード誘電体共振器（４
０ａ〜４０ｈ）を構成する誘電体共振素子（４１ａ〜４
１ｈ）は、例えば、セラミック等の比較的誘電率の高い
誘電体よりなり、この誘電体共振素子（４１ａ〜４１
ｈ）は、適当な接着剤を使用する等の手法により、外部
導体１の上壁と下壁との間に内装される。なお、本実施
の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいて、共振周波数
を微調整するための共振周波数微調整手段を設けるよう
にしてもよい。

【０００８】図５は、ＴＭ01デルタ モード誘電体共振
器を説明するための図であり、同図（ａ）は誘電体共振
器の内部構成を示す図、同図（ｂ）は平面図である。こ
のＴＭ01デルタ モード誘電体共振器Ｒは、容量素子を
構成する誘電体共振素子（ＲＳ）と、分布インダクタン
スを構成する外部導体１とで共振回路を構成する。同図
において、ＨD は外部導体１の高さを示し、この外部導
体１の高さ（ＨD）が、ＨD ＝λｏ／４（λｏは、誘電
体共振器Ｒの共振周波数の波長）とするとき、このＴＭ
01デルタ モード誘電体共振器Ｒの無負荷Ｑ（Ｑu ）
は、近似的に下記（１）式で求められる。

【０００９】

【数１】 Ｑu ≒８４×Ｗ×（ｆｏ）＊＊（１／２） ・・・・・・・ （１） ここで、Ｗは外部導体１の幅（単位は、ｃｍ）で、ｆｏ
は誘電体共振器Ｒの共振周波数（単位は、ＭＨｚ）であ
る。また、このＴＭ01デルタ モード誘電体共振器Ｒに
おいて、外部導体１の幅（Ｗ）を一定にして、外部導体
１の高さ（ＨD ）を（λｏ／４）より小さい範囲で変化
させると、共振周波数（ｆｏ）は変化せず（全く変化し
ないというわけではなく、微小な周波数変化はある）、
無負荷Ｑ（Ｑu ）は（ＨV ／ＨD ）に比して変化する。
なお、ＨV は、変化後の外部導体１の高さを表す。ま
た、外部導体１の高さ（ＨD ）を一定にして、外部導体
の幅（Ｗ）を変化させると、無負荷Ｑ（Ｑu ）は（ＷV
／Ｗ）に比して変化し、共振周波数（ｆｏ）は（ＷV ／
Ｗ）＊＊（１／２）に比して変化する。なお、ＷV は変
化後の外部導体１の幅を表す。また、外部導体１の幅
（Ｗ）および高さ（ＨD ）を一定にして、誘電体共振素
子（ＲＳ）の直径（Ｄ）を変化させると、共振周波数
（ｆｏ）は（Ｄ／ＨV ）に比して変化する。なお、ＤV
は変化後の誘電体共振素子（ＲＳ）の直径を表す。さら
に、誘電体共振素子（ＲＳ）の誘電率を（εｒ）から
（εｖ）に変化させると、共振周波数（ｆｏ）は（εｒ
／εｖ）＊＊（１／２）に比して変化する。なお、εｒ
は変化前の誘電体共振素子（ＲＳ）の誘電率、εｖは変
化後の誘電体共振素子（ＲＳ）の誘電率を表す。

【００１０】本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦ
は、誘電体共振器（４０ａ〜１４ｈ）をコの字状に配置
し、各誘電体共振器（４０ａ〜４０ｈ）間を、磁気結合
回路で主結合する。さらに、本実施の形態の群遅延時間
補償形ＢＰＦにおいて、誘電体共振器の数（Ｎ）は６
（Ｎ≧６）以上である必要があるが、本実施の形態で
は、Ｎ＝８の場合について説明する。図６は、図３０な
いし図３３に示す従来の容量装荷形共振器を用いた楕円
関数形のＢＰＦの等化回路を示す回路図であり、図７
は、図６に示す等化回路の変換等化回路である。なお、
図６に示す容量（Ｃａ〜Ｃｈ）は、下端側固定電極（３
ａ〜３ｈ）および可動電極（４ａ〜４ｈ）によって形成
される可変共振容量素子の容量を示し、また、８ａは入
力（または出力）結合ループ、８ｂは出力（または入
力）結合ループを示す。図３０ないし図３３に示す楕円
関数形のＢＰＦにおいて、コの字状に配置された容量装
荷形共振器の中で、折り返し点に位置する２個の容量装
荷形共振器を、ｎ番目の共振器（１０ｄの共振器）と、
（ｎ＋１）番目の共振器（１０ｅの共振器）とすると
き、その通過帯域外（減衰域）において、（ｎ−１）番
目の共振器（１０ｃの共振器）と、（ｎ＋２）番目の共
振器（１０ｆの共振器）との間で、主結合回路により生
じる主結合電圧の位相差（ΘMc-f）は、下記（２）式で
表される。

