JPH0964707A - 半導体出力回路装置 - Google Patents
半導体出力回路装置Info
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- JPH0964707A JPH0964707A JP7211936A JP21193695A JPH0964707A JP H0964707 A JPH0964707 A JP H0964707A JP 7211936 A JP7211936 A JP 7211936A JP 21193695 A JP21193695 A JP 21193695A JP H0964707 A JPH0964707 A JP H0964707A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 4
- 230000002950 deficient Effects 0.000 abstract description 2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
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- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
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- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＩＧＢＴの負荷短絡時に短絡電流を高速遮断
し、かつ短絡電流遮断時のｄＩ／ｄｔを抑制して、ＩＧ
ＢＴの遮断に伴う跳ね上がり電圧を小さくする。 【解決手段】 ＩＧＢＴ１のゲート端子５とエミッタ端
子４間に、コンパレータ１０とドライバ１４，１５の遮
断遅れ時間より高速にターンオンするスイッチング特性
を有し、ドライバ１４の駆動電圧とゲート抵抗８により
決まる電流Ｉ1 とＩＧＢＴ１のゲート容量を引き抜く電
流Ｉ2 の和（Ｉ1 ＋Ｉ2 ）を流した時のコレクタ−エミ
ッタ間飽和電圧が１．３［Ｖ］〜１０［Ｖ］となる特性
を合わせ持った短絡保護トランジスタ７を接続する。こ
の短絡保護トランジスタ７のベースはＩＧＢＴ１のセン
ス端子４に接続している。これにより、ＩＧＢＴ１の負
荷短絡時に短絡電流を高速遮断し、遮断に伴う跳ね上が
り圧を抑制し、ＩＧＢＴ２を有効に保護し、不良率を零
にすることができる。
し、かつ短絡電流遮断時のｄＩ／ｄｔを抑制して、ＩＧ
ＢＴの遮断に伴う跳ね上がり電圧を小さくする。 【解決手段】 ＩＧＢＴ１のゲート端子５とエミッタ端
子４間に、コンパレータ１０とドライバ１４，１５の遮
断遅れ時間より高速にターンオンするスイッチング特性
を有し、ドライバ１４の駆動電圧とゲート抵抗８により
決まる電流Ｉ1 とＩＧＢＴ１のゲート容量を引き抜く電
流Ｉ2 の和（Ｉ1 ＋Ｉ2 ）を流した時のコレクタ−エミ
ッタ間飽和電圧が１．３［Ｖ］〜１０［Ｖ］となる特性
を合わせ持った短絡保護トランジスタ７を接続する。こ
の短絡保護トランジスタ７のベースはＩＧＢＴ１のセン
ス端子４に接続している。これにより、ＩＧＢＴ１の負
荷短絡時に短絡電流を高速遮断し、遮断に伴う跳ね上が
り圧を抑制し、ＩＧＢＴ２を有効に保護し、不良率を零
にすることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、電力用ＩＧＢＴ
（Insulated Gate Bipoler Transistor ）、特にエミッ
タセルの一部を電流検出用セルとして使用し、電流検出
用セルをセンス端子と接続し、かつゲート端子もしくは
ベース端子に抵抗が接続された電力用絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタを有し、この電力用絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタ、あるいは上記と同様のセンス端子を
有する電力用ＭＯＳＦＥＴの短絡保護を行う機能を備え
た半導体出力回路装置に関するものであり、さらにはそ
の短絡保護の特性に係るものである。この半導体出力回
路装置は、例えば、３相ブリッジ構成にすることで３相
モータを駆動可能であり、またインダクタンス負荷と接
続することでスイッチング電源のパワートランジスタに
も適用できる。
（Insulated Gate Bipoler Transistor ）、特にエミッ
タセルの一部を電流検出用セルとして使用し、電流検出
用セルをセンス端子と接続し、かつゲート端子もしくは
ベース端子に抵抗が接続された電力用絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタを有し、この電力用絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタ、あるいは上記と同様のセンス端子を
有する電力用ＭＯＳＦＥＴの短絡保護を行う機能を備え
た半導体出力回路装置に関するものであり、さらにはそ
の短絡保護の特性に係るものである。この半導体出力回
路装置は、例えば、３相ブリッジ構成にすることで３相
モータを駆動可能であり、またインダクタンス負荷と接
続することでスイッチング電源のパワートランジスタに
も適用できる。
【０００２】
【従来の技術】短絡保護回路を付設した従来の半導体出
