JPH0993999A - サーボモータの電流制御方法 - Google Patents
サーボモータの電流制御方法Info
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- JPH0993999A JPH0993999A JP7268010A JP26801095A JPH0993999A JP H0993999 A JPH0993999 A JP H0993999A JP 7268010 A JP7268010 A JP 7268010A JP 26801095 A JP26801095 A JP 26801095A JP H0993999 A JPH0993999 A JP H0993999A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＤＱ変換によるサーボモータの電流制御にお
いて、加速トルクの増大化と電圧指令の飽和時における
減速電流制御の安定化を両立させる。 【解決手段】 サーボモータのＤＱ変換において電流制
御において、電圧指令飽和時において（ステップＳ１）
Ｄ相の電流制御ループの積算器の書換えを行う飽和処理
（ステップＳ２）を減速時にのみ行う処理、あるいは、
電圧指令飽和時（ステップＳ１）において加速時（ステ
ップＳ３）にＱ相の電流制御ループの積算器のみの書換
えを行う飽和処理（ステップＳ２）を行う処理によっ
て、加速トルクを増大させ、また、電圧指令の飽和時に
おける減速電流制御の安定化を行う。
いて、加速トルクの増大化と電圧指令の飽和時における
減速電流制御の安定化を両立させる。 【解決手段】 サーボモータのＤＱ変換において電流制
御において、電圧指令飽和時において（ステップＳ１）
Ｄ相の電流制御ループの積算器の書換えを行う飽和処理
（ステップＳ２）を減速時にのみ行う処理、あるいは、
電圧指令飽和時（ステップＳ１）において加速時（ステ
ップＳ３）にＱ相の電流制御ループの積算器のみの書換
えを行う飽和処理（ステップＳ２）を行う処理によっ
て、加速トルクを増大させ、また、電圧指令の飽和時に
おける減速電流制御の安定化を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、工作機械や産業用
機械等の機械装置やロボットの駆動源として使用される
ＡＣサーボモータの電流制御方法に関する。
機械等の機械装置やロボットの駆動源として使用される
ＡＣサーボモータの電流制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１０は、従来から行われているＡＣサ
ーボモータの制御系のブロック線図である。位置指令か
らエンコーダ等で検出される位置フィードバック値を減
じて位置偏差を求め、該位置偏差にポジションゲインを
乗じて位置ループ制御を行って速度指令を求め、この速
度指令から速度フィードバック値を減じて速度偏差を求
め、比例・積分制御等の速度ループ処理を行いトルク指
令（電流指令）を求める。さらに、このトルク指令から
電流フィードバック値を減じて電流ループ処理を行い各
相の電圧指令を求めてＰＷＭ制御等を行いＡＣサーボモ
ータＭを制御している。
ーボモータの制御系のブロック線図である。位置指令か
らエンコーダ等で検出される位置フィードバック値を減
じて位置偏差を求め、該位置偏差にポジションゲインを
乗じて位置ループ制御を行って速度指令を求め、この速
度指令から速度フィードバック値を減じて速度偏差を求
め、比例・積分制御等の速度ループ処理を行いトルク指
令（電流指令）を求める。さらに、このトルク指令から
電流フィードバック値を減じて電流ループ処理を行い各
相の電圧指令を求めてＰＷＭ制御等を行いＡＣサーボモ
ータＭを制御している。
【０００３】このような制御系において、電流ループと
して、３相ＡＣサーボモータの場合では３相電流を別々
に制御する交流電流制御方式が知られている。このよう
な電流制御方式では、速度ループ処理で求められたトル
ク指令（電流指令）にエンコーダ等で検出されたサーボ
モータのロータ位置θよりＵ，Ｖ，Ｗ相に対して電気角
でそれぞれ２π／３ずれた正弦波を乗じて各相の電流指
令を求め、該電流指令から各電流検出器で検出さる各相
の実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを減じて電流偏差を求め、各
相電流制御器Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗで比例積分（ＰＩ）制御
等を行って各相指令電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを電力増幅器
に出力する。電力増幅器では、インバータ等でＰＷＭ制
御を行って各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをサーボモータ
Ｍに流して駆動を行う。これによって、位置，速度ルー
プの最も内側のマイナーループに電流ループを形成し、
この電流ループによりＡＣサーボモータの各相に流す電
流の制御を行う。
して、３相ＡＣサーボモータの場合では３相電流を別々
に制御する交流電流制御方式が知られている。このよう
な電流制御方式では、速度ループ処理で求められたトル
ク指令（電流指令）にエンコーダ等で検出されたサーボ
モータのロータ位置θよりＵ，Ｖ，Ｗ相に対して電気角
でそれぞれ２π／３ずれた正弦波を乗じて各相の電流指
令を求め、該電流指令から各電流検出器で検出さる各相
の実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを減じて電流偏差を求め、各
相電流制御器Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗで比例積分（ＰＩ）制御
等を行って各相指令電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを電力増幅器
に出力する。電力増幅器では、インバータ等でＰＷＭ制
御を行って各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをサーボモータ
Ｍに流して駆動を行う。これによって、位置，速度ルー
プの最も内側のマイナーループに電流ループを形成し、