【００１１】

【数２】 ΘMc-f＝−９０°×（（ｎ＋２）−（ｎ−１）） ＝−９０°×３ ＝−２７０° ・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （２） また、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目の共振
器との間は、主結合回路の結合係数より小さい容量素子
（５ａ）で副結合されているので、（ｎ−１）番目の共
振器と（ｎ＋２）番目の共振器との間で、副結合回路に
より生じる副結合電圧の位相差は（９０°）となる。し
たがって、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目の
共振器との間の主結合回路により生じる主結合電圧と、
副結合回路により生じる副結合電圧との間の位相差（Ｐ
Ｈc-f ）は、下記（３）式で表される。

【００１２】

【数３】 ＰＨc-f ＝−２７０°＋９０° ＝−１８０° ・・・・・・・・・・・・・・・・・ （３） また、（ｎ−２）番目の共振器（１０ｂの共振器）と、
（ｎ＋３）番目の共振器（１０ｇの共振器）との間で、
主結合回路により生じる主結合電圧の位相差（ΘMb-g）
は、下記（４）式で表される。

【００１３】

【数４】 ΘMb-g＝−９０°×（（ｎ＋３）−（ｎ−２）） ＝−９０°×５ ＝−４５０° ・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （４） また、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振
器との間は、Ｕ字形の結合ループ７で副結合されている
ので、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振
器との間で、副結合回路により生じる副結合電圧の位相
差は（−９０°）となる。したがって、（ｎ−２）番目
の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間の主結合回路
により生じる主結合電圧と、副結合回路により生じる副
結合電圧との間の位相差（ＰＨb-g ）は、下記（５）式
で表される。

【００１４】

【数５】 ＰＨb-g ＝−４５０°−９０° ＝−５４０° ＝−１８０−３６０° ＝−１８０° ・・・・・・・・・・・・・・・・・ （５） したがって、図３０ないし図３３に示す楕円関数形のＢ
ＰＦでは、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目の
共振器との間、および、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ
＋３）番目の共振器との間において、主結合回路により
生じる主結合電圧と、副結合回路により生じる副結合電
圧との間の位相差は逆相となるので、その減衰域におい
て、主結合回路を経由して減衰した主結合電圧の振幅
と、副結合回路を経由して減衰した副結合電圧の振幅と
が同じになる周波数の位置に減衰ポールができる。この
ように、図３０ないし図３３に示す楕円関数形のＢＰＦ
は、図８に一対の減衰極を有する場合の特性例を示した
ように、振幅特性、群遅延時間特性共に通過帯域内の偏
差が大きいという欠点があった。

【００１５】図９は、本実施の形態の群遅延時間補償形
ＢＰＦの等化回路を示す回路図であり、図１０は、図９
に示す等化回路の変換等化回路である。なお、図９に示
す容量（ＣＡ〜ＣＨ）は、ＴＭ01デルタ モード誘電体
共振素子（４１ａ〜４１ｈ）によって形成される容量を
示す。本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦは、コの
字状に配置された誘電体共振器の中で、折り返し点に位
置する２個の誘電体共振器を、ｎ番目の共振器（４０ｄ
の共振器）と、（ｎ＋１）番目の共振器（４０ｅの共振
器）とするとき、（ｎ−１）番目の共振器（４０ｃの共
振器）と、（ｎ＋２）番目の共振器（４０ｆの共振器）
との間の副結合回路として、容量素子５ａの代わりに、
Ｓ字形のループ素子（本願発明の容量性のループ素子）
１６を使用する点、（ｎ−２）番目の共振器（４０ｂの
共振器）と、（ｎ＋３）番目の共振器（４０ｇの共振
器）との間の副結合回路として、通常のＵ字形のループ
素子７の代わりに、Ｓ字形のループ素子（本願発明の容
量性のループ素子）６を使用する点、（ｎ−３）番目の
共振器（１０ａの共振器）と、（ｎ＋４）番目の共振器
（１０ｈの共振器）との間の副結合回路として、容量素
子５ｂの代わりに、通常のＵ字形のループ素子７を使用
した点で、前記図３０ないし図３３に示す楕円関数形の
ＢＰＦと相違する。 Ｓ字形の結合ループ６を使用するこ
とにより、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の
共振器との間の結合回路は、図１０のＭ63，Ｍ64に示す
相互インダクタンス回路で表される。