力回路装置について図面を参照しながら説明する。この
半導体出力回路装置においては、図５に示すように、電
力用ＩＧＢＴ１に、コレクタに接続されたコレクタ端子
２とエミッタメインセルに接続されたエミッタ端子３と
エミッタ電流検出用セルに接続されたセンス端子４とゲ
ートに接続されたゲート端子５とが設けられている。セ
ンス端子４はセンス抵抗６の一端と接続され、エミッタ
端子３とセンス抵抗６の他端が接続されている。センス
抵抗６には誤動作防止コンデンサ９が並列接続されてい
る。
力回路装置について図面を参照しながら説明する。この
半導体出力回路装置においては、図５に示すように、電
力用ＩＧＢＴ１に、コレクタに接続されたコレクタ端子
２とエミッタメインセルに接続されたエミッタ端子３と
エミッタ電流検出用セルに接続されたセンス端子４とゲ
ートに接続されたゲート端子５とが設けられている。セ
ンス端子４はセンス抵抗６の一端と接続され、エミッタ
端子３とセンス抵抗６の他端が接続されている。センス
抵抗６には誤動作防止コンデンサ９が並列接続されてい
る。
【０００３】電力用ＩＧＢＴ１のゲート端子５は、ゲー
ト抵抗８を介して、それぞれバイポーラトランジスタか
らなるソースドライバ１４およびシンクドライバ１５で
構成されるドライバ回路１８により駆動される。入力信
号１３は入力ロジック回路１２を介してソースドライバ
１４およびシンクドライバ１５の両ベースに入力されて
おり、入力信号１３に応じてソースドライバ１４および
シンクドライバ１５がオンオフすることで、電力用ＩＧ
ＢＴ１をオンオフ駆動することになる。
ト抵抗８を介して、それぞれバイポーラトランジスタか
らなるソースドライバ１４およびシンクドライバ１５で
構成されるドライバ回路１８により駆動される。入力信
号１３は入力ロジック回路１２を介してソースドライバ
１４およびシンクドライバ１５の両ベースに入力されて
おり、入力信号１３に応じてソースドライバ１４および
シンクドライバ１５がオンオフすることで、電力用ＩＧ
ＢＴ１をオンオフ駆動することになる。
【０００４】今、電力用ＩＧＢＴ１の負荷短絡が発生す
ると、コレクタ電流Ｉc は急激に増大する。このため、
センス端子４にも大きな電流が流れ、センス抵抗６にも
大きな跳ね上がり電圧が発生する。この跳ね上がり電圧
は、コンパレータ１０の一方の入力端子と接続されてお
り、所定のしきい値電圧ＶREF より大きくなると、ドラ
イバ遮断信号１１を入力ロジック回路１２へ送信する。
すなわち、このドライバ遮断信号１１が入力ロジック回
路１２へ伝わり、ソースドライバ１４を「ＯＦＦ」、シ
ンクドライバ１５を「ＯＮ」にすることで、入力信号１
３のレベルに係わらず電力用ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖ
g を０Ｖとして短絡時のコレクタ電流Ｉ C を０とし、電
力用ＩＧＢＴ１の保護を行う。
ると、コレクタ電流Ｉc は急激に増大する。このため、
センス端子４にも大きな電流が流れ、センス抵抗６にも
大きな跳ね上がり電圧が発生する。この跳ね上がり電圧
は、コンパレータ１０の一方の入力端子と接続されてお
り、所定のしきい値電圧ＶREF より大きくなると、ドラ
イバ遮断信号１１を入力ロジック回路１２へ送信する。
すなわち、このドライバ遮断信号１１が入力ロジック回
路１２へ伝わり、ソースドライバ１４を「ＯＦＦ」、シ
ンクドライバ１５を「ＯＮ」にすることで、入力信号１
３のレベルに係わらず電力用ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖ
g を０Ｖとして短絡時のコレクタ電流Ｉ C を０とし、電
力用ＩＧＢＴ１の保護を行う。
【０００５】図６は図５の半導体出力回路装置における
短絡保護動作を説明するタイムチャートである。図６に
おいて、（ａ）はセンス端子４に現れるセンス電圧ＶS
を示し、（ｂ）はコンパレータ１０の出力電圧ＶCMP を
示し、（ｃ）は電力用ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖg を示
し、（ｄ）は電力用ＩＧＢＴ１のコレクタ電流ＩC を示
し、（ｅ）は電力用ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間
電圧ＶCEを示している。
短絡保護動作を説明するタイムチャートである。図６に
おいて、（ａ）はセンス端子４に現れるセンス電圧ＶS
を示し、（ｂ）はコンパレータ１０の出力電圧ＶCMP を
示し、（ｃ）は電力用ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖg を示
し、（ｄ）は電力用ＩＧＢＴ１のコレクタ電流ＩC を示
し、（ｅ）は電力用ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間
電圧ＶCEを示している。
【０００６】図６を見ると、電力用ＩＧＢＴ１の負荷短
絡が生じて電力用ＩＧＢＴ１のコレクタ電流ＩC が直線
的に増加していくと、これに対応してセンス電圧ＶS も
直線的に増大していく。そして、センス電圧ＶS が短絡
検出のためのコンパレータ１０のしきい値電圧ＶREF を
超えると、コンパレータ１０の出力電圧ＶCMP がローレ
ベルからハイレベルに変化し（ドライバ遮断信号１
１）、これによって入力ロジック回路１２の働きで、あ
