JPH0797907B2 - Ｐｗｍインバータの電流制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバータの電流制御装置Info
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- JPH0797907B2 JPH0797907B2 JP61222163A JP22216386A JPH0797907B2 JP H0797907 B2 JPH0797907 B2 JP H0797907B2 JP 61222163 A JP61222163 A JP 61222163A JP 22216386 A JP22216386 A JP 22216386A JP H0797907 B2 JPH0797907 B2 JP H0797907B2
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- phase
- signal
- inverter
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、PWMインバータの電流制御装置に係り、特
に、安価で小型なPWMインバータを構成するために用い
て好適なPWMインバータの電流制御装置に関する。
に、安価で小型なPWMインバータを構成するために用い
て好適なPWMインバータの電流制御装置に関する。
PWMインバータのように直流電圧をスイッチングするこ
とにより所望の出力電流を得る装置においては、そのス
イッチング動作により電流脈動が生じる。従来、この脈
動成分を低減した電流検出値を得る方法として、例えば
特開昭58−198165号公報に記載のように、スイッチング
動作の基準となるPWM信号の特定なタイミングに同期し
て電流検出を実行する方法が知られている。この方法で
は、PWM信号を生成するための搬送波信号の正および負
の最大値の近傍に同期して電流を検出することにより、
恒にインバータを構成する各スイッチング素子の通流あ
るいは非通流区間のほぼ中点のタイミングの電流値が得
られることを利用したものである。このタイミングで検
出した電流値は電流脈動の影響を含まないので、単にマ
イクロプロセッサーなどの離散的な演算により電流制御
を実行する場合に有効なばかりでなく、アナログ電流制
御系における電流脈動の平滑フィルタとしても効果があ
る。
とにより所望の出力電流を得る装置においては、そのス
イッチング動作により電流脈動が生じる。従来、この脈
動成分を低減した電流検出値を得る方法として、例えば
特開昭58−198165号公報に記載のように、スイッチング
動作の基準となるPWM信号の特定なタイミングに同期し
て電流検出を実行する方法が知られている。この方法で
は、PWM信号を生成するための搬送波信号の正および負
の最大値の近傍に同期して電流を検出することにより、
恒にインバータを構成する各スイッチング素子の通流あ
るいは非通流区間のほぼ中点のタイミングの電流値が得
られることを利用したものである。このタイミングで検
出した電流値は電流脈動の影響を含まないので、単にマ
イクロプロセッサーなどの離散的な演算により電流制御
を実行する場合に有効なばかりでなく、アナログ電流制
御系における電流脈動の平滑フィルタとしても効果があ
る。
上記従来技術においては、PWMインバータの各相の相電
流を検出する手段として、ホール効果素子を用いた電流
検出器のように絶縁型のものを使用し、これにより各相
に流れる実際の相電流を検出している。
流を検出する手段として、ホール効果素子を用いた電流
検出器のように絶縁型のものを使用し、これにより各相
に流れる実際の相電流を検出している。
しかし、このような絶縁型の電流検出器は、電流検出用
として一般的に使用されているシャント抵抗器などに比
べて高価であり、また、単純な抵抗器と比較して形状が
大きいものとなる。このため、電流検出器を含めたPWM
インバータの構成を小型化できないという問題点があっ
た。
として一般的に使用されているシャント抵抗器などに比
べて高価であり、また、単純な抵抗器と比較して形状が
大きいものとなる。このため、電流検出器を含めたPWM
インバータの構成を小型化できないという問題点があっ
た。
本発明は、PWMインバータ電流検出器としてシャント抵
抗器を用いた安価な手段を使用して、電流脈動の少ない
安定な検出電流値を取得し、この検出電流値に基づいて
PWMインバータの出力電流を、電流指令値に応答遅れな
く従うように制御を行うことができる、より安価で小型
なPWMインバータの電流制御装置を提供することを目的
とする。
抗器を用いた安価な手段を使用して、電流脈動の少ない
安定な検出電流値を取得し、この検出電流値に基づいて
PWMインバータの出力電流を、電流指令値に応答遅れな
く従うように制御を行うことができる、より安価で小型
なPWMインバータの電流制御装置を提供することを目的
とする。
上記目的は、PWMインバータを構成するアームの片側の
スイッチング素子と前記直流電源との間にシャント抵抗
器を接続し、前記スイッチング素子の通流期間の特定の
タイミングに同期して、前記シャント抵抗器の両端の電
圧をサンプル・ホールドすることにより、対応する相の
相電流を検出する電流検出手段と、前記スイッチング素
子の通流期間の特定のタイミングに同期して取り込んだ
検出電流値の時系列データに基づいて、前記検出タイミ