【００１６】図７および図１０に示す各相互インダクタ
ンス回路（Ｍ41，Ｍ42，Ｍ63，Ｍ64）において、副結合
回路を構成するループ素子側（複数の回路素子を跳ばし
て相互インダクタンス回路同志を直接接続している側）
のコイルを二次コイル、残りのコイルを一次コイルとす
る。この場合に、図１０に示す相互インダクタンス回路
（Ｍ63，Ｍ64）により相互インダクタンス回路Ｍ64の一
次コイルに誘起される副結合電圧と、図７に示す相互イ
ンダクタンス回路（Ｍ41，Ｍ42）により相互インダクタ
ンス回路Ｍ42の一次コイルに誘起される副結合電圧とを
比較すると、互いに逆相であることが容易に理解でき
る。 即ち、図１０に示すように、（ｎ−２）番目の共振
器と、（ｎ＋３）番目の共振器との間の副結合回路とし
て、Ｓ字形のループ６を使用した場合に、（ｎ＋３）番
目の共振器に誘起される副結合電圧は、図７に示すよう
に、（ｎ−２）番目の共振器と、（ｎ＋３）番目の共振
器との間の副結合回路として、Ｕ字形のループ７を使用
した場合に、（ｎ＋３）番目の共振器に誘起される副結
合電圧と比して、位相が１８０°異なることになる。 し
たがって、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の
共振器との間で、Ｓ字形の結合ループ６により生じる副
結合電圧の位相差は（９０°）となる。なお、本発明で
は、このＳ字形のループ（６，１６）とは、図４（ｂ）
に示すように、隔壁２の上下異なる位置で、ループ素子
の両端が隔壁２に電気的、機械的に接続される構造のル
ープ素子を意味する。

【００１７】同様に、（ｎ−１）番目の共振器と、（ｎ
＋２）番目の共振器との間の副結合回路として、Ｓ字形
のループ１６を使用することにより、（ｎ−１）番目の
共振器と（ｎ＋２）番目の共振器との間で、副結合回路
により生じる副結合電圧の位相差は（９０°）となる。
したがって、（ｎ−１）番目の共振器と（ｎ＋２）番目
の共振器との間の主結合回路により生じる主結合電圧
と、副結合回路により生じる副結合電圧との間の位相差
（ＰＨc-f ）は、前記（３）式と同様に（−１８０°）
となる。また、（ｎ−２）番目の共振器と、（ｎ＋３）
番目の共振器との間で、主結合回路により生じる主結合
電圧の位相差（ΘMb-g）は、前記（４）式に示すように
（−４５０°）となる。さらに、前記したように、（ｎ
−２）番目の共振器と、（ｎ＋３）番目の共振器との間
の副結合回路として、Ｓ字形のループ６を使用すること
により、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共
振器との間で、副結合回路により生じる副結合電圧の位
相差は（９０°）となる。したがって、（ｎ−２）番目
の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間の主結合回路
により生じる主結合電圧と、副結合回路により生じる副
結合電圧との間の位相差（ＰＨb-g ）は、下記（６）式
で表される。

【００１８】

【数６】 ＰＨb-g ＝−４５０°＋９０° ＝−３６０° ・・・・・・・・・・・・・・・・・ （６） 前記（６）式から分かるように、本実施の形態の群遅延
時間補償形ＢＰＦでは、（ｎ−２）番目の共振器と（ｎ
＋３）番目の共振器との間で、主結合回路での結合によ
り生じる主結合電圧と、副結合回路での結合により生じ
る副結合電圧とは、同相（位相差が−３６０°）とな
る。このため、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦ
の中心周波数においては、Ｓ字形の結合ループ６によ
り、共振器（４０ｃ）→共振器（４０ｄ）→共振器（４
０ｅ）→共振器（４０ｆ）（または共振器（４０ｆ）→
共振器（４０ｅ）→共振器（４０ｄ）→共振器（４０
ｃ））の方向の抵抗成分による分流で、少ない量である
が分流損が生じて、挿入損失が増大する。また、周波数
が、中心周波数から変位するにつれて、主結合回路によ
り生じる主結合電圧の位相が、群遅延時間補償形ＢＰＦ
の中心周波数の位相に対して、±９０°方向に変位す
る。

