JPH0824425B2 - オゾン発生器用電源回路 - Google Patents
オゾン発生器用電源回路Info
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- JPH0824425B2 JPH0824425B2 JP61091417A JP9141786A JPH0824425B2 JP H0824425 B2 JPH0824425 B2 JP H0824425B2 JP 61091417 A JP61091417 A JP 61091417A JP 9141786 A JP9141786 A JP 9141786A JP H0824425 B2 JPH0824425 B2 JP H0824425B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H02M7/5236—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit the commutation elements being in a push-pull arrangement in a series push-pull arrangement
-
- C—CHEMISTRY; METALLURGY
- C01—INORGANIC CHEMISTRY
- C01B—NON-METALLIC ELEMENTS; COMPOUNDS THEREOF; METALLOIDS OR COMPOUNDS THEREOF NOT COVERED BY SUBCLASS C01C
- C01B13/00—Oxygen; Ozone; Oxides or hydroxides in general
- C01B13/10—Preparation of ozone
- C01B13/11—Preparation of ozone by electric discharge
- C01B13/115—Preparation of ozone by electric discharge characterised by the electrical circuits producing the electrical discharge
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Description
【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は広くはコロナ放電装置、特にオゾン発生器、
用の固体電源回路に関し、より特にはセミコンダクター
装置のゲート電極用ゲートシグナル発生制御用インバー
ター制御回路を使用する、共振・インバーター電源回路
に関する。
用の固体電源回路に関し、より特にはセミコンダクター
装置のゲート電極用ゲートシグナル発生制御用インバー
ター制御回路を使用する、共振・インバーター電源回路
に関する。
＜従来の技術＞ 電気的なコロナ放電が行なわれている２電極間を酸素
又は空気を通すことに依りオゾンが製造出来ることは当
業者に知られている。それ以外のオゾン製造方法、例え
ば火花放電によるか、又は紫外線照射の作用によるもの
はオゾン収率がかなり低いために産業上の意義を有して
いない。コロナ放電によるオゾンの製造は、飲料水（上
水）製造での水処理、及び水精製及び滅菌用に、広汎な
産業分野でかなりの重要性がある。
又は空気を通すことに依りオゾンが製造出来ることは当
業者に知られている。それ以外のオゾン製造方法、例え
ば火花放電によるか、又は紫外線照射の作用によるもの
はオゾン収率がかなり低いために産業上の意義を有して
いない。コロナ放電によるオゾンの製造は、飲料水（上
水）製造での水処理、及び水精製及び滅菌用に、広汎な
産業分野でかなりの重要性がある。
純酸素又はその他の酸素含有ガス例えば空気をコロナ
放電装置を通過させてオゾンを合成する基本的物理原理
は多年にわたり知られている。典型的なコロナ放電オゾ
ン発生器では、２個の電極間空隙にコロナ放電が行なわ
れており、そして気体を横切る電気的コロナ放電を起こ
す充分に大きな電圧勾配により誘起される低い電流によ
つて特徴付けられている。気体が僅かにそれによつてイ
オン化され、そして拡散した柔らかな青味がかつたグロ
ーが生じる。コロナ放電オゾン発生器を操作させるのに
使用される高電圧は、ある種類の周期的信号を逓昇電源
変圧器の１次側を通して送り、オゾン発生器の負荷を変
圧器の２次側で得られる周期的高電圧に結合することに
よつてしばしば得られている。
放電装置を通過させてオゾンを合成する基本的物理原理
は多年にわたり知られている。典型的なコロナ放電オゾ
ン発生器では、２個の電極間空隙にコロナ放電が行なわ
れており、そして気体を横切る電気的コロナ放電を起こ
す充分に大きな電圧勾配により誘起される低い電流によ
つて特徴付けられている。気体が僅かにそれによつてイ
オン化され、そして拡散した柔らかな青味がかつたグロ
ーが生じる。コロナ放電オゾン発生器を操作させるのに
使用される高電圧は、ある種類の周期的信号を逓昇電源
変圧器の１次側を通して送り、オゾン発生器の負荷を変
圧器の２次側で得られる周期的高電圧に結合することに
よつてしばしば得られている。
多年にわたり、オゾン発生器及びその作動回路構成の
一体的部分を形成しているそのための電源を改良にめざ
ましい努力が払われている。これらの努力はその効率を
高めて、操業コストと単位消費電力当りの生産コストの
両方を低減させることを特にめざしている。先行技術の
効率限界をきめるのに、電圧及び電流の周期的波形を含
めた多くの因子が貢献している。オゾンは三体衝突によ
つて形成され、それによると、酸素分子が交番電場中で
加速され、３個の酸素分子（O2）が２個のオゾン分子
（O3）に改変される。オゾンの形成はコロナ放電が充分
な電界強度を形成した加速相の最後部分で一般的に起こ
り、それは商業用に供給されるAC電線電圧から、又は数
百ヘルツ迄の周波数をつくり出す逓倍操作でAC電圧から
導かれる電圧から供給されるサインカーブのAC電圧を用
いると比較的遅く起こる。
一体的部分を形成しているそのための電源を改良にめざ
ましい努力が払われている。これらの努力はその効率を
高めて、操業コストと単位消費電力当りの生産コストの
両方を低減させることを特にめざしている。先行技術の
効率限界をきめるのに、電圧及び電流の周期的波形を含
めた多くの因子が貢献している。オゾンは三体衝突によ
つて形成され、それによると、酸素分子が交番電場中で
加速され、３個の酸素分子（O2）が２個のオゾン分子
（O3）に改変される。オゾンの形成はコロナ放電が充分
な電界強度を形成した加速相の最後部分で一般的に起こ