ング間の電流値を補間することにより、前記シャント抵
抗器が設けられた側と反対側のスイッチング素子の通流
期間の電流を予測する補間手段と、所定周期毎に、前記
電流検出手段または前記補間手段からの検出電流値が電
流指令値に従うように前記インバータのスイッチング素
子を制御する電流制御手段とを備えることにより達成さ
れる。このタイミングは、PWM信号生成に用いる搬送波
信号の正または負の最大値近傍のうち、シャント抵抗器
を設けた側のスイッチング素子が通流状態になる時点と
して得られる。
スイッチング素子と前記直流電源との間にシャント抵抗
器を接続し、前記スイッチング素子の通流期間の特定の
タイミングに同期して、前記シャント抵抗器の両端の電
圧をサンプル・ホールドすることにより、対応する相の
相電流を検出する電流検出手段と、前記スイッチング素
子の通流期間の特定のタイミングに同期して取り込んだ
検出電流値の時系列データに基づいて、前記検出タイミ
ング間の電流値を補間することにより、前記シャント抵
抗器が設けられた側と反対側のスイッチング素子の通流
期間の電流を予測する補間手段と、所定周期毎に、前記
電流検出手段または前記補間手段からの検出電流値が電
流指令値に従うように前記インバータのスイッチング素
子を制御する電流制御手段とを備えることにより達成さ
れる。このタイミングは、PWM信号生成に用いる搬送波
信号の正または負の最大値近傍のうち、シャント抵抗器
を設けた側のスイッチング素子が通流状態になる時点と
して得られる。
〔作 用〕 PWMインバータのスイッチング動作は、各相毎に設けら
れた、上下２つのスイッチング素子から成るアームにお
いて、２つのスイッチング素子を交互に通流状態と非通
流状態とに切換えることにより実現される。したがっ
て、PWMインバータのシャント抵抗器を設けた側のアー
ムが通流状態にあるとき、ここを流れる電流は相電流に
等しく、シャント抵抗器での電圧降下は相電流に対応す
る。しかし、非通流状態では、反対側のアームのスイッ
チング素子を介して相電流が流れるため、その電圧降下
は零となり相電流と対応しない。本発明の方法では、シ
ャント抵抗器を設けた側のスイッチング素子の通流区間
のほぼ中点を表わすタイミング信号が用意に得られるの
で、この信号でシャント抵抗器の電圧降下をサンプル・
ホールドすることにより、恒に相電流を表わす検出値が
得られる。しかも、この検出値は電流脈動の影響を除去
した値となっている。
れた、上下２つのスイッチング素子から成るアームにお
いて、２つのスイッチング素子を交互に通流状態と非通
流状態とに切換えることにより実現される。したがっ
て、PWMインバータのシャント抵抗器を設けた側のアー
ムが通流状態にあるとき、ここを流れる電流は相電流に
等しく、シャント抵抗器での電圧降下は相電流に対応す
る。しかし、非通流状態では、反対側のアームのスイッ
チング素子を介して相電流が流れるため、その電圧降下
は零となり相電流と対応しない。本発明の方法では、シ
ャント抵抗器を設けた側のスイッチング素子の通流区間
のほぼ中点を表わすタイミング信号が用意に得られるの
で、この信号でシャント抵抗器の電圧降下をサンプル・
ホールドすることにより、恒に相電流を表わす検出値が
得られる。しかも、この検出値は電流脈動の影響を除去
した値となっている。
本発明は、このような電流脈動の影響を除去し、かつ、
補間により等価的に高いサンプリング周期で検出された
検出電流値に基づいてPWMインバータの出力電流を制御
することができるので、電流指令値に応答遅れなく出力
電流の制御を行うことができる。
補間により等価的に高いサンプリング周期で検出された
検出電流値に基づいてPWMインバータの出力電流を制御
することができるので、電流指令値に応答遅れなく出力
電流の制御を行うことができる。
以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。第１図
は本発明の第一実施例を示す構成図であって、１は直流
電源、２はインバータ主回路、３は交流電動機、４〜６
はシャント抵抗器、７〜９はサンプル・ホールダ、10は
搬送波信号発生回路、11は比較器、12〜14は電流制御回
路、18はパルス分配回路、19はパルスアンプである。
は本発明の第一実施例を示す構成図であって、１は直流
電源、２はインバータ主回路、３は交流電動機、４〜６
はシャント抵抗器、７〜９はサンプル・ホールダ、10は
搬送波信号発生回路、11は比較器、12〜14は電流制御回
路、18はパルス分配回路、19はパルスアンプである。
同図において、PWMインバータは直流電源１とインバー
タ主回路２とから構成され、その３相出力電流を交流電
動機３に供給する。インバータ主回路２はＵ相,V相,W
相、３相分のアームから成り、各アームは上下、対に動
作するスイッチング素子から構成される。各スイッチン
グ素子はＵ相上側アームにおいて、パワートランジスタ
QupとフライホイールダイオードDupとの並列接続で構成
され、後者はパワートランジスタに対し逆方向の電流を
帰還するのに用いられる。なお、スイッチング素子とし
ては、パワーMOSFET（Metal Qxide Semiconductor type
Field Effect Transistor）やGTO（Gate Turn Off Thy
ristor）なども使用できる。これらのスイッチング素子
を用いてＵ相下側アームやＶ相,W相のアームについても
同様に構成される。