【００１９】しかしながら、副結合回路により生じる副
結合電圧の位相は変位しないので、群遅延時間補償形Ｂ
ＰＦの中心周波数から変位する周波数では、主結合回路
により生じる主結合電圧と、副結合回路により生じる副
結合電圧との合成電圧が減少する方向に作用し、群遅延
時間補償形ＢＰＦの通過帯域のバンドエッジでは、ｄＢ
値で約１／１．４倍に挿入損失が低下する。このため、
本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦでは、中心周波
数の損失増大と、通過帯域のバンドエッジ付近における
損失量の低下とが作用し、通過帯域内の振幅偏差を少な
くすることが可能である。また、通過帯域内の位相特性
に関しては、Ｓ字形の結合ループ６から成る副結合回路
により生じる副結合波が作用して合成結合波の位相は、
副結合回路により生じる副結合波の位相に近づき、位相
変化が直線に近づくことになる。即ち、通過域におい
て、主結合回路により（ｎ＋３）番目の共振器に生じる
電磁界と、Ｓ字形のループ６から成る副結合回路により
（ｎ＋３）番目の共振器に生じる電磁界とは、中心周波
数の近辺においては、互いに打ち消し合い、通過域のバ
ンドエッジ付近では互いに加わり合う傾向を示し、通過
域内の振幅特性の偏差が小さくなる。これにより、群遅
延時間の変化量が小さくなるように補償されるので、通
過帯域内の群遅延時間偏差を少なくし、群遅延時間特性
を改善することができる。これにより、群遅延時間の変
化量が小さくなるように補償されるので、通過帯域内の
群遅延時間偏差を少なくし、群遅延時間特性を改善する
ことができる。

【００２０】Ｓ字形の結合ループ６から成る副結合回路
による群遅延時間の補償量が最適の大きさより小さい
と、補償量が少なくなべ底形に近い群遅延時間特性とな
る。この状態の群遅延時間特性を図１１に示す。Ｓ字形
の結合ループ６から成る副結合回路による群遅延時間の
補償量が最適の大きさのときには、群遅延時間特性の平
坦部が一番広くなる。この状態の群遅延時間特性を図１
２に示す。Ｓ字形の結合ループ６から成る副結合回路に
よる群遅延時間の補償量が最適の大きさより大きいと、
補償量が過補償となる。この状態の群遅延時間特性を図
１３に示す。その通過帯域内において、ある程度の許容
リップル的な群遅延時間特性を許容することが可能であ
れば、過補償形の群遅延時間補償形ＢＰＦが最も群遅延
時間特性は広くなる。本実施の形態の群遅延時間補償形
ＢＰＦおいて、（ｎ−３）番目の共振器（４０ａの共振
器）共振器と、（ｎ＋４）番目の共振器（４０ｈの共振
器）との間で、共振器（４０ａ）→共振器（４０ｂ）→
共振器（４０ｇ）→共振器（４０ｈ）の経路により生じ
る結合電圧の位相差（ΘMa-h）は、下記（７）式で表さ
れる。

【００２１】

【数７】 ΘMa-h＝−９０°＋９０°−９０° ＝−９０° ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （７） また、（ｎ−３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振
器との間は、Ｕ字形の結合ループ７で副結合されている
ので、（ｎ−３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振
器との間で、副結合回路により生じる副結合電圧の位相
差は（−９０°）となる。したがって、（ｎ−３）番目
の共振器と（ｎ＋４）番目の共振器との間で、共振器
（４０ａ）→共振器（４０ｂ）→共振器（４０ｇ）→共
振器（４０ｈ）の経路による生じる結合電圧と、副結合
回路により生じる副結合電圧との間の位相差（ＰＨa-f
）は、下記（８）式で表される。