この電流ループによりＡＣサーボモータの各相に流す電
流の制御を行う。
【０００４】上記３相電流を別々に制御する方式の場合
には、モータの回転速度が上昇すると電流指令の周波数
も上昇し、電流位相が徐々に遅れるため電流の無効成分
が多くなり、トルクを効率よく発生することができなく
なるという欠点があり、また、制御量として交流を扱っ
ているため、定速度回転かつ定負荷時における定常状態
においてさえも、指令に対する位相の遅れや振幅の減衰
等の偏差が存在し、直流モータと同程度のトルク制御を
実現することが困難である。この欠点を改善する方式と
して、３相電流をＤＱ変換してＤ相，Ｑ相の２相の直流
座標系に変換した後にそれぞれの相を直流成分で制御す
るＤＱ制御方式が知られている。
には、モータの回転速度が上昇すると電流指令の周波数
も上昇し、電流位相が徐々に遅れるため電流の無効成分
が多くなり、トルクを効率よく発生することができなく
なるという欠点があり、また、制御量として交流を扱っ
ているため、定速度回転かつ定負荷時における定常状態
においてさえも、指令に対する位相の遅れや振幅の減衰
等の偏差が存在し、直流モータと同程度のトルク制御を
実現することが困難である。この欠点を改善する方式と
して、３相電流をＤＱ変換してＤ相，Ｑ相の２相の直流
座標系に変換した後にそれぞれの相を直流成分で制御す
るＤＱ制御方式が知られている。
【０００５】図１１はＡＣサーボモータをＤＱ変換によ
り制御するブロック線図である。Ｄ相の電流指令を
「０」とし、Ｑ相の電流指令を速度ループが出力される
トルク指令とする。そして、３相電流から２相電流へ変
換する変換器９において、モータの各ｕ，ｖ，ｗ相の実
電流およびロータ位置検出器で検出されたロータの位相
を用いてＤ相，Ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求め、この電流
を各相指令値から減じてＤ相，Ｑ相の電流偏差を求め
る。電流制御器５ｄ，５ｑにおいて、この電流偏差を比
例・積分制御してＤ相指令電圧ＶｄおよびＱ相指令電圧
Ｖｑを求める。２相電圧から３相電圧に変換する手段８
は、この２相の指令電圧Ｖｄ，Ｖｑからｕ，ｖ，ｗ相の
指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め、電力増幅器６に出力
してインバータ等でサーボモータの各相に対して電流Ｉ
ｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流してサーボモータの制御を行う。一
般に、ＤＱ変換は以下の式によって表すことができる。
り制御するブロック線図である。Ｄ相の電流指令を
「０」とし、Ｑ相の電流指令を速度ループが出力される
トルク指令とする。そして、３相電流から２相電流へ変
換する変換器９において、モータの各ｕ，ｖ，ｗ相の実
電流およびロータ位置検出器で検出されたロータの位相
を用いてＤ相，Ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求め、この電流
を各相指令値から減じてＤ相，Ｑ相の電流偏差を求め
る。電流制御器５ｄ，５ｑにおいて、この電流偏差を比
例・積分制御してＤ相指令電圧ＶｄおよびＱ相指令電圧
Ｖｑを求める。２相電圧から３相電圧に変換する手段８
は、この２相の指令電圧Ｖｄ，Ｖｑからｕ，ｖ，ｗ相の
指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め、電力増幅器６に出力
してインバータ等でサーボモータの各相に対して電流Ｉ
ｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流してサーボモータの制御を行う。一
般に、ＤＱ変換は以下の式によって表すことができる。
【０００６】
【数１】 ＤＱ変換による直流制御方式を採用することによって、
電流ループゲインを必要以上に高く設定することなく定
常偏差を逓減することができるが、実際に直流制御方式
を実現する場合には、高速回転において急加速を行う場
合、大きなトルクを必要とするため、電流指令が電力増
幅器の制限を超える場合があり、このときいわゆる電圧
飽和が発生し、電流制御が困難となる。
電流ループゲインを必要以上に高く設定することなく定
常偏差を逓減することができるが、実際に直流制御方式
を実現する場合には、高速回転において急加速を行う場
合、大きなトルクを必要とするため、電流指令が電力増
幅器の制限を超える場合があり、このときいわゆる電圧
飽和が発生し、電流制御が困難となる。
【０００７】このような場合、電流ループの積算器の値
は増大する。この積算器の値が過大となると、電流指令
が小さくなった後においても、しばらくの間最大電圧指
令を出力し続け、電圧指令飽和後の電流ループの挙動が
不安定となる。
は増大する。この積算器の値が過大となると、電流指令
が小さくなった後においても、しばらくの間最大電圧指
令を出力し続け、電圧指令飽和後の電流ループの挙動が
不安定となる。
【０００８】そこで、従来以下のような飽和処理を行っ
ている。図１２はＤＱ変換される従来のＡＣサーボモー
タを説明するためのブロック線図であり、図１３は飽和
処理を説明するための電圧関係図である。
ている。図１２はＤＱ変換される従来のＡＣサーボモー
タを説明するためのブロック線図であり、図１３は飽和
処理を説明するための電圧関係図である。
【０００９】図１２において、Ｄ相コントローラおよび
Ｑ相コントローラは、積分項１１，１２（Ｋ１は積分ゲ
イン）と比例項１３，１４（Ｋ２は比例ゲイン）を備え
る制御系であり、モータ側は抵抗分Ｒとインダクタンス
分Ｌとを備える。また、各Ｄ相，Ｑ相は、互いに他の相
からの干渉項１５，１６を備える。ここで、飽和処理
は、電圧指令のクランプおよび積算器の値ｓの書換えに
より行う。
Ｑ相コントローラは、積分項１１，１２（Ｋ１は積分ゲ
イン）と比例項１３，１４（Ｋ２は比例ゲイン）を備え
る制御系であり、モータ側は抵抗分Ｒとインダクタンス
分Ｌとを備える。また、各Ｄ相，Ｑ相は、互いに他の相
からの干渉項１５，１６を備える。ここで、飽和処理
は、電圧指令のクランプおよび積算器の値ｓの書換えに
より行う。
【００１０】図１３において、電圧指令ＶｃのＤ相の電
圧をＶｄとし、Ｑ相の電圧をＶｑとし、電力増幅器が出