タ主回路２とから構成され、その３相出力電流を交流電
動機３に供給する。インバータ主回路２はＵ相,V相,W
相、３相分のアームから成り、各アームは上下、対に動
作するスイッチング素子から構成される。各スイッチン
グ素子はＵ相上側アームにおいて、パワートランジスタ
QupとフライホイールダイオードDupとの並列接続で構成
され、後者はパワートランジスタに対し逆方向の電流を
帰還するのに用いられる。なお、スイッチング素子とし
ては、パワーMOSFET（Metal Qxide Semiconductor type
Field Effect Transistor）やGTO（Gate Turn Off Thy
ristor）なども使用できる。これらのスイッチング素子
を用いてＵ相下側アームやＶ相,W相のアームについても
同様に構成される。
こようなインバータ主回路２の基本構成に対し、各相毎
に、その下側アームのスイッチング素子と直流電源１の
負側との間にシャント抵抗器4,5,6をそれぞれ接続し、
そこに流れる電流による電圧降下を検出する。この電圧
は直流電源１の負側に対する電位として、Ｕ相,V相,W相
とも検出する。この各相のシャント抵抗器4,5,6の電圧V
RU,VRV,VRWを各相毎にサンプル・ホールダ7,8,9によ
り、特定のタイミングでホールドして、各相の相電流を
表わす検出信号として用いる。
に、その下側アームのスイッチング素子と直流電源１の
負側との間にシャント抵抗器4,5,6をそれぞれ接続し、
そこに流れる電流による電圧降下を検出する。この電圧
は直流電源１の負側に対する電位として、Ｕ相,V相,W相
とも検出する。この各相のシャント抵抗器4,5,6の電圧V
RU,VRV,VRWを各相毎にサンプル・ホールダ7,8,9によ
り、特定のタイミングでホールドして、各相の相電流を
表わす検出信号として用いる。
サンプル・ホールダに対するホールド信号は、搬送波信
号発生回路10により生成される振幅Vmの搬送波信号C
Rと、適当な電圧レベルVS（VS＜Vm）とを、比較器11で
比較して得る。電圧VSはVmの近傍に設定しておき、搬送
波信号CRが、CR＞VSの区間でサンプル・ホールダ7,8,9
をサンプルモードにし、残りの区間では、その値をホー
ルドさせる。このようなサンプル・ホールダは、FET（F
ield Effect Transistor）とコンデンサとで簡単に構成
することができ、また、コンデンサの放電の影響をより
少なくするためには、例えば、大野著「確実に動作する
電子回路設計」（昭57年,CQ出版社）にあるようなオペ
アンプのサンプル・ホールダも使用できることは言うま
でもない。
号発生回路10により生成される振幅Vmの搬送波信号C
Rと、適当な電圧レベルVS（VS＜Vm）とを、比較器11で
比較して得る。電圧VSはVmの近傍に設定しておき、搬送
波信号CRが、CR＞VSの区間でサンプル・ホールダ7,8,9
をサンプルモードにし、残りの区間では、その値をホー
ルドさせる。このようなサンプル・ホールダは、FET（F
ield Effect Transistor）とコンデンサとで簡単に構成
することができ、また、コンデンサの放電の影響をより
少なくするためには、例えば、大野著「確実に動作する
電子回路設計」（昭57年,CQ出版社）にあるようなオペ
アンプのサンプル・ホールダも使用できることは言うま
でもない。
以上述べたタイミングでサンプルホールドされた電流検
出値idu,idv,idwを用いて各相毎に電流制御回路（ACR）
12,13,14により電流制御を実行し、各々の出力MU,MV,MW
と搬送波信号CRとを比較器15,16,17で比較することによ
り、各相のPWM信号SU,SV,SWが得られる。パルス分配回
路18では、このPWM信号に基づき各パワートランジスタ
に対するON/OFF信号を生成し、これをパルスアンプ19で
電力増幅して実際のゲート信号gUP,gUN,……,gWNとす
る。この信号により、インバータ主回路を構成するパワ
ートランジスタQUP,QUN,……,QWNのスイッチング動作が
実行される。
出値idu,idv,idwを用いて各相毎に電流制御回路（ACR）
12,13,14により電流制御を実行し、各々の出力MU,MV,MW
と搬送波信号CRとを比較器15,16,17で比較することによ
り、各相のPWM信号SU,SV,SWが得られる。パルス分配回
路18では、このPWM信号に基づき各パワートランジスタ
に対するON/OFF信号を生成し、これをパルスアンプ19で
電力増幅して実際のゲート信号gUP,gUN,……,gWNとす
る。この信号により、インバータ主回路を構成するパワ
ートランジスタQUP,QUN,……,QWNのスイッチング動作が
実行される。
次に、本実施例の動作波形をＵ相について説明する。
第２図は本発明の第一実施例の動作波形図である。
同図において、振幅Vmの搬送波信号CRを電圧レベルVSで
比較して得たタイミング信号Hgは、周期がTcで、搬送波
信号CRの正の最大値近傍でTSの区間だけ“1"となるよう
なパルス信号となる。ここで、Tcは搬送波周期であり、
電圧レベルVSはVmの近傍に設定する。一方、Ｕ相のPWM
信号SUは、この搬送波信号CRと、Ｕ相のACR出力MU（こ
れはＵ相電圧指令値に対応する）とを比較することによ
り生成する。この信号に基づき、Ｕ相アームのパワート
ランジスタQUP,QUNをON/OFFするためのゲート信号gUP,g