【００２２】

【数８】 ＰＨa-f ＝−９０°−９０° ＝−１８０° ・・・・・・・・・・・・・・・・・ （８） 前記（８）式から分かるように、本実施の形態の群遅延
時間補償形ＢＰＦにおいて、（ｎ−１）番目の共振器と
（ｎ＋４）番目の共振器との間で、共振器（４０ａ）→
共振器（４０ｂ）→共振器（４０ｇ）→共振器（４０
ｈ）の経路により生じる結合電圧と、副結合回路により
生じる副結合電圧とは、逆相（位相差が−１８０°）と
なる。したがって、本実施の形態の群遅延時間補償形Ｂ
ＰＦでは、その減衰域において、共振器（４０ａ）→共
振器（４０ｂ）→共振器（４０ｇ）→共振器（４０ｈ）
を経由して減衰した結合電圧の振幅と、副結合回路を経
由して減衰した副結合電圧の振幅とが同じになる周波数
の位置に減衰ポールができるので、この減衰ポールによ
り通過帯域外の減衰特性を改善することができる。即
ち、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦでは、（ｎ
−２）番目の共振器と（ｎ＋３）番目の共振器との間
が、Ｓ字形の結合ループ６から成る副結合回路により同
相結合しており、このＳ字形のループ６から成る副結合
回路により、通過帯域外の減衰量が小さくなるが、（ｎ
−３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振器との間
を、Ｕ字形の結合ループ７から成る副結合回路で結合す
ることにより、通過帯域外で一対の減衰極を発生させる
ことができるので、通過帯域外の減衰特性を改善するこ
とができる。このように、本実施の形態の群遅延時間補
償形ＢＰＦにおいては、減衰極は二対以下に限定される
が、通過域における振幅特性および群遅延時間特性の偏
差を共に改善することができる。なお、Ｕ字型のループ
７は、通過帯域外の減衰特性を改善するために設けたも
のであり、本実施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにお
いて、通過帯域外の減衰量が、仕様条件を満足する場合
であれば、Ｕ字型のループ７を設けず、Ｓ字形のループ
（６，１６）から成る副結合回路のみ設けるようにして
もよい。

【００２３】図１４ないし図１７は、本実施の形態の群
遅延時間補償形ＢＰＦの一例の周波数特性を示すグラフ
である。この図１４ないし図１７に示すグラフは、本実
施の形態の群遅延時間補償形ＢＰＦにおいて、（ｎ−
３）番目の共振器と（ｎ＋４）番目の共振器との間を、
Ｕ字形の結合ループ７から成る副結合回路で副結合した
ＢＰＦである。図１４は、減衰特性を示すグラフであ
り、横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、
縦軸は減衰量（ｄＢ）でメモリ間隔は５ｄＢである。ま
た、群遅延時間補償形ＢＰＦの中心周波数は５５１ＭＨ
ｚであり、この図１４において、周波数が５４７．５４
４ＭＨｚ（図１４のａ点）のときの減衰量は、−２６．
６９２ｄＢであり、周波数が５５４．４５６ＭＨｚ（図
１４のｂ点）のときの減衰量は、−３０．４３１ｄＢで
ある。図１５は、図１４に示すグラフを拡大して示すグ
ラフであり、縦軸のメモリ間隔が１ｄＢである。この図
１５のグラフから分かるように、周波数が５４８ＭＨｚ
（図１５のａ点）から５５４ＭＨｚ（図１５のｂ点）の
間でその減衰量は２ｄＢ以内であり、図１４に示す群遅
延時間補償形ＢＰＦは、その通過帯域内の振幅偏差が少
なくなっている。

【００２４】図１６は、位相特性を示すグラフであり、
横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸
は角度でメモリ間隔は９０°である。この図１６におい
て、周波数が５４８ＭＨｚ（図１６のａ点）のときの位
相は、−４４．３６°であり、周波数が５５４ＭＨｚ
（図１６のｂ点）のときの位相は、−４９．７０４°で
ある。図１７は、群遅延時間特性を示すグラフであり、
横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２ＭＨｚ、縦軸
は遅延量（ｎｓ）でメモリ間隔は１００ｎｓである。こ
の図１７において、周波数が５４８ＭＨｚ（図１７のａ
点）のときの遅延量は、２８０．５２ｎｓであり、周波
数が５５４ＭＨｚ（図１７のｂ点）のときの遅延量は、
２７４．１１ｎｓである。この図１７のグラフから分か
るように、図１４に示す群遅延時間補償形ＢＰＦは、周
波数が５４８ＭＨｚから５５４ＭＨｚの間の遅延量は、
２７５ｎｓ以内であり、その通過帯域内の群遅延時間偏
差が少なくなっている。なお、本実施の形態の群遅延時
間補償形ＢＰＦにおいて、（ｎ−３）番目の共振器と
（ｎ＋４）番目の共振器との間の副結合回路としてＵ字
形の結合ループ７を使用しない場合には、前記図１４に
示す減衰特性において、通過帯域外の減衰量が減少する
が、その場合でも、通過帯域内の振幅偏差および群遅延
時間偏差を少なくすることができる。

