JPH069347B2

JPH069347B2 - スペクトル拡散通信方式

Info

Publication number: JPH069347B2
Application number: JP63037629A
Authority: JP
Inventors: 行信石垣
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1988-02-22
Filing date: 1988-02-22
Publication date: 1994-02-02
Anticipated expiration: 2009-02-02
Also published as: JPH01213044A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はスペクトル拡散通信方式に係り、特に、受信
（復調）側での逆拡散において、機似雑音符号の発生を
比較的容易な回路構成で実現したスペクトル拡散通信方
式に関する。

〔技術的背景〕

スペクトル拡散（Spread Spectrum：ＳＳ）通信方式は
約50年前に欧州で開発され、その基本的な考え方は1950
年代に確立されている。1960年代には百個ものトランジ
スタで疑似雑音符号発生回路を作成していたが、初期の
技術は未熟で、それらを構成する能動素子や製造技術の
発達が待望されていた。近年に至っては高密度ＩＣ技術
の発達やＩＣの低価格化が進み、小型でしかも低価格の
装置を作成することが可能になったことにより、かかる
通信方式が再び注目を集めている。スペクトル拡散通信
方式とは、キャリアを情報信号にて１次変調したものを
広帯域の雑音状の拡散符号により２次変調して、非常に
広い帯域に拡散する方式である。一般的には、２次変調
方式の違いにより、直接拡散（ＤＳ）方式，周波数ホッ
ピング（ＦＨ）方式，ハイブリッド方式等があり、本発
明方式はこのうち前者のＤＳ方式に関する。

かかるスペクトル拡散通信には次のような優れた特長が
ある。

秘匿性（秘話性）が非常に高い。

外部干渉や雑音，故意の妨害に強い。

従来システムと共存できる。

ＭＣＡ局のような制御局や制御チャンネルが不要であ
る。

アドレスコードでの管理ができる。

直接拡散方式では電力密度が低いので、電波が存在し
ていないように見える（微弱な電力で送信できる）。

通話品位の低下を若干許容すれば局数を増加できる。

疑似雑音符号信号を変えることにより、同一周波数帯
域内に多重することが可能である。

これらの特長が再認識されて、現在では単に通信分野に
とどまらず各分野での応用が進んでおり、民生機器への
展開も始まりつつある。

〔従来の技術〕

第８図及び第９図を参照しながら、スペクトル拡散通信
の基本原理について説明する。第８図はＤＳ方式による
従来のスペクトル拡散通信方式を実現する通信装置の基
本構成図、第９図は各構成部分におけるスペクトル図で
ある。第８図に示すように、送信側（Ａ局）の１次変調
回路４１にて１次変調された第９図(a)図示の如き信号
（Ｆ_１）は、拡散符号生成回路３９からの拡散符号信号
（Ｆ_SS；同図(b)参照）により拡散変調回路４６にて２
次変調されて、増幅された後アンテナＡ_１より送信信号
（Ｆ_1S）として出力される。１次変調の種類は特に制限
はなく、周波数変調（FM）やＰＳＫ(Phase Shift Keyin
g)等で良く（本明細書ではＰＳＫにより変調を行なうも
のとして説明する）、２次変調（拡散変調）は、一般的
に疑似雑音符号（Pseudo Noise：ＰＮ符号）によりＰＳ
Ｋ変調する。このＰＮ符号はできる限りランダム雑音状
である必要があり、且つ受信機側で符号を取出すために
一定の周期を有している必要がある。