力することができる制限電圧をＤＣリンク電圧Ｖdcとす
ると、飽和処理は以下の処理により行われる。 （１）Ｖｄ2 ＋Ｖｑ2 ＜Ｖdc2 （電圧指令Ｖｃの電圧ベ
クトルはＤＣリンク電圧の円内）のときには、電圧指令
Ｖｃをそのまま出力する。 （２）Ｖｄ2 ＋Ｖｑ2 ＞Ｖdc2 （電圧指令Ｖｃの電圧ベ
クトルはＤＣリンク電圧の円外）のときには、電圧指令
ＶｃのＤ相電圧ＶｄおよびＱ相電圧Ｖｑをそれぞれ Ｖｄ＝Ｖdc・Ｖｄ／（Ｖｄ2 ＋Ｖｑ2 ）1/2 …（２） Ｖｑ＝Ｖdc・Ｖｑ／（Ｖｄ2 ＋Ｖｑ2 ）1/2 …（３） の値にクランプする。
圧をＶｄとし、Ｑ相の電圧をＶｑとし、電力増幅器が出
力することができる制限電圧をＤＣリンク電圧Ｖdcとす
ると、飽和処理は以下の処理により行われる。 （１）Ｖｄ2 ＋Ｖｑ2 ＜Ｖdc2 （電圧指令Ｖｃの電圧ベ
クトルはＤＣリンク電圧の円内）のときには、電圧指令
Ｖｃをそのまま出力する。 （２）Ｖｄ2 ＋Ｖｑ2 ＞Ｖdc2 （電圧指令Ｖｃの電圧ベ
クトルはＤＣリンク電圧の円外）のときには、電圧指令
ＶｃのＤ相電圧ＶｄおよびＱ相電圧Ｖｑをそれぞれ Ｖｄ＝Ｖdc・Ｖｄ／（Ｖｄ2 ＋Ｖｑ2 ）1/2 …（２） Ｖｑ＝Ｖdc・Ｖｑ／（Ｖｄ2 ＋Ｖｑ2 ）1/2 …（３） の値にクランプする。
【００１１】そして、積算器の出力が前記クランプされ
たＤ相電圧ＶｄおよびＱ相電圧Ｖｑとなるように、積算
器を書換える処理を行う。電流ループの積算ゲインをｋ
１、比例ゲインをｋ２、トルク指令をＩ、フィードバッ
ク電流をＩfb、積算器をｓとすると、 電圧指令Ｖｃ＝ｋ１・（Ｉ−Ｉfb）／ｓ−ｋ２・Ｉfb …（４） の関係から、前記クランプによって設定される最大電圧
指令Ｖｃmax は以下の式で表される。 最大電圧指令Ｖｃmax ＝ｋ１・（Ｉ−Ｉfb）／ｓ＊−ｋ２・Ｉfb…（５） ここで、積算器ｓ＊は最大電圧指令Ｖｃmax が得られる
ような積算器であり、 １／ｓ＊＝（Ｖｃmax ＋ｋ２・Ｉfb）／ｋ１ …（６） により表される。したがって、積算器の値を書換える飽
和処理によって、積算器の出力はクランプされたＤ相電
圧ＶｄおよびＱ相電圧Ｖｑを出力し、電圧出力Ｖｃを常
にＤＣリンク電圧Ｖdc内に制限する。
たＤ相電圧ＶｄおよびＱ相電圧Ｖｑとなるように、積算
器を書換える処理を行う。電流ループの積算ゲインをｋ
１、比例ゲインをｋ２、トルク指令をＩ、フィードバッ
ク電流をＩfb、積算器をｓとすると、 電圧指令Ｖｃ＝ｋ１・（Ｉ−Ｉfb）／ｓ−ｋ２・Ｉfb …（４） の関係から、前記クランプによって設定される最大電圧
指令Ｖｃmax は以下の式で表される。 最大電圧指令Ｖｃmax ＝ｋ１・（Ｉ−Ｉfb）／ｓ＊−ｋ２・Ｉfb…（５） ここで、積算器ｓ＊は最大電圧指令Ｖｃmax が得られる
ような積算器であり、 １／ｓ＊＝（Ｖｃmax ＋ｋ２・Ｉfb）／ｋ１ …（６） により表される。したがって、積算器の値を書換える飽
和処理によって、積算器の出力はクランプされたＤ相電
圧ＶｄおよびＱ相電圧Ｖｑを出力し、電圧出力Ｖｃを常
にＤＣリンク電圧Ｖdc内に制限する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、電圧指
令の飽和時においてＤ相、Ｑ相の両方に飽和処理を行う
従来の電流制御方法では、加速時の飽和処理において加
速特性が低下するという問題点がある。
令の飽和時においてＤ相、Ｑ相の両方に飽和処理を行う
従来の電流制御方法では、加速時の飽和処理において加
速特性が低下するという問題点がある。
【００１３】ＤＱ変換を利用する電流制御においては、
磁束の方向と同じ向きのＤ相電流を「０」とし、Ｄ相電
流Ｉｄと直交するＱ相電流Ｉｑをトルク指令に追従させ
るよう制御するため、Ｉｄ＝０，Ｉｑ＞であり、正方向
に回転しかつ加速時であるためロータの角速度ωは正で
ある。したがって、Ｄ相電圧とＱ相電圧をベクトル図で
表すと図１４となる。このＤ相電圧ＶｄとＱ相電圧Ｖｑ
の合成ベクトル電圧Ｖｃが電圧リミット値Ｖｌｉｍｉｔ
を超えた場合に、この合成ベクトルＶｃの位相を変えず
に、大きさをＶｌｉｍｉｔとした電圧Ｖｃ’に変換し
て、指令電圧のクランプを行なうと、この関係は以下の
式によって表すことができる。 Ｖｄ＝Ｖｌｉｍｉｔ・ｓｉｎθ …（７） Ｖｑ＝Ｖｌｉｍｉｔ・ｃｏｓθ …（８） なお、位相θはｔａｎθ＝Ｖｄ／Ｖｑの関係にある。合
成電圧Ｖｃが電圧リミット値Ｖｌｉｍｉｔを超えていな
い場合のＤ相電圧及びＱ相電圧と電流（ただしＩｄ＝
０）の関係は図１５で表される。ＤＱ変換による電流制
御系において、無効電流を流すＤ相電流指令は通常０と
し、Ｑ相電流指令によって電流制御を行うが、前記ＤＱ
変換の式（１）で示されるように、モータ内の電圧干渉
によってＤ相側にも電流が流れる。ここで、Ｄ相電圧及
びＱ相電圧が上昇して合成電圧Ｖｃが電圧リミット値Ｖ
ｌｉｍｉｔを超えてクランプされると、Ｑ相電流Ｉｑに
よってＤ相電圧Ｖｄ側に（−ωＬ・Ｉｑ）の負電圧が発
生する。しかしながら、飽和処理によってＤ相電圧Ｖｄ
はクランプされているために（−ωＬ・Ｉｑ）に達する
ことができず、図１６（ａ）に示すように正のＤ相電流
Ｉｄが流れる。この正のＤ相電流Ｉｄは、図１６（ｂ）
に示すＱ相電圧Ｖｑに（ωＬ・Ｉｄ）を付加して Ｖｑ＝ωΦ＋Ｚ・Ｉｑ＋ωＬ・Ｉｄ …（９） とし、Ｑ相電圧Ｖｑを増加させる。
磁束の方向と同じ向きのＤ相電流を「０」とし、Ｄ相電
流Ｉｄと直交するＱ相電流Ｉｑをトルク指令に追従させ
るよう制御するため、Ｉｄ＝０，Ｉｑ＞であり、正方向
に回転しかつ加速時であるためロータの角速度ωは正で
ある。したがって、Ｄ相電圧とＱ相電圧をベクトル図で
表すと図１４となる。このＤ相電圧ＶｄとＱ相電圧Ｖｑ
の合成ベクトル電圧Ｖｃが電圧リミット値Ｖｌｉｍｉｔ
を超えた場合に、この合成ベクトルＶｃの位相を変えず
に、大きさをＶｌｉｍｉｔとした電圧Ｖｃ’に変換し
て、指令電圧のクランプを行なうと、この関係は以下の
式によって表すことができる。 Ｖｄ＝Ｖｌｉｍｉｔ・ｓｉｎθ …（７） Ｖｑ＝Ｖｌｉｍｉｔ・ｃｏｓθ …（８） なお、位相θはｔａｎθ＝Ｖｄ／Ｖｑの関係にある。合
成電圧Ｖｃが電圧リミット値Ｖｌｉｍｉｔを超えていな
い場合のＤ相電圧及びＱ相電圧と電流（ただしＩｄ＝
０）の関係は図１５で表される。ＤＱ変換による電流制
御系において、無効電流を流すＤ相電流指令は通常０と
し、Ｑ相電流指令によって電流制御を行うが、前記ＤＱ
変換の式（１）で示されるように、モータ内の電圧干渉
によってＤ相側にも電流が流れる。ここで、Ｄ相電圧及
びＱ相電圧が上昇して合成電圧Ｖｃが電圧リミット値Ｖ
ｌｉｍｉｔを超えてクランプされると、Ｑ相電流Ｉｑに
よってＤ相電圧Ｖｄ側に（−ωＬ・Ｉｑ）の負電圧が発
生する。しかしながら、飽和処理によってＤ相電圧Ｖｄ
はクランプされているために（−ωＬ・Ｉｑ）に達する
ことができず、図１６（ａ）に示すように正のＤ相電流
Ｉｄが流れる。この正のＤ相電流Ｉｄは、図１６（ｂ）
に示すＱ相電圧Ｖｑに（ωＬ・Ｉｄ）を付加して Ｖｑ＝ωΦ＋Ｚ・Ｉｑ＋ωＬ・Ｉｄ …（９） とし、Ｑ相電圧Ｖｑを増加させる。
【００１４】このことは、電圧飽和によって電圧のクラ
ンプを行うと、Ｑ相電流Ｉｄの増加に従ってＤ相電圧Ｖ
ｄは減少し、Ｑ相電圧Ｖｑが増加することを示し、図１
４の破線で示す合成ベクトル電圧Ｖｃ”の方向に位相θ
が減少することになる。Ｄ相電流Ｉｄが増加し位相θが
遅れると発生トルクが減少することになる。つまり、Ｑ
相電圧がＤＣリンク電圧にクランプされる場合には、Ｑ
相電流Ｉｄの増加によってＱ相電流を増加させるための
電圧を充分得ることが困難となり、サーボモータの加速
特性を低下させることになる。
ンプを行うと、Ｑ相電流Ｉｄの増加に従ってＤ相電圧Ｖ
ｄは減少し、Ｑ相電圧Ｖｑが増加することを示し、図１
４の破線で示す合成ベクトル電圧Ｖｃ”の方向に位相θ
が減少することになる。Ｄ相電流Ｉｄが増加し位相θが
遅れると発生トルクが減少することになる。つまり、Ｑ
相電圧がＤＣリンク電圧にクランプされる場合には、Ｑ
相電流Ｉｄの増加によってＱ相電流を増加させるための
電圧を充分得ることが困難となり、サーボモータの加速
特性を低下させることになる。
【００１５】また、図１７のＤ相，Ｑ相の電圧を説明す
る図において、ＤＱ変換を使用した電流制御系では、加
速時にＤ相のプラス方向に電流が流れると符号Ａに示す
ようにベクトル電圧はＤＣリンク電圧の内側に移動する
方向となって電圧飽和が緩和され、Ｄ相のマイナス方向
に電流が流れると符号Ｂに示すようにベクトル電圧はＤ
Ｃリンク電圧の外側に移動する方向となって電圧飽和が
助長される。前記式（１）に示すように、加速時には電
圧干渉によって通常Ｄ相のマイナス方向に電流が流れる
ため、電圧飽和が助長されることになる。
る図において、ＤＱ変換を使用した電流制御系では、加
速時にＤ相のプラス方向に電流が流れると符号Ａに示す
ようにベクトル電圧はＤＣリンク電圧の内側に移動する
方向となって電圧飽和が緩和され、Ｄ相のマイナス方向
に電流が流れると符号Ｂに示すようにベクトル電圧はＤ
Ｃリンク電圧の外側に移動する方向となって電圧飽和が
助長される。前記式（１）に示すように、加速時には電
圧干渉によって通常Ｄ相のマイナス方向に電流が流れる
ため、電圧飽和が助長されることになる。
【００１６】そこで、本発明は前記した従来の問題点を
解決して、ＤＱ変換によるサーボモータの電流制御にお
いて、加速トルクの増大化と電圧指令の飽和時における
減速電流制御の安定化を両立させることを目的とする。
解決して、ＤＱ変換によるサーボモータの電流制御にお
いて、加速トルクの増大化と電圧指令の飽和時における
減速電流制御の安定化を両立させることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明は、サーボモータ
のＤＱ変換において電流制御において、電圧指令飽和時
においてＤ相の電流制御ループの積算器の書換えを行う
飽和処理を減速時にのみ行う処理、あるいは、常時Ｑ相
について飽和処理を行い、特に加速中の電圧指令飽和時
にはＱ相の電流制御ループの積算器のみの書換えを行う
飽和処理を行う処理によって、加速トルクを増大させ、
また、電圧指令の飽和時における減速電流制御の安定化
を行う。
のＤＱ変換において電流制御において、電圧指令飽和時
においてＤ相の電流制御ループの積算器の書換えを行う
飽和処理を減速時にのみ行う処理、あるいは、常時Ｑ相
について飽和処理を行い、特に加速中の電圧指令飽和時
にはＱ相の電流制御ループの積算器のみの書換えを行う
飽和処理を行う処理によって、加速トルクを増大させ、
また、電圧指令の飽和時における減速電流制御の安定化
を行う。
【００１８】高速回転中においてサーボモータに急加速
等を行わせるには大きなトルクが必要となるが、このよ
うなときにＤ相およびＱ相の電圧指令のベクトル和が電
力増幅器の電圧リミット値を超えた電圧飽和の状態とな
ると、電力増幅器の出力はクランプされた電圧指令に制
限され、サーボモータの電流制御ができなくなる。
等を行わせるには大きなトルクが必要となるが、このよ
うなときにＤ相およびＱ相の電圧指令のベクトル和が電
力増幅器の電圧リミット値を超えた電圧飽和の状態とな
ると、電力増幅器の出力はクランプされた電圧指令に制
限され、サーボモータの電流制御ができなくなる。
【００１９】そこで、加速時においては、Ｄ相には飽和
処理を行わず、Ｑ相にのみ飽和処理を行って、Ｑ相の電
流制御ループの積算器のみの書換えを行う処理を施す。
この処理において、Ｑ相に対する飽和処理は、電流ルー
プの積算器の増大を制限し、電流指令が減少したときに
最大電圧指令が出力し続けるといった現象を防止して、
電圧指令飽和後の電流ループの減速電流制御を安定なも
のとする。また、Ｄ相に対して飽和処理を行わないこと
によって、Ｄ相電圧を制限せずに優先的に出力して、電
圧干渉によって生じるＤ相電流を零に制御し、Ｑ相電流
を増大させることによって加速トルクを増大させる。
処理を行わず、Ｑ相にのみ飽和処理を行って、Ｑ相の電
流制御ループの積算器のみの書換えを行う処理を施す。
この処理において、Ｑ相に対する飽和処理は、電流ルー
プの積算器の増大を制限し、電流指令が減少したときに
最大電圧指令が出力し続けるといった現象を防止して、
電圧指令飽和後の電流ループの減速電流制御を安定なも
のとする。また、Ｄ相に対して飽和処理を行わないこと
によって、Ｄ相電圧を制限せずに優先的に出力して、電
圧干渉によって生じるＤ相電流を零に制御し、Ｑ相電流
を増大させることによって加速トルクを増大させる。
【００２０】また、減速時には、Ｄ相およびＱ相に対し
て飽和処理を行って、Ｄ相，Ｑ相の電流制御ループの積
算器の書換えを行う。これによって、電流ループの積算
器の増大を制限し、電流指令が減少したときに最大電圧
指令が出力し続けるといった現象を防止して、電圧指令
飽和後の電流ループの減速電流制御を安定なものとす
る。なお、電圧干渉によって生じるＤ相電流は、Ｑ相電
流を減少させる方向に働くため、Ｄ相電圧によるＤ相電
流の制御を行う必要はなく、Ｄ相についても飽和処理を
行う。
て飽和処理を行って、Ｄ相，Ｑ相の電流制御ループの積
算器の書換えを行う。これによって、電流ループの積算
器の増大を制限し、電流指令が減少したときに最大電圧
指令が出力し続けるといった現象を防止して、電圧指令
飽和後の電流ループの減速電流制御を安定なものとす
る。なお、電圧干渉によって生じるＤ相電流は、Ｑ相電
流を減少させる方向に働くため、Ｄ相電圧によるＤ相電
流の制御を行う必要はなく、Ｄ相についても飽和処理を
行う。
【００２１】図１は、本発明のサーボモータの電流制御
方法の概略を説明するためのフローチャートである。図
１において、電圧指令が飽和しているか否かを判定し
て、未飽和の場合には、飽和処理を行うことなく電流ル
ープの処理を行う（ステップＴ１）。そして、飽和して
いる場合には、クランプされた電圧指令に基づいて積算
器の書換えを行う飽和処理を、Ｑ相に対して行う（ステ
ップＴ２）。
方法の概略を説明するためのフローチャートである。図
１において、電圧指令が飽和しているか否かを判定し
て、未飽和の場合には、飽和処理を行うことなく電流ル
ープの処理を行う（ステップＴ１）。そして、飽和して
いる場合には、クランプされた電圧指令に基づいて積算
器の書換えを行う飽和処理を、Ｑ相に対して行う（ステ
ップＴ２）。
【００２２】ここで、サーボモータを加速制御する場合
には、Ｑ相のみ飽和処理を施した後に電流ループ処理を
行い（ステップＴ３）、サーボモータの制御が加速でな
い場合には、Ｑ相の飽和処理に加えてＤ相についても飽
和処理を施した後に電流ループ処理を行う（ステップＴ
４）。
には、Ｑ相のみ飽和処理を施した後に電流ループ処理を
行い（ステップＴ３）、サーボモータの制御が加速でな
い場合には、Ｑ相の飽和処理に加えてＤ相についても飽
和処理を施した後に電流ループ処理を行う（ステップＴ
４）。
【００２３】これによって、加速トルクの増大化と電圧
指令の飽和時における減速電流制御の安定化という二つ
の効果を同時に達成することができる。
指令の飽和時における減速電流制御の安定化という二つ
の効果を同時に達成することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図を
参照しながら詳細に説明する。図２は本発明の実施の形
態を説明するためのブロック線図であり、図３，４，５
は本発明の実施の形態によるＤ相およびＱ相の電圧状態
を説明する図である。
参照しながら詳細に説明する。図２は本発明の実施の形
態を説明するためのブロック線図であり、図３，４，５
は本発明の実施の形態によるＤ相およびＱ相の電圧状態
を説明する図である。
【００２５】図２のブロック線図において、Ｄ相コント
ローラおよびＱ相コントローラは、積分項１１，１２
（Ｋ１は積分ゲイン）と比例項１３，１４（Ｋ２は比例
ゲイン）を備える制御系であり、モータ側は抵抗分Ｒと
インダクタンス分Ｌとを備えている。また、各Ｄ相，Ｑ
相は、互いに他の相からの干渉項１５，１６を備える。
この構成は、前記図１２で示した従来のブロック線図と
共通している。
ローラおよびＱ相コントローラは、積分項１１，１２
（Ｋ１は積分ゲイン）と比例項１３，１４（Ｋ２は比例
ゲイン）を備える制御系であり、モータ側は抵抗分Ｒと
インダクタンス分Ｌとを備えている。また、各Ｄ相，Ｑ
相は、互いに他の相からの干渉項１５，１６を備える。
この構成は、前記図１２で示した従来のブロック線図と
共通している。
【００２６】図２のブロック線図において、本発明の電
流制御では、Ｄ相の積算器については減速時にのみ飽和
処理による書換えを行い、Ｑ相の積算器については加速
時と減速時に飽和処理による書換えを行うものであり、
これによって、加速時には加速トルクの増大させ、ま
た、加速時および減速時に電圧指令の飽和時における減
速電流制御の安定化を行う。
流制御では、Ｄ相の積算器については減速時にのみ飽和
処理による書換えを行い、Ｑ相の積算器については加速
時と減速時に飽和処理による書換えを行うものであり、
これによって、加速時には加速トルクの増大させ、ま
た、加速時および減速時に電圧指令の飽和時における減
速電流制御の安定化を行う。
【００２７】はじめに、加速時における動作について説
明する。ＤＱ変換による電流制御系において、無効電流
を流すＤ相電流指令は通常０とし、Ｑ相電流指令によっ
て電流制御を行うと、前記図１６と同様にして、ＤＱ変
換の式（１）で示されるように、モータ内の電圧干渉に
よってＤ相側に電流が流れる。ここで、Ｄ相電圧及びＱ
相電圧が上昇して合成電圧Ｖｃが電圧リミット値Ｖｌｉ
ｍｉｔを超えてクランプされると、Ｑ相電流Ｉｑによっ
てＤ相電圧Ｖｄ側に（−ωＬ・Ｉｑ）の負電圧が発生す
る。
明する。ＤＱ変換による電流制御系において、無効電流
を流すＤ相電流指令は通常０とし、Ｑ相電流指令によっ
て電流制御を行うと、前記図１６と同様にして、ＤＱ変
換の式（１）で示されるように、モータ内の電圧干渉に
よってＤ相側に電流が流れる。ここで、Ｄ相電圧及びＱ
相電圧が上昇して合成電圧Ｖｃが電圧リミット値Ｖｌｉ
ｍｉｔを超えてクランプされると、Ｑ相電流Ｉｑによっ
てＤ相電圧Ｖｄ側に（−ωＬ・Ｉｑ）の負電圧が発生す
る。
【００２８】本発明の電流制御では、Ｑ相については飽
和処理を行うがＤ相については飽和処理を行わない。こ
の処理により、Ｄ相電圧Ｖｄは図３（ａ）に示すように
（−ωＬ・Ｉｑ）に達することができ、マイナス方向の
Ｄ相電流Ｉｄが流れないように抑える。Ｄ相電流Ｉｄが
流れないため、Ｑ相電圧Ｖには電圧干渉による電圧分が
生じない。この関係は、図３（ｂ）および以下の式で表
すことができる。 Ｖｑ＝ωΦ＋Ｚ・Ｉｑ …（１０） 図３（ｃ）および図３（ｄ）は、本発明の電流制御方法
と従来の電流制御方法によるＤ相，Ｑ相の関係を比較し
説明するための図である。Ｑ相電圧について比較する
と、本発明の電流制御方法によれば（図３（ｃ））、従
来のＤ相の飽和処理によって生ずる電圧分（ω・Ｌ・Ｉ
ｄ）が発生していないため、クランプされた電圧の内に
おいてＱ相電流による成分を従来の電流制御方法（図３
（ｄ））よりも大きくとることができる。したがって、
サーボモータのトルクはＱ相電流に比例するため、サー
ボモータの加速特性を向上させることができる。
和処理を行うがＤ相については飽和処理を行わない。こ
の処理により、Ｄ相電圧Ｖｄは図３（ａ）に示すように
（−ωＬ・Ｉｑ）に達することができ、マイナス方向の
Ｄ相電流Ｉｄが流れないように抑える。Ｄ相電流Ｉｄが
流れないため、Ｑ相電圧Ｖには電圧干渉による電圧分が
生じない。この関係は、図３（ｂ）および以下の式で表
すことができる。 Ｖｑ＝ωΦ＋Ｚ・Ｉｑ …（１０） 図３（ｃ）および図３（ｄ）は、本発明の電流制御方法
と従来の電流制御方法によるＤ相，Ｑ相の関係を比較し
説明するための図である。Ｑ相電圧について比較する
と、本発明の電流制御方法によれば（図３（ｃ））、従
来のＤ相の飽和処理によって生ずる電圧分（ω・Ｌ・Ｉ
ｄ）が発生していないため、クランプされた電圧の内に
おいてＱ相電流による成分を従来の電流制御方法（図３
（ｄ））よりも大きくとることができる。したがって、
サーボモータのトルクはＱ相電流に比例するため、サー
ボモータの加速特性を向上させることができる。
【００２９】次に、減速時における動作について説明す
る。減速時において、指令電圧が飽和していない状態で
は、Ｉｄ＝０，Ｉｑ＜０，ω＞０であるから、前記式
（４）によるＤ相電圧とＱ相電圧をベクトル図で表すと
図４となる。なお、図４の（ａ）は｜Ｚ・Ｉｑ｜＞｜ω
Φ｜の場合のＱ相電圧Ｖｑ（＜０）を示し、図４の
（ｃ）は｜Ｚ・Ｉｑ｜＜｜ωΦ｜の場合のＱ相電圧Ｖｑ
（＞０）を示し、図４の（ｃ）はＤ相電圧Ｖｄを示して
いる。ここで、高速回転時のＱ相電圧Ｖｑは、｜Ｚ・Ｉ
ｑ｜＜｜ωΦ｜となるから図４の（ｃ）で示される。こ
の状態で、Ｄ相電圧Ｖｄがクランプされると図５の
（ａ）に示すようにＤ相電流Ｉｄが流れることになり、
これにともなって、Ｑ相電圧Ｖｑは図５の（ｂ）に示す
ように減少する。したがって、Ｄ相電流の増加に従っ
て、Ｄ相電圧Ｖｄ，Ｑ相電圧Ｖｑは減少することにな
る。
る。減速時において、指令電圧が飽和していない状態で
は、Ｉｄ＝０，Ｉｑ＜０，ω＞０であるから、前記式
（４）によるＤ相電圧とＱ相電圧をベクトル図で表すと
図４となる。なお、図４の（ａ）は｜Ｚ・Ｉｑ｜＞｜ω
Φ｜の場合のＱ相電圧Ｖｑ（＜０）を示し、図４の
（ｃ）は｜Ｚ・Ｉｑ｜＜｜ωΦ｜の場合のＱ相電圧Ｖｑ
（＞０）を示し、図４の（ｃ）はＤ相電圧Ｖｄを示して
いる。ここで、高速回転時のＱ相電圧Ｖｑは、｜Ｚ・Ｉ
ｑ｜＜｜ωΦ｜となるから図４の（ｃ）で示される。こ
の状態で、Ｄ相電圧Ｖｄがクランプされると図５の
（ａ）に示すようにＤ相電流Ｉｄが流れることになり、
これにともなって、Ｑ相電圧Ｖｑは図５の（ｂ）に示す
ように減少する。したがって、Ｄ相電流の増加に従っ
て、Ｄ相電圧Ｖｄ，Ｑ相電圧Ｖｑは減少することにな
る。
【００３０】Ｄ相およびＱ相の積分器の値を書き替える
ことによってＤ相電流Ｉｄの増加を防止する。例えば、
前記式（６）中に示したように、Ｄ相の積算器の値を
（Ｖｄ＋ｋ２・Ｉdfb ）／ｋ１に書き替え、Ｑ相の積算
器の値を（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉqfb）／ｋ１に書換える。
ことによってＤ相電流Ｉｄの増加を防止する。例えば、
前記式（６）中に示したように、Ｄ相の積算器の値を
（Ｖｄ＋ｋ２・Ｉdfb ）／ｋ１に書き替え、Ｑ相の積算
器の値を（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉqfb）／ｋ１に書換える。
【００３１】図２において、電圧飽和時にＤ相の積算器
の値を（Ｖｄ＋ｋ２・Ｉdfb ）／ｋ１に書き替え、Ｑ相
の積算器の値を（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉqfb ）／ｋ１に書換え
ると、電流制御器から得られる出力はそれぞれＶｄ，Ｖ
ｑとなり、積分器の飽和処理を行なうとともに指令電圧
をクランプすることができる。
の値を（Ｖｄ＋ｋ２・Ｉdfb ）／ｋ１に書き替え、Ｑ相
の積算器の値を（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉqfb ）／ｋ１に書換え
ると、電流制御器から得られる出力はそれぞれＶｄ，Ｖ
ｑとなり、積分器の飽和処理を行なうとともに指令電圧
をクランプすることができる。
【００３２】図６は、本発明の実施例を適用したサーボ
モータ制御系のブロック図である。この構成は従来のデ
ジタルサーボ制御を行う装置と同一であるため、概略的
に示している。図６において、２０はコンピュータを内
蔵した数値制御装置（ＣＮＣ）、２１は共有ＲＡＭ、２
２はプロセッサ（ＣＰＵ），ＲＯＮ，ＲＡＭ等を有する
デジタルサーボ回路、２３はトランジスタインバータ等
の電力増幅器、ＭはＡＣサーボモータ、２４はＡＣサー
ボモータＭの回転とともにパルスを発生するエンコー
ダ、２５はロータ位相を検出するためのロータ位置検出
器である。
モータ制御系のブロック図である。この構成は従来のデ
ジタルサーボ制御を行う装置と同一であるため、概略的
に示している。図６において、２０はコンピュータを内
蔵した数値制御装置（ＣＮＣ）、２１は共有ＲＡＭ、２
２はプロセッサ（ＣＰＵ），ＲＯＮ，ＲＡＭ等を有する
デジタルサーボ回路、２３はトランジスタインバータ等
の電力増幅器、ＭはＡＣサーボモータ、２４はＡＣサー
ボモータＭの回転とともにパルスを発生するエンコー
ダ、２５はロータ位相を検出するためのロータ位置検出
器である。
【００３３】図７はデジタルサーボ回路２２のプロセッ
サが所定周期毎に実施する電流ループ制御処理のフロー
チャートである。デジタルサーボ回路２２のプロセッサ
は、数値制御装置（ＣＮＣ）から指令された位置指令
（もしくは速度指令）を共有ＲＡＭ２１を介して読み取
り位置ループ処理，速度ループ処理を行なう。
サが所定周期毎に実施する電流ループ制御処理のフロー
チャートである。デジタルサーボ回路２２のプロセッサ
は、数値制御装置（ＣＮＣ）から指令された位置指令
（もしくは速度指令）を共有ＲＡＭ２１を介して読み取
り位置ループ処理，速度ループ処理を行なう。
【００３４】まず、速度ループ処理によって出力された
トルク指令Ｉｑ＊を読むとともに（ステップＳ１）、ロ
ータ位置検出器２５からロータ位相θを取り込む（ステ
ップＳ２）。次に、電流検出器で検出されるＵ相，Ｖ相
の実電流Ｉｕ，Ｉｖを取込み（ステップＳ３）、取り込
んだＵ相，Ｖ相の実電流Ｉｕ，Ｉｖとロータ位相θを用
いてＤＱ変換によってＤ相，Ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを算
出する（ステップＳ４）。
トルク指令Ｉｑ＊を読むとともに（ステップＳ１）、ロ
ータ位置検出器２５からロータ位相θを取り込む（ステ
ップＳ２）。次に、電流検出器で検出されるＵ相，Ｖ相
の実電流Ｉｕ，Ｉｖを取込み（ステップＳ３）、取り込
んだＵ相，Ｖ相の実電流Ｉｕ，Ｉｖとロータ位相θを用
いてＤＱ変換によってＤ相，Ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを算
出する（ステップＳ４）。
【００３５】該Ｄ相電流Ｉｄをフィードバック電流と
し、Ｄ相電流指令を「０」として、通常の電流ループ処
理（比例積分制御）を行ってＤ相指令電圧Ｖｄを求め
る。また、ステップＳ１で読み取ったトルク指令をＱ相
の電流指令とし、ステップＳ４で算出したＱ相の電流値
Ｉｑをフィードバック電流として電流ループ処理を行っ
てＱ相の電圧指令Ｖｑを求める（ステップＳ５）。
し、Ｄ相電流指令を「０」として、通常の電流ループ処
理（比例積分制御）を行ってＤ相指令電圧Ｖｄを求め
る。また、ステップＳ１で読み取ったトルク指令をＱ相
の電流指令とし、ステップＳ４で算出したＱ相の電流値
Ｉｑをフィードバック電流として電流ループ処理を行っ
てＱ相の電圧指令Ｖｑを求める（ステップＳ５）。
【００３６】次に、ステップＳ５で求めたＤ相，Ｑ相指
令電圧Ｖｄ，Ｖｑの合成ベクトルＶｃが電圧リミット値
ＶｌｉｍｉｔであるＤＣリンク電圧Ｖdcを超えるか否か
の飽和判定を行なう。すなわち、（Ｖｄ2 ＋Ｖｑ2 ）の
値がＶdc2 の値より大きいか否かの判定を行なう（ステ
ップＳ６）。合成ベクトルＶｃがＤＣリンク電圧Ｖdcを
超えない場合には、ステップＳ１１に進んで、ステップ
Ｓ５で算出したＤ相，Ｑ相指令電圧Ｖｄ，ＶｑをＤＱ変
換してＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令値を求め出力する（ステ
ップＳ１１）。また、ステップＳ６において、合成ベク
トルＶｃがＤＣリンク電圧Ｖdcを超えている場合には飽
和状態と判定し、比例積分制御を行なってＱ相電圧Ｖｑ
を算出する（ステップＳ７）。そして、Ｑ相の積算器を
（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉqfb ）／ｋ１に書換えて、Ｑ相の飽和
処理を行う（ステップＳ８）。
令電圧Ｖｄ，Ｖｑの合成ベクトルＶｃが電圧リミット値
ＶｌｉｍｉｔであるＤＣリンク電圧Ｖdcを超えるか否か
の飽和判定を行なう。すなわち、（Ｖｄ2 ＋Ｖｑ2 ）の
値がＶdc2 の値より大きいか否かの判定を行なう（ステ
ップＳ６）。合成ベクトルＶｃがＤＣリンク電圧Ｖdcを
超えない場合には、ステップＳ１１に進んで、ステップ
Ｓ５で算出したＤ相，Ｑ相指令電圧Ｖｄ，ＶｑをＤＱ変
換してＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令値を求め出力する（ステ
ップＳ１１）。また、ステップＳ６において、合成ベク
トルＶｃがＤＣリンク電圧Ｖdcを超えている場合には飽
和状態と判定し、比例積分制御を行なってＱ相電圧Ｖｑ
を算出する（ステップＳ７）。そして、Ｑ相の積算器を
（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉqfb ）／ｋ１に書換えて、Ｑ相の飽和
処理を行う（ステップＳ８）。
【００３７】次に、ω・Ｉｑの符号によって加速状態か
減速状態かの判定を行なう（ステップＳ９）。ステップ
Ｓ９の判定で、モータが正方向に回転し（ω＞０），ト
ルク指令Ｉｑ＊が正の場合、あるいはモータが負方向に
回転し（ω＜０），トルク指令Ｉｑ＊が負の場合であっ
て加速状態の場合には、ステップＳ１１に進んでＵ，
Ｖ，Ｗ相の電圧指令値を求める。また、ステップＳ９の
判定で、モータが正方向に回転し（ω＞０），トルク指
令Ｉｑ＊が負の場合、あるいはモータが負方向に回転し
（ω＜０），トルク指令Ｉｑ＊が正の場合であって減速
状態の場合には、Ｄ相の積算器を（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉdfb
）／ｋ１に書換えて、Ｄ相の飽和処理を行い（ステッ
プＳ１０）、ステップＳ１１に進んでＵ，Ｖ，Ｗ相の電
圧指令値を求める。
減速状態かの判定を行なう（ステップＳ９）。ステップ
Ｓ９の判定で、モータが正方向に回転し（ω＞０），ト
ルク指令Ｉｑ＊が正の場合、あるいはモータが負方向に
回転し（ω＜０），トルク指令Ｉｑ＊が負の場合であっ
て加速状態の場合には、ステップＳ１１に進んでＵ，
Ｖ，Ｗ相の電圧指令値を求める。また、ステップＳ９の
判定で、モータが正方向に回転し（ω＞０），トルク指
令Ｉｑ＊が負の場合、あるいはモータが負方向に回転し
（ω＜０），トルク指令Ｉｑ＊が正の場合であって減速
状態の場合には、Ｄ相の積算器を（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉdfb
）／ｋ１に書換えて、Ｄ相の飽和処理を行い（ステッ
プＳ１０）、ステップＳ１１に進んでＵ，Ｖ，Ｗ相の電
圧指令値を求める。
【００３８】なお、ステップＳ１０のＤ相の飽和処理を
行う場合には、Ｑ相の飽和処理も行われることになる。
そして、前記工程によって得られたＤ相電圧ＶｄとＱ相
電圧ＶｑをＤＱ変換によってＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令値
を算出して出力し（ステップＳ１１，ステップＳ１
２）、当該周期の電流ループ処理を終了する。
行う場合には、Ｑ相の飽和処理も行われることになる。
そして、前記工程によって得られたＤ相電圧ＶｄとＱ相
電圧ＶｑをＤＱ変換によってＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令値
を算出して出力し（ステップＳ１１，ステップＳ１
２）、当該周期の電流ループ処理を終了する。
【００３９】（実施例の効果）図８及び図９は従来およ
び本発明の電流制御方法による応答結果を示すものであ
り、速度指令を−５０００ｒｐｍから＋５０００ｒｐｍ
にステップ加速を印加した場合の応答を表している。図
８に示すように、従来の電流制御方法によりＤ相および
Ｑ相に両方に飽和処理を行った場合には、−５０００ｒ
ｐｍから３０００ｒｐｍまでは１００ｍｓ程度の応答特
性を示し、３０００ｒｐｍ以降はトルクが落ちて＋５０
００ｒｐｍとなるまでに６００ｍｓ程度の時間を要して
いる。
び本発明の電流制御方法による応答結果を示すものであ
り、速度指令を−５０００ｒｐｍから＋５０００ｒｐｍ
にステップ加速を印加した場合の応答を表している。図
８に示すように、従来の電流制御方法によりＤ相および
Ｑ相に両方に飽和処理を行った場合には、−５０００ｒ
ｐｍから３０００ｒｐｍまでは１００ｍｓ程度の応答特
性を示し、３０００ｒｐｍ以降はトルクが落ちて＋５０
００ｒｐｍとなるまでに６００ｍｓ程度の時間を要して
いる。
【００４０】これに対して、図９に示すように、本発明
の電流制御方法によりＤ相については飽和処理を行わず
Ｑ相にのみ飽和処理を行った場合には、−５０００ｒｐ
ｍから３０００ｒｐｍまでは従来の制御方法と同様に１
００ｍｓ程度の応答特性を示すが、３０００ｒｐｍ以降
においてもトルクの低下はわずかで２００ｍｓ程度の時
間で＋５０００ｒｐｍに達しており、加速特性向上の効
果を見ることができる。
の電流制御方法によりＤ相については飽和処理を行わず
Ｑ相にのみ飽和処理を行った場合には、−５０００ｒｐ
ｍから３０００ｒｐｍまでは従来の制御方法と同様に１
００ｍｓ程度の応答特性を示すが、３０００ｒｐｍ以降
においてもトルクの低下はわずかで２００ｍｓ程度の時
間で＋５０００ｒｐｍに達しており、加速特性向上の効
果を見ることができる。
【００４１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＤＱ変換によるサーボモータの電流制御において、加速
トルクの増大化と電圧指令の飽和時における減速電流制
御の安定化を両立させることができる。
ＤＱ変換によるサーボモータの電流制御において、加速
トルクの増大化と電圧指令の飽和時における減速電流制
御の安定化を両立させることができる。
【図１】本発明のサーボモータの電流制御方法の概略を
説明するためのフローチャートである。
説明するためのフローチャートである。
【図２】本発明の実施の形態を説明するためのブロック
線図である。
線図である。
【図３】本発明の実施の形態によるＤ相およびＱ相の電
圧状態を説明する図である。
圧状態を説明する図である。
【図４】本発明の実施の形態によるＤ相およびＱ相の電
圧状態を説明する図である。
圧状態を説明する図である。
【図５】本発明の実施の形態によるＤ相およびＱ相の電
圧状態を説明する図である。
圧状態を説明する図である。
【図６】本発明の実施例を適用したサーボモータ制御系
のブロック図である。
のブロック図である。
【図７】デジタルサーボ回路のプロセッサが所定周期毎
に実施する電流ループ制御処理のフローチャートであ
る。
に実施する電流ループ制御処理のフローチャートであ
る。
【図８】従来の電流制御方法による応答結果を示す図で
ある。
ある。
【図９】本発明の電流制御方法による応答結果を示す図
である。
である。
【図１０】従来から行われているＡＣサーボモータの制
御系のブロック線図である。
御系のブロック線図である。
【図１１】ＡＣサーボモータをＤＱ変換により制御する
ブロック線図である。
ブロック線図である。
【図１２】ＤＱ変換される従来のＡＣサーボモータを説
明するためのブロック線図である。
明するためのブロック線図である。
【図１３】飽和処理を説明するための電圧関係図であ
る。
る。
【図１４】Ｄ相電圧とＱ相電圧のベクトル図である。
【図１５】合成電圧Ｖｃが電圧リミットを超えていない
場合のＤ相電圧及びＱ相電圧と電流の関係を説明するた
めの図である。
場合のＤ相電圧及びＱ相電圧と電流の関係を説明するた
めの図である。
【図１６】合成電圧Ｖｃが電圧リミットを超えた場合の
Ｄ相電圧及びＱ相電圧と電流の関係を説明するための図
である。
Ｄ相電圧及びＱ相電圧と電流の関係を説明するための図
である。
【図１７】Ｄ相，Ｑ相の電圧を説明する図である。
１ 位置制御ブロック ２ 速度制御ブロック ３ 電流制御ブロック ５ｄ，５ｑ 電流制御器 ６，２３ 電力増幅器 ７ ロータ位相器 ８ ２相電圧から３相電圧に変換する手段 ９ ３相電流から２相電流に変換する手段 １１，１２ 積分項 １３，１４ 比例項 １５，１６ 干渉項 ２０ ＣＮＣ ２１ 共有メモリ ２２ デジタルサーボ回路
Claims (4)
- 【請求項１】 サーボモータのＤＱ変換による電流制御
において、電圧指令飽和時にはＤ相の電流制御ループの
積算器の書換えを行う飽和処理を減速時にのみ行うこと
を特徴とするサーボモータの電流制御方法。 - 【請求項２】 サーボモータのＤＱ変換による電流制御
において、加速中の電圧指令飽和時にはＱ相の電流制御
ループの積算器のみを書換える飽和処理を行うことを特
徴とするサーボモータの電流制御方法。 - 【請求項３】 前記電圧指令飽和は、Ｄ相およびＱ相の
電圧指令のベクトル和が電力増幅器の電圧リミット値を
超えたことにより判定することを特徴とする請求項１，
又は２記載のサーボモータの電流制御方法。 - 【請求項４】 前記サーボモータの減速は、モータの回
転方向とＱ相電流指令の正負の符号により判定すること
を特徴とする請求項１，又は２記載のサーボモータの電
流制御方法。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26801095A JP3683313B2 (ja) | 1995-09-22 | 1995-09-22 | サーボモータの電流制御方法 |
| US08/836,732 US5955863A (en) | 1995-09-22 | 1996-09-24 | Electric current control method for a servomotor |
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