【００２５】［実施の形態２］図１８は、磁気結合回路
で誘電体共振器が多段に縦続接続されて構成されるＢＰ
Ｆにおける誘電体共振器の磁気結合を説明するための図
であり、同図（ａ）は多段接続された誘電体共振器（図
１８では、隣接するＲｎ，Ｒｎ＋１の誘電体共振器のみ
を示す）の内部構造を示す図、同図（ｂ）は平面図、同
図（ｃ）は側面図である。一般に、この外部導体１の高
さ（ＨD ）は、ＨD ≒λｏ／４（λｏは、ＢＰＦの中心
周波数の波長）であり、また、この外部導体１の幅
（Ｗ）は、Ｗ＝λc ／２（λｃは、ＢＰＦのカットオフ
周波数の波長）である。したがって、誘電体共振器（Ｒ
ｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的損失
（ＬM ）は、下記（９）式で求めることができる。

【００２６】

【数９】 ＬM ＝（５４．６×ＬC ）／２Ｗ（ｄＢ） ・・・・・・・・ （９） ここで、ＬC は、誘電体共振器（Ｒｎ，Ｒｎ＋１）を構
成する誘電体共振素子間の間隔を示す。前記（９）式で
求められた磁気的損失（ＬM ）により、誘電体共振器
（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的結
合係数（Ｍm ）は、下記（１０）で求めることができ
る。

【００２７】

【数１０】 Ｍm ＝１０＊＊（ＬM ／２０） ・・・・・・・・・ （１０） ここで、負荷Ｑ（ＱL ）が高い場合には、ＬC ＞Ｗとな
り、ＢＰＦが大型化する場合がある。このような場合に
は、隣接する誘電体共振器（Ｒｎ，Ｒｎ＋１）の間に段
間磁界結合調整素子を介在させることにより、ＢＰＦを
小型化することができる。図１９は、本発明の実施の形
態２の群遅延時間補償形帯域通過フィルタの概略構成を
示す要部断面図であり、図１９は、前記図３と同一箇所
の要部断面図である。本実施の形態の群遅延時間補償形
ＢＰＦは、誘電体共振器（４０ａ〜４０ｈ）を適宜一定
間隔で配設し、隣接する誘電体共振器（４０ａ〜４０
ｈ）の間に段間磁界結合調整素子５１を介在させて、所
要の電気的特性を得るようにした帯域通過フィルタであ
る。

【００２８】図２０は、図１９に示す段間磁界結合調整
素子５１の一例を示す図である。この図２０に示す段間
磁界結合調整素子５１は、中心部に所定の間隔（図２０
の５４）を設けて配置される２枚の導体板（５２，５
３）で構成される。この２枚の導体板（５２，５３）の
短辺は、外部導体１の上壁および下壁に電気的および機
械的に接続され、また、２枚の導体板（５２，５３）の
一方の長辺は、隔壁２あるいは外部導体１の側壁に電気
的および機械的に接続される。この図２０に示す段間磁
界結合調整素子５１を設けた場合の、誘電体共振器（Ｒ
ｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的結合係
数（Ｍmi）は、下記（１１）で求めることができる。

【００２９】

【数１１】 Ｍmi＝Ｍm ×（Ｉw ／Ｗ） ・・・・・・・・・・・・・・ （１１） ここで、Ｉw は、前記所定の間隔（図２０の５４）幅で
ある。前記（１１）式から分かるように、図２０に示す
段間磁界結合調整素子５１を設けた場合には、誘電体共
振器（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気
的結合係数を、前記所定の間隔（図２０の５４）幅（Ｉ
w ）に応じて適宜調整することができる。図２１は、図
１９に示す段間磁界結合調整素子５１の他の例を示す図
である。この図２１に示す段間磁界結合調整素子５１
は、上部中心部に所定の穴（図２１の５６）を設けた１
枚の導体板５５で構成される。この１枚の導体板５５の
上辺および下辺は、外部導体１の上壁および下壁に電気
的および機械的に接続され、また、１枚の導体板５５の
側辺は、隔壁２あるいは外部導体１の側壁に電気的およ
び機械的に接続される。この図２１に示す段間磁界結合
調整素子５１を設けた場合の、誘電体共振器（Ｒｎ）と
誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁気的結合係数（Ｍ
mi）は、下記（１２）で求めることができる。