UNが得られる。ここで、この信号の“0"の区間がOFF領
域，“1"の区間がON領域を表わす。これらパワートラン
ジスタQUP,QUNのスイッチング動作によって、Ｕ相の相
電流iUが脈動成分を含んで流れる。
比較して得たタイミング信号Hgは、周期がTcで、搬送波
信号CRの正の最大値近傍でTSの区間だけ“1"となるよう
なパルス信号となる。ここで、Tcは搬送波周期であり、
電圧レベルVSはVmの近傍に設定する。一方、Ｕ相のPWM
信号SUは、この搬送波信号CRと、Ｕ相のACR出力MU（こ
れはＵ相電圧指令値に対応する）とを比較することによ
り生成する。この信号に基づき、Ｕ相アームのパワート
ランジスタQUP,QUNをON/OFFするためのゲート信号gUP,g
UNが得られる。ここで、この信号の“0"の区間がOFF領
域，“1"の区間がON領域を表わす。これらパワートラン
ジスタQUP,QUNのスイッチング動作によって、Ｕ相の相
電流iUが脈動成分を含んで流れる。
さて、相電流iUが正の領域では、ゲート信号gUPが“1"
のとき上側アームのパワートランジスタQUPがONし、直
流電源１の正側から正方向の電流が供給される。次に、
gUPが“0"に変化するとQUPはOFFし、これに伴いgUNが
“1"となる。このとき、パワートランジスタQUNのコレ
クタ電位に依存してQUNがONする場合とONできない場合
とに分かれる。前者ではＵ相の電位は直流電源の負側に
導通され、直流電源を介して相電流が流れる。それに対
して後者では、相電流はフライホイールダイオードDUN
を介して流れる。しかし、いずれの場合でも、この領域
（gUNが“1"の区間）における相電流は、QUNかDUNどち
らかを通って流れる電流に一致している。この関係は、
相電流iUが負の場合も同様に成立つ。したがって、本実
施例のように下側アームにシャント抵抗器を接続したと
き、gUNが“1"の区間におけるシャント抵抗器の電圧降
下VRUは、恒にＵ相の相電流iUに対応する。また、gUNが
“0"の区間では、相電流は上側アームのパワートランジ
スタQUPあるいはフライホイールダイオードDUPを通って
流れ、シャント抵抗器の電圧降下VRUは零となる。い
ま、前記したような手段で生成したタイミング信号H
gは、前記公報（特開昭58−198165号）にも述べられて
いるように、gUNの“1"の区間のほぼ中点で、時間TSだ
け“1"となる周期Tcのパルス信号である。したがって、
この信号の“1"の区間でシャント抵抗器の電圧をサンプ
ルし、残りの区間（Hgが“0"の区間）でその値をホール
ドするにより、下側アームの通流状態にかかわらず恒に
相電流と一致し、しかも、その脈動成分を除去した電流
検出値iduが得られる。このとき、Hgが“1"となる時間T
Sは電圧レベルVSを変えることにより調整でき、サンプ
ル・ホールダが電圧のサンプルに要する時間より大きく
設定する。
のとき上側アームのパワートランジスタQUPがONし、直
流電源１の正側から正方向の電流が供給される。次に、
gUPが“0"に変化するとQUPはOFFし、これに伴いgUNが
“1"となる。このとき、パワートランジスタQUNのコレ
クタ電位に依存してQUNがONする場合とONできない場合
とに分かれる。前者ではＵ相の電位は直流電源の負側に
導通され、直流電源を介して相電流が流れる。それに対
して後者では、相電流はフライホイールダイオードDUN
を介して流れる。しかし、いずれの場合でも、この領域
（gUNが“1"の区間）における相電流は、QUNかDUNどち
らかを通って流れる電流に一致している。この関係は、
相電流iUが負の場合も同様に成立つ。したがって、本実
施例のように下側アームにシャント抵抗器を接続したと
き、gUNが“1"の区間におけるシャント抵抗器の電圧降
下VRUは、恒にＵ相の相電流iUに対応する。また、gUNが
“0"の区間では、相電流は上側アームのパワートランジ
スタQUPあるいはフライホイールダイオードDUPを通って
流れ、シャント抵抗器の電圧降下VRUは零となる。い
ま、前記したような手段で生成したタイミング信号H
gは、前記公報（特開昭58−198165号）にも述べられて
いるように、gUNの“1"の区間のほぼ中点で、時間TSだ
け“1"となる周期Tcのパルス信号である。したがって、
この信号の“1"の区間でシャント抵抗器の電圧をサンプ
ルし、残りの区間（Hgが“0"の区間）でその値をホール
ドするにより、下側アームの通流状態にかかわらず恒に
相電流と一致し、しかも、その脈動成分を除去した電流
検出値iduが得られる。このとき、Hgが“1"となる時間T
Sは電圧レベルVSを変えることにより調整でき、サンプ
ル・ホールダが電圧のサンプルに要する時間より大きく
設定する。
以上、詳細に説明したように、本実施例によれば、比較
的簡単な回路でシャント抵抗器の電圧をサンプルするタ
イミング信号を生成した電流の検出を行うことができる
ので、この検出電流値を用いる電流制御装置を安価に構
成することができる。
的簡単な回路でシャント抵抗器の電圧をサンプルするタ
イミング信号を生成した電流の検出を行うことができる
ので、この検出電流値を用いる電流制御装置を安価に構
成することができる。
次に、本発明による第二の実施例を第３図を用いて説明
する。
する。
第３図は本発明の第二実施例を示す構成図であって、20
はマイクロプロセッサ、21はPWM信号発生器、22はマル
チプレクサ、23はA/D変換器である。なお以下の実施例
