JP7487883B2 - Ｄｃｄｃ変換回路、ならびにその制御装置および制御方法 - Google Patents

Description

本開示は、ＤＣＤＣ変換回路、ならびにその制御装置および制御方法に関する。

特許文献１には、三相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置が開示されている。特許文献１に示されるように、三相交流電源から直流電力を取り出すためには、通常、整流回路とＤＣＤＣ変換回路とを備える電力変換装置（ＡＣＤＣコンバータ）が用いられる。ＤＣＤＣ変換回路の構成として、ＤＡＢ（Dual Active Bridge）回路が知られている。ＤＡＢ回路は、トランスを構成する２つの巻線のそれぞれにブリッジ回路を接続したものである。

特開２０１２－２２２９９９号公報

ＤＡＢ回路において効率を高め、またノイズを低減するためには、ハードスイッチングの発生を抑えることが重要である。ハードスイッチングとは、電圧と電流とが重なる期間にスイッチング素子を切り替えることである。ハードスイッチングを行うことで、電圧や電流にサージが発生し、これに起因する高周波ノイズが生じる。

電流または電圧がゼロのときにスイッチングを行うソフトスイッチング（ゼロ電流スイッチング、またはゼロ電圧スイッチング）を行うことで、効率の向上およびノイズの低減が期待できることが知られている。ＤＡＢ回路の制御方法として、一次側（入力側）のブリッジからトランスに印加される電圧を正負それぞれ５０％のデューティ比、二次側（出力側）のブリッジからトランスに印加される電圧を正負それぞれ５０％のデューティ比とし、それぞれのブリッジからトランスに印加される電圧の正負切り替えタイミングをずらす（位相差を持たせる）手法が知られている。しかしながら、このスイッチング手法では、トランスの巻数比によって一次側に換算された二次側電圧と一次側電圧との差が大きく、出力する電流が小さいとゼロ電圧スイッチングができないという課題がある。

本開示の目的は、一次側に換算された二次側電圧と一次側電圧との差が大きく、出力する電流が小さい場合にもゼロ電圧スイッチングを実現可能なＤＣＤＣ変換回路、ならびにその制御装置および制御方法を提供することにある。

本発明の一態様によれば、ＤＣＤＣ変換回路の制御装置は、２つのアーム素子が直列接続された第１レグと、２つのアーム素子が直列接続された第２レグとを有する第１ブリッジ回路と、２つのアーム素子が直列接続された第３レグと、２つのアーム素子が直列接続された第４レグとを有する第２ブリッジ回路と、前記第１ブリッジ回路に接続された第１巻線と、前記第１巻線と磁気結合し、前記第２ブリッジ回路に接続された第２巻線と、を備えるＤＣＤＣ変換回路の制御装置であって、前記第１ブリッジ回路の端子間電圧および前記第２ブリッジ回路の端子間電圧の電圧値を取得する取得部と、前記電圧値に基づいて、前記第１巻線に流れる電流のゼロクロスタイミングを基準とする前記第１レグ、前記第２レグ、前記第３レグ、および前記第４レグの位相シフト量を決定する決定部と、前記決定した位相シフト量とに基づいて、前記第１レグ、前記第２レグ、前記第３レグ、および前記第４レグをスイッチングするスイッチング制御部とを備える。

上記態様によれば、ＤＣＤＣ変換回路の制御装置は、ゼロクロスタイミングを基準として位相シフト量を決定することで、各レグに対応する４つの自由度を以て制御装置を制御することができる。これにより、ＤＣＤＣ変換回路の制御装置は、一次側に換算された二次側電圧と一次側電圧との差が大きく、出力する電流が小さい場合にもゼロ電圧スイッチングを実現可能なスイッチングタイミングを決定することができる。

第１の実施形態に係るＤＣＤＣ変換回路である。 制御装置のソフトウェア構成を示す概略ブロック図である。 各アームのスイッチングタイミングと、ブリッジ回路の瞬時電圧およびトランス回路の瞬時電流の変化を示すタイムチャートである。 第１の実施形態に係る第１モードにおけるゼロ電圧スイッチングが可能な動作範囲を示す図である。 第１の実施形態に係る第２モードにおけるゼロ電圧スイッチングが可能な動作範囲を示す図である。 第１の実施形態に係る制御装置の動作を示すフローチャートである。 少なくとも１つの実施形態に係るコンピュータの構成を示す概略ブロック図である。

〈第１の実施形態〉
《ＤＣＤＣ変換回路の構成》
以下、図面を参照しながら実施形態について詳しく説明する。
図１は、第１の実施形態に係るＤＣＤＣ変換回路である。
第１の実施形態に係るＤＣＤＣ変換回路１は、入力側端子対と出力側端子対を備えるＤＡＢ（Dual Active Bridge）回路である。ＤＣＤＣ変換回路１は、制御装置２０による制御により、ブリッジ回路を構成する各レグのスイッチングを制御する。

ＤＣＤＣ変換回路１は、一次ブリッジ回路１１と、トランス回路１２と、二次ブリッジ回路１３と制御装置２０とを備える。トランス回路１２は、電磁結合された一次巻線Ｗ１および二次巻線Ｗ２を有する。

一次ブリッジ回路１１は、２つのレグすなわち第１レグＬ１および第２レグＬ２により構成されるブリッジ回路である。第１レグＬ１は、直列に接続したアーム素子Ａ１１およびアーム素子Ａ１２からなる。第２レグＬ２は、直列に接続したアーム素子Ａ２１およびアーム素子Ａ２２からなる。
アーム素子Ａは、ダイオードとスイッチとを並列に接続した素子である。スイッチがオフ（ＯＦＦ、開）のときは、アーム素子Ａは、ダイオードの向きにのみ電流を通す。一方、スイッチがオン（ＯＮ、閉）のときは、アーム素子Ａは、何れの向きにも電流を通す。以下、アーム素子Ａの一対の端子のうちダイオードのアノード側の端子をアノードとよび、ダイオードのカソード側の端子をカソードとよぶ。

アーム素子Ａ１１のアノードは、一次巻線Ｗ１の第１端子（図１において紙面上側に図示される端子）と、アーム素子Ａ１２のカソードとに接続される。
アーム素子Ａ１１のカソードは、ＤＣＤＣ変換回路１の入力側の正極端子と、アーム素子Ａ２１のカソードとに接続される。
アーム素子Ａ１２のアノードは、ＤＣＤＣ変換回路１の入力側の負極端子と、アーム素子Ａ２２のアノードとに接続される。
アーム素子Ａ１２のカソードは、一次巻線Ｗ１の第１端子と、アーム素子Ａ１１のアノードとに接続される。

アーム素子Ａ２１のアノードは、一次巻線Ｗ１の第２端子（図１において紙面下側に図示される端子）と、アーム素子Ａ２２のカソードとに接続される。
アーム素子Ａ２１のカソードは、ＤＣＤＣ変換回路１の入力側の正極端子と、アーム素子Ａ１１のカソードとに接続される。
アーム素子Ａ２２のアノードは、ＤＣＤＣ変換回路１の入力側の負極端子と、アーム素子Ａ１２のアノードとに接続される。
アーム素子Ａ２２のカソードは、一次巻線Ｗ１の第２端子と、アーム素子Ａ２１のアノードとに接続される。

二次ブリッジ回路１３は、２つのレグすなわち第３レグＬ３および第４レグＬ４により構成されるブリッジ回路である。第３レグＬ３は、直列に接続したアーム素子Ａ３１およびアーム素子Ａ３２からなる。第４レグＬ４は、直列に接続したアーム素子Ａ４１およびアーム素子Ａ４２からなる。

アーム素子Ａ３１のアノードは、二次巻線Ｗ２の第１端子（図１において紙面上側に図示される端子）と、アーム素子Ａ３２のカソードとに接続される。
アーム素子Ａ３１のカソードは、ＤＣＤＣ変換回路１の出力側の正極端子と、アーム素子Ａ４１のカソードとに接続される。
アーム素子Ａ３２のアノードは、ＤＣＤＣ変換回路１の出力側の負極端子と、アーム素子Ａ４２のアノードとに接続される。
アーム素子Ａ３２のカソードは、二次巻線Ｗ２の第１端子と、アーム素子Ａ３１のアノードとに接続される。

アーム素子Ａ４１のアノードは、二次巻線Ｗ２の第２端子（図１において紙面下側に図示される端子）と、アーム素子Ａ４２のカソードとに接続される。
アーム素子Ａ４１のカソードは、ＤＣＤＣ変換回路１の出力側の正極端子と、アーム素子Ａ３１のカソードとに接続される。
アーム素子Ａ４２のアノードは、ＤＣＤＣ変換回路１の出力側の負極端子と、アーム素子Ａ３２のアノードとに接続される。
アーム素子Ａ４２のカソードは、二次巻線Ｗ２の第２端子と、アーム素子Ａ４１のアノードとに接続される。

《制御装置の構成》
第１の実施形態に係る制御装置２０は、ＤＣＤＣ変換回路１がソフトスイッチングするように、ＤＣＤＣ変換回路１の各アーム素子Ａのスイッチングを制御する。制御装置２０は、例えばマイクロコンピュータによって実現される。制御装置２０は、一次ブリッジ回路１１の端子間電圧を計測する第１電圧計２１と、二次ブリッジ回路１３の端子間電圧を計測する第２電圧計２２とを備える。

図２は、制御装置２０のソフトウェア構成を示す概略ブロック図である。
制御装置２０は、取得部２０１、モード決定部２０２、第１演算部２０３、第２演算部２０４、タイマー２０５、スイッチング制御部２０６を備える。

取得部２０１は、第１電圧計２１および第２電圧計２２の計測信号を取得する。

モード決定部２０２は、一次ブリッジ回路１１の入力電流値に基づいて、スイッチングモードを決定する。スイッチングモードは、一次ブリッジ回路１１の入力電流値が閾値以上のときに実行する第１モードと、一次ブリッジ回路１１の入力電流値が閾値未満のときに実行する第２モードとを有する。一次ブリッジ回路の入力電流値は、出力電圧の計測値と出力電流の設定値の積を、入力電圧の計測値で除算することで得られる。

第１演算部２０３は、取得部２０１が取得した第１電圧計２１の計測信号および第２電圧計２２の計測信号に基づいて、第１モードに係るスイッチングタイミングを演算する。第１モードは、伝送電力を大きくするために、一次巻線Ｗ１に印加される電圧のパルスを最大にするスイッチングモードである。そのため、第１レグＬ１がＯＮからＯＦＦにスイッチングするときに、第２レグＬ２はＯＦＦからＯＮにスイッチングする。また、第１レグＬ１がＯＦＦからＯＮにスイッチングするときに、第２レグＬ２はＯＮからＯＦＦにスイッチングする。すなわち、第１モードにおいては、第１レグＬ１と第２レグＬ２のスイッチングタイミングが一致する。第１モードにおいては第１レグＬ１のスイッチングタイミングと第２レグＬ２のスイッチングタイミングが１８０度ずれているともいえる。第１モードに係るスイッチングタイミングの演算方法については、後述する。

第２演算部２０４は、取得部２０１が取得した第１電圧計２１の計測信号および第２電圧計２２の計測信号に基づいて、第２モードに係るスイッチングタイミングを演算する。第２モードは、無効電力を小さくするために、第２レグＬ２のスイッチングタイミングからゼロクロスタイミングまでの時間、およびゼロクロスタイミングから第３レグＬ３のスイッチングタイミングまでの時間を、ソフトスイッチングを保ちつつ最小にするスイッチングモードである。第２モードに係るスイッチングタイミングの演算方法については、後述する。

タイマー２０５は、予め定められたスイッチング周期Ｔ_ｓｗに係るタイミングからの経過時間を計測する。スイッチング制御部２０６が、タイマー２０５が計測する経過時間を基準に後述のスイッチングタイミングにてスイッチングを行うことで、タイマー２０５が計測する時間は、一次巻線Ｗ１の電流値が負から正に切り替わるゼロクロスタイミングからの経過時間と一致する。

スイッチング制御部２０６は、タイマー２０５が計測するゼロクロスタイミングからの経過時間に基づいて、第１演算部２０３または第２演算部２０４が決定したスイッチングタイミングに従って、第１レグＬ１、第２レグＬ２、第３レグＬ３および第４レグＬ４をスイッチング制御する。なお、各レグを構成する２つのアーム素子Ａは、互いにデューティ比５０％で駆動するように制御される。

《ＤＣＤＣ変換回路１の挙動》
図３は、各アームＡのスイッチングタイミングと、ブリッジ回路の瞬時電圧およびトランス回路の瞬時電流の変化を示すタイムチャートである。以下、図３を参照しながら各タイミングにおけるＤＣＤＣ変換回路１の状態を説明する。
第１の実施形態に係る制御装置２０は、一次巻線Ｗ１のゼロクロスタイミングに基づいて各レグＬのスイッチングタイミングを制御する。以下、図３に示すように、第１レグＬ１のスイッチングタイミングから一次巻線Ｗ１のゼロクロスタイミングまでの時間を位相シフト量Ｔ_１とよぶ。また、第２レグＬ２のスイッチングタイミングから一次巻線Ｗ１のゼロクロスタイミングまでの時間を位相シフト量Ｔ_２とよぶ。一次巻線Ｗ１のゼロクロスタイミングから第３レグＬ３のスイッチングタイミングまでの時間を位相シフト量Ｔ_３とよぶ。一次巻線Ｗ１のゼロクロスタイミングから第４レグＬ４のスイッチングタイミングまでの時間を位相シフト量Ｔ_４とよぶ。なお、制御装置２０は、予め定められたスイッチング周期Ｔ_ｓｗの二分の一が経過するたびに、各レグＬのＯＮ／ＯＦＦをスイッチングする。そのため、一次巻線Ｗ１を流れる電流のゼロクロスタイミング間の時間もスイッチング周期Ｔ_ｓｗの二分の一となる。

時刻ｔ_０において、アームＡ１１はＯＮ、アームＡ１２はＯＦＦ、アームＡ２１はＯＦＦ、アームＡ２２はＯＮ、アームＡ３１はＯＦＦ、アームＡ３２はＯＮ、アームＡ４１はＯＮ、アームＡ４２はＯＦＦとなっている。また、時刻ｔ_０における一次巻線Ｗ１の瞬時Ｉ_０はゼロである。すなわち時刻ｔ_０はゼロクロスタイミングである。
このとき、ＤＣＤＣ変換回路１の一次側は、アームＡ１１、一次巻線Ｗ１、およびアームＡ２２を通る回路を構成する。また、ＤＣＤＣ変換回路１の二次側は、アームＡ４１、二次巻線Ｗ２およびアームＡ３２を通る回路を構成する。これにより、一次巻線Ｗ１の第１端子から第２端子へ向かって電流が流れ、一次巻線Ｗ１の瞬時電圧はＥ_１となる。ＤＣＤＣ変換回路１の二次側は、アーム素子Ａ３２、二次巻線Ｗ２、およびアーム素子Ａ４１を通る回路を構成する。そのため、二次巻線Ｗ２には、ＤＣＤＣ出力端子に接続されている外部蓄電装置の電圧Ｅ_２が印加されることで、二次巻線Ｗ２の瞬時電圧は－Ｅ_２となる。

時刻ｔ_１において、アームＡ３１がＯＦＦからＯＮに切り替わり、アームＡ３２がＯＮからＯＦＦに切り替わる。すなわち、時刻ｔ_１は第３レグＬ３のスイッチングタイミングである。つまり、ゼロクロスタイミングである時刻ｔ_０から第３レグＬ３のスイッチングタイミングｔ_１までの時間は第３レグＬ３の位相シフト量Ｔ_３と等しい。
第３レグＬ３のスイッチングにより、ＤＣＤＣ変換回路１の二次側は短絡状態となり、二次巻線Ｗ２の瞬時電圧はゼロとなる。
時刻ｔ_０から時刻ｔ_１までの期間に一次側に換算した漏れインダクタンスに印加される電圧はＥ_１＋Ｅ_２´であるため、時刻ｔ_１において一次巻線Ｗ１に流れる電流Ｉ_１は、以下の式（１）で示される。なお、Ｅ_２´は、二次巻線Ｗ２の瞬時電圧をトランス巻数比で一次側換算した値を表す。なお、式（１）においてＬはインダクタンスを示す。

時刻ｔ_２において、アームＡ４１がＯＮからＯＦＦに切り替わり、アームＡ４２がＯＦＦからＯＮに切り替わる。すなわち、時刻ｔ_２は第４レグＬ４のスイッチングタイミングである。つまり、ゼロクロスタイミングである時刻ｔ_０から第４レグＬ４のスイッチングタイミングｔ_２までの時間は第４レグＬ４の位相シフト量Ｔ_４と等しい。
第４レグＬ４のスイッチングにより、ＤＣＤＣ変換回路１の二次側は、アームＡ３１、二次巻線Ｗ２およびアームＡ４２を通る回路を構成する。これにより、二次ブリッジ回路１３の出力電圧はＥ_２となる。
時刻ｔ_１から時刻ｔ_２までの期間に一次側に換算した漏れインダクタンスに印加される電圧はＥ_１であるため、時刻ｔ_２において一次巻線Ｗ１に流れる電流Ｉ_２は、以下の式（２）で示される。

時刻ｔ_３において、アームＡ１１がＯＮからＯＦＦに切り替わり、アームＡ１２がＯＦＦからＯＮに切り替わる。すなわち、時刻ｔ_３は第１レグＬ１のスイッチングタイミングである。次のゼロクロスタイミングは、時刻ｔ_０からＴ_ｓｗ／２が経過した時刻であるため、時刻ｔ_０から第１レグＬ１のスイッチングタイミングｔ_３までの時間は、スイッチング周期Ｔ_ｓｗの二分の一から第１レグＬ１の位相シフト量Ｔ_１を減算した時間と等しい。
第１レグＬ１のスイッチングにより、ＤＣＤＣ変換回路１の一次側は短絡状態となり、一次巻線Ｗ１の瞬時電圧はゼロとなる。
時刻ｔ_２から時刻ｔ_３までの期間に一次側に換算した漏れインダクタンスに印加される電圧はＥ_１－Ｅ_２´であるため、時刻ｔ_３において一次巻線Ｗ１に流れる電流Ｉ_３は、以下の式（３）で示される。

時刻ｔ_４において、アームＡ２１がＯＦＦからＯＮに切り替わり、アームＡ２２がＯＮからＯＦＦに切り替わる。すなわち、時刻ｔ_４は第２レグＬ２のスイッチングタイミングである。したがって、時刻ｔ_０から第２レグＬ２のスイッチングタイミングｔ_４までの時間はスイッチング周期Ｔ_ｓｗの二分の一から第２レグＬ２の位相シフト量Ｔ_２を減算した時間と等しい。
第２レグＬ２のスイッチングにより、ＤＣＤＣ変換回路１の一次側は、アームＡ２１、二次巻線Ｗ２およびアームＡ１２を通る回路を構成する。これにより、一次ブリッジ回路１１の入力電圧は－Ｅ_１となる。
時刻ｔ_３から時刻ｔ_４までの期間に一次側に換算した漏れインダクタンスに印加される電圧は－Ｅ_２´であるため、時刻ｔ_３において一次巻線Ｗ１に流れる電流Ｉ_４は、以下の式（４）で示される。

一次巻線Ｗ１の電流が、スイッチング周期Ｔ_ｓｗで正負対象に繰り返す周期定常状態となるためには、時刻ｔ_０からスイッチング周期の二分の一が経過した時刻ｔ_５において、一次巻線Ｗ１の瞬時電流がゼロとなる必要がある。
時刻ｔ_４から時刻ｔ_５までの期間に一次側に換算した漏れインダクタンスに印加される電圧は－（Ｅ_１＋Ｅ_２´）であるため、時刻ｔ_５において一次巻線Ｗ１に流れる電流Ｉ_５は、以下の式（５）で示される。

位相シフト量Ｔ_１－Ｔ_４がすべて正数となる場合に、一次ブリッジ回路１１の電圧が立ち上がる際のインダクタ電流が負となり、二次ブリッジ回路１３の電圧が立ち上がる際のインダクタ電流が正となるため、ゼロ電圧スイッチングが可能となる。電流Ｉ_５がゼロであることから逆算すると、電流Ｉ_４および電流Ｉ_３は、以下の式（６）、式（７）のように表すことができる。

ここで、ＤＣＤＣ変換回路１の一次側に接続される電源から取り込まれる電荷について計算する。
時刻ｔ_０から時刻ｔ_１までの期間に電源から取り込まれる電荷Ｑ_１は、式（８）で示される。時刻ｔ_１から時刻ｔ_２までの期間に電源から取り込まれる電荷Ｑ_２は、式（９）で示される。時刻ｔ_２から時刻ｔ_３までの期間に電源から取り込まれる電荷Ｑ_３は、式（１０）で示される。時刻ｔ_３から時刻ｔ_４までの期間に電源から取り込まれる電荷Ｑ_４は、式（１１）で示される。時刻ｔ_４から時刻ｔ_５までの期間に電源から取り込まれる電荷Ｑ_５は、式（１２）で示される。

ここで、半周期の間にＤＣＤＣ変換回路１の一次側に接続される電源から取り込まれるエネルギーＷ_１は、式（１３）で示され、ＤＣＤＣ変換回路１の二次側に接続される負荷に供給するエネルギーＷ_２は、式（１４）で示される。これらの関係から、式（１５）が求められる。

《第１モードの計算》
上記の関係式を踏まえ、制御装置２０の第１演算部２０３による第１モードに係るＤＣＤＣ変換回路１によるスイッチングタイミングについて説明する。
第１モードでは、一次側からトランス回路１２に印加する電圧のデューティ比を正負それぞれ５０％に維持しつつ、二次側のデューティ比によって、ゼロ電圧スイッチングが可能となるように一次巻線Ｗ１を通る電流のゼロクロスタイミングを調整する。すなわち、第１モードにおいて第１レグＬ１の位相シフト量Ｔ_１と第２レグＬ２の位相シフト量Ｔ_２とは等しい。第１モードにおいて、第１レグＬ１の位相シフト量Ｔ_１および第２レグＬ２の位相シフト量Ｔ_２は、以下の式（１６）によって決定される。

なお、式（１６）におけるＴ_δ１は、式（１７）に示すものである。

また、第３レグＬ３の位相シフト量Ｔ_３および第４レグＬ４の位相シフト量Ｔ_４は、それぞれ以下の式（１８）および式（１９）によって決定される。

第１モードによる伝送電力Ｐ_１は、式（２０）によって示される。

なお、式（２０）におけるＴ_δ０は、式（２１）に示すものである。

式（２０）から、第１モードにおいてＤＣＤＣ変換回路１の入力電流の平均値は、式（２２）によって表される。

図４は、第１の実施形態に係る第１モードにおけるゼロ電圧スイッチングが可能な動作範囲を示す図である。
式（２２）から、第１モードにおけるゼロ電圧スイッチングが可能な動作範囲における入力電流の最大値Ｉ_{１（ｍａｘ）}および最小値Ｉ_{１（ｍｉｎ）}は、それぞれ式（２３）および式（２４）によって表される。

すなわち、第１モードにおけるゼロ電圧スイッチングが可能な動作範囲の入力電流の最小値Ｉ_{１（ｍｉｎ）}は、一次側の電圧Ｅ_１が二次側の電圧を一時側に換算した値Ｅ_２´の二分の一のときに最大となる。このときの入力電流の最小値Ｉ_{１（ｍｉｎ）}は、入力電流の最大値Ｉ_{１（ｍａｘ）}の二分の一に等しい。

《第２モードの計算》
次に、制御装置２０の第２演算部２０４による第２モードに係るＤＣＤＣ変換回路１によるスイッチングタイミングについて説明する。
第２モードでは、小電流の領域においてゼロ電流スイッチングを実現するために、一次巻線Ｗ１を流れる電流の循環期間が長くなるよう一次側および二次側のデューティ比を制御する。第２モードにおいて、第１レグＬ１の位相シフト量Ｔ_１、第２レグＬ２の位相シフト量Ｔ_２、第３レグＬ３の位相シフト量Ｔ_３および第４レグＬ４の位相シフト量Ｔ_４は、それぞれ以下の式（２５）から式（２８）によって決定される。

ここで、位相シフト量Ｔ_２と位相シフト量Ｔ_４との和は、スイッチング周期Ｔ_ｓｗの二分の一に等しい。そのため、第２モードにおいて、第２レグＬ２と第４レグＬ４とは同時にスイッチングすることとなる。
なお、式（２５）から式（２８）におけるＴ_δ２は、式（２９）に示すものである。

なお、式（２９）におけるＴ_ｍｉｎは、無負荷時の最小パルス幅を決めるパラメータであって、式（３０）に示す関係を有する。

なお、式（３０）に示すＴ_{３（ｍｉｎ）}は、Ｔ_３の最小値である。Ｔ_３は、式（３１）に示す関係を有し、ゲート回路やＭＯＳＦＥＴのターンオフ遅れ時間のばらつき等を考慮して設定される。

第２モードによる伝送電力Ｐ_２は、式（３２）によって示される。

式（３２）から、第２モードにおいてＤＣＤＣ変換回路１の入力電流の平均値Ｉ_２は、式（３３）によって表される。

図５は、第１の実施形態に係る第２モードにおけるゼロ電圧スイッチングが可能な動作範囲を示す図である。
式（３３）から、第２モードにおけるゼロ電圧スイッチングが可能な動作範囲の入力電流の最大値Ｉ_{２（ｍａｘ）}は、式（３４）によって表される。

なお、図４に示すように、第１モードにおけるゼロ電圧スイッチングが可能な動作範囲の入力電流の下限値の最大値Ｉ_{１（ｍｉｎ）}は、式（３４）に示す第２モードにおけるゼロ電圧スイッチングが可能な動作範囲の入力電流の上限値Ｉ_{２（ｍａｘ）}と等しくなる。つまり、制御装置２０は、例えば式（３４）に示す電流値Ｉ_{２（ｍａｘ）}を閾値として第１モードと第２モードとを切り替えることで、以下の式（３５）に示す動作範囲において、もれなくゼロ電圧スイッチングを実現することができる。

《制御装置２０の制御方法》
図６は、第１の実施形態に係る制御装置２０の動作を示すフローチャートである。
制御装置２０がＤＣＤＣ変換回路１の制御を開始すると、制御装置２０は、予め定められたスイッチング周期Ｔ_ｓｗごとに、図６に示す処理を開始する。制御装置２０は、例えばスイッチング周期Ｔ_ｓｗで駆動するクロック信号に基づいて、処理タイミングを特定する。なお、処理タイミングごとに図６に示す処理が実行されることで、処理タイミングとゼロクロスタイミングとが一致することとなる。

取得部２０１は、第１電圧計２１および第２電圧計２２から計測信号を取得する（ステップＳ１）。また、タイマー２０５は、スイッチング周期Ｔ_ｓｗに係るタイミングからの経過時間の計測を開始する（ステップＳ２）。モード決定部２０２は、ステップＳ１で取得した第１電圧計２１および第２電圧計２２の計測信号から計算される一次側の入力電流値に基づいて、一次巻線Ｗ１に流れる電流の電流値が式（３３）に示す閾値Ｉ_{２（ｍａｘ）}以上か否かを判定する（ステップＳ３）。

一次側の入力電流値が閾値Ｉ_{２（ｍａｘ）}以上である場合（ステップＳ３：ＹＥＳ）、第１演算部２０３は、取得部２０１が取得した第１電圧計２１および第２電圧計２２の計測信号に基づいて、上述の式（１６）から式（１９）により、第１モードに係る各レグの位相シフト量Ｔ_１－Ｔ_４を算出する（ステップＳ４）。
他方、一次側の入力電流値が閾値Ｉ_{２（ｍａｘ）}未満である場合（ステップＳ３：ＮＯ）、第２演算部２０４は、取得部２０１が取得した第１電圧計２１および第２電圧計２２の計測信号に基づいて、上述の式（２５）から式（２８）により、第２モードに係る各レグの位相シフト量Ｔ_１－Ｔ_４を算出する（ステップＳ５）。
なお、スイッチング周期Ｔ_ｓｗおよび出力電流の設定値は、予め制御装置２０に設定されているものとする。

スイッチング制御部２０６は、タイマー２０５が計測する経過時間がステップＳ４またはＳ５で算出した位相シフト量Ｔ_３になったときに、第３レグＬ３をスイッチングする（ステップＳ６）。
次に、スイッチング制御部２０６は、タイマー２０５が計測する経過時間がステップＳ４またはＳ５で算出した位相シフト量Ｔ_４になったときに、第４レグＬ４をスイッチングする（ステップＳ７）。

次に、スイッチング制御部２０６は、タイマー２０５が計測する経過時間が、スイッチング周期Ｔ_ｓｗの二分の一とステップＳ４またはＳ５で算出した位相シフト量Ｔ_１の差の時間になったときに、第１レグＬ１をスイッチングする（ステップＳ８）。
次に、スイッチング制御部２０６は、タイマー２０５が計測する経過時間が、スイッチング周期Ｔ_ｓｗの二分の一とステップＳ４またはＳ５で算出した位相シフト量Ｔ_２の差の時間になったときに、第２レグＬ２をスイッチングする（ステップＳ９）。

そして、制御装置２０は、処理を終了し、次回の処理タイミングを待機する。

《作用・効果》
このように、第１の実施形態に係る制御装置２０は、一次巻線Ｗ１に流れる電流のゼロクロスタイミングを基準として、第１レグＬ１、第２レグＬ２、第３レグＬ３および第４レグＬ４の位相シフト量Ｔ_１－Ｔ_４をそれぞれ決定し、スイッチング周期Ｔ_ｓｗと、決定した位相シフト量とに基づいて、各レグをスイッチングする。このように、ゼロクロスタイミングを基準として４つの位相シフト量を変数とすることで、波形の周期性と出力電流の調整を満足させたうえで、２つの自由度を残すことができる。これにより、制御装置２０は、残った２つの自由度を用いることでゼロ電圧スイッチングを実現可能なスイッチングタイミングを容易に特定することができる。

また、第１の実施形態に係る制御装置２０は、第１モードにおいて第１レグＬ１と第２レグＬ２とが同時にスイッチングするように位相シフト量を決定する。これにより、制御装置２０は、一次側の電圧の実効値を最大にし、入力電圧が低い領域および入力電流が大きい領域について、ゼロ電圧スイッチングが可能な動作範囲を広げることができる。

また、第１の実施形態に係る制御装置２０は、第２モードにおいて第２レグＬ２と第４レグＬ４とが同時にスイッチングするように位相シフト量を決定する。これにより、制御装置２０は、一次巻線Ｗ１に流れる電流の循環期間を長くし、入力電流が小さい領域について、ゼロ電圧スイッチングが可能な動作範囲を広げることができる。

また、第１の実施形態に係る制御装置２０は、一次巻線Ｗ１に流れる電流の電流値が閾値Ｉ_{２（ｍａｘ）}以上である場合に第１モードで位相シフト量を算出し、電流値が閾値Ｉ_{２（ｍａｘ）}未満である場合に第２モードで位相シフト量を算出する。これにより、制御装置２０は、第１モードおよび第２モードでカバーされるすべての範囲においてゼロ電圧スイッチングを実現することができる。

〈他の実施形態〉
以上、図面を参照して一実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、様々な設計変更等をすることが可能である。すなわち、他の実施形態においては、上述の処理の順序が適宜変更されてもよい。また、一部の処理が並列に実行されてもよい。

また、他の実施形態に係る制御装置２０は、上述の第１モードおよび第２モードと異なる他の計算方法で、位相シフト量Ｔ_１－Ｔ_４を算出してもよい。この場合にも、一次巻線Ｗ１に流れる電流のゼロクロスタイミングを基準として、第１レグＬ１、第２レグＬ２、第３レグＬ３および第４レグＬ４の位相シフト量を算出することで、ゼロ電圧スイッチングを実現可能なスイッチングタイミングを決定するために十分な自由度を確保することができる。

また、上述の実施形態では、制御装置２０が、一次巻線Ｗ１に流れる電流の電流値に基づいて位相シフト量の算出方法を切り替えるが、これに限られない。例えば、他の実施形態に係るＤＣＤＣ変換回路１が、第１モードのゼロ電圧スイッチングが可能な動作範囲を超えて使用されない場合、制御装置２０は、一次巻線Ｗ１に流れる電流の電流値によらず、常に第１モードで位相シフト量を算出してもよい。同様に、例えば、他の実施形態に係るＤＣＤＣ変換回路１が、第２モードのゼロ電圧スイッチングが可能な動作範囲を超えて使用されない場合、制御装置２０は、一次巻線Ｗ１に流れる電流の電流値によらず、常に第２モードで位相シフト量を算出してもよい。

〈コンピュータ構成〉
図７は、少なくとも１つの実施形態に係るコンピュータの構成を示す概略ブロック図である。
コンピュータ９０は、プロセッサ９１、メインメモリ９２、ストレージ９３、インタフェース９４を備える。
上述の制御装置２０は、コンピュータ９０に実装される。そして、上述した各処理部の動作は、プログラムの形式でストレージ９３に記憶されている。プロセッサ９１は、プログラムをストレージ９３から読み出してメインメモリ９２に展開し、当該プログラムに従って上記処理を実行する。また、プロセッサ９１は、プログラムに従って、上述した各記憶部に対応する記憶領域をメインメモリ９２に確保する。プロセッサ９１の例としては、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＧＰＵ（Graphic Processing Unit）、マイクロプロセッサなどが挙げられる。

プログラムは、コンピュータ９０に発揮させる機能の一部を実現するためのものであってもよい。例えば、プログラムは、ストレージに既に記憶されている他のプログラムとの組み合わせ、または他の装置に実装された他のプログラムとの組み合わせによって機能を発揮させるものであってもよい。なお、他の実施形態においては、コンピュータ９０は、上記構成に加えて、または上記構成に代えてＰＬＤ（Programmable Logic Device）などのカスタムＬＳＩ（Large Scale Integrated Circuit）を備えてもよい。ＰＬＤの例としては、ＰＡＬ(Programmable Array Logic)、ＧＡＬ(Generic Array Logic)、ＣＰＬＤ(Complex Programmable Logic Device)、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）が挙げられる。この場合、プロセッサ９１によって実現される機能の一部または全部が当該集積回路によって実現されてよい。このような集積回路も、プロセッサの一例に含まれる。

ストレージ９３の例としては、光ディスク、磁気ディスク、光磁気ディスク、半導体メモリ等が挙げられる。ストレージ９３は、コンピュータ９０のバスに直接接続された内部メディアであってもよいし、インタフェース９４または通信回線を介してコンピュータ９０に接続される外部メディアであってもよい。また、このプログラムが通信回線によってコンピュータ９０に配信される場合、配信を受けたコンピュータ９０が当該プログラムをメインメモリ９２に展開し、上記処理を実行してもよい。少なくとも１つの実施形態において、ストレージ９３は、一時的でない有形の記憶媒体である。

また、当該プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。さらに、当該プログラムは、前述した機能をストレージ９３に既に記憶されている他のプログラムとの組み合わせで実現するもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。

１…ＤＣＤＣ変換回路 １１…一次ブリッジ回路 Ｌ１…第１レグ Ｌ２…第２レグ １２…トランス回路 Ｗ１…一次巻線 Ｗ２…二次巻線 １３…二次ブリッジ回路 Ｌ３…第３レグ Ｌ４…第４レグ ２０…制御装置 ２１…電圧計 ２２…電圧計 ２０１…取得部 ２０２…モード決定部 ２０３…第１演算部 ２０４…第２演算部 ２０５…タイマー ２０６…スイッチング制御部

Claims (6)

1. ２つのアーム素子が直列接続された第１レグと、２つのアーム素子が直列接続された第２レグとを有する第１ブリッジ回路と、
   ２つのアーム素子が直列接続された第３レグと、２つのアーム素子が直列接続された第４レグとを有する第２ブリッジ回路と、
   前記第１ブリッジ回路に接続された第１巻線と、
   前記第１巻線と磁気結合し、前記第２ブリッジ回路に接続された第２巻線と、
   を備えるＤＣＤＣ変換回路の制御装置であって、
   第１ブリッジ回路の端子間電圧および前記第２ブリッジ回路の端子間電圧の電圧値を計測する電圧計測部と、
   計測された前記電圧値に基づいて、前記第１巻線に流れる電流のゼロクロスタイミングを基準とする前記第１レグ、前記第２レグ、前記第３レグ、および前記第４レグの位相シフト量を決定する決定部と、
   前記決定した位相シフト量に基づいて、前記第１レグ、前記第２レグ、前記第３レグ、および前記第４レグをスイッチングするスイッチング制御部と
   を備えるＤＣＤＣ変換回路の制御装置。
2. 前記決定部は、
   前記第１レグと前記第２レグとが同時にスイッチングするように前記位相シフト量を決定し、
   請求項１に記載のＤＣＤＣ変換回路の制御装置。
3. 前記決定部は、
   前記第２レグと前記第４レグとが同時にスイッチングするように前記位相シフト量を決定する
   請求項１または請求項２に記載のＤＣＤＣ変換回路の制御装置。
4. 前記決定部は、
   前記第１ブリッジ回路への入力電流の電流値が閾値以上である場合に、前記第１レグと前記第２レグとが同時にスイッチングするように前記位相シフト量を決定し、
   前記電流値が前記閾値未満である場合に、前記第２レグと前記第４レグとが同時にスイッチングするように前記位相シフト量を決定する
   請求項１から請求項３の何れか１項に記載のＤＣＤＣ変換回路の制御装置。
5. ２つのアーム素子が直列接続された第１レグと、２つのアーム素子が直列接続された第２レグとを有する第１ブリッジ回路と、
   ２つのアーム素子が直列接続された第３レグと、２つのアーム素子が直列接続された第４レグとを有する第２ブリッジ回路と、
   前記第１ブリッジ回路に接続された第１巻線と、
   前記第１巻線と磁気結合し、前記第２ブリッジ回路に接続された第２巻線と、
   請求項１から請求項４の何れか１項に記載のＤＣＤＣ変換回路の制御装置と、
   を備えるＤＣＤＣ変換回路。
6. ２つのアーム素子が直列接続された第１レグと、２つのアーム素子が直列接続された第２レグとを有する第１ブリッジ回路と、
   ２つのアーム素子が直列接続された第３レグと、２つのアーム素子が直列接続された第４レグとを有する第２ブリッジ回路と、
   前記第１ブリッジ回路に接続された第１巻線と、
   前記第１巻線と磁気結合し、前記第２ブリッジ回路に接続された第２巻線と、
   を備えるＤＣＤＣ変換回路の制御方法であって、
   第１ブリッジ回路の端子間電圧および前記第２ブリッジ回路の端子間電圧の電圧値を取得するステップと、
   計測された前記電圧値に基づいて、前記第１巻線に流れる電流のゼロクロスタイミングを基準とする前記第１レグ、前記第２レグ、前記第３レグ、および前記第４レグの位相シフト量を決定するステップと、
   前記決定した位相シフト量に基づいて、前記第１レグ、前記第２レグ、前記第３レグ、および前記第４レグをスイッチングするステップと
   を備えるＤＣＤＣ変換回路の制御方法。

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