次に、受信側の構成及び機能等について説明する。受信
側（Ｂ局）では、アンテナＡ_２から所定のフィルタと高
周波増幅器により得られたＦ_1S信号を、逆拡散回路４７
において拡散符号生成回路４９からの拡散符号により逆
拡散する。この拡散符号生成回路４９はＡ局の拡散符号
生成回路３９と同期が取られており、ＰＮ符号も同一物
（Ｆ_SS）である。ところで、アンテナＡ_２に入来する電
波はＦ_1Sだけとは限らず、第９図(c)に示すように、他
のＳＳ局からの電波（Ｆ_2S，Ｆ_3S，…）と一般局からの
電波（Ｆｎ）が存在する。そこで、逆拡散回路４７で逆
拡散を施すことにより、同図(d)図示の如き所望の電波
Ｆ_１Ｓを同図(a)のようなスペクトルに戻し、フィルタ
（狭帯域炉波器が望ましい）４５にてＦ_1S以外の成分の
大部分を除去し（同図(e)参照）、復調回路４８にて元
の情報信号に復調して出力するわけである。なお、同図
(e)からわかるように、フィルタ４５の出力信号中には
Ｆ_1Sの他に干渉波のＦｎと多局のＳＳ波の一部が残って
いる。この残留電力と目的信号の電力の比をＤＮ比（信
号電力対干渉電力比）と呼んでおり、このＤＮ比を大き
く取るためには拡散帯域ができる限り広い方が有利であ
り、一般的に情報信号の周波数帯域の100〜1000倍程度
にとっている。

以上、スペクトル拡散通信の基本的な原理について説明
したが、次にスペクトル拡散通信を行なう場合の１，２
次各変調・復調における具体的な動作について理論的に
説明する。スペクトル拡散通信におけるスペクトル拡散
信号Ｓ(t){第８図のＦ_1S｝は、情報データをｄ(t)[+1又
は-1]，拡散符号Ｆ_SSをＰ(t)[+1又は-1],搬送波をcosω
ctとすると、次式で表わされる。

Ｓ(t)＝ｄ(t)Ｐ(t)cosωct ……………(１) （但し、ωｃ＝２πｆｃ）このスペクトル拡散信号Ｓ(t)は、受信（復調）におい
て、入来したスペクトル拡散信号より拡散符号用クロッ
ク信号を生成し、更に送信時のスペクトル拡散信号にお
ける拡散符号と同期した拡散符号Ｐ(t){実際には若干の
遅延の伴ったである}を経て、入来したスペクトル拡散信号Ｓ(t)と乗
算｛相関又は逆拡散とも言う｝を行ない、ｄ(t)cosωct
なる２相PSK信号に変換される。更に、再生した搬送波c
osωct と乗算に同期検波を行ない、ｄ(t)（cosωct）^２＝ｄ(t)(1+cosωct)／２ことにより
情報データｄ(t)が復調される。

〔発明が解決しようとする課題〕

かかるスペクトル拡散通信方式では、受信側での逆拡散
が最も重要であるが、これを行なうのに必要な拡散符号
の生成が容易ではなく、現在では、ＡＦＣ制御ループ，
遅延ロックループ及び乗算器による逆拡散法や、マッチ
ドフィルタを用いた同期ループと乗算器による逆拡散法
が一般的に用いられている。これらの構成による逆拡散
は、いずれも回路構成が複雑で、更には調整面やコスト
面での問題もあり、民生機器への展開に当ってはこれら
の問題を解決する必要がある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の通信方式は、変調側には，情報信号と第１の搬
送波とを入力して乗算により第１の２相PSK信号を生成
する手段と，該情報信号と第２の搬送波とを入力して第
２の２相PSK信号を得る手段と、クロック信号を入力し
てこれを基に拡散符号信号を生成する手段と，第１の２
相PSK信号と拡散符号信号とを入力して乗算による拡散
を行なって第１の拡散信号を得る手段と，第２の２相PS
K信号と拡散符号信号とを入力して乗算による拡散を行
なって第２の拡散信号を得る手段と，クロック信号を基
に拡散符号信号と同期関係にあるコントロール信号を生
成する手段とコントロール信号と第２の拡散信号とを入
力して乗算により乗算出力信号を得る手段と乗算出力信
号と第１の拡散信号とを加算してスペクトル拡散信号を
生成して出力する手段とを備え、復調側には，スペクト
ル拡散信号を入力して第１及び第２の搬送波に応じた互
いに異なるスペクトル成分を有する第１の拡散信号及び
乗算出力信号に分離する手段と，分離された第１の拡散
信号と乗算出力信号とを入力して信号処理することによ
りコントロール信号を分離する手段と，該コントロール
信号を基にクロック信号及びリセット信号を再生して変
調側の拡散符号信号に同期した拡散符号信号を生成する
手段と生成された拡散符号信号と分離検出された第１の
拡散信号とを入力して両信号の乗算による逆拡散を行う
ことにより復調２相PSK信号を得る手段と復調２相PSK信
号を同期検波することにより変調時と等価な情報信号を
復調して出力する手段とを備えて通信することにより、
上記問題点を解消したものである。