において、第１図と同一符号は同一部分を示す。
はマイクロプロセッサ、21はPWM信号発生器、22はマル
チプレクサ、23はA/D変換器である。なお以下の実施例
において、第１図と同一符号は同一部分を示す。
第一実施例ではアナログの電流制御回路を構成するのに
好適な電流検出回路について説明したが、以下の実施例
では、電流制御系をマイクロプロセッサなどの離散的な
演算素子を用いて実行するのに好適な回路について説明
する。マイクロプロセッサ20はPWM信号発生器21より生
成されるタイミング信号SHの立上がりにより割込処理が
起動され、このときの各相のシャント抵抗器4,5,6の電
圧（このとき直流電源１の負側を基準電位とする）をデ
ィジタル量に変換して取込む。このため、マイクロプロ
セッサ20は、マルチプレクサ22により各シャント抵抗器
の電圧VRU,VRV,VRWを順次選択し、A/D（Analog to Digi
tal）変換器23で対応するアナログ電圧をディジタルデ
ータに変換する。マイクロプロセッサ20はこのようにし
て得た検出値と、別に設定される電流指令値とから制御
演算を実行し、これにより得られたデータをPWM信号発
生器21に設定する。PWM信号発生器21では最新の設定デ
ータに基づき各相のPWM信号SU,SV,SWを連続的に生成す
るので、所望の電流制御処理を達成できる。
好適な電流検出回路について説明したが、以下の実施例
では、電流制御系をマイクロプロセッサなどの離散的な
演算素子を用いて実行するのに好適な回路について説明
する。マイクロプロセッサ20はPWM信号発生器21より生
成されるタイミング信号SHの立上がりにより割込処理が
起動され、このときの各相のシャント抵抗器4,5,6の電
圧（このとき直流電源１の負側を基準電位とする）をデ
ィジタル量に変換して取込む。このため、マイクロプロ
セッサ20は、マルチプレクサ22により各シャント抵抗器
の電圧VRU,VRV,VRWを順次選択し、A/D（Analog to Digi
tal）変換器23で対応するアナログ電圧をディジタルデ
ータに変換する。マイクロプロセッサ20はこのようにし
て得た検出値と、別に設定される電流指令値とから制御
演算を実行し、これにより得られたデータをPWM信号発
生器21に設定する。PWM信号発生器21では最新の設定デ
ータに基づき各相のPWM信号SU,SV,SWを連続的に生成す
るので、所望の電流制御処理を達成できる。
第４図は第３図におけるPWM信号発生器の詳細構成図で
あって20はマイクロプロセッサ、21はPWM信号発生器、2
4はクロックパルス発生器、25はアップダウンカウン
タ、26,27はそれぞれ最大値，最小値判別回路、28はオ
ア回路、29はフリップフロップ、30はレジスタ、31は比
較器である。
あって20はマイクロプロセッサ、21はPWM信号発生器、2
4はクロックパルス発生器、25はアップダウンカウン
タ、26,27はそれぞれ最大値，最小値判別回路、28はオ
ア回路、29はフリップフロップ、30はレジスタ、31は比
較器である。
第４図はPWM信号発生器21の構成を一相分（Ｕ相）につ
いて、示したので、クロックパルス発生器24から発生さ
れるクロックパルスCLKをアップダウンカウンタ25で計
数することにより、PWM信号を生成するための搬送波デ
ータを発生する。このとき判別回路26,27、オア回路2
8、フリップフロップ29はアップダウンカウンタ25の計
数方向（アップカウント／ダウンカウント）を切換える
ために用いられる。このようにして得られた搬送波デー
タDcと、マイクロプロセッサ20によりレジスタ30に設定
されたＵ相の変調波データ（電流制御演算の結果として
求まるデータ）DMUとをディジタル比較器31で比較する
ことにより、Ｕ相のPWM信号SU,が生成される。ここで
は、Ｕ相についてのみ示したが、他の２相についても同
じ搬送波データDcを用いて同様に生成される。このと
き、アップカウントからダウンカウントへ切換えるとき
の信号SHを、電流検出のタイミング信号として用いる。
いて、示したので、クロックパルス発生器24から発生さ
れるクロックパルスCLKをアップダウンカウンタ25で計
数することにより、PWM信号を生成するための搬送波デ
ータを発生する。このとき判別回路26,27、オア回路2
8、フリップフロップ29はアップダウンカウンタ25の計
数方向（アップカウント／ダウンカウント）を切換える
ために用いられる。このようにして得られた搬送波デー
タDcと、マイクロプロセッサ20によりレジスタ30に設定
されたＵ相の変調波データ（電流制御演算の結果として
求まるデータ）DMUとをディジタル比較器31で比較する
ことにより、Ｕ相のPWM信号SU,が生成される。ここで
は、Ｕ相についてのみ示したが、他の２相についても同
じ搬送波データDcを用いて同様に生成される。このと
き、アップカウントからダウンカウントへ切換えるとき
の信号SHを、電流検出のタイミング信号として用いる。
次に、この回路の動作を第５図を用いて説明する。
第５図は第４図の構成の動作波形図である。
第４図，第５図において、アップダウンカウンタ25の計
数値Dcは正の最大値判別回路DH26のデータ，最小値判別
回路DL27のデータすなわち負の最大値データと比較さ
れ、この２つのデータ設定値に対するキャリー信号SHと
ボロー信号SLとのOR信号（オア回路28で生成）でフリッ
プフロップ29の“0",“1"レベルを切換えることによ