り、それは商業用に供給されるAC電線電圧から、又は数
百ヘルツ迄の周波数をつくり出す逓倍操作でAC電圧から
導かれる電圧から供給されるサインカーブのAC電圧を用
いると比較的遅く起こる。
高い周波数で作動するオゾン発生装置は、単位時間当
りの加速がより多く現われるので、通常のAC電線電圧を
用いても、一般により高いオゾン収率を生じる。然し、
誘電障壁と直列の気体空隙中で消費されるコロナ電力は
操作周波数に正比例するため、このコロナ電力に依つて
起こる顕著な加熱はそこでつくり出されたオゾンの急速
な分解を促進する傾向がある。従つてオゾン発生器に印
加した交流周期の持続時間に対する放電持続時間は、オ
ゾン製造の効率上、重要な因子である。
りの加速がより多く現われるので、通常のAC電線電圧を
用いても、一般により高いオゾン収率を生じる。然し、
誘電障壁と直列の気体空隙中で消費されるコロナ電力は
操作周波数に正比例するため、このコロナ電力に依つて
起こる顕著な加熱はそこでつくり出されたオゾンの急速
な分解を促進する傾向がある。従つてオゾン発生器に印
加した交流周期の持続時間に対する放電持続時間は、オ
ゾン製造の効率上、重要な因子である。
＜発明の構成＞ 本発明は入力端子で直流電源に、そして出力端子で共
振回路網に結合されたDC/ACセミコンダクタースイッチ
・ブリツジ・インバーター、而してこのセミコンダクタ
ースイッチ・ブリツジ・インバーターが共振回路網を経
て第１の方向に通ずる（導通する）ための第１セミコン
ダクタースイッチ装置及び共振回路網を経て第２の方向
に通ずる（導通する）ための第２セミコンダクタースイ
ッチ装置を有している、を有するオゾン発生器用電源回
路を提供する。共振回路は、セミコンダクタースイッチ
・ブリツジ・インバーターに結合した１次巻線及びオゾ
ン発生器に結合した２次巻線を備える逓昇高圧変圧器及
び、該第１及び第２セミコンダクタースイッチ装置のゲ
ート電極用ゲートシグナル発生制御用のインバーター制
御回路を有する。
振回路網に結合されたDC/ACセミコンダクタースイッチ
・ブリツジ・インバーター、而してこのセミコンダクタ
ースイッチ・ブリツジ・インバーターが共振回路網を経
て第１の方向に通ずる（導通する）ための第１セミコン
ダクタースイッチ装置及び共振回路網を経て第２の方向
に通ずる（導通する）ための第２セミコンダクタースイ
ッチ装置を有している、を有するオゾン発生器用電源回
路を提供する。共振回路は、セミコンダクタースイッチ
・ブリツジ・インバーターに結合した１次巻線及びオゾ
ン発生器に結合した２次巻線を備える逓昇高圧変圧器及
び、該第１及び第２セミコンダクタースイッチ装置のゲ
ート電極用ゲートシグナル発生制御用のインバーター制
御回路を有する。
本発明の教示に従えば、共振インバーター・オゾン発
生器電源回路はDC電源及び出力で高圧変圧器の１次巻線
に結合したDC/ACセミコンダクタースイッチインバータ
ーを有する。オゾン発生器負荷、これは放電空隙のコン
デンサCgと直列接続した誘電障壁のコンデンサCdと組合
わせた放電空隙の抵抗Rgの等価電気回路を有し、変圧器
の２次巻線両端に接続された高周波サイクル中に放電路
を提供する。インバーター電源は直列接続転流インダク
タンス及びキヤパシタンス、これらは高電圧変圧器の漏
れインダクタンス及び直列コンデンサ及び折返し負荷キ
ヤパシタンスの等価キヤパシタンスである、に依つてき
まる比較的高い周波数で作動する。異なる共振周波数を
発生させるために異なるコンデンサを選択的に変圧器の
１次巻線に接続できる。
生器電源回路はDC電源及び出力で高圧変圧器の１次巻線
に結合したDC/ACセミコンダクタースイッチインバータ
ーを有する。オゾン発生器負荷、これは放電空隙のコン
デンサCgと直列接続した誘電障壁のコンデンサCdと組合
わせた放電空隙の抵抗Rgの等価電気回路を有し、変圧器
の２次巻線両端に接続された高周波サイクル中に放電路
を提供する。インバーター電源は直列接続転流インダク
タンス及びキヤパシタンス、これらは高電圧変圧器の漏
れインダクタンス及び直列コンデンサ及び折返し負荷キ
ヤパシタンスの等価キヤパシタンスである、に依つてき
まる比較的高い周波数で作動する。異なる共振周波数を
発生させるために異なるコンデンサを選択的に変圧器の
１次巻線に接続できる。
制御回路は２対のセミコンダクタースイッチ用のゲー
ト制御信号を発生するために設けられている。セミコン
ダクタースイッチをトリガリングさせるスイツチング周
波数は回路共振周波数より低く選定されており、その結
果として、インバーターによつて供給される負荷電圧は
実質上パルス化している。
ト制御信号を発生するために設けられている。セミコン
ダクタースイッチをトリガリングさせるスイツチング周
波数は回路共振周波数より低く選定されており、その結
果として、インバーターによつて供給される負荷電圧は
実質上パルス化している。
制御回路の第一の好ましい態様では、方形波発生回路
が第１及び第２の反対の方形波を発生する。第１エツジ
検知回路は各検知エツジについて第１ゲートパルスを生
ずるために第１方形波信号と結合されており、これは次
に第１対のセミコンダクタースイッチをゲートするため
に結合されている。第２エツジ検知回路は各検知エツジ
について第２ゲートパルスを生ずるために第２方形波信
号と結合されており、これは次に第２対のセミコンダク
タースイッチをゲートするために結合されている。この
態様では、方形波発生回路は好ましくは２種の反対の方
形波信号発生用の無安定バイブレータを有する。その好
ましい操作態様では、コンデンサ及び誘導子は変圧器の
１次巻線に結合されて共振回路網の共振周波数を2.0乃
至3.0キロヘルツの範囲に同調させ、且つ方形波発生回
路は好ましくは200乃至800ヘルツの範囲で作動する。
が第１及び第２の反対の方形波を発生する。第１エツジ
検知回路は各検知エツジについて第１ゲートパルスを生
ずるために第１方形波信号と結合されており、これは次
に第１対のセミコンダクタースイッチをゲートするため
に結合されている。第２エツジ検知回路は各検知エツジ
について第２ゲートパルスを生ずるために第２方形波信
号と結合されており、これは次に第２対のセミコンダク
タースイッチをゲートするために結合されている。この
態様では、方形波発生回路は好ましくは２種の反対の方
形波信号発生用の無安定バイブレータを有する。その好
ましい操作態様では、コンデンサ及び誘導子は変圧器の
１次巻線に結合されて共振回路網の共振周波数を2.0乃
至3.0キロヘルツの範囲に同調させ、且つ方形波発生回
路は好ましくは200乃至800ヘルツの範囲で作動する。
制御回路の第二の好ましい態様では、第１及び第２対