る時間遅れて電力用ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖg が急激
に０まで降下し、それに伴って電力用ＩＧＢＴ１のコレ
クタ電流ＩC が急激に０まで減少する。
絡が生じて電力用ＩＧＢＴ１のコレクタ電流ＩC が直線
的に増加していくと、これに対応してセンス電圧ＶS も
直線的に増大していく。そして、センス電圧ＶS が短絡
検出のためのコンパレータ１０のしきい値電圧ＶREF を
超えると、コンパレータ１０の出力電圧ＶCMP がローレ
ベルからハイレベルに変化し（ドライバ遮断信号１
１）、これによって入力ロジック回路１２の働きで、あ
る時間遅れて電力用ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖg が急激
に０まで降下し、それに伴って電力用ＩＧＢＴ１のコレ
クタ電流ＩC が急激に０まで減少する。
【０００７】電力用ＩＧＢＴ１のコレクタ電流ＩC が急
激に減少すると、配線のインダクタンス成分等に起因し
て電力用ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEに
大きな跳ね上がり電圧が生じる。
激に減少すると、配線のインダクタンス成分等に起因し
て電力用ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEに
大きな跳ね上がり電圧が生じる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来例では、電力用ＩＧＢＴ１を高速遮断するにはコンパ
レータ１０とソースドライバ１４およびシンクドライバ
１５の高速化、つまりこれらの動作の遅れ時間を短くす
る必要があるが、ノイズによる誤動作の耐量を確保する
と高速化には限界があり、誤動作の耐量を確保しつつ電
力用ＩＧＢＴ１を高速遮断するのは困難であり、電力用
ＩＧＢＴ１の短絡電流に対する保護を十分に行えなかっ
た。
来例では、電力用ＩＧＢＴ１を高速遮断するにはコンパ
レータ１０とソースドライバ１４およびシンクドライバ
１５の高速化、つまりこれらの動作の遅れ時間を短くす
る必要があるが、ノイズによる誤動作の耐量を確保する
と高速化には限界があり、誤動作の耐量を確保しつつ電
力用ＩＧＢＴ１を高速遮断するのは困難であり、電力用
ＩＧＢＴ１の短絡電流に対する保護を十分に行えなかっ
た。
【０００９】また、ゲート電圧の遮断時に、通常の駆動
電圧１５Ｖから０Ｖへ高速で電圧を変化させるので、短
絡電流のオフ時の電流変化率−ｄＩ／ｄｔも大きくな
る。これは配線インダクタンスＬがあるとＶ＝Ｌ・ｄＩ
／ｄｔなる跳ね上がり電圧が発生し、この跳ね上がり電
圧が大きく、仮に短絡電流による保護が可能であるとし
ても電力用ＩＧＢＴ１の耐圧破壊が発生することもあ
る。
電圧１５Ｖから０Ｖへ高速で電圧を変化させるので、短
絡電流のオフ時の電流変化率−ｄＩ／ｄｔも大きくな
る。これは配線インダクタンスＬがあるとＶ＝Ｌ・ｄＩ
／ｄｔなる跳ね上がり電圧が発生し、この跳ね上がり電
圧が大きく、仮に短絡電流による保護が可能であるとし
ても電力用ＩＧＢＴ１の耐圧破壊が発生することもあ
る。
【００１０】したがって、この発明の目的は、電力用Ｉ
ＧＢＴの負荷短絡時に短絡電流を高速遮断することが短
絡電流に対する保護を確実に行い、かつ短絡電流遮断時
の電流変化率−ｄＩ／ｄｔを抑制して、電力用ＩＧＢＴ
のコレクタ−エミッタ間に生じる跳ね上がり電圧を小さ
くすることができて電力用ＩＧＢＴの耐圧破壊を防止で
きる半導体出力回路装置を提供するである。
ＧＢＴの負荷短絡時に短絡電流を高速遮断することが短
絡電流に対する保護を確実に行い、かつ短絡電流遮断時
の電流変化率−ｄＩ／ｄｔを抑制して、電力用ＩＧＢＴ
のコレクタ−エミッタ間に生じる跳ね上がり電圧を小さ
くすることができて電力用ＩＧＢＴの耐圧破壊を防止で
きる半導体出力回路装置を提供するである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の半導体出
力回路装置は、エミッタセルがエミッタメインセルおよ
びエミッタ電流検出用セルからなり、エミッタメインセ
ルに接続したエミッタ端子の他にエミッタ電流検出用セ
ルに接続したセンス端子を有する電力用ＩＧＢＴ等の絶
縁ゲート付の電力用トランジスタと、電力用トランジス
タのゲート端子に接続したゲート抵抗と、電力用トラン
ジスタのセンス端子とエミッタ端子の間に接続したセン
ス抵抗と、エミッタ端子とセンス端子との間にエミッタ
とベースを接続し、ゲート端子にコレクタを接続した短
絡保護トランジスタとを備えている。この場合に、短絡
保護トランジスタとして、短絡発生時のコレクタ−エミ
ッタ間飽和電圧が１．３Ｖから１０Ｖまでの値となる特
性を有しているトランジスタを使用している。この場
合、短絡保護トランジスタとしては、短絡発生時のコレ
クタ−エミッタ間飽和電圧が１．３Ｖから１０Ｖまでの
値となる特性を有している例えばバイポーラトランジス
タを使用している。
力回路装置は、エミッタセルがエミッタメインセルおよ
びエミッタ電流検出用セルからなり、エミッタメインセ
ルに接続したエミッタ端子の他にエミッタ電流検出用セ
ルに接続したセンス端子を有する電力用ＩＧＢＴ等の絶
縁ゲート付の電力用トランジスタと、電力用トランジス
タのゲート端子に接続したゲート抵抗と、電力用トラン
ジスタのセンス端子とエミッタ端子の間に接続したセン
ス抵抗と、エミッタ端子とセンス端子との間にエミッタ