り、計数方向を示す信号SFが得られる。いま、信号SFが
“0"の領域ではダウンカウント、“1"の領域ではアップ
カウントのように設定することにより、所望の搬送波デ
ータDcが得られる。このとき、キャリー信号SHは、搬送
波の正の最大値のタイミングに一致している。したがっ
て、このタイミングでシャント抵抗器の電圧VRUを検出
することにより、前記第一実施例と同じ原理で、恒に層
電流iuに対応し、しかも、電流脈動の影響を受けない電
流検出が可能となる。
数値Dcは正の最大値判別回路DH26のデータ，最小値判別
回路DL27のデータすなわち負の最大値データと比較さ
れ、この２つのデータ設定値に対するキャリー信号SHと
ボロー信号SLとのOR信号（オア回路28で生成）でフリッ
プフロップ29の“0",“1"レベルを切換えることによ
り、計数方向を示す信号SFが得られる。いま、信号SFが
“0"の領域ではダウンカウント、“1"の領域ではアップ
カウントのように設定することにより、所望の搬送波デ
ータDcが得られる。このとき、キャリー信号SHは、搬送
波の正の最大値のタイミングに一致している。したがっ
て、このタイミングでシャント抵抗器の電圧VRUを検出
することにより、前記第一実施例と同じ原理で、恒に層
電流iuに対応し、しかも、電流脈動の影響を受けない電
流検出が可能となる。
なお、本実施例では、PWM信号を生成するための搬送波
信号の正の最大値時点でシャント抵抗器の電圧を取込ん
だが、このタイミングをPWM信号の最小パルス幅より小
さい範囲で最大値時点の前後にずらしても、同様に相電
流に対応した検出値が得られることは言うまでもない。
信号の正の最大値時点でシャント抵抗器の電圧を取込ん
だが、このタイミングをPWM信号の最小パルス幅より小
さい範囲で最大値時点の前後にずらしても、同様に相電
流に対応した検出値が得られることは言うまでもない。
以上、詳述したように、第二実施例は、シャント抵抗器
を用いた電流検出装置により検出電流値を得て、この検
出電流値を、マイクロプロセッサ等の離散的な演算を行
う電流制御装置が使用するようにしたものであり、前述
した第一実施例と同様な効果を得ることができる。
を用いた電流検出装置により検出電流値を得て、この検
出電流値を、マイクロプロセッサ等の離散的な演算を行
う電流制御装置が使用するようにしたものであり、前述
した第一実施例と同様な効果を得ることができる。
第６図は本発明の第三実施例を示すPWM信号発生器の構
成図であって、20はマイクロプロセッサ、21はPWM信号
発生器、24はクロックパルス発生器、25はアップダウン
カウンタ、26,27は判別回路、28はオア回路、29はフリ
ップフロップ、30はレジスタ、31は比較器である。前述
した第二の実施例では搬送波信号の正の最大値毎にシャ
ント抵抗器の電圧を取込むことにより、PWMインバータ
の相電流を検出する回路について説明した。第６図にお
いては、上記の検出タイミング間の電流値を、今まで検
出した値に基づいて補間して、これをこの時点の電流検
出値として用いる。
成図であって、20はマイクロプロセッサ、21はPWM信号
発生器、24はクロックパルス発生器、25はアップダウン
カウンタ、26,27は判別回路、28はオア回路、29はフリ
ップフロップ、30はレジスタ、31は比較器である。前述
した第二の実施例では搬送波信号の正の最大値毎にシャ
ント抵抗器の電圧を取込むことにより、PWMインバータ
の相電流を検出する回路について説明した。第６図にお
いては、上記の検出タイミング間の電流値を、今まで検
出した値に基づいて補間して、これをこの時点の電流検
出値として用いる。
第６図は第５図と同じ構成であり、第５図と異なるの
は、マイクロプロセッサ20に対する割込信号として、キ
ャリー信号SHに加えてボロー信号SLをも用いるところで
ある。この動作を第７図により説明する。
は、マイクロプロセッサ20に対する割込信号として、キ
ャリー信号SHに加えてボロー信号SLをも用いるところで
ある。この動作を第７図により説明する。
第７図は第６図の動作波形図であって、マイクロプロセ
ッサ20は、キャリー信号SHに同期して、周期Tc（TCは搬
送波周期）でシャント抵抗器の電圧VRUをディジタル量D
iUに変換して取込む。このときのデータを白丸で図中に
示す。次に、このキャリー信号とTc/2だけ位相のずれた
ボロー信号SLのタイミングでもマイクロプロセッサに割
込みをかける。このタイムングではシャント抵抗器から
は正しい電流検出値が得られないので、過去のSHに同期
した検出データを格納しておき、これらのデータから外
挿補間により、SLのタイミングでの電流検出値を予測す
る。これを黒丸で示す。いま、検出タイミングを第７図
に示すように、ｋ−1,k,k＋1,k＋2,k＋３のように表わ
し、ｋ＋３のタイミングでの外挿補間の演算式を次の
（式に示す。
ッサ20は、キャリー信号SHに同期して、周期Tc（TCは搬
送波周期）でシャント抵抗器の電圧VRUをディジタル量D
iUに変換して取込む。このときのデータを白丸で図中に
示す。次に、このキャリー信号とTc/2だけ位相のずれた
ボロー信号SLのタイミングでもマイクロプロセッサに割
込みをかける。このタイムングではシャント抵抗器から
は正しい電流検出値が得られないので、過去のSHに同期
した検出データを格納しておき、これらのデータから外
挿補間により、SLのタイミングでの電流検出値を予測す