のアンド（AND）ゲートが、第１及び第２対のセミコン
ダクタースイッチのゲーテング制御用に設けられてい
る。スイツチング周波数方形波信号が発生されて第１及
び第２対のアンドゲートのそれぞれの第１入力として印
加される。高周波パルス列も発生されて第１及び第２対
のアンドゲートのそれぞれの第２入力として印加され
る。結果として生じたアンドゲートからのゲート信号が
第１及び第２対のセミコンダクタースイッチを、方形波
信号のスイツチング周波数がパルスバースト間のタイミ
ングを制御し且つ各パルスバースト内の高周波パルスの
数が高周波パルス列又は方形波信号の各パルスの巾によ
つて制御される、パルスバースト変調モードへとトリガ
ーする。
のアンド（AND）ゲートが、第１及び第２対のセミコン
ダクタースイッチのゲーテング制御用に設けられてい
る。スイツチング周波数方形波信号が発生されて第１及
び第２対のアンドゲートのそれぞれの第１入力として印
加される。高周波パルス列も発生されて第１及び第２対
のアンドゲートのそれぞれの第２入力として印加され
る。結果として生じたアンドゲートからのゲート信号が
第１及び第２対のセミコンダクタースイッチを、方形波
信号のスイツチング周波数がパルスバースト間のタイミ
ングを制御し且つ各パルスバースト内の高周波パルスの
数が高周波パルス列又は方形波信号の各パルスの巾によ
つて制御される、パルスバースト変調モードへとトリガ
ーする。
この態様では、高周波パルス列の発生は好ましくは、
方形波信号のパルスと同期させる。方形波信号発生回路
は好ましくは２種の位相外れ方形波信号、これは次に結
合して単一の方形波信号をつくり出す、を発生させるた
めのパルス幅変調器を有する。コンデンサ及び誘導子が
変圧器の１次巻線に結合されて、共振回路網の共振周波
数を2.0乃至3.0キロヘルツの範囲に同調させ、そして高
周波パルス列のパルス繰返し周波数が好ましくは２分の
１（1/2）共振周波数である。スイツチング周波数は好
ましくは200乃至800ヘルツであり、そして高周波パルス
列のパルス繰返し周波数は好ましくは1.0乃至1.6キロヘ
ルツである。
方形波信号のパルスと同期させる。方形波信号発生回路
は好ましくは２種の位相外れ方形波信号、これは次に結
合して単一の方形波信号をつくり出す、を発生させるた
めのパルス幅変調器を有する。コンデンサ及び誘導子が
変圧器の１次巻線に結合されて、共振回路網の共振周波
数を2.0乃至3.0キロヘルツの範囲に同調させ、そして高
周波パルス列のパルス繰返し周波数が好ましくは２分の
１（1/2）共振周波数である。スイツチング周波数は好
ましくは200乃至800ヘルツであり、そして高周波パルス
列のパルス繰返し周波数は好ましくは1.0乃至1.6キロヘ
ルツである。
＜好ましい態様の詳細な記載＞ オゾン発生器電源についての本発明の前述の目的及び
特長は、その好ましいいくつかの態様の以下の詳細な記
載を添付図面を引用して参照することによつて当業者に
はより良く理解されよう。添付図面中では同一の部品は
全体を通して同一の参照番号が付されている。
特長は、その好ましいいくつかの態様の以下の詳細な記
載を添付図面を引用して参照することによつて当業者に
はより良く理解されよう。添付図面中では同一の部品は
全体を通して同一の参照番号が付されている。
本発明によるパルス制御回路の第一の態様はオゾン発
生器負荷に、不連続高周波交番（交流）パルスを、各電
流パルス及び図２（ｅ）及び２（ｆ）に示した種類の波
形を有する付随電圧パルスを、供給する構造である。電
流の周波数は、高電圧変圧器の実効インダクタンス及び
任意的な付加的誘導子Ｌを含めた直列インダクタンス、
及び任意的な直列コンデンサＣ、及びオゾン発生器の実
効キヤパシタンスを含めた直列キヤパシタンスより成る
直列共振回路によつて決定される。
生器負荷に、不連続高周波交番（交流）パルスを、各電
流パルス及び図２（ｅ）及び２（ｆ）に示した種類の波
形を有する付随電圧パルスを、供給する構造である。電
流の周波数は、高電圧変圧器の実効インダクタンス及び
任意的な付加的誘導子Ｌを含めた直列インダクタンス、
及び任意的な直列コンデンサＣ、及びオゾン発生器の実
効キヤパシタンスを含めた直列キヤパシタンスより成る
直列共振回路によつて決定される。
本発明の図３及び６中に開示した略図的回路は、その
中に図示した多くの抵抗器及びコンデンサの数値が示さ
れており、そして更に回路の構成部分である多くのトラ
ンジスタ及び集積回路の商品名を示してある。商用３相
220VAC電源を図示していないAC/DCコンバータに印加し
て、図１の、DC電圧Edc、例えば300Vdcをつくり出すこ
とができる。図２（ｅ）に示した、交番極性の電圧パル
スV0は、図示した様に逆平行配列に接続されたセミコン
ダクタースイッチT1、T2、T3及びT4とダイオードD1、
D2、D3及びD4から成るセミコンダクタースイッチ・ブリ
ツジ・インバーター、図１、によつてつくり出される。
中に図示した多くの抵抗器及びコンデンサの数値が示さ
れており、そして更に回路の構成部分である多くのトラ
ンジスタ及び集積回路の商品名を示してある。商用３相
220VAC電源を図示していないAC/DCコンバータに印加し
て、図１の、DC電圧Edc、例えば300Vdcをつくり出すこ
とができる。図２（ｅ）に示した、交番極性の電圧パル
スV0は、図示した様に逆平行配列に接続されたセミコン
ダクタースイッチT1、T2、T3及びT4とダイオードD1、
D2、D3及びD4から成るセミコンダクタースイッチ・ブリ
ツジ・インバーター、図１、によつてつくり出される。
セミコンダクタースイッチは電子的スイツチング・デ
バイスであり、制御の短いゲートパルス又はトリガする
ためのゲート電流が必要である。制御又はゲート電流パ
ルスが止むと、セミコンダクタースイッチは実質上転流
されるかターンオフされる迄、導電を続ける。転流回路
はしばしばセミコンダクタースイッチをターンオフする
必要がある。事実上、セミコンダクタースイッチはスイ
ツチであり、その最重要の二つはシリコン制御整流器
（SCRs）及びトライアツク（triacs）である。セミコン
ダクタースイッチ、好ましくはシリコン制御整流器（SC
Rs）、を本発明の電源回路の主スイツチング・デバイス
として使用し、そしてセミコンダクタースイッチの転流
は共振回路の動作中に自動的に達成される。
バイスであり、制御の短いゲートパルス又はトリガする
ためのゲート電流が必要である。制御又はゲート電流パ
ルスが止むと、セミコンダクタースイッチは実質上転流
されるかターンオフされる迄、導電を続ける。転流回路
はしばしばセミコンダクタースイッチをターンオフする
必要がある。事実上、セミコンダクタースイッチはスイ
ツチであり、その最重要の二つはシリコン制御整流器
（SCRs）及びトライアツク（triacs）である。セミコン
ダクタースイッチ、好ましくはシリコン制御整流器（SC
Rs）、を本発明の電源回路の主スイツチング・デバイス
として使用し、そしてセミコンダクタースイッチの転流
は共振回路の動作中に自動的に達成される。
運転中に、セミコンダクタースイッチT1及びT4が制御
パルスVg1及びVg4、図２（ａ）、２（ｂ）によつて同時
にターンオフされて、セミコンダクタースイッチ／ダイ
オード対を流れる共振電流をつくり出す。直列共振回路
は、ブリツジ回路の斜めに向い合つたスイツチング脚の
両方の組が導電性である時に、確立される。別の対のセ
ミコンダクタースイッチがゲートオンされた場合、第一
のセミコンダクタースイッチT1とT4が、次にセミコンダ
クタースイッチT2とT3がされると仮定すると、コンデン
サＣ、誘電子Ｌ、変圧器のインダクタンス、と反射（交
番）負荷キヤパシタンスの組合わせの間のブリツジの共
用枝路中に共振系がつくり出される。ＬとＣの間でエネ
ルギーが交換され、そしてセミコンダクタースイッチと
ダイオードが交互に電流を導くと、ブリツジの共用枝路
中の電流が、図２（ｆ）のI0で示される様にシヌソイド
（サインカーブ）的に共振する。従つて、セミコンダク
タースイッチ電流は最大値へと増加し、そしてゼロに減
少する、この点で逆平行ダイオード回路が共振電流の負
成分を導通し始める。逆平行ダイオードは、セミコンダ
クタースイッチがその前向きの（foward）ブロツキング
電圧可能出力を再取得するために、充分な時間の間、伝
導性である必要がある。セミコンダクタースイッチが転
流又はターンオフされると、ブリツジのその脚を流れる
更なる電流は、セミコンダクタースイッチ対が後に再び
トリガされる迄、ブロツクされる。斜めに向き合つたセ
ミコンダクタースイッチの対を交互にターンオンするこ
とに依り、付随するシヌソイド電流パルスI0を持つ交番
極性電圧パルスV0、図２（ｅ）、２（ｆ）、がその結果
として負荷に負わせられることになる。セミコンダクタ
ースイッチT1、T4及びT2、T3の出力は逓昇電圧変圧器10
を経て、図１に示した等価回路を持つオゾン発生器負荷
10に向けられる。この種類のセミコンダクタースイッチ
・インバーター電源は、それが自己転流性であり且つ簡
単であるという特徴を有し、そしてかなり信頼の置ける
そして効率的なオゾン発生器電源回路を提供する。
パルスVg1及びVg4、図２（ａ）、２（ｂ）によつて同時
にターンオフされて、セミコンダクタースイッチ／ダイ
オード対を流れる共振電流をつくり出す。直列共振回路
は、ブリツジ回路の斜めに向い合つたスイツチング脚の
両方の組が導電性である時に、確立される。別の対のセ
ミコンダクタースイッチがゲートオンされた場合、第一
のセミコンダクタースイッチT1とT4が、次にセミコンダ
クタースイッチT2とT3がされると仮定すると、コンデン
サＣ、誘電子Ｌ、変圧器のインダクタンス、と反射（交
番）負荷キヤパシタンスの組合わせの間のブリツジの共
用枝路中に共振系がつくり出される。ＬとＣの間でエネ
ルギーが交換され、そしてセミコンダクタースイッチと
ダイオードが交互に電流を導くと、ブリツジの共用枝路
中の電流が、図２（ｆ）のI0で示される様にシヌソイド
（サインカーブ）的に共振する。従つて、セミコンダク
タースイッチ電流は最大値へと増加し、そしてゼロに減
少する、この点で逆平行ダイオード回路が共振電流の負
成分を導通し始める。逆平行ダイオードは、セミコンダ
クタースイッチがその前向きの（foward）ブロツキング
電圧可能出力を再取得するために、充分な時間の間、伝
導性である必要がある。セミコンダクタースイッチが転
流又はターンオフされると、ブリツジのその脚を流れる
更なる電流は、セミコンダクタースイッチ対が後に再び
トリガされる迄、ブロツクされる。斜めに向き合つたセ
ミコンダクタースイッチの対を交互にターンオンするこ
とに依り、付随するシヌソイド電流パルスI0を持つ交番
極性電圧パルスV0、図２（ｅ）、２（ｆ）、がその結果
として負荷に負わせられることになる。セミコンダクタ
ースイッチT1、T4及びT2、T3の出力は逓昇電圧変圧器10
を経て、図１に示した等価回路を持つオゾン発生器負荷
10に向けられる。この種類のセミコンダクタースイッチ
・インバーター電源は、それが自己転流性であり且つ簡
単であるという特徴を有し、そしてかなり信頼の置ける
そして効率的なオゾン発生器電源回路を提供する。
オゾン発生器負荷は、放電空隙のコンデンサCgと直列
接続された誘電障壁のコンデンサCdと組合わせた放電空
隙の抵抗Rgの等価電気回路を有する。回路の共振周波数
FRはＬ、Ｃ（図１）の組合わせに依り及び、変圧器10を
通して逆反射させた時のオゾン発生器負荷のキヤパシタ
ンスに依つてきまる。Ｌ、Ｃ組合わせの値を選ぶと、オ
ゾン発生器のオゾンの製造を極大にする特定共振周波数
FRを選び出すことが可能である。この選択のために、ス
イツチＳによつて、変圧器10の１次巻線に結合すべきも
のを、複数個の異なるコンデンサＣの中から選び出し
て、共振回路の共振周波数を2.0乃至3.0キロヘルツの範
囲に同調することが出来る。実際的には、サイクリツク
・スイツチング周波数は通常、200から800Hzの範囲内に
選ばれよう、FRのより高い周波数も適当であり、且つ有
利である可能性がある。スイツチング周波数FSは通常、
各パルスを用いて発生したオゾンをオゾン発生器の作用
面積（領域）から真空排気するために設けられている遷
移時間に応じて、前述の範囲に選ばれていよう。
接続された誘電障壁のコンデンサCdと組合わせた放電空
隙の抵抗Rgの等価電気回路を有する。回路の共振周波数
FRはＬ、Ｃ（図１）の組合わせに依り及び、変圧器10を
通して逆反射させた時のオゾン発生器負荷のキヤパシタ
ンスに依つてきまる。Ｌ、Ｃ組合わせの値を選ぶと、オ
ゾン発生器のオゾンの製造を極大にする特定共振周波数
FRを選び出すことが可能である。この選択のために、ス
イツチＳによつて、変圧器10の１次巻線に結合すべきも
のを、複数個の異なるコンデンサＣの中から選び出し
て、共振回路の共振周波数を2.0乃至3.0キロヘルツの範
囲に同調することが出来る。実際的には、サイクリツク
・スイツチング周波数は通常、200から800Hzの範囲内に
選ばれよう、FRのより高い周波数も適当であり、且つ有
利である可能性がある。スイツチング周波数FSは通常、
各パルスを用いて発生したオゾンをオゾン発生器の作用
面積（領域）から真空排気するために設けられている遷
移時間に応じて、前述の範囲に選ばれていよう。
大略1.8mHの全回路インダクタンスＣ＝20mF、Cd＝10.
6nF及びCg＝1.6nFを持つ一実施例では、最大電力負荷で
周波数が大略2.5KHzそして抵抗が大略13.4Kohmである。
6nF及びCg＝1.6nFを持つ一実施例では、最大電力負荷で
周波数が大略2.5KHzそして抵抗が大略13.4Kohmである。
図３のインバーター制御回路の機能は、セミコンダク
タースイッチ・インバーター回路を同時にトリガするた
めに、２対の反対の（180゜位相外れ）ゲートパルス（V
g1、Vg4及びVg2、Vg3）を発生することである。図３の
インバーター制御回路は（１個）4047無安定マルチバイ
ブレータチツプ及び（１個）4049ヘツクス・インバーテ
ングバツフアーチツプ（hex inverting buffer chip）
を使用しており、且つ比較的簡単な回路で、かかる方法
によつて図２で示す様な必要パルスVg1、Vg4及びVg3、V
g2をつくり出すことを実現させている。
タースイッチ・インバーター回路を同時にトリガするた
めに、２対の反対の（180゜位相外れ）ゲートパルス（V
g1、Vg4及びVg2、Vg3）を発生することである。図３の
インバーター制御回路は（１個）4047無安定マルチバイ
ブレータチツプ及び（１個）4049ヘツクス・インバーテ
ングバツフアーチツプ（hex inverting buffer chip）
を使用しており、且つ比較的簡単な回路で、かかる方法
によつて図２で示す様な必要パルスVg1、Vg4及びVg3、V
g2をつくり出すことを実現させている。
図３及び４を説明する、１対の反対の方形波信号
（ａ）、（ｂ）、図４（ａ）及び図４（ｂ）、は4047無
安定マルチバイブレータ集積回路（A1）によつて発生さ
せられ、そしてRC微分回路20及び22によつてエツジ検知
されて、180゜位相外れ正（positive）パルス（ｃ）、
（ｄ）、図４（ｃ）及び図４（ｄ）、をつくり出す。こ
れらパルスは、ヘツクス・インバーター−バツフアー40
49集積回路（A2）の６個のインバーターの２個、A21及
びA22、によつてインバートされる。A21及びA22の出力
からは、２種の180゜位相外れ負パルス（ｅ）及び
（ｆ）、図４（ｅ）及び図４（ｆ）、があり、これはA
23、A24、A25及びA26、4049ICの４個のインバーター、
によつて再びインバートされて２対の180゜位相外れ正
パルス（ｇ）、（ｊ）及び（ｈ）、（ｉ）、図４
（ｇ）、図４（ｊ）、図４（ｈ）及び図４（ｉ）、をつ
くり出す。これらパルスは、その一つだげが詳示してあ
る４個のトランジスタ増幅器24によつて次に増幅され
る。各増幅パルスは次にパルス変成器26によつて孤立さ
せられ、付属セミコンダクタースイッチの一つのゲート
に印加される前に28で整流される。図３では最低の制御
信号Vg3についての回路だけを例示してあるが、他の信
号（ｇ）、（ｈ）及び（ｊ）についても同様な回路に印
加される。
（ａ）、（ｂ）、図４（ａ）及び図４（ｂ）、は4047無
安定マルチバイブレータ集積回路（A1）によつて発生さ
せられ、そしてRC微分回路20及び22によつてエツジ検知
されて、180゜位相外れ正（positive）パルス（ｃ）、
（ｄ）、図４（ｃ）及び図４（ｄ）、をつくり出す。こ
れらパルスは、ヘツクス・インバーター−バツフアー40
49集積回路（A2）の６個のインバーターの２個、A21及
びA22、によつてインバートされる。A21及びA22の出力
からは、２種の180゜位相外れ負パルス（ｅ）及び
（ｆ）、図４（ｅ）及び図４（ｆ）、があり、これはA
23、A24、A25及びA26、4049ICの４個のインバーター、
によつて再びインバートされて２対の180゜位相外れ正
パルス（ｇ）、（ｊ）及び（ｈ）、（ｉ）、図４
（ｇ）、図４（ｊ）、図４（ｈ）及び図４（ｉ）、をつ
くり出す。これらパルスは、その一つだげが詳示してあ
る４個のトランジスタ増幅器24によつて次に増幅され
る。各増幅パルスは次にパルス変成器26によつて孤立さ
せられ、付属セミコンダクタースイッチの一つのゲート
に印加される前に28で整流される。図３では最低の制御
信号Vg3についての回路だけを例示してあるが、他の信
号（ｇ）、（ｈ）及び（ｊ）についても同様な回路に印
加される。
図３の制御回路は図８に示したハーフ・ブリツジ（半
橋絡）セミコンダクタースイッチ・インバーター電源回
路の制御及び駆動にも利用し得る。図８の回路の作動は
図１回路のそれに類似する。然し図１のフルブリツジ・
セミコンダクタースイッチ・インバーターと同一の出力
条件には、図８の高電圧変圧器の変圧器巻数比を２倍に
する必要があろう。その上、図８のハーフブリツジ・セ
ミコンダクタースイッチ回路は図３の出力信号Vg1及びV
g2の発生にだけ必要があり、従つて出力信号Vg3及びVg4
の発生に必要な回路部品を省略出来る。
橋絡）セミコンダクタースイッチ・インバーター電源回
路の制御及び駆動にも利用し得る。図８の回路の作動は
図１回路のそれに類似する。然し図１のフルブリツジ・
セミコンダクタースイッチ・インバーターと同一の出力
条件には、図８の高電圧変圧器の変圧器巻数比を２倍に
する必要があろう。その上、図８のハーフブリツジ・セ
ミコンダクタースイッチ回路は図３の出力信号Vg1及びV
g2の発生にだけ必要があり、従つて出力信号Vg3及びVg4
の発生に必要な回路部品を省略出来る。
パルス制御回路の第２の態様は図６に示す様に、集積
回路及びトランジスタを使用する構成であり、オゾン発
生器負荷に対して図５（ｃ）及び５（ｄ）に示すパルス
のバーストを発生される。パルスバースト変調モードに
おける図１のインバーター回路の動作は図５に示されて
いる。
回路及びトランジスタを使用する構成であり、オゾン発
生器負荷に対して図５（ｃ）及び５（ｄ）に示すパルス
のバーストを発生される。パルスバースト変調モードに
おける図１のインバーター回路の動作は図５に示されて
いる。
パルスバースト変調の好ましいモードでは、高周波パ
ルス列のゲーテイングのパルス繰返し周波数は２分の１
（1/2）共振周波数に等しく設定される。セミコンダク
タースイッチT1及びT4は第１パルスゲート信号Vg1、Vg4
によつてターンオンされて、T1/T4及びブリツジ・イン
バーター回路の共通枝路中を共振電流を流させ、正の電
圧の第１半サイクルをつくり出す。共振電流のサイクル
が完了して後、セミコンダクタースイッチT2及びT3が次
に第１パルスゲート信号Vg2、Vg3によつてターンオンさ
れる。そして共振電流がT2/D2、T3/D3及びブリツジ・イ
ンバーターの共通枝路中を流れるが、然し逆方向であ
り、負の電圧の第１の半サイクルをつくり出す。かくし
て電圧の全サイクルがつくり出される。セミコンダクタ
ースイッチT1及びT4が再び第２のパルスゲート信号
Vg1、Vg4によつてターンオンされて先の作動サイクルを
繰返す。インバーターは次のスイツチング周波数サイク
ル及び上述の作動が繰返される迄オフになる。この電源
によつてつくり出される共振負荷電流I0及び電圧波形V0
は図５（ｃ）及び５（ｄ）に示されている。
ルス列のゲーテイングのパルス繰返し周波数は２分の１
（1/2）共振周波数に等しく設定される。セミコンダク
タースイッチT1及びT4は第１パルスゲート信号Vg1、Vg4
によつてターンオンされて、T1/T4及びブリツジ・イン
バーター回路の共通枝路中を共振電流を流させ、正の電
圧の第１半サイクルをつくり出す。共振電流のサイクル
が完了して後、セミコンダクタースイッチT2及びT3が次
に第１パルスゲート信号Vg2、Vg3によつてターンオンさ
れる。そして共振電流がT2/D2、T3/D3及びブリツジ・イ
ンバーターの共通枝路中を流れるが、然し逆方向であ
り、負の電圧の第１の半サイクルをつくり出す。かくし
て電圧の全サイクルがつくり出される。セミコンダクタ
ースイッチT1及びT4が再び第２のパルスゲート信号
Vg1、Vg4によつてターンオンされて先の作動サイクルを
繰返す。インバーターは次のスイツチング周波数サイク
ル及び上述の作動が繰返される迄オフになる。この電源
によつてつくり出される共振負荷電流I0及び電圧波形V0
は図５（ｃ）及び５（ｄ）に示されている。
図６及び７を説明する。SG3524（A1）レギユレーテン
グパルス幅変調器ICは２種の180゜位相外れ方形波信号
（ｉ）及び（ｊ）、図７（ｉ）、７（ｊ）、を発し、こ
れらは4049（A3）ヘツクス・インバーテング・バツフア
ーICのA31、A32よつてバツフアー且つインバートされ、
その後、両者が結合して単一方形波スイツチング周波数
信号（ａ）、図７（ａ）、一般に200乃至800Hz、とな
る。この方形波信号のスイツチング周波数（Fs）と巾は
図示した通りSG3524ICにそれぞれ、接続されたポテンシ
オメーターP1及びP2によつて手動制御できる。この信号
（ａ）は次にデバイド（分周）され、そして一方の部分
は4081IC（A5）カツド２個アンドゲートの４個のアンド
ゲート（A51、A52、A53、A54）の２入力の１つに送入さ
れ、そしてその他方の部分はA33によつてバツフアー且
つインバートされて信号（ｂ）、図７（ｂ）、をつくり
出し、これは次にRC微分回路30によつてエツジ検知され
て、方形波の立上り区間でパルス（ｃ）、図７（ｃ）、
をつくり出し、これは4046（A2）フエーズロツクループ
ICにイネーブル入力として供給される。4046チツプA
2は、図示の通り接続されたポテンシオメーターP3によ
つて制御可能なA2によつて発生させられた高周波パルス
列の周波数で、高周波パルス列を発生し、これは２種の
180゜位相外れ信号を生ずるために分割され、その１つ
（ｄ）は4050（A4）ICの２個の非インバート・バツフア
ー（non−invertingbuffer）直接供給され、そしてその
他方はA34によつてバツフアー且つインバートされて信
号（ｅ）、図７（ｅ）、をつくり出し、これは4050A4IC
の他の２個の非インバート・ハツフアー増幅器A41、A42
に供給される。A4ICの出力には２対の信号、180゜の位
相外れ、があり、これは各アンドゲートA51、A52、
A53、A54の第２入力に送入する前に、高周波パルス列の
立上り区間でRC微分回路によつてエツジ検知される。更
に説明すると、各アンドゲートは２個の入力信号、スイ
ツチング周波数信号（ａ）及び高周波信号（RC回路32の
出力）を受取り、そして両入力が高い場合のみ出力ゲー
ト信号を発生する。パルスバースト変調モードでは、方
形波信号のスイツチング周波数がパルスバースト間のタ
イミングを制御し、各パルスバースト内の高周波パルス
数は高周波パルス列又は方形波信号の各パルスの巾によ
つて制御される。従つてA51、A52、A53、A54の出力に
は、図７（ｘ）及び７（ｙ）に示した様に、２対のパル
ス列（ｘ）及び（ｙ）があり、その中で各スイツチング
パルスの幅に含まれるパルス数は幅制御ポテンシオメー
ターP2により、又は高周波制御ポテンシオメーターP3に
より制御される。これらのパルスの各々は、図１のイン
バーター回路のセミコンダクタースイッチT1、T2、T3及
びT4のゲートに向かう前に、34で増幅され、36で分離さ
れそして38で整流される。
グパルス幅変調器ICは２種の180゜位相外れ方形波信号
（ｉ）及び（ｊ）、図７（ｉ）、７（ｊ）、を発し、こ
れらは4049（A3）ヘツクス・インバーテング・バツフア
ーICのA31、A32よつてバツフアー且つインバートされ、
その後、両者が結合して単一方形波スイツチング周波数
信号（ａ）、図７（ａ）、一般に200乃至800Hz、とな
る。この方形波信号のスイツチング周波数（Fs）と巾は
図示した通りSG3524ICにそれぞれ、接続されたポテンシ
オメーターP1及びP2によつて手動制御できる。この信号
（ａ）は次にデバイド（分周）され、そして一方の部分
は4081IC（A5）カツド２個アンドゲートの４個のアンド
ゲート（A51、A52、A53、A54）の２入力の１つに送入さ
れ、そしてその他方の部分はA33によつてバツフアー且
つインバートされて信号（ｂ）、図７（ｂ）、をつくり
出し、これは次にRC微分回路30によつてエツジ検知され
て、方形波の立上り区間でパルス（ｃ）、図７（ｃ）、
をつくり出し、これは4046（A2）フエーズロツクループ
ICにイネーブル入力として供給される。4046チツプA
2は、図示の通り接続されたポテンシオメーターP3によ
つて制御可能なA2によつて発生させられた高周波パルス
列の周波数で、高周波パルス列を発生し、これは２種の
180゜位相外れ信号を生ずるために分割され、その１つ
（ｄ）は4050（A4）ICの２個の非インバート・バツフア
ー（non−invertingbuffer）直接供給され、そしてその
他方はA34によつてバツフアー且つインバートされて信
号（ｅ）、図７（ｅ）、をつくり出し、これは4050A4IC
の他の２個の非インバート・ハツフアー増幅器A41、A42
に供給される。A4ICの出力には２対の信号、180゜の位
相外れ、があり、これは各アンドゲートA51、A52、
A53、A54の第２入力に送入する前に、高周波パルス列の
立上り区間でRC微分回路によつてエツジ検知される。更
に説明すると、各アンドゲートは２個の入力信号、スイ
ツチング周波数信号（ａ）及び高周波信号（RC回路32の
出力）を受取り、そして両入力が高い場合のみ出力ゲー
ト信号を発生する。パルスバースト変調モードでは、方
形波信号のスイツチング周波数がパルスバースト間のタ
イミングを制御し、各パルスバースト内の高周波パルス
数は高周波パルス列又は方形波信号の各パルスの巾によ
つて制御される。従つてA51、A52、A53、A54の出力に
は、図７（ｘ）及び７（ｙ）に示した様に、２対のパル
ス列（ｘ）及び（ｙ）があり、その中で各スイツチング
パルスの幅に含まれるパルス数は幅制御ポテンシオメー
ターP2により、又は高周波制御ポテンシオメーターP3に
より制御される。これらのパルスの各々は、図１のイン
バーター回路のセミコンダクタースイッチT1、T2、T3及
びT4のゲートに向かう前に、34で増幅され、36で分離さ
れそして38で整流される。
図６の制御回路は図８に示したハーフ・ブリツジ・セ
ミコンダクタースイッチ・インバーター電源回路の制御
及び駆動にも利用し得る。然し、ハーフ・ブリツジ・セ
ミコンダクタースイッチ回路（図８）は図６の出力信号
T1及びT2の発生だけが必要であり、従つてT3及びT4発生
用の回路部品はこの態様では省略できる。
ミコンダクタースイッチ・インバーター電源回路の制御
及び駆動にも利用し得る。然し、ハーフ・ブリツジ・セ
ミコンダクタースイッチ回路（図８）は図６の出力信号
T1及びT2の発生だけが必要であり、従つてT3及びT4発生
用の回路部品はこの態様では省略できる。
図８は図１の回路のハーフ・ブリツジ・セミコンダク
タースイッチ排列の変形を示す。２対の、相互に直列接
続した、逆平行接続セミコンダクタースイッチ−ダイオ
ード（T5、D5、T6、D6）が図示していないAC/DCコンバ
ーターからのDC電源に接続されている。正及び負の入力
端子を横切つて２個の直列接続コンデンサCdc1及びCdc2
がある。ハーフ・ブリツジ・インバーターの出力は２個
の直列接続DCコンデンサ及び２個の直列接続セミコンダ
クタースイッチの間にとられている。図１と同様に、高
電圧変圧器の１次巻線に直列に接続された直列共振回路
にインバーターの出力に接続されている。図８の回路の
作動は図１の回路のものに類似する。然し図１のフル・
ブリツジ・セミコンダクタースイッチ・インバーターと
同一の出力条件には、図８の高電圧変圧器の変圧器巻数
比を２倍する必要がある。図８のハーフ・ブリツジ・セ
ミコンダクタースイッチ回路は図３又は６に例示した制
御回路によつて制御、作動できるが、図３の出力信号V
g1及びVg2及び図６の出力信号T1及びT2しか必要としな
い。
タースイッチ排列の変形を示す。２対の、相互に直列接
続した、逆平行接続セミコンダクタースイッチ−ダイオ
ード（T5、D5、T6、D6）が図示していないAC/DCコンバ
ーターからのDC電源に接続されている。正及び負の入力
端子を横切つて２個の直列接続コンデンサCdc1及びCdc2
がある。ハーフ・ブリツジ・インバーターの出力は２個
の直列接続DCコンデンサ及び２個の直列接続セミコンダ
クタースイッチの間にとられている。図１と同様に、高
電圧変圧器の１次巻線に直列に接続された直列共振回路
にインバーターの出力に接続されている。図８の回路の
作動は図１の回路のものに類似する。然し図１のフル・
ブリツジ・セミコンダクタースイッチ・インバーターと
同一の出力条件には、図８の高電圧変圧器の変圧器巻数
比を２倍する必要がある。図８のハーフ・ブリツジ・セ
ミコンダクタースイッチ回路は図３又は６に例示した制
御回路によつて制御、作動できるが、図３の出力信号V
g1及びVg2及び図６の出力信号T1及びT2しか必要としな
い。
オゾン発生器電波セミコンダクタースイッチ・インバ
ーターについての本発明のいくつかの態様と変形をここ
に詳述したが、本発明の開示と教示が当業者にとつて多
くの改良設計を示唆することは明らかである。
ーターについての本発明のいくつかの態様と変形をここ
に詳述したが、本発明の開示と教示が当業者にとつて多
くの改良設計を示唆することは明らかである。
図１は全橋絡（フルブリツジ）セミコンダクタースイッ
チ・インバーター電源回路の回路図であり、図２は図１
のセミコンダクタースイッチ・インバーター回路に付随
し、その操作の一態様の説明に有用なさまざまの波形を
示す。 図３は、図１の回路にタイミング及び制御パルスを供給
するための制御回路の第１態様の略図であり、図４は図
３の制御回路に付随し、その操作の説明に有用なさまざ
まの波形を示す。 図５はパルスバースト変調モードで図１の回路に付随
し、その説明に有用なさまざまの波形を示す。 図６はパルスバースト変調モードで操作するために図１
の回路にタイミング及び制御パルスを供給するための制
御回路の第２態様の略図であり；図７は図６の制御回路
に付随し、その操作の説明に有用なさまざまの波形を示
す。 図８は半橋絡（ハーフブリツジ）セミコンダクタースイ
ッチ電波回路の回路図である。
チ・インバーター電源回路の回路図であり、図２は図１
のセミコンダクタースイッチ・インバーター回路に付随
し、その操作の一態様の説明に有用なさまざまの波形を
示す。 図３は、図１の回路にタイミング及び制御パルスを供給
するための制御回路の第１態様の略図であり、図４は図
３の制御回路に付随し、その操作の説明に有用なさまざ
まの波形を示す。 図５はパルスバースト変調モードで図１の回路に付随
し、その説明に有用なさまざまの波形を示す。 図６はパルスバースト変調モードで操作するために図１
の回路にタイミング及び制御パルスを供給するための制
御回路の第２態様の略図であり；図７は図６の制御回路
に付随し、その操作の説明に有用なさまざまの波形を示
す。 図８は半橋絡（ハーフブリツジ）セミコンダクタースイ
ッチ電波回路の回路図である。
Claims (12)
- 【請求項１】a.入力端子で直流電源に結合し出力端子で
共振回路網に結合しており、共振回路網を経て第１の方
向に導通する第１半導体スイッチ装置および共振回路網
を経て第２の方向に導通する第２半導体スイッチ装置を
有するDC/AC半導体スイッチブリッジインバーター b.該半導体スイッチブリッジインバーターに結合した１
次巻線およびオゾン発生器に結合した２次巻線を備える
昇圧高圧変圧器を有する該共振回路網； c.第１及び第２半導体スイッチ装置を交互に導通させて
オゾン発生器に反対の極性で交番する一連の電圧パルス
を供給するように、第１及び第２半導体スイッチ装置の
各ゲート電極へのゲート信号の発生を制御するインバー
タ制御回路、但し該反対の極性で交番する一連の各電圧
パルスの後には実質的に各電圧パルス持続時間より長い
休止期間が続き、そして各電圧パルスは共振回路網を経
て交番電流波形を生じせしめ、該交番電流波形は電圧パ
ルスの立ち上がり縁と一致して電圧パルスと同じ極性の
第１電流成分及び電圧パルスの立ち下がり縁と一致して
電圧パルスと反対の極性の第２電流成分をもつ； を有するオゾン発生器用共振インバーター電源回路。 - 【請求項２】該半導体スイッチブリッジインバーター
が、該第１半導体スイッチ装置が第１の対の半導体スイ
ッチを有して且つ該第２半導体スイッチ装置が第２の対
の半導体スイッチを有する全波ブリッジ半導体スイッチ
インバーターからなる特許請求の範囲第１項に記載のオ
ゾン発生器用共振インバーター電源回路。 - 【請求項３】該インバーター制御回路が、位相の180゜
外れた２つの方形波信号を発生させる手段を用いてゲー
ト信号を発生させる、特許請求の範囲第１項に記載のオ
ゾン発生器用共振インバーター電源回路。 - 【請求項４】キャパシタンスとインダクタンスが変圧器
の１次巻線に結合されて、共振回路網の共振周波数を2.
0〜3.0キロヘルツの範囲に同調する特許請求の範囲第１
項に記載のオゾン発生器用共振インバーター電源回路。 - 【請求項５】該インバーター制御回路が該反対の極性で
交番する一連の電圧パルスを生じるためのゲート信号
を、200〜800ヘルツの繰り返し周波数で生じる特許請求
の範囲第１項に記載のオゾン発生器用共振インバーター
電源回路。 - 【請求項６】a.入力端子で直流電源に結合し出力端子で
共振回路網に結合しており、共振回路網を経て第１の方
向に導通する第１半導体スイッチ装置および共振回路網
を経て第２の方向に導通する第２半導体スイッチ装置か
らなり、各半導体スイッチが制御ゲート電極を有するDC
/AC半導体スイッチブリッジインバーター； b.該半導体スイッチブリッジインバーターに結合した１
次巻線およびオゾン発生器に結合した２次巻線を備える
昇圧高圧変圧器を有する該共振回路網； c.該第１及び第２半導体スイッチ装置のゲート電極への
ゲート信号の適用を制御するためのインバーター制御回
路、但しインバーター制御回路は位相の180゜外れた反
対極性の第１及び第２の方形波信号を発生させる方形波
発生器、第１の方形波信号と結合して第１の方形波信号
の１つの型の縁を検出しそしてそれぞれ検出した縁に対
して第１ゲートパルスを生じせしめて該第１半導体スイ
ッチ装置のゲートへ結合させる第１縁検出回路、及び第
２の方形波信号と結合して第２の方形波信号の同じ型の
縁を検出しそしてそれぞれ検出した縁に対して第２ゲー
トパルスを生じせしめて該第２半導体スイッチ装置のゲ
ートへ結合させる第２縁検出回路からなる； を有するオゾン発生器用電源回路。 - 【請求項７】該半導体スイッチブリッジインバーター
が、該第１半導体スイッチ装置が第１の対の半導体スイ
ッチを有して且つ該第２半導体スイッチ装置が第２の対
の半導体スイッチを有する全波ブリッジ半導体スイッチ
インバーターからなり、そして該第１縁検出回路によっ
て生じた第１ゲートパルスは該第１の対の各半導体スイ
ッチ用の更なる２つのゲートパルスを生じるのに利用さ
れ、そして該第２縁検出回路によって生じた第２ゲート
パルスは該第２の対の各半導体スイッチ用の更なる２つ
のゲートパルスを生じるのに利用される特許請求の範囲
第６項に記載のオゾン発生器用電源回路。 - 【請求項８】該半導体スイッチブリッジインバーター
が、該第１半導体スイッチ装置が第１半導体スイッチを
有して且つ該第２半導体スイッチ装置が第２半導体スイ
ッチを有する半波ブリッジ半導体スイッチインバーター
からなる特許請求の範囲第６項に記載のオゾン発生器用
電源回路。 - 【請求項９】該方形波発生器が、位相が180゜外れた２
つの方形波信号を発生させる無安定マルチバイブレータ
ーを有する特許請求の範囲第６項に記載のオゾン発生器
用電源回路。 - 【請求項１０】キャパシタンスとインダクタンスが変圧
器の１次巻線に結合されており、共振回路網の共振周波
数を2.0〜3.0キロヘルツの範囲に同調する特許請求の範
囲第６項に記載のオゾン発生器用電源回路。 - 【請求項１１】該方形波発生器が200〜800ヘルツで作動
する特許請求の範囲第６項に記載のオゾン発生器用電源
回路。 - 【請求項１２】各半導体スイッチがサイリスタを有する
特許請求の範囲第６項に記載のオゾン発生器用電源回
路。
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