とベースを接続し、ゲート端子にコレクタを接続した短
絡保護トランジスタとを備えている。この場合に、短絡
保護トランジスタとして、短絡発生時のコレクタ−エミ
ッタ間飽和電圧が１．３Ｖから１０Ｖまでの値となる特
性を有しているトランジスタを使用している。この場
合、短絡保護トランジスタとしては、短絡発生時のコレ
クタ−エミッタ間飽和電圧が１．３Ｖから１０Ｖまでの
値となる特性を有している例えばバイポーラトランジス
タを使用している。
【００１２】この構成によると、上記のような特性を有
する短絡保護トランジスタを設けたことにより、電力用
ＩＧＢＴの負荷短絡時に短絡電流を高速遮断することが
短絡電流に対する保護を確実に行い、かつ短絡電流遮断
時の電流変化率−ｄＩ／ｄｔを抑制して、電力用ＩＧＢ
Ｔのコレクタ−エミッタ間に生じる跳ね上がり電圧を小
さくすることができ、電力用ＩＧＢＴの耐圧破壊を防止
できる。
する短絡保護トランジスタを設けたことにより、電力用
ＩＧＢＴの負荷短絡時に短絡電流を高速遮断することが
短絡電流に対する保護を確実に行い、かつ短絡電流遮断
時の電流変化率−ｄＩ／ｄｔを抑制して、電力用ＩＧＢ
Ｔのコレクタ−エミッタ間に生じる跳ね上がり電圧を小
さくすることができ、電力用ＩＧＢＴの耐圧破壊を防止
できる。
【００１３】請求項２記載の半導体出力回路装置は、請
求項１記載の半導体出力回路装置において、短絡保護ト
ランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を調整するため
のベース電流制限抵抗を追加したものである。この構成
によると、ベース電流制限抵抗によりベース電流をコン
トロールすると、ある決まったコレクタ電流が流れる時
のコレクタ−エミッタ間飽和電圧を調整できる。
求項１記載の半導体出力回路装置において、短絡保護ト
ランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧を調整するため
のベース電流制限抵抗を追加したものである。この構成
によると、ベース電流制限抵抗によりベース電流をコン
トロールすると、ある決まったコレクタ電流が流れる時
のコレクタ−エミッタ間飽和電圧を調整できる。
【００１４】
【発明の実施の形態】この発明の第１の実施の形態を図
１に基づいて説明する。この半導体出力回路装置は、図
１に示すように、電力用ＩＧＢＴ１の電流検出用セルと
接続したセンス端子４は、センス抵抗６と接続され、エ
ミッタ端子３とセンス抵抗６の他端は接続され、接地さ
れている。センス抵抗６の抵抗値は、電力用ＩＧＢＴ１
の電流保護レベルとセンス端子４とエミッタ端子３に流
れる電流比とで決定される。
１に基づいて説明する。この半導体出力回路装置は、図
１に示すように、電力用ＩＧＢＴ１の電流検出用セルと
接続したセンス端子４は、センス抵抗６と接続され、エ
ミッタ端子３とセンス抵抗６の他端は接続され、接地さ
れている。センス抵抗６の抵抗値は、電力用ＩＧＢＴ１
の電流保護レベルとセンス端子４とエミッタ端子３に流
れる電流比とで決定される。
【００１５】ゲート端子５はゲート抵抗８を介して、各
々バイポーラトランジスタからなるソースドライバ１
４，シンクドライバ１５で構成されるドライバ回路１８
と接続される。入力ロジック回路１２にＰＷＭ信号等の
入力信号１３が入力されると、入力レベルに応じて、ソ
ースドライバ１４，シンクドライバ１５が「ＯＮ」、
「ＯＦＦ」を行ない、電力用ＩＧＢＴ１を駆動する。以
上は従来例と同様である。
々バイポーラトランジスタからなるソースドライバ１
４，シンクドライバ１５で構成されるドライバ回路１８
と接続される。入力ロジック回路１２にＰＷＭ信号等の
入力信号１３が入力されると、入力レベルに応じて、ソ
ースドライバ１４，シンクドライバ１５が「ＯＮ」、
「ＯＦＦ」を行ない、電力用ＩＧＢＴ１を駆動する。以
上は従来例と同様である。
【００１６】短絡保護トランジスタ７は、コレクタを電
力用ＩＧＢＴ１のゲート端子５と接続し、エミッタを電
力用ＩＧＢＴ１のエミッタ端子３と接続し、ベースをセ
ンス端子４と接続している。短絡保護トランジスタ７の
ベースとエミッタ間には、ノイズ防止用コンデンサ９を
接続している。この短絡保護トランジスタ７を設けた点
が従来例と異なる。上記短絡保護トランジスタ７として
は、コンパレータ１０およびドライバ回路１８の動作遅
れ時間よりも短い時間内にターンオンするスイッチング
特性を有し、かつドライバ回路１８の駆動電圧とゲート
抵抗８により決まる第１の電流Ｉ1 と電力用ＩＧＢＴ１
のゲート容量を引き抜く第２の電流Ｉ2との和の電流
（Ｉ1 ＋Ｉ2 ）を流したときのコレクタ−エミッタ間飽
和電圧ＶCE(SAT) が１．３Ｖから１０Ｖまでの値となる
特性を有しているトランジスタを使用している。
力用ＩＧＢＴ１のゲート端子５と接続し、エミッタを電
力用ＩＧＢＴ１のエミッタ端子３と接続し、ベースをセ
ンス端子４と接続している。短絡保護トランジスタ７の
ベースとエミッタ間には、ノイズ防止用コンデンサ９を
接続している。この短絡保護トランジスタ７を設けた点
が従来例と異なる。上記短絡保護トランジスタ７として
は、コンパレータ１０およびドライバ回路１８の動作遅
れ時間よりも短い時間内にターンオンするスイッチング
特性を有し、かつドライバ回路１８の駆動電圧とゲート
抵抗８により決まる第１の電流Ｉ1 と電力用ＩＧＢＴ１
のゲート容量を引き抜く第２の電流Ｉ2との和の電流