〔実施例〕

本発明のスペクトル拡散通信方式は、上述の如き構成に
より通信を行うので、逆拡散において従来より必須の構
成要件であったクロック再生回路，ループで構成される
同期引込み回路及び同期保持回路等が不要となったもの
であり、以下、本発明方式を実現し得る装置の１例を上
げて、図面を参照しながら説明する。

第１図は、本発明のスペクトル拡散通信方式を実現する
スペクトル拡散通信装置の一実施例のブロック構成図
で、同図(A)が変調部（送信側）１，同図(B)が復調部
（受信側）２である。この図ではアンテナ等構成の一部
の図示を省略している。

変調部１は、ＬＰＦ（低域波器）１５，５つの乗算器
３〜７，演算回路（加算器）２８，拡散符号生成回路(P
NG)２６，分周器１４，単安定マルチバイブレータ（以
下単に「モノマルチ」とも記す）１９，及びＢＰＦ（帯
域波器）２１等を備え、これらを第１図(A)図示の如
く接続して構成している。また復調部２は、２つのＢＰ
Ｆ２２，２３；ＬＰＦ１６，遅延回路（DL）２９，加算
器３０，減算器３１，コントロール信号検出回路（以下
「C(t)検出部」とも記す）３３，Ｎ逓倍回路３４，モノ
マルチ３５，拡散符号生成回路２７，搬送波再生器３
６，及び２つの乗算器８，９等を備え、これらを第１図
(B)図示の如く接続して構成している。なお、遅延回路
２９，加算器３０，及び減算器３１とで２種類の特性を
有する櫛歯形フィルタ３２を構成しており、その周波数
特性は第２図(A)，(B)に夫々加算特性及び減算特性とし
て示す通りである。以下、具体的な機能，動作につい
て、第３図及び第４図のスペクトル図を併せ参照して説
明する。

まず送信を行なう場合、変調部１において、入力端子In
_１より情報信号ｄ(t)（この場合データとする)をＬＰＦ
１５を介して乗算器３及び４に供給する。一方、入力端
子ｎＩｎ_ｎ２より搬送波信号cosωc₁tを乗算器3に供給
して上記情報信号d(t)との乗算を行ない、第３図(A)の
(イ)の如き１次変調信号ｄ(t)cosωc₁ｔ（ここでは２相P
SK変調信号としている）を生成し、乗算器５に出力す
る。同様に、入力端子Ｉｎ_ｎ３より搬送波信号cosω_c2
ｔを乗算器４に供給して上記情報信号ｄ(t)との乗算を
行ない、第３図(B)の(ロ)の如き２相PSK変調信号ｄ(t)co
sω_c2ｔ信号を生成し、乗算器６に出力する。更に、入
力端子In_ｎ４からはクロック信号Ｓｃ(t)を分周器１４
及び拡散符号発生回路２６に供給しており、このクロッ
ク信号Ｓｃ(t)を基に拡散符号発生回路２６にて拡散符
号信号Ｐ(t)を生成している。拡散符号としては、通常
は疑似雑音符号がよく用いられるので「擬似雑音符号」
と呼ばれることもある。

本実施例ではその一例としてＭ系列符号を用いるものと
し、Ｍ系列符号周期内でリセットを行うために、分周器
１４，モノマルチ１９を設けている。ここで、第５図の
タイミングチャートを併せ参照しながら拡散符号の生成
動作について説明する。まず分周器１４でクロック信号
Ｓｃ(t)を入力し、その分周を行なって第５図(C)の如き
コントロール信号Ｃ(t)を作り、モノマルチ１９に供給
する。モノマルチ１９ではコントロール信号C(t)を微分
する等してその立上がりのタイミングで同図(A)の如き
パルスを発生し、これをリセット信号として拡散符号発
生回路２６に供給する。拡散符号発生回路２６はこのリ
セット信と上記クロック信号Ｓｃ(t)とを入力してこれ
を基に同図(B)の如き拡散符号信号Ｐ(t)を生成するわけ
である。