る。これを黒丸で示す。いま、検出タイミングを第７図
に示すように、ｋ−1,k,k＋1,k＋2,k＋３のように表わ
し、ｋ＋３のタイミングでの外挿補間の演算式を次の
（式に示す。
ここで、外挿補間としては一次補間式を用いた。これ
は、通常の動作ではPWM信号の搬送波信号が電流指令値
の周波数に比べて十分高く設定されるので、各検出タイ
ミング間の電流値は直線的に変化すると仮定できること
に基づいている。なお、補間の精度を上げるためには、
更に以前の検出データを用いて二次補間や更に高次の補
間式を利用できることは言うまでもない。
は、通常の動作ではPWM信号の搬送波信号が電流指令値
の周波数に比べて十分高く設定されるので、各検出タイ
ミング間の電流値は直線的に変化すると仮定できること
に基づいている。なお、補間の精度を上げるためには、
更に以前の検出データを用いて二次補間や更に高次の補
間式を利用できることは言うまでもない。
以上詳述したように、本実施例によれば、等価的に電流
検出のサンプリング周期を高くできるので、電流制御系
の応答を向上できるという利点がある。
検出のサンプリング周期を高くできるので、電流制御系
の応答を向上できるという利点がある。
以上説明したように、本発明によれば、PWMインバータ
の出力電流をシャント抵抗器を用いて検出することがで
き、しかも、その検出値を、PWMインバータに固有の電
流脈動成分を除去した値として、等価的に高いサンプリ
ング周期で得ることができるので、安価で小型な電流制
御装置を得ることができる。そして、このような電流制
御装置を用いることにより、PWMインバータの出力遅電
流を、電流指令に対する優れた相対正をもって制御する
ことができる。
の出力電流をシャント抵抗器を用いて検出することがで
き、しかも、その検出値を、PWMインバータに固有の電
流脈動成分を除去した値として、等価的に高いサンプリ
ング周期で得ることができるので、安価で小型な電流制
御装置を得ることができる。そして、このような電流制
御装置を用いることにより、PWMインバータの出力遅電
流を、電流指令に対する優れた相対正をもって制御する
ことができる。
第１図は本発明の第一実施例を示す構成図，第２図は第
１図の動作波形図，第３図は本発明の第二実施例を示す
構成図、第４図は第３図の詳細構成図，第５図は第４図
の構成の動作説明図，第６図は本発明第三実施例を示す
構成図，第７図は第６図の動作説明図である。 １……直流電源、２……インバータ主回路、３……交流
電動機、４〜６……シャント抵抗器、７〜９……サンプ
ル・ホールダ、20……マイクロプロセッサ、21……PWM
信号発生器、23……A/D変換器。
１図の動作波形図，第３図は本発明の第二実施例を示す
構成図、第４図は第３図の詳細構成図，第５図は第４図
の構成の動作説明図，第６図は本発明第三実施例を示す
構成図，第７図は第６図の動作説明図である。 １……直流電源、２……インバータ主回路、３……交流
電動機、４〜６……シャント抵抗器、７〜９……サンプ
ル・ホールダ、20……マイクロプロセッサ、21……PWM
信号発生器、23……A/D変換器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松田 敏彦 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 羽根井 博幸 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内 (56)参考文献 実開 昭50−134617（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- 【請求項１】それぞれ対に動作する上側、下側２つのス
イッチング素子から成るアームを、直流電源間に並列に
三相分備えたPWMインバータの交流出力電流を制御するP
WMインバータの電流制御装置において、前記アームの片
側のスイッチング素子と前記直流電源との間にシャント
抵抗器を接続し、前記スイッチング素子の通流期間の特
定のタイミングに同期して、前記シャント抵抗器の両端
の電圧をサンプル・ホールドすることにより、対応する
相の相電流を検出する電流検出手段と、前記スイッチン
グ素子の通流期間の特定のタイミングに同期して取り込
んだ検出電流値の時系列データに基づいて、前記検出タ
イミング間の電流値を補間することにより、前記シャン
ト抵抗器が設けられた側と反対側のスイッチング素子の
通流期間の電流を予測する補間手段と、所定周期毎に、
前記電流検出手段または前記補間手段からの検出電流値
が電流指令値に従うように前記インバータのスイッチン
グ素子を制御する電流制御手段とを備えることを特徴と
するPWMインバータの電流制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61222163A JPH0797907B2 (ja) | 1986-09-22 | 1986-09-22 | Ｐｗｍインバータの電流制御装置 |
| GB08708251A GB2190754A (en) | 1986-04-11 | 1987-04-07 | Load current detecting device for pulse width modulation inverter |
| US07/036,862 US4772996A (en) | 1986-04-11 | 1987-04-09 | Load current detecting device for pulse width modulation inverter |
| DE19873712185 DE3712185A1 (de) | 1986-04-11 | 1987-04-10 | Laststromerfassungseinrichtung fuer stromrichter mit pulsdauermodulation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61222163A JPH0797907B2 (ja) | 1986-09-22 | 1986-09-22 | Ｐｗｍインバータの電流制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6380774A JPS6380774A (ja) | 1988-04-11 |
| JPH0797907B2 true JPH0797907B2 (ja) | 1995-10-18 |
Family
ID=16778164
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61222163A Expired - Lifetime JPH0797907B2 (ja) | 1986-04-11 | 1986-09-22 | Ｐｗｍインバータの電流制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0797907B2 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0782038B2 (ja) * | 1989-05-23 | 1995-09-06 | 三菱電機株式会社 | Ｐｗｍインバータの電流検出方法 |
| JPH03243173A (ja) * | 1990-02-19 | 1991-10-30 | Fuji Electric Co Ltd | インバータ回路出力電流検出回路 |
| JP2002315343A (ja) * | 2001-04-18 | 2002-10-25 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍコンバータ装置 |
| JP4613532B2 (ja) * | 2004-06-30 | 2011-01-19 | 富士電機ホールディングス株式会社 | モータ制御装置 |
| JP2007110811A (ja) * | 2005-10-12 | 2007-04-26 | Yaskawa Electric Corp | インバータ装置とその制御方法 |
| JP5230068B2 (ja) * | 2006-01-13 | 2013-07-10 | オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 | インバータ装置 |
| JP5354369B2 (ja) * | 2009-09-09 | 2013-11-27 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
| JP5161985B2 (ja) * | 2011-02-16 | 2013-03-13 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置および電動パワーステアリングの制御装置 |
| JPWO2013125011A1 (ja) * | 2012-02-23 | 2015-05-21 | トヨタ自動車株式会社 | 電流センサ及び電力変換器 |
| RU2014134445A (ru) * | 2012-02-23 | 2016-04-10 | Тойота Дзидося Кабусики Кайся | Датчик тока и преобразователь мощности |
| EP2738931B1 (en) | 2012-09-20 | 2017-03-08 | Fuji Electric Co., Ltd. | Power conversion device |
| JP6232868B2 (ja) | 2012-10-23 | 2017-11-22 | 株式会社島津製作所 | モータ駆動装置および真空ポンプ |
| JP6155779B2 (ja) * | 2013-04-09 | 2017-07-05 | 株式会社デンソー | パワー素子の電流検出回路 |
| JP7426676B2 (ja) * | 2022-02-08 | 2024-02-02 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 半導体パッケージ |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5522871Y2 (ja) * | 1974-04-22 | 1980-05-30 |
-
1986
- 1986-09-22 JP JP61222163A patent/JPH0797907B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6380774A (ja) | 1988-04-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |