JP2009278731A - 電力変換装置の制御装置および制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】制御周期中にキャリア周期を変更しても、各キャリア周期に応じたデューティ指令値のレベル値を正確に決定し、電力変換装置の出力変動を防止する。
【解決手段】ＰＷＭインバータ２の制御装置は、ＰＷＭ制御部５と、キャリア周期変更部１０と、電流指令生成部１１を備える。ＰＷＭ制御部５は、制御周期毎にＰＷＭインバータ２の出力または負荷装置である三相モータ３の状態の計測結果に基づいて、デューティ指令値を算出して出力する。キャリア信号生成部７は、ＰＷＭ制御部５がデューティ指令値と比較するキャリア波の周期であるキャリア信号を生成する。キャリア周期変更部１０は、制御周期とキャリア周期を同期させながら、キャリア周期を時間とともに変化させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング操作により変換した電力を負荷装置へ供給する電力変換装置の制御装置及び制御方法に関する。

従来、パルス幅変調（Pulse Width Modulation、以下ＰＷＭと略す）信号のキャリア周波数およびその高調波の周波数に起因するスイッチングノイズを低減する技術として、下記特許文献１が知られている。この技術によれば、ＰＷＭキャリア周波数に対して、さらに低い周波数を有する正弦波で周波数変調をかけるようにしている。
特開平７−９９７９５号公報

しかしながら、従来技術においては、キャリア周波数を変更する際に、例えば制御周期がキャリア周期よりも長い場合に、制御周期中でキャリア周期を可変とすると、各キャリア周期に応じたデューティ指令値のレベル値を正確に決定できず、電力変換装置の出力が変動するという問題点があった。

本発明は、電力変換装置の出力変動を防止することを目的とする。

上記問題点を解決するために本発明は、スイッチング回路により入力電力を所望の形態に変換して出力する電力変換装置の制御装置において、電力変換装置の出力または負荷装置の状態の計測結果に基づいて、デューティ指令値を算出して出力する制御周期を備えたＰＷＭ制御手段と、ＰＷＭ制御手段がデューティ指令値と比較するキャリア波の周期であるキャリア周期を時間とともに変化させるキャリア周期変更手段とを備える。そして、キャリア周期変更手段は、制御周期とキャリア周期とを同期させながら、キャリア周期を時間とともに変化させる。

上記構成の本発明によれば、制御周期とキャリア周期とが同期しながら、キャリア周期が時間とともに変化するため、電力変換装置の出力変動を防止できるという効果がある。

次に、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は、本発明に係る電力変換装置の制御装置の実施例を説明する電力変換システム１のシステム構成図である。

図１の電力変換システム１は、直流をＰＷＭ制御により三相交流に変換するＰＷＭインバータ２、三相ブラシレス直流モータ（以下、三相モータと略記）３、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃ（総称して電流センサ４と呼ぶことがある）、電流指令値を生成する電流指令生成部１２、電流指令値に基づいてＰＷＭインバータ２を制御するＰＷＭ制御部５、及び時間経過とともにキャリア周期を変更するキャリア周期変更部１０を主な構成要素として備える。

ＰＷＭ制御部５は、ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃ、キャリア信号生成部７、比較部８ａ、８ｂ、８ｃ、信号反転部９ａ、９ｂ、９ｃを備える。

ＰＷＭインバータ２は、比較部８ａ、８ｂ、８ｃの制御に従って電池Ｂ及びコンデンサＣから成る直流電源の正極又は負極を選択し、選択した電極を三相モータ３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電極に接続する６個のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−を備える。これらのスイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transister ）等の半導体素子により構成されている。

電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃはそれぞれ、ＰＷＭインバータ２から三相モータ３に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を検出する。電流指令生成部１２は、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの検出値が正弦波状の交流電流に変換されるように、正弦波状の電流指令値を生成する。ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃは、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの検出値が電流指令生成部１２が生成した電流指令値に従うように、電流指令値と電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの検出値に基づいて比較部８ａ、８ｂ、８ｃへ出力するデューティ指令値に相当するレベル指令値をＰＩＤ制御する。キャリア信号生成部７は三角波状キャリア信号を生成する。

