JP5428745B2 - モータ駆動装置および圧縮機および冷蔵庫 - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータを、三相巻線に電力を供給するインバータにより駆動するための装置に関するものであり、特に冷蔵庫やエアコンなどの圧縮機を駆動するのに最適なブラシレスＤＣモータの駆動装置に関するものである。

従来のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの運転範囲を拡張するために、低負荷時はブラシレスＤＣモータの回転位置を検出しながらの速度制御をＰＷＭフィードバック制御で行い、高負荷時は一定周期でブラシレスＤＣモータの通電相を切り替える同期駆動を行うようにしている（例えば、特許文献１参照）。図１０は前記特許文献１に記載された従来のモータ駆動装置をしめすブロック図である。

図１０において、電源１は一般的な商用電源であり、日本の場合実効値１００Ｖの５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流電源である。前記交流電源１を入力として整流平滑回路２は交流電圧を直流電圧に変換する。インバータ３は６個のスイッチング素子３ａから３ｆを３相フルブリッジ構成で接続し、前記整流平滑回路２からの直流入力を交流電力に変換し、ブラシレスＤＣモータに任意の電圧および周波数の交流出力を供給するものである。ブラシレスＤＣモータ４は、永久磁石を有する回転子と３相スター結線した巻線を有する固定子とから構成される。

逆起電圧検出回路１０５はブラシレスＤＣモータ４の固定子巻線に発生する逆起電圧から回転子の相対位置を検出する。

ドライブ回路１０６はインバータ３のスイッチング素子（３ａから３ｆ）をオン／オフさせるものである。転流回路１０７は、ブラシレスＤＣモータ４が定常運転しているときに逆起電圧検出回路１０５の出力によりインバータ３のどの素子をオンさせるか決定する。

同期駆動回路１０８は、ブラシレスＤＣモータ４を同期モータとして運転させる際に、所定周波数、所定電圧（所定デューティ）で出力する。

切換回路１０９は、ドライブ回路１０６に送出する信号を、転流回路１０７の信号か同期駆動回路１０８の信号かを切り換える。ＰＷＭ制御回路１１０は、インバータ３のスイッチング素子（３ａから３ｆ）の上側