【００３０】

【数１２】 Ｍmi＝Ｍm ×（ＡW ／（Ｗ×ＨD ）） ・・・・・・・・・ （１２） ここで、Ａw は、前記所定の穴（図２１の５６）の面積
である。前記（１２）式から分かるように、図２１に示
す段間磁界結合調整素子５１を設けた場合には、誘電体
共振器（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）との間の磁
気的結合係数を、前記所定の穴（図２１の５６）の面積
（Ａw ）に応じて適宜調整することができる。図２２
は、図１９に示す段間磁界結合調整素子５１の他の例を
示す図である。この図２２に示す段間磁界結合調整素子
５１は、帯状の導体５７より成り、この導体５７は、外
部導体１の上壁および下壁に電気的および機械的に接続
される。この導体５７の大きさを適宜調整するか、ある
いは、隣接する誘電体共振器（Ｒｎ）と誘電体共振器
（Ｒｎ＋１）との間に配置する導体５７の数を適宜増減
することにより、磁気的結合係数を所要の値に調整する
ことができる。図２３は、図１９に示す段間磁界結合調
整素子５１の他の例を示す図である。この図２３に示す
段間磁界結合調整素子５１は、丸棒状、あるいは角棒状
の導体５８より成り、この導体５８は、外部導体１の上
壁および下壁に電気的および機械的に接続される。この
導体５８の大きさを適宜調整するか、あるいは、隣接す
る誘電体共振器（Ｒｎ）と誘電体共振器（Ｒｎ＋１）と
の間に配置する導体５８の数を適宜増減することによ
り、磁気的結合係数を所要の値に調整することができ
る。以上、本発明者によってなされた発明を、前記実施
の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記実
施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱し
ない範囲において種々変更可能であることは勿論であ
る。

【００３１】

【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。本発明によれば、誘電体共振器を使用
する帯域通過フィルタにおいて、通過帯域内の振幅偏
差、および群遅延時間偏差を少なくし、また、急峻な減
衰特性を得ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１の群遅延時間補償形帯域
通過フィルタの上面を示す上面図である。

【図２】本発明の実施の形態１の群遅延時間補償形帯域
通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。

【図３】本発明の実施の形態１の群遅延時間補償形帯域
通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。

【図４】本発明の実施の形態１の群遅延時間補償形帯域
通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。

【図５】ＴＭ01デルタ モード誘電体共振器を説明する
ための図である。

【図６】図３０ないし図３３に示す従来の容量装荷形共
振器を用いた楕円関数形の帯域通過フィルタの等化回路
を示す回路図である。

【図７】図６に示す等化回路の変換等化回路である。

【図８】図３０ないし図３３に示す帯域通過フィルタに
おける、通過帯域内の振幅偏差特性、群遅延時間偏差特
性を示すグラフである。

【図９】本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過フ
ィルタの等化回路を示す回路図である。

【図１０】図９に示す等化回路の変換等化回路である。

【図１１】本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過
フィルタにおいて、Ｓ字形の結合ループから成る副結合
回路による群遅延時間の補償量が最適の大きさより小さ
いときの通過帯域内の群遅延時間偏差特性を示すグラフ
である。

【図１２】本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過
フィルタにおいて、Ｓ字形の結合ループから成る副結合
回路による群遅延時間の補償量が最適の大きさのときの
通過帯域内の群遅延時間偏差特性を示すグラフである。

【図１３】本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過
フィルタにおいて、Ｓ字形の結合ループから成る副結合
回路による群遅延時間の補償量が最適の大きさより大き
いときの通過帯域内の群遅延時間偏差特性を示すグラフ
である。

【図１４】本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過
フィルタの一例の減衰特性を示すグラフである。

【図１５】図１４のグラフを拡大して示すグラフであ
る。

【図１６】本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過
フィルタの一例の位相特性を示すグラフである。

【図１７】本実施の形態１の群遅延時間補償形帯域通過
フィルタの一例の群遅延時間特性を示すグラフである。

【図１８】磁気結合回路で誘電体共振器が多段に縦続接
続されて構成されるＢＰＦにおける誘電体共振器の磁気
結合を説明するための図である。

【図１９】本発明の実施の形態２の群遅延時間補償形帯
域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。