比較部８ａ、８ｂ、８ｃは、ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃが出力するレベル指令値と、三角波状キャリア信号との大小関係を比較し、その大小関係に応じてＰＷＭインバータ２のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｖ＋、Ｔｗ＋のオン／オフを制御する信号をＰＷＭインバータ２へ出力する。信号反転部９ａ、９ｂ、９ｃは、比較部８ａ、８ｂ、８ｃの出力を反転して、スイッチング素子Ｔｕ−、Ｔｖ−、Ｔｗ−のオン／オフを制御する信号をＰＷＭインバータ２へ出力する。

ここで、Ｕ相のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−の制御を例として、比較部８ａの動作を具体的に説明する。比較部８ａは、ＰＩＤ制御部６ａの出力値が三角波状キャリア信号よりも大きい場合、スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−をそれぞれオン状態及びオフ状態に制御することにより正の電圧をモータのＵ相に印加する。逆にＰＩＤ制御部６ａの出力値が三角波状キャリア信号よりも小さい場合には、スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−をそれぞれオフ状態及びオン状態に制御することにより、負の電圧を三相モータ３のＵ相に印加する。

キャリア周期変更部１０は、キャリア信号生成部７が生成する三角波状キャリア信号の周期（言い換えればキャリア周波数ｆｃ）を制御周期と同期させながら、時間経過に伴って変化させる。

尚、本実施例では、電流指令生成部１１と、キャリア周期変更部１０と、キャリア信号生成部７と、ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃと、比較部８ａ、８ｂ、８ｃとは、マイクロコンピュータで構成されているものとする。このマイクロコンピュータは、例えば、演算制御部であるＣＰＵと、プログラム及び制御マップを記憶したＲＯＭと、作業用ＲＡＭと、入出力インタフェースとを備える。そして、比較部８ａ、８ｂ、８ｃによる三角波状キャリア信号とレベル指令値との比較は、ディジタル値による比較として実行されるものとする。

図２は、図１のシステムにおいて、ＰＷＭインバータ２により三相モータ３の回転速度を制御するための制御ブロック図である。図２において、図１の構成要素と同じ構成要素には、同じ符号を付与している。尚、図２で説明するインバータは、三角波比較型正弦波ＰＷＭインバータである。

速度制御器１２（図１の電流指令生成部１２に相当）は、モータ回転の速度指令値と実際のモータ回転速度の検出値から、ＰＩＤ制御によって電流指令値を算出し、ＰＷＭ制御部５に対して出力する。ＰＷＭ制御部５は、速度制御器から入力された電流指令値と、電流センサ４による三相モータ３に流れている電流値の検出値から、ＰＩＤ制御により、ＰＷＭインバータ２のスイッチをオン／オフさせるためのレベル指令値を生成する。次いで、ＰＷＭ制御部５は、そのレベル指令値と、キャリア三角波とを比較して、ゲート制御信号を生成する。ＰＷＭインバータ２は、このゲート制御信号に基づいて内部のスイッチをオン／オフさせて三相交流電力を生成し、三相モータ３に出力する。三相モータ３は、その電力により、所望の回転速度を実現すべく回転力を発生させる。

ここで図２の制御ブロックに示す電流制御ループと速度制御ループについて説明する。電流制御ループは、ＰＷＭ制御部５によって電流指令値と電流検出値から電圧指令値が生成され、ＰＷＭインバータ２から三相モータ３へ電流が供給され、そのモータ電流を電流センサ４で検出し、それをまたＰＷＭ制御部５に入力するというフィードバックループである。一方、速度制御ループは、速度制御器１２によって速度指令値と速度検出値から電流指令値が生成され、その電流指令値を基に電流制御ループを通じて三相モータ３が駆動され、その時のモータ回転速度を検出し、それをまた速度制御器１２に入力するというフィードバックループである。

本実施例の構成において、従来技術の説明で記述した制御周期に相当するものは、電流制御ループの制御周期Ｔｓである。この制御周期Ｔｓが、本発明では時間変化するキャリア周期の複数周期分に相当するということである。