このようにして生成された拡散符号信号Ｐ(t)は乗算器
５及び６に供給され、ここで夫々上記２相PSK信号ｄ(t)
cosω_c1ｔ及びｄ(t)cosω_c2ｔとの乗算によるスペクト
ル拡散が行なわれ、スペクトル拡散信号Ｐ(t)ｄ(t)cos
ω_c1ｔ及びＰ(t)ｄ(t)cosω_c2ｔとなって、夫々加算器
２８及び乗算器７に出力される。乗算器７には上記分周
器１４からコントロール信号C(t)が供給されているので
ここで両信号の乗算が行われ、出力信号Ｐ(t)ｄ(t)Ｃ
(t)cosω_c2ｔ（以下「Ｓ₂(t)」とも記載する）となって
上記加算器２８に供給され、ここで上記スペクトル拡散
信号Ｐ(t)ｄ(t)cosω_c1ｔ（以下「Ｓ₁（ｔ）」とも記
す）と加算されてＰ(t)ｄ(t)｛cosω_c1ｔ＋Ｃ(t)cosω
_c2ｔ｝（以下「Ｓ_M（ｔ）」とも記す）となり、ＢＰＦ
２１にて第４図の如きスペクトル拡散信号のメインロー
ブのみが通過，伝送されて、第３図(C)に示すようなス
ペクトルを有する信号となって出力端子Out₁より出力さ
れる。

ここで、スペクトル拡散の原理等について説明する。第
３図(A)における角周波数ω_c1とω_c2との間隔は、クロ
ック信号Ｓｃ(t)の１ビット時間長をＴ_０とし、拡散符
号発生回路２６からの拡散符号信号Ｐ(t)の１フレーム
のビット数をＦとすると、（２Ｆ×Ｔ_０）^-1で与えられ
る間隔となる。又、第３図(C)に示したスペクトル拡散
信号の周波数スペクトルにおいて、側帯波＋Sa₁と＋Sa₂
との周波数間隔や＋Sb₁と＋Sb₂との周波数間隔は（Ｆ×
Ｔ_０）^-1で与えられる間隔となっており、側帯波＋Sa₁
〜＋Sa_n，−Sa₁〜−Sa_nと、側帯波＋Sb₁〜＋Sb_n，−Sb₁
〜−Sb_nとは、夫々交互に等間隔で並んでいる。なお、
第４図の実線(ハ)の部分（図中の(a)と(b)の間）はスペ
クトル拡散信号のメチローブを示している。拡散符号信
号Ｐ(t)の１フレームは一例として第５図のｔ_１とｔ_２
の間及びｔ_２とｔ_３の間で、14bit／フレームとなって
いる。

次に、第１図(B)及び第３図を併せ参照して、復調部２
の機能について説明する。入力端子In_５に入来した第３
図(C)の如きスペクトル拡散信号Ｓ_M(t)は、ＢＰＦ２２
にてスペクトル拡散信号以外の周波数成分を除去され
て、遅延回路２９，加算器３０，及び減算器３１の正入
力端子に同時に供給される。ここで、遅延回路２９の出
力を加算器３０，及び減算器３１の負入力端子に供給す
る構成としているので、これらの遅延回路２９，加算器
３０及び減算器３１により、加算特性及び減算特性（夫
々第２図(A),(B)参照）を有する櫛歯形フィルタ３２を
形成している。いま、遅延回路２９における遅延時間を
Ｔ（＝1/下）とすると、加算の場合は第２図(A)に示す
ように、1/Ｔ，2/Ｔ，3/Ｔ，…，N/Ｔ（Ｎは自然数）の
周波数の所で利得が２倍となり、それらの各中間の周波
数では出力は０となって急峻なディップが出来る。減算
の場合は逆に同図(B)に示すように、1/Ｔ，2/Ｔ，3/
Ｔ，…，N/Ｔの周波数の所で谷（利得が０）となり、そ
れらの各中間の周波数では利得が２倍となる。従って、
遅延時間をＴ＝Ｆ×Ｔ_０とすることにより、櫛歯形フィ
ルタ３２の山又は谷の周波数をスペクトル拡散信号の側
帯波周波数に合わせれば、スペクトル拡散信号Ｓ_M(t)に
おける第１の拡散信号Ｓ₁(t)｛Ｐ(t)ｄ(t)cosω_c1ｔ｝
と第２の拡散信号Ｓ₂(t)｛Ｐ(t)ｄ(t)ccosω_c2ｔ｝との
分離検出が可能になるわけである。これにより、加算器
３０の出力信号はＳ₁(t)（第３図(D)参照）となり、減
算器３１の出力信号はＳ₂(t)（同図(E)参照）となる。
なお、櫛歯形フィルタ３２の具体的な分離動作について
は後述するが、ここでは遅延回路２９によるスペクトル
拡散信号Ｓ_M(t)の遅延分の表現は、説明の便宜上省略し
ている。

加算器３０からの加算出力信号Ｓ₁(t)及び減算器３１か
らの減算出力信号Ｓ₂(t)はC(t)検出部３３に供給され、
ここでコントロール信号C(t)の分離検出が行われる。C
(t)検出部３３の具体的な回路構成は、例えば第６図に
示すように、２つの搬送波再生器３７，３８；３つの乗
算器１０〜１２，ＢＰＦ２４，ＰＬＬ（位相同期ルー
プ）４２及び２つのＬＰＦ１７，１８等を備え、これら
を同図示のように接続して構成している。入力端子In_６
からは加算出力信号Ｓ₁(t)が乗算器１０及び搬送波再生
器３７に供給され、入力端子In_７からは減算出力信号Ｓ
₂(t)が乗算器１１及び搬送波再生器３８に供給され、こ
れらの搬送波再生器３７及び３８は、具体的には例えば
第７図に示すように、乗算器１３，ＢＰＦ２５，ＰＬＬ
４３及び1/2分周器４４を備え、これらを同図示のよう
に接続して構成している。即ちこれは２逓倍型搬送波再
生回路であり、ここではまず乗算器１３にて加算出力信
号Ｓ₁(t)｛搬送波再生器３８の方は減算出力Ｓ₂(t)であ
るが、原理的には同じなのでその説明は省略する｝が２
乗される。信号Ｓ₁(t)やＳ₂(t)は２相PSK信号と同様に
搬送波が０゜と180゜の２つの位相で変調されているの
で、乗算器１３で周波数を２倍にすると位相の連続した
２倍の周波数の搬送路に変換される。即ち、Ｓ₁(t)は近
似的にはＰ(t)ｃｏｓω_c1ｔであるので、２乗動作によ
り２値信号Ｐ(t)は直流化し、搬送波cosω_c1ｔはcosω
２_c1ｔとなる。かかる乗算器１３の出力を次段のＢＰＦ
２２にて不要な周波数成分を除去して後、位相同期ルー
プ（ＰＬＬ）４３に供給する。このＰＬＬ４３は乗算器
（又は位相比較器），ＬＰＦ（又はループフィルタ）及
びＶＣＯ等で構成されており、ここで入力信号中の不要
な雑音成分が除かれて振幅一定な２倍の周波数の搬送波
が得られる。この搬送波は1/2分周器４４にて信号処理
されて、再生搬送波cosω_c1ｔが出力されるわけであ
る。

搬送波再生器３８においても同様にして再生搬送波cos
ω_c2ｔが得られ、各搬送波cosω_c1ｔ及びcosω_c2ｔは夫
々乗算器１０及び乗算器１１に供給されて、加算出力信
号Ｓ₁(t)及び減算出力信号Ｓ₂(t)と夫々乗算された後、
次段のＬＰＦ１７及び１８にて不要な周波数成分が除去
されて、夫々Ｐ(t)ｄ(t)及びＰ(t)ｄ(t)C(t)を復調す
る。これらの両復調信号を乗算器１２に供給して乗算す
ることにより、コントロール信号C(t)が得られる。更
に、ＢＰＦ２４及びＰＬＬ４２にて不要な雑音成分を除
去することにより、出力端子Out_２より良質のコントロ
ール信号C(t)を出力している。即ち、以上のようにして
C(t)検出部３３はコントロール信号C(t)を分離検出して
いるわけである。

このコントロール信号C(t)は、次段のＮ逓倍回路３４及
びモノマルチ３５に供給される。Ｎ逓倍回路３４ではコ
ントロール信号C(t)をＮ逓倍（第５図の例ではＮ＝14）
して、送信側（変調部１）のクロック信号Ｓｃ(t)と等
価なクロック信号を作成している。一方、モノマルチ３
５では送信側のリセット信号と等価なリセット信号を作
成し、上記クロック信号Ｓｃ(t)と共に拡散符号生成回
路２７に供給している。この拡散符号生成回路２７は送
信側の拡散符号生成回路２６（及び第８図に示した従来
回路３９，４９）と同じ構成であり、従って上記クロッ
ク信号及びリセット信号を入力することにより、変調時
の拡散符号信号Ｐ(t)と等価な信号を得ることができ
る。この拡散符号信号Ｐ(t)を上記加算出力信号Ｐ(t)ｄ
(t)ｃｏｓω_c1ｔ共々乗算器８に供給することにより、
乗算による逆拡散を行ない、更にＢＰＦ２３にて不要な
周波数成分を除去することにより、２相PSK信号ｄ(t)co
sω_c1ｔが復調される。搬送波再生器３６はこの復調２
相PSK信号ｄ(t)cosω_c1ｔを入力して、前記搬送波再生
器３７と同様の原理により搬送波cosω_c1ｔを再生して
乗算器９に供給する。乗算器９は復調２相PSK信号ｄ(t)
ｃｏｓω_c1ｔを搬送波cosω_c1ｔと共に入力して乗算に
よる同期検波を行い、ＬＰＦ１６にて不要な周波数成分
を除去することにより、出力端子Out_２からは復調され
た情報信号ｄ(t)のみを得ることが出来るわけである。

ここで、スペクトル拡散信号Ｓ_M(t)の分離検出動作（櫛
歯形フィルタ３２等の動作原理）について説明する。第
１図(B)の遅延回路２９より出力されるスペクトル拡散
信号Ｓ_M(t-T)は、Ｓ_M(t-T)＝Ｐ(t-T)ｄ(t-T)×{cosω_c1（ｔ−Ｔ）＋Ｃ（ｔ−Ｔ）ｃｏｓω_c2（ｔ
−Ｔ）｝…(2) となる。ここで、前提条件として、Ｐ(t)の周期と遅延
時間Ｔを等しくし、cosω_c1ｔはＰ(t)の周期で同相，同
レベルで繰返す連続波、cosω_c2ｔはＰ(t)の周期で逆
相、同レベルで繰返す連続波とすれば、Ｓ_M(t-T)は、Ｓ_Ｍ(t-T)＝Ｐ(t)ｄ(t-T)｛cosω_c1ｔ−Ｃ(t-T)cosω_c2ｔ｝ …………(3) となる。従って、加算出力Ｓ_M(t)＋Ｓ_M(t-T)｛＝Ｓ
₁(t)｝は、Ｓ₁(t)＝Ｓ_M(t)＋Ｓ_M(t-T) ＝｛ｄ(t)−ｄ(t-T)}Ｐ(t)C(t)cosω_c2ｔ＋｛ｄ(t)+ｄ(t-T)}Ｐ(t)cosω_c1ｔ……(4) となる。一方、減算出力Ｓ₂(t)は、Ｓ₂(t)＝Ｓ_M(t)−Ｓ_M(t-T) ＝｛ｄ(t)+ｄ(t-T)}Ｐ(t)C(t)cosω_c2ｔ＋｛ｄ(t)-ｄ(t-T)}Ｐ(t)cosω_c1ｔ……(5) となる。ここで、情報データｄ(t)における１ビット時
間長に比べて、遅延時間Ｔが充分短ければ、(5)式及び
(6)式における｛ｄ(t)-ｄ(t-T)｝は非常に小さな値とな
り、Ｓ₁(t)及びＳ₂(t)は次のように近似出来る。

Ｓ₁(t)≒｛ｄ(t)+ｄ(t-T)}Ｐ(t)cosω_c1ｔ……(6) Ｓ₂(t)≒｛ｄ(t)+ｄ(t-T)} ×Ｐ(t)C(t)cosω_c2ｔ ………………(7) 次に、C(t)検出部３３におけるコントロール信号C(t)の
検出動作について、第６図に従って具体的に説明する。
搬送波再生器３７は入力端子In_６からの加算出力信号Ｓ
₁(t)を入力して、再生搬送波cosω_c1ｔを生成して乗算
器１０に供給し、ここで上記Ｓ₁(t)との乗算を行なって
Ｐ(t)(1+cos2ω_c1ｔ）｛ｄ(t)+ｄ(t-T)}／２を出力す
る。この出力信号はＬＰＦ１７にて高周波成分が除去さ
れて、｛ｄ(t)+ｄ(t-T)}Ｐ(t)／２となって乗算器１２
に出力される。同様に、搬送波再生器３８は入力端子In
_７からの減算出力信号Ｓ₂(t)を入力して再生搬送波cos
ω_c2ｔを生成して乗算器１１に供給し、ここでＳ₂(t)と
の乗算を行なってＰ(t)C(t)（1+cos2ω_c2ｔ）｛ｄ(t)＋
ｄ(t-T)｝／２を出力する。この出力信号はＬＰＦ１８
にて高周波成分が除去されて、Ｐ(t)Ｃ（ｔ）｛ｄ(t)+
ｄ(t-T)｝／２となって乗算器１２に出力される。従っ
て乗算器１２では両信号の乗算が行われてとなる。ところで、コントロール信号C(t)以外はほぼ直
流電圧となるので、ＢＰＦ２４からはコントロール信号
C(t)のみが出力される。なお、次段のＰＬＬ４２は入力
信号中の雑音成分をより一層効果的に低減し、一定の振
幅（１又は０の２値信号化）のコントロール信号を得る
目的で使用している。従って、出力端子Out_３には２値
化されたコントロール信号C(t)が出力される。

次に、Ｎ逓倍回路３４，モノマルチ３５，及び拡散符号
発生回路２７の動作原理について説明する。Ｎ逓倍回路
３４はC(t)検出部３３からのコントロール信号C(t)を入
力してこれをＮ逓倍することによりクロック信号Ｓｃ
(t)を生成し、拡散符号発生回路２７に供給している。
このＮ逓倍動作は、変調部１の分周器１４のＮ分周に対
比するものである。一方、モノマルチ３５はコントロー
ル信号C(t)を入力して、第５図(A)のようなリセット信
号を生成し、拡散符号発生回路２７に出力する。従っ
て、拡散符号発生回路２７の動作は送信側（変調部１）
の拡散符号発生回路２６と全く同じ動作となる。これに
より、拡散符号発生回路２７の出力信号は生成拡散符号
Ｐ(t)となる。

次に、逆拡散動作について、第１図(B)の構成に従って
具体的に説明する。乗算器８は、上記生成拡散符号Ｐ
(t)と加算信号Ｓ₁(t)を入力して、両信号の乗算による
逆拡散を行う。これによりなる信号が復調され、次段のＢＰＦ２３にて直流等の成
分を除去することにより、復調２相PSK信号｛ｄ(t)＋ｄ
(t-T)｝cosω_c1ｔが得られるわけである。

最後に情報データｄ(t)の復調動作について説明する。
搬送波再生器３６の動作は搬送波再生器３７，３８と基
本的に同じである。従って、ＢＰＦ２３からの復調２相
PSK信号｛ｄ(t)＋ｄ(t-T)｝cosω_c1ｔを入力して搬送波
cosω_c1ｔを再生する。かかる再生搬送波cosω_c1ｔを、
乗算器９に上記復調２相PSK信号｛ｄ(t)＋ｄ(t-T)｝cos
ω_c1ｔ共々供給して乗算することにより同期検波を行な
い、次段のＬＰＦ１６にて信号中の不要な雑音成分を除
去することにより情報データｄ(t)が復調され、出力端
子Out_２より出力されるわけである。

〔効果〕

本発明のスペクトル拡散通信方式は以上のような構成を
用いて通信を行うので、次のような優れた特徴を有す
る。

従来方式で必須の構成要件であったＡＦＣ制御ルー
プ，遅延ロックループ及び乗算器による逆拡散は、具体
的にはクロック再生回路，拡散符号発生回路，ループで
構成される同期引込み回路及び同期保持回路が主となっ
ているが、このうち拡散符号発生回路以外の大部分の回
路が不要となり、回路構成の簡素化によりコストの低減
が図れ、民生機器への展開が容易になった。

同期引込み回路及び同期保持回路等、高度な技術が要
求されるいくつかの回路が不要となったことにより、従
来方式における同期引込み時間がかかるという欠点や、
同期外れが生ずる可能性がある等の問題から解放され、
スペクトル拡散通信方式の動作の安定化に寄与できる。

【図面の簡単な説明】

第１図(A),(B)は本発明のスペクトル拡散通信方式を実
現する一実施例の夫々変調部及び復調部のブロック構成
図、第２図(A),(B)は櫛歯形フィルタの周波数特性図、
第３図(A)〜(E)は第１図示の各構成部分の動作説明用周
波数スペクトル図、第４図はスペクトル拡散信号波形
図、第５図は第１図の回路主要部の動作説明用タイミン
グチャート、第６図はコントロール信号検出回路の回路
ブロック図、第７図は搬送波再生器の回路ブロック図、
第８図は従来のスペクトル拡散通信方式を実現する通信
装置の基本ブロック構成図、第９図は第８図示のブロッ
ク図の各構成部分におけるスペクトル図である。１…変調部、２…復調部、３〜１３…乗算器、１４…分
周器、１５〜１８…ＬＰＦ（低域波器）、１９，３５
…単安定マルチバイブレータ、２１〜２５…ＢＰＦ（帯
域波器）、２６，２７…拡散符号発生回路、２８，３
０…演算回路（加算器）、２９…遅延回路、３１…減算
器、３２…櫛歯形フィルタ、３３…コントロール信号検
出回路、３４…Ｎ逓倍回路、３６〜３８…搬送波再生
器、４２，４３…ＰＬＬ、４４…1/2分周器、In_１〜In
_７…入力端子、Out_１〜Out_２…出力端子。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】変調側には、情報信号と第１の搬送波とを
入力して乗算により第１の２相PSK信号を生成する手段
と、該情報信号と第２の搬送波とを入力して第２の２相
PSK信号を得る手段と、クロック信号を入力してこれを
基に拡散符号信号を生成する手段と、上記第１の２相PS
K信号と該拡散符号信号とを入力して乗算による拡散を
行なって第１の拡散信号を得る手段と、上記第２の２相
PSK信号と拡散符号信号とを入力して乗算による拡散を
行なって第２の拡散信号を得る手段と、上記クロック信
号を基に上記拡散符号信号と同期関係にあるコントロー
ル信号を生成する手段と、該コントロール信号と第２の
拡散信号とを入力して乗算により乗算出力信号を得る手
段と、該乗算出力信号と上記第１の拡散信号とを加算し
てスペクトル拡散信号を生成して出力する手段とを備
え、復調側には、該スペクトル拡散信号を入力して上記第１
及び第２の搬送波に応じた互いに異なるスペクトル成分
を有する上記第１の拡散信号及び乗算出力信号に分離す
る手段と、該分離された第１の拡散信号と乗算出力信号
とを入力して信号処理することによりコントロール信号
を分離する手段と、該コントロール信号を基にクロック
信号及びリセット信号を再成して上記変調側の拡散符号
信号に同期した拡散符号信号を生成する手段と、該生成
された拡散符号信号と上記分離検出された第１の拡散信
号とを入力して両信号の乗算による逆拡散を行うことに
より復調２相PSK信号を得る手段と、該復調２相PSK信号
を同期検波することにより変調時と等価な情報信号を復
調して出力する手段とを備えて通信するようにしたこと
を特徴とするスペクトル拡散通信方式。