【図２０】図１９に示す段間磁界結合調整素子の一例を
示す図である。

【図２１】図１９に示す段間磁界結合調整素子の他の例
を示す図である。

【図２２】図１９に示す段間磁界結合調整素子の他の例
を示す図である。

【図２３】図１９に示す段間磁界結合調整素子の他の例
を示す図である。

【図２４】従来の同軸共振器を用いた楕円関数形の帯域
通過フィルタの上面を示す平面図である。

【図２５】図２４に示す帯域通過フィルタの概略構成を
示す要部断面図である。

【図２６】図２４に示す帯域通過フィルタの概略構成を
示す要部断面図である。

【図２７】図２４に示す帯域通過フィルタの概略構成を
示す要部断面図である。

【図２８】従来のヘリカル共振器を用いた楕円関数形の
帯域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。

【図２９】図２８に示すヘリカル共振器の一つを示す側
面図である。

【図３０】従来の容量装荷形共振器を用いた楕円関数形
の帯域通過フィルタの上面を示す上面図である。

【図３１】図３０に示す帯域通過フィルタの概略構成を
示す要部断面図である。

【図３２】図３０に示す帯域通過フィルタの概略構成を
示す要部断面図である。

【図３３】図３０に示す帯域通過フィルタの概略構成を
示す要部断面図である。

【符号の説明】 １…外部導体、２…隔壁、３ａ〜３ｈ…下端側固定電
極、４ａ〜４ｈ，３５ａ〜３５ｈ…可動電極、５，５
ａ，５ｂ，１５…副結合回路を構成する容量素子、６，
１６…副結合回路を構成するＳ字形のループ素子、７…
副結合回路を構成するＵ字形のループ素子、８，８ａ，
８ｂ…入力（または出力）結合ループ、９ａ〜９ｈ，３
７ａ〜３７ｈ…ロックナット、１１ａ…入力（または出
力）端子、１１ｂ…出力（または入力）端子、１３ａ〜
１３ｈ…固定誘電体よりなる下端側円筒体、１７…副結
合回路を構成するループ素子、２０ａ〜２０ｈ…同軸共
振器、２１ａ〜２１ｈ，３６ａ〜３６ｈ…駆動螺子、２
２ａ〜２２ｈ…共振周波数の調整素子、２３ａ〜２３ｈ
…内部導体、３０ａ〜３０ｈ…ヘリカル共振器、３１ａ
〜３１ｈ…ヘリカル共振素子、３２ａ〜３２ｈ…容量形
成電極、３３ａ〜３３ｈ，３４ａ〜３４ｈ…絶縁碍子、
４０ａ〜４０ｈ，Ｒ，Ｒｎ，Ｒｎ＋１…ＴＭ01デルタ
モード誘電体共振器、４１ａ〜４１ｈ，ＲＳ…誘電体共
振素子、５１…段間磁界結合調整素子、５２，５３，５
５…導体板、５４…間隔、５５…孔、５７，５８…導
体。

【手続補正２】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図７

【補正方法】変更

【補正内容】

【図７】

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 １番目からＮ（Ｎ≧６）番目までの誘電
   体共振器をコの字状に従続接続し、各誘電体共振器間を
   磁気結合回路で主結合してなる遅延時間補償形帯域通過
   フィルタにおいて、 コの字状の折り返し点に位置する２つの誘電体共振器
   を、それぞれｎ（ｎ＜Ｎ）番目、（ｎ＋１）番目の誘電
   体共振器とするとき、（ｎ−１）番目の誘電体共振器と
   （ｎ＋２）番目の誘電体共振器との間、および（ｎ−
   ２）番目の誘電体共振器と（ｎ＋３）番目の誘電体共振
   器との間をＳ字形の結合ループにより副結合したことを
   特徴とする遅延時間補償形帯域通過フィルタ。
2. 【請求項２】 前記各誘電体共振器間に、段間磁界結合
   調整素子を設けたことを特徴とする請求項１に記載の遅
   延時間補償形帯域通過フィルタ。
3. 【請求項３】 前記段間磁界結合調整素子は、所定の間
   隔を設けて配置される２枚の導電板で構成されることを
   特徴とする請求項２に記載の遅延時間補償形帯域通過フ
   ィルタ。
4. 【請求項４】 前記段間磁界結合調整素子は、所定の大
   きさの穴が設けられた１枚の導電板で構成されることを
   特徴とする請求項２に記載の遅延時間補償形帯域通過フ
   ィルタ。