（Ｉ1 ＋Ｉ2 ）を流したときのコレクタ−エミッタ間飽
和電圧ＶCE(SAT) が１．３Ｖから１０Ｖまでの値となる
特性を有しているトランジスタを使用している。
【００１７】また、電力用ＩＧＢＴ１のセンス端子４
は、従来例と同様に、コンパレータ１０とも接続されて
おり、センス電圧ＶS がしきい値電圧ＶREF よりも大き
くなると、ドライバ遮断信号１１が入力ロジック回路１
２に送信される。図２には、電力用ＩＧＢＴ１の負荷短
絡が発生した際の短絡保護時のタイミングチャートを示
す。図２において、（ａ）はセンス端子４に現れるセン
ス電圧Ｖ S を示し、（ｂ）はコンパレータ１０の出力電
圧ＶCMP を示し、（ｃ）は短絡保護トランジスタ７のコ
レクタ電流ＩC2を示し、（ｄ）は電力用ＩＧＢＴ１のゲ
ート電圧Ｖg を示し、（ｅ）は電力用ＩＧＢＴ１のコレ
クタ電流ＩC を示し、（ｆ）は電力用ＩＧＢＴ１のコレ
クタ−エミッタ間電圧ＶCEを示している。
は、従来例と同様に、コンパレータ１０とも接続されて
おり、センス電圧ＶS がしきい値電圧ＶREF よりも大き
くなると、ドライバ遮断信号１１が入力ロジック回路１
２に送信される。図２には、電力用ＩＧＢＴ１の負荷短
絡が発生した際の短絡保護時のタイミングチャートを示
す。図２において、（ａ）はセンス端子４に現れるセン
ス電圧Ｖ S を示し、（ｂ）はコンパレータ１０の出力電
圧ＶCMP を示し、（ｃ）は短絡保護トランジスタ７のコ
レクタ電流ＩC2を示し、（ｄ）は電力用ＩＧＢＴ１のゲ
ート電圧Ｖg を示し、（ｅ）は電力用ＩＧＢＴ１のコレ
クタ電流ＩC を示し、（ｆ）は電力用ＩＧＢＴ１のコレ
クタ−エミッタ間電圧ＶCEを示している。
【００１８】図２を見るとわかるように、センス抵抗６
にあらわれる電圧（センス電圧ＶS）は、負荷短絡が発
生すると、短絡保護トランジスタ７のベース−エミッタ
間電圧ＶBEまで一気に上昇していく。この時、センス電
圧ＶS がコンパレータ１０のしきい値電圧ＶREF をオー
バーすると、ドライバ遮断遅れ時間Ｔ1 が経過するまで
は、ソースドライバ１４が「ＯＮ」した状態であるの
で、ドライバ出力電圧Ｖ D は「Ｈｉｇｈ」のままであ
る。
にあらわれる電圧（センス電圧ＶS）は、負荷短絡が発
生すると、短絡保護トランジスタ７のベース−エミッタ
間電圧ＶBEまで一気に上昇していく。この時、センス電
圧ＶS がコンパレータ１０のしきい値電圧ＶREF をオー
バーすると、ドライバ遮断遅れ時間Ｔ1 が経過するまで
は、ソースドライバ１４が「ＯＮ」した状態であるの
で、ドライバ出力電圧Ｖ D は「Ｈｉｇｈ」のままであ
る。
【００１９】一方、センス電圧ＶS が上昇して、短絡保
護トランジスタ７のベースーエミッタ間に電流が流れ出
すと、短絡保護トランジスタ７のコレクタにはゲート抵
抗８の抵抗値をＲg とした時、Ｉ1 ＝ＶD ／Ｒg なる第
１の電流と、この第１の電流によるゲート電圧Ｖg の変
化ｄＶg ／ｄｔと電力用ＩＧＢＴ１のゲート端子５の入
力容量Ｃg で決まるＩ2 ＝Ｃg ・ｄＶg ／ｄｔの合計
（Ｉ1 ＋Ｉ2 ）が流れ、電力用ＩＧＢＴ１のゲート電圧
Ｖg は短絡保護トランジスタにＩ1 ＋Ｉ2 の電流が流れ
た時のコレクタ−エミッタ間飽和電圧まで低下する。こ
の時、電力用ＩＧＢＴ１の短絡電流は抑制されて大幅に
低減され、ドライバ遮断遅れ時間Ｔ1 を経た後は、ゲー
ト電圧Ｖg は０Ｖとなり、短絡電流は完全に０となって
しまっている。
護トランジスタ７のベースーエミッタ間に電流が流れ出
すと、短絡保護トランジスタ７のコレクタにはゲート抵
抗８の抵抗値をＲg とした時、Ｉ1 ＝ＶD ／Ｒg なる第
１の電流と、この第１の電流によるゲート電圧Ｖg の変
化ｄＶg ／ｄｔと電力用ＩＧＢＴ１のゲート端子５の入
力容量Ｃg で決まるＩ2 ＝Ｃg ・ｄＶg ／ｄｔの合計
（Ｉ1 ＋Ｉ2 ）が流れ、電力用ＩＧＢＴ１のゲート電圧
Ｖg は短絡保護トランジスタにＩ1 ＋Ｉ2 の電流が流れ
た時のコレクタ−エミッタ間飽和電圧まで低下する。こ
の時、電力用ＩＧＢＴ１の短絡電流は抑制されて大幅に
低減され、ドライバ遮断遅れ時間Ｔ1 を経た後は、ゲー
ト電圧Ｖg は０Ｖとなり、短絡電流は完全に０となって
しまっている。
【００２０】電力用ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間
電圧ＶCEは、短絡電流減少時の−ｄＩC ／ｄｔにより跳
ね上がるが、Ｉ1 ＋Ｉ2 の電流が流れた時の短絡保護ト
ランジスタ７のコレクタ−エミッタ間飽和電圧ＶCE(SA
T) が１．３Ｖ〜１０Ｖとなる特性のデバイスを使用し
ているので、ゲート電圧変化率（−ｄＶg ／ｄｔ）が緩
やかであり、−ｄＩC ／ｄｔも緩やかで、大きく跳ね上
がらず、短絡遮断時の電力用ＩＧＢＴ１のコレクタ−エ
ミッタ間電圧ＶCEの跳ね上がりによる破壊が低減され、
かつドライバ遮断遅れ時間Ｔ1 より、早くターンオフす
る特性の短絡保護トランジスタ７を用いているので、高
速遮断もできる。なお、Ｔ2 は短絡保護トランジスタタ
ーンオン遅れ時間であり、図２から、Ｔ2 ＜Ｔ1 である
ことは明らかである。
電圧ＶCEは、短絡電流減少時の−ｄＩC ／ｄｔにより跳
ね上がるが、Ｉ1 ＋Ｉ2 の電流が流れた時の短絡保護ト
ランジスタ７のコレクタ−エミッタ間飽和電圧ＶCE(SA
T) が１．３Ｖ〜１０Ｖとなる特性のデバイスを使用し
ているので、ゲート電圧変化率（−ｄＶg ／ｄｔ）が緩
やかであり、−ｄＩC ／ｄｔも緩やかで、大きく跳ね上