図３は、Ｔｕ＋のオンオフ信号を生成するためのＰＷＭ比較の様子を説明するタイムチャートである。ここでは制御周期Ｔｓがキャリア周期Ｔc1、Ｔc2の２周期の和になっている。制御周期中の演算により、電圧指令値からデューティ指令値が算出されるが、そのデューティ指令値を三角波比較のためのレベル値に変換する時に、制御周期におけるオン時間の割合がデューティ指令値となるように、そのレベル値を決定する。

図３の場合において、デューティ指令値からレベル値を求める方法を説明する。制御周期Ｔｓはキャリア周期Ｔc1とキャリア周期Ｔc2の和である。それぞれのキャリア周期は、アップダウンカウンタを用いたキャリア周期用タイマカウンタ（第１タイマカウンタ）で作られる。

ここで、キャリア周期Ｔc1の三角波の高さ、即ち、キャリア三角波の谷から山までのキャリア周期用タイマカウンタのクロック数をＨ１、キャリア周期Ｔc2の三角波の高さをＨ２、デューティ指令値のレベル値をＲとする。またキャリア周期Ｔc1、Ｔc2中のそれぞれのＰＷＭオン時間（以下、単にオン時間と略す）をｔon1 、ｔon2 とする。また制御周期Ｔｓ中のトータルのオン時間をｔon、キャリア周期用タイマカウンタのクロック周期をｔclk とする。この時、
Ｔc1＝２・ｔclk・Ｈ１ …（１）
Ｔc2＝２・ｔclk・Ｈ２ …（２）
であるから、制御周期Ｔｓは、
Ｔｓ＝Ｔc1＋Ｔc2＝２・ｔclk・（Ｈ１＋Ｈ２） …（３）
式（３）となる。一方、キャリア周期Ｔc1、Ｔc2中のそれぞれのオン時間ｔon1 、ｔon2 は、
ｔon1 ＝２・ｔclk・（Ｈ１−Ｒ） …（４）
ｔon2 ＝２・ｔclk・（Ｈ２−Ｒ） …（５）
となるため、制御周期Ｔｓ中のトータルのオン時間ｔonは
ｔon＝ｔon1 ＋ｔon2 ＝２・ｔclk・(Ｈ１＋Ｈ２−２・Ｒ) …（６）
式（６）となる。デューティ指令値Ｄref は、
Ｄref ＝ｔon／Ｔｓ
＝｛２・ｔclk・（Ｈ１＋Ｈ２−２・Ｒ）｝／２・ｔclk・（Ｈ１＋Ｈ２）
＝１−２・Ｒ／（Ｈ１＋Ｈ２） …（７）
式（７）となる。したがってデューティ指令値のレベル値Ｒは、
Ｒ＝（１−Ｄref ）・（Ｈ１＋Ｈ２）／２
＝（１−Ｄref ）・Ｔｓ／（４・ｔclk） …（８）
式（８）となる。ここで、ｔon1 ／Ｔc1≠ｔon2 ／Ｔc2である。

なお、上記はデューティ指令値のレベル値Ｒが三角波の高さを越えないことを想定した場合であるが、その場合、キャリア周期が最も短い（三角波の高さが最も低い）ものでＲの範囲が限定されてしまい、デューティの範囲を１００％で使えないことになってしまう。しかしながら本発明では、制御周期内のトータルのオン時間でＲを決めればよいため、各制御周期内のすべてのキャリア周期の三角波の高さをＲが越えてしまってはいけないということではない。制御周期内のトータルのオン時間／制御周期がデューティ指令値と等しくなればよい。

図４は、制御周期が一定値Ｔｓの場合で、各制御周期Ｔｓが異なるキャリア周期２周期分（Ｔci1 ，Ｔci2 ）から成るキャリア波形を図示したものである。

各制御周期において、Ｔｓ＝Ｔci1 ＋Ｔci2 となり、制御周期がキャリア周期の変化と同期している。したがって制御周期内の処理で決定されたデューティ指令値に対応するレベル値が、制御周期直後の次の制御周期、すなわち直後のキャリア三角波における三角波比較に適用される。つまり制御周期とキャリア周期が同期していることで、制御周期とそれを構成するキャリア周期が１対１の関係になるため、上記手法によりデューティ指令値に対応した正確なレベル値を算出することができる。尚、従来技術では、制御周期とキャリア周期との間に相関がないため、デューティ指令値のレベル値を決定することができなかった。

また図５は、図４とは異なり、制御周期Ｔｓi が時間とともに変化する場合である。ただしこの場合でも、各制御周期において、Ｔｓi ＝Ｔci1 ＋Ｔci2 となり、キャリア周期が複数周期分であるという関係が成立し、制御周期とキャリア周期が同期している。このことから、図４の場合と同様にデューティ指令値に対応したレベル値を正確に決定することができる。制御周期一定の場合では、Ｔｓ＝Ｔci1 ＋Ｔci2 の関係からＴci1 とＴci2 を自由に決定することができないが、図５の場合の様に、制御周期が変化することを許すことで、キャリア周期の値を任意に決定することが可能となるため、ＥＭＩノイズの障害を抑制する効果を増大させることができる。

次に、制御周期とキャリア周期を同期させる方法の例について説明する。キャリア周期は、キャリア周期変更部１０に予め記憶した制御マップに従って変化させる。制御マップ内のキャリア周期の変化は、制御周期の変化に従った値とする。例えば図６（ａ）は、制御周期が２００μｓｅｃ一定の場合であるが、連続するキャリア周期２周期分が制御周期２００μｓｅｃになるようにキャリア周期の組を選択して配列している。また図６（ｂ）は、制御周期は変化する場合である。この場合でも、連続するキャリア周期２周期分が制御周期となるようにキャリア周期の組を配列している。図６では、キャリア周期の各組は、それぞれ２個のキャリア周期を備える例を示したが、本発明では、２個に限定されず、２以上の数であればよい。

そして、キャリア周期の変更は、キャリア周期マップの先頭（図６では最上行）から順次下るように、次々にキャリア周期が読み出されて、ＰＷＭ制御に使用される。キャリア周期マップの最後尾（図６では最下行）に至ると、再びキャリア周期マップの先頭に戻る。

図７は、キャリア周期に同期した割り込み処理の中で実行される処理を説明するフローチャート例である。このフローチャートは、図１のキャリア周期変更部１０及びＰＷＭ制御部５を構成するマイクロプロセッサのＣＰＵが実行する。このフローチャートの中でＮは、制御周期の同期したキャリア周期の組の中での順番を示す制御変数値である。例えば制御周期がキャリア周期３周期から構成される場合、それぞれＮ＝０、１、２の値が対応する。

まず最初に、ステップ（以下、ステップをＳと略す）１０でＣＰＵに対するキャリア同期割り込みが始まる。次いでＣＰＵは、Ｓ１２で、制御変数Ｎの値が０か否かを判定する。制御変数Ｎの値が０であれば、制御周期の中で最初のキャリア周期であるので、Ｓ１４へ進み、制御周期用タイマカウンタ（第２タイマカウンタ）をリセットしてＳ１６へ進む。このタイミングから新たな制御周期が始まる。なお制御周期用タイマカウンタとは、そのタイマカウンタの値が所望の値になったらある処理を行う（開始する）ことを決めるためのものである。

Ｓ１２の判定で、制御変数Ｎの値が０でなければ、ＣＰＵは、Ｓ１４をスキップして、制御用タイマカウンタをリセットすることなく、Ｓ１６へ進む。
Ｓ１６では、ＣＰＵは、Ｎが制御周期中のキャリア周期の個数−１と等しいか否かを判定する。

Ｓ１６の判定で等しい場合、Ｓ１８へ進む。Ｓ１８では、ＣＰＵは、次のキャリア周期の値を制御マップから読み出してバッファレジスタＴｃへ出力するとともに、制御周期内の処理で算出された次の制御周期におけるデューティ指令値のレベル値ＲをバッファレジスタＲに出力する。次いでＳ２０で、ＣＰＵは、Ｎの値を０として、メインルーチンへリターンする。

Ｓ１６の判定で等しくない場合、Ｓ２２へ進む。Ｓ２２では、ＣＰＵは、次のキャリア周期の値を制御マップから読み出してバッファレジスタＴｃへ出力し、メインルーチンへリターンする。

デューティ指令値に対応するレベル値を保持するレベル値レジスタと、キャリア周期を設定するキャリア周期レジスタとは、キャリア三角波の谷のタイミングで、それぞれのバッファレジスタの値に更新される。上記のような処理をすることで、制御周期内ではレベル値レジスタの内容は同一のレベル値Ｒとなり、次の制御周期に変わると新たなレベル値Ｒが設定されることになる。

図８は、図７のフローチャートに対応するタイミングチャート例である。尚、以下の説明では、制御周期の区別を添字ｉ（ｉ＝１，２，３，…）で示し、制御周期ｉ中の各キャリア周期をｉｊ（ｊ＝１，２，３）として区別している。このタイムチャートでは、以下の制御内容が示されている。

まず制御周期と同期するキャリア周期の組の中の最初のキャリア周期（ｉ１）の初めでキャリア同期割り込みを発生させて、制御周期用タイマカウンタをリセットする。このタイミングで制御周期が開始される。

各キャリア周期（ｉｊ）におけるキャリア同期割り込みで、次のキャリア周期の値をバッファレジスタＴｃに出力する。

デューティ指令値に対応するレベル値Ｒは、制御周期毎で演算され、制御周期と同期するキャリア周期の組の中の最後のキャリア周期（Ｔci3 ）のキャリア同期割り込みでバッファレジスタＲに出力される。

以上説明した本実施例によれば、キャリア周期変更部（キャリア周期変更手段）は、制御周期とキャリア周期を同期させながら、キャリア周期を時間とともに変化させるので、キャリア周期を時間とともに変化させることと、制御周期とキャリア周期の関係を一義的に決定することが両立し、電力変換装置のスイッチングノイズの影響を抑制しながら、各キャリア周期に応じたデューティ指令値のレベル値を正確に決定し、電力変換装置の出力変動を防止できるという効果がある。

また本実施例によれば、制御周期は、連続する複数個のキャリア周期の和と等しい周期であり、ＰＷＭキャリア波と比較されるデューティ指令値のレベル値は、制御周期に対する制御周期中のＰＷＭオン時間合計の割合が、デューティ指令値に一致するように決定され、それぞれの制御周期中でデューティ指令値のレベル値は一定となるように決定されているので、電力変換装置のスイッチングノイズの影響を抑制しながら、制御周期内でキャリア周期が変化しても正確なデューティ指令値のレベル値を設定することができ、電力変換装置の出力変動を防止できるという効果がある。

また本実施例によれば、制御周期が一定周期の場合、制御の無駄時間を小さくして、制御周期を短縮し、電力変換装置のスイッチングノイズの影響を抑制しながら、精度の高い電力変換装置の出力制御を行うことができる。

また本実施例によれば、制御周期が可変の場合、制御周期に関わらずキャリア周期を時間とともに変化させることができ、キャリア周期に起因するＥＭＩノイズ抑制性能を向上させるという効果がある。

さらに本実施例によれば、キャリア周期変更部（キャリア周期変更手段）は、キャリア周期を計測するキャリア周期用タイマカウンタ（第１タイマカウンタ）を備え、ＰＷＭ制御部（ＰＷＭ制御手段）は、制御周期を計測する制御周期用タイマカウンタ（第２タイマカウンタ）を備え、制御周期および制御周期に同期して行われる処理は、制御周期用タイマカウンタ（第２タイマカウンタ）でタイミングが生成され、それぞれの制御周期に同期したキャリア周期の組の中の最初のキャリア周期に同期した割り込み処理で、制御周期用タイマカウンタをリセットし、それぞれの制御周期に同期したキャリア周期の組の中の最後のキャリア周期に同期した割り込み処理で、デューティ指令値のレベル値をバッファレジスタに設定するようにしているので、制御周期とキャリア周期との同期を実現しながら、正確なデューティ指令値のレベル値を設定することができ、電力変換装置の出力変動を防止できるという効果がある。

以上の実施例では、インバータシステムに本発明を適用した例を説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、特許文献１に記載のＨブリッジのスイッチの構成で負荷を駆動するものや、図９に示すようなスイッチの開閉により負荷を駆動するような構成、図１０に示すような元の電源の直流電圧を別の直流電圧に変換して負荷を駆動するＤＣ／ＤＣコンバータ等、スイッチを開閉することでスイッチング周波数およびその高調波にＥＭＩノイズを発生するものについて本発明を適用することができることは明らかである。

本発明に係る電力変換装置の制御装置の実施例が適用される電力変換システムの構成例である。 図１の電力変換システムにおける制御周期を説明する制御ブロック図である。 デューティ指令値のレベル値の算出手法の説明図である。 制御周期を一定とした場合の制御周期とキャリア周期の関係を示すタイムチャートである。 制御周期を変化させた場合の制御周期とキャリア周期の関係を示すタイムチャートである。 （ａ）制御周期一定の場合のキャリア周期マップ、（ｂ）制御周期が変化する場合のキャリア周期マップである。 制御周期とキャリア周期を同期させるためのキャリア同期割り込み中の処理例を示すフローチャートである。 制御周期とキャリア周期のタイミングチャートである。 本発明が適用可能なローサイドスイッチの構成例を示すブロック図である。 本発明が適用可能なＤＣ／ＤＣコンバータの構成例示すブロック図である。

符号の説明

１ 電力変換システム
２ ＰＷＭインバータ
３ 三相モータ
４ 電流センサ
５ ＰＷＭ制御部
６ ＰＩＤ制御部
７ キャリア信号生成部
８ 比較部
９ 信号反転部
１０ キャリア周期変更部
１１ 電流指令生成部

Claims (6)

1. 内蔵するスイッチング回路により、入力される電力を所望の形態に変換して出力する電力変換装置の制御装置において、
   前記制御装置は、電力変換装置の出力または負荷装置の状態の計測結果に基づいて、デューティ指令値を算出して出力する制御周期を備えたＰＷＭ制御手段と、
   前記ＰＷＭ制御手段がデューティ指令値と比較するキャリア波の周期であるキャリア周期を時間とともに変化させるキャリア周期変更手段と、
   を備え、
   前記キャリア周期変更手段は、前記制御周期と前記キャリア周期を同期させながら、キャリア周期を時間とともに変化させることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
2. 前記制御周期は、連続する複数個のキャリア周期の和と等しい周期であり、
   前記ＰＷＭ制御手段は、ＰＷＭキャリア波と比較するデューティ指令値のレベル値を、制御周期に対する制御周期中のＰＷＭオン時間合計の割合が、デューティ指令値に一致するように決定し、それぞれの制御周期中でデューティ指令値のレベル値は一定となるように決定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
3. 前記制御周期は、一定周期であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置の制御装置。
4. 前記制御周期は、時間とともに変化することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置の制御装置。
5. 前記キャリア周期変更手段は、キャリア周期を計測する第１タイマカウンタを備え、
   前記ＰＷＭ制御手段は、制御周期を計測する第２タイマカウンタを備え、
   制御周期および制御周期に同期して行われる処理は、第２タイマカウンタでタイミングが生成され、
   それぞれの制御周期に同期したキャリア周期の組の中の最初のキャリア周期に同期した割り込み処理で、第２タイマカウンタをリセットし、
   それぞれの制御周期に同期したキャリア周期の組の中の最後のキャリア周期に同期した割り込み処理で、デューティ指令値のレベル値をバッファレジスタに設定することを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載の電力変換装置の制御装置。
6. 内蔵するスイッチング回路により、入力される電力を所望の形態に変換して出力する電力変換装置の制御方法において、
   前記電力変換装置の出力または負荷装置の状態を計測する計測過程と、
   計測過程の計測結果に基づいて、デューティ指令値を算出する指令値算出過程と、
   指令値算出過程で算出したデューティ指令値を出力する出力過程と、
   前記デューティ指令値とキャリア波とを比較してＰＷＭパルスを生成するパルス生成過程と、
   前記計測過程から前記パルス生成過程までの繰り返し周期と前記キャリア波の周期であるキャリア周期とを同期させながら、キャリア周期を時間とともに変化させるキャリア周期変更過程と、
   を備えたことを特徴とする電力変換装置の制御方法。

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