がらず、短絡遮断時の電力用ＩＧＢＴ１のコレクタ−エ
ミッタ間電圧ＶCEの跳ね上がりによる破壊が低減され、
かつドライバ遮断遅れ時間Ｔ1 より、早くターンオフす
る特性の短絡保護トランジスタ７を用いているので、高
速遮断もできる。なお、Ｔ2 は短絡保護トランジスタタ
ーンオン遅れ時間であり、図２から、Ｔ2 ＜Ｔ1 である
ことは明らかである。
【００２１】つぎに、この発明の半導体出力回路装置の
第２の実施の形態にについて図３に基づいて説明する。
この第２の実施の形態では、図３に示すように、センス
抵抗１６をセンス抵抗６と直列に追加し、センス抵抗
６，１６の接続点にベース電流制限抵抗１７を介して短
絡保護トランジスタ７のベースを接続するように回路変
更したもので、その他の構成は図１のものと同様であ
る。
第２の実施の形態にについて図３に基づいて説明する。
この第２の実施の形態では、図３に示すように、センス
抵抗１６をセンス抵抗６と直列に追加し、センス抵抗
６，１６の接続点にベース電流制限抵抗１７を介して短
絡保護トランジスタ７のベースを接続するように回路変
更したもので、その他の構成は図１のものと同様であ
る。
【００２２】上記のセンス抵抗１６はコンパレータ１０
のしきい値電圧ＶREF と短絡保護トランジスタ７のＶBE
−ＩB 特性の整合を容易にするためのもので、どのよう
な品種のトランジスタにも対応できるようになってい
る。また、ベース電流制限抵抗１７は、短絡保護トラン
ジスタ７のベース電流調整用であり、この結果、短絡保
護トランジスタ７は、図４のように、ベース電流制限抵
抗１７によりベース電流をコントロールすると、ある決
まったコレクタ電流が流れる時のコレクタ−エミッタ間
飽和電圧ＶCE(SAT) を調整できる。すなわち、短絡保護
時にコレクタ−エミッタ間飽和電圧ＶCE(SAT) が１．３
Ｖ〜１０Ｖとすることが必要な短絡保護トランジスタ７
の特性を、一品種のトランジスタでベース電流ＩB を変
えることで、任意に得ることができる。つまり、トラン
ジスタでベース電流ＩB を変えることによりコレクタ−
エミッタ間飽和電圧ＶCE(SAT)を自由に設定できる。
のしきい値電圧ＶREF と短絡保護トランジスタ７のＶBE
−ＩB 特性の整合を容易にするためのもので、どのよう
な品種のトランジスタにも対応できるようになってい
る。また、ベース電流制限抵抗１７は、短絡保護トラン
ジスタ７のベース電流調整用であり、この結果、短絡保
護トランジスタ７は、図４のように、ベース電流制限抵
抗１７によりベース電流をコントロールすると、ある決
まったコレクタ電流が流れる時のコレクタ−エミッタ間
飽和電圧ＶCE(SAT) を調整できる。すなわち、短絡保護
時にコレクタ−エミッタ間飽和電圧ＶCE(SAT) が１．３
Ｖ〜１０Ｖとすることが必要な短絡保護トランジスタ７
の特性を、一品種のトランジスタでベース電流ＩB を変
えることで、任意に得ることができる。つまり、トラン
ジスタでベース電流ＩB を変えることによりコレクタ−
エミッタ間飽和電圧ＶCE(SAT)を自由に設定できる。
【００２３】このように、ベース電流制限抵抗１７を任
意に変更することで、短絡遮断時のゲート電圧Ｖg の−
ｄＶg ／ｄｔを自由に決定することができ、短絡遮断時
の電力用ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEの
跳ね上がりを小さくすることができる。以上説明したよ
うに、この発明の実施の形態を採用することで、ノイズ
誤動作に強く、しかも高速に負荷短絡を遮断できる。例
えば、短絡保護トランジスタ７として２ＳＤ１９３８を
採用すると、約０．５μｓで遮断可能で、短絡時に電力
用ＩＧＢＴ１に印加されるエネルギーは従来と比較して
４０％以下となっており、エネルギー破壊は０％と大幅
な不良削減が可能となった。
意に変更することで、短絡遮断時のゲート電圧Ｖg の−
ｄＶg ／ｄｔを自由に決定することができ、短絡遮断時
の電力用ＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶCEの
跳ね上がりを小さくすることができる。以上説明したよ
うに、この発明の実施の形態を採用することで、ノイズ
誤動作に強く、しかも高速に負荷短絡を遮断できる。例
えば、短絡保護トランジスタ７として２ＳＤ１９３８を
採用すると、約０．５μｓで遮断可能で、短絡時に電力
用ＩＧＢＴ１に印加されるエネルギーは従来と比較して
４０％以下となっており、エネルギー破壊は０％と大幅
な不良削減が可能となった。
【００２４】また、短絡遮断時の跳ね上がり電圧は、表
１のように短絡保護トランジスタ７のコレクタ−エミッ
タ間飽和電圧ＶCE(SAT) が１．３Ｖ〜１０Ｖでは、不良
が０［％］で、１．３Ｖ以下では耐圧不良が多発してい
る。これは、ＶCE(SAT) が１０Ｖ以上であると、電流に
よる短絡不良が発生してしまうからである。より詳しく
説明すると、ＶCE(SAT) が１０Ｖ以上であると、電力用
ＩＧＢＴ１のゲート電圧が１０Ｖ以上であり、短絡電流
の抑制が不十分である（例えば、３００Ａから２５０Ａ
になる）ので、電力用ＩＧＢＴ１がエネルギー破壊に至
る可能性があるということである。したがって、短絡保
護に対して良好なコレクタ−エミッタ間飽和電圧ＶCE(S
AT) の範囲は１．３Ｖ〜１０Ｖである。なお、この電圧
範囲に設定すると、現在市販されている一般的なＩＧＢ
Ｔ（駆動電圧Ｖge＝１５Ｖ）であれば保護可能である。
ただ、将来的にＶge＝５ＶなどのＩＧＢＴが現れると、
短絡保護に対して良好なコレクタ−エミッタ間飽和電圧
ＶCE(SAT) の範囲は上記の範囲からは変わることにな
る。
１のように短絡保護トランジスタ７のコレクタ−エミッ
タ間飽和電圧ＶCE(SAT) が１．３Ｖ〜１０Ｖでは、不良
が０［％］で、１．３Ｖ以下では耐圧不良が多発してい
る。これは、ＶCE(SAT) が１０Ｖ以上であると、電流に
よる短絡不良が発生してしまうからである。より詳しく
説明すると、ＶCE(SAT) が１０Ｖ以上であると、電力用
ＩＧＢＴ１のゲート電圧が１０Ｖ以上であり、短絡電流
の抑制が不十分である（例えば、３００Ａから２５０Ａ
になる）ので、電力用ＩＧＢＴ１がエネルギー破壊に至
る可能性があるということである。したがって、短絡保
護に対して良好なコレクタ−エミッタ間飽和電圧ＶCE(S
AT) の範囲は１．３Ｖ〜１０Ｖである。なお、この電圧
範囲に設定すると、現在市販されている一般的なＩＧＢ
Ｔ（駆動電圧Ｖge＝１５Ｖ）であれば保護可能である。
ただ、将来的にＶge＝５ＶなどのＩＧＢＴが現れると、
短絡保護に対して良好なコレクタ−エミッタ間飽和電圧
ＶCE(SAT) の範囲は上記の範囲からは変わることにな
る。
【００２５】
【表１】
【００２６】なお、上記実施の形態では、電力用ＩＧＢ
Ｔを例に上げて説明したが、センス端子付の電力用ＭＯ
ＳＦＥＴについても、この発明を適用でき、その場合に
は、特許請求の範囲におけるエミッタセルはソースセル
ということになる。
Ｔを例に上げて説明したが、センス端子付の電力用ＭＯ
ＳＦＥＴについても、この発明を適用でき、その場合に
は、特許請求の範囲におけるエミッタセルはソースセル
ということになる。
【００２７】
【発明の効果】この発明によれば、短絡保護トランジス
タを設けたことにより、電力用ＩＧＢＴの負荷短絡時に
短絡電流を高速遮断することが短絡電流に対する保護を
確実に行い、かつ短絡電流遮断時の電流変化率−ｄＩ／
ｄｔを抑制して、電力用ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ
間に生じる跳ね上がり電圧を小さくすることができて電
力用ＩＧＢＴの耐圧破壊を防止でき、短絡保護時の電力
用ＩＧＢＴの不良率を大幅に低減し、半導体出力回路装
置を低価格、高信頼性で提供できる。
タを設けたことにより、電力用ＩＧＢＴの負荷短絡時に
短絡電流を高速遮断することが短絡電流に対する保護を
確実に行い、かつ短絡電流遮断時の電流変化率−ｄＩ／
ｄｔを抑制して、電力用ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ
間に生じる跳ね上がり電圧を小さくすることができて電
力用ＩＧＢＴの耐圧破壊を防止でき、短絡保護時の電力
用ＩＧＢＴの不良率を大幅に低減し、半導体出力回路装
置を低価格、高信頼性で提供できる。
【図１】この発明の第１の実施の形態における半導体出
力回路装置の回路図である。
力回路装置の回路図である。
【図２】図１の半導体出力回路装置の短絡遮断時の各部
のタイムチャートである。
のタイムチャートである。
【図３】この発明の第２の実施の形態における半導体出
力回路装置の回路図である。
力回路装置の回路図である。
【図４】短絡保護トランジスタのコレクタ電流−コレク
タ−エミッタ間飽和電圧の特性図である。
タ−エミッタ間飽和電圧の特性図である。
【図５】半導体出力回路装置の従来例の回路図である。
【図６】図５の半導体出力回路装置の短絡遮断時の各部
のタイムチャートである。
のタイムチャートである。
１ 電力用ＩＧＢＴ ２ コレクタ端子 ３ エミッタ端子 ４ センス端子 ５ ゲート端子 ６ センス抵抗 ７ 短絡保護トランジスタ ８ ゲート抵抗 ９ 誤動作防止コンデンサ １０ コンパレータ １１ ドライバ遮断信号 １２ 入力ロジック回路 １３ 入力信号 １４ ソースドライバ １５ シンクドライバ １６ センス抵抗 １７ ベース電流制限抵抗 １８ ドライバ回路
Claims (2)
- 【請求項１】 エミッタセルがエミッタメインセルおよ
びエミッタ電流検出用セルからなり、前記エミッタメイ
ンセルに接続したエミッタ端子の他に前記エミッタ電流
検出用セルに接続したセンス端子を有する絶縁ゲート付
の電力用トランジスタと、 前記電力用トランジスタのゲート端子に接続したゲート
抵抗と、 前記電力用トランジスタのセンス端子とエミッタ端子の
間に接続したセンス抵抗と、 前記エミッタ端子と前記センス端子との間にエミッタと
ベースを接続し、前記ゲート端子にコレクタを接続した
短絡保護トランジスタとを備え、 前記短絡保護トランジスタとして、短絡発生時のコレク
タ−エミッタ間飽和電圧が１．３Ｖから１０Ｖまでの値
となる特性を有しているトランジスタを使用したことを
特徴とする半導体出力回路装置。 - 【請求項２】 短絡保護トランジスタのコレクタ−エミ
ッタ間飽和電圧を調整するためのベース電流制限抵抗を
追加したことを特徴とする請求項１記載の半導体出力回
路装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7211936A JPH0964707A (ja) | 1995-08-21 | 1995-08-21 | 半導体出力回路装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7211936A JPH0964707A (ja) | 1995-08-21 | 1995-08-21 | 半導体出力回路装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0964707A true JPH0964707A (ja) | 1997-03-07 |
Family
ID=16614141
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7211936A Pending JPH0964707A (ja) | 1995-08-21 | 1995-08-21 | 半導体出力回路装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0964707A (ja) |
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001063765A1 (fr) * | 2000-02-25 | 2001-08-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Module de puissance |
| US6717785B2 (en) | 2000-03-31 | 2004-04-06 | Denso Corporation | Semiconductor switching element driving circuit |
| US6891707B2 (en) | 2001-05-28 | 2005-05-10 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Semiconductor protection circuit |
| US7109558B2 (en) | 2001-06-06 | 2006-09-19 | Denso Corporation | Power MOS transistor having capability for setting substrate potential independently of source potential |
| EP2003777A1 (en) * | 2007-06-06 | 2008-12-17 | Nissan Motor Co., Ltd. | Drive circuit of voltage driven element |
| JP2009135414A (ja) * | 2007-11-07 | 2009-06-18 | Denso Corp | 半導体装置 |
| JP2010062860A (ja) * | 2008-09-03 | 2010-03-18 | Fuji Electric Systems Co Ltd | スイッチング素子駆動回路 |
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| CN101399265B (zh) | 2007-09-27 | 2011-09-28 | 松下电器产业株式会社 | 半导体装置 |
| US8125002B2 (en) | 2007-11-07 | 2012-02-28 | Denso Corporation | Semiconductor device and inverter circuit having the same |
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| CN109526109A (zh) * | 2018-12-24 | 2019-03-26 | 江阴华慧源电子技术有限公司 | 一种太阳能路灯控制器负载保护系统 |
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| CN113595536A (zh) * | 2021-06-17 | 2021-11-02 | 许继集团有限公司 | 一种igbt有源过流保护装置及保护方法 |
| WO2024131728A1 (zh) * | 2022-12-21 | 2024-06-27 | 浙江联宜电机有限公司 | 制动电阻电路中自动保护mos管的保护电路、保护方法 |
-
1995
- 1995-08-21 JP JP7211936A patent/JPH0964707A/ja active Pending
Cited By (24)
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| US8513986B2 (en) | 2009-10-26 | 2013-08-20 | Nissan Motor Co., Ltd. | Driving circuit for switching element and power converter |
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| KR101362668B1 (ko) * | 2009-10-26 | 2014-02-12 | 칼소닉 칸세이 가부시끼가이샤 | 스위칭 소자의 구동 회로 및 전력 변환 장치 |
| JP2012070045A (ja) * | 2010-09-21 | 2012-04-05 | Yazaki Corp | 負荷駆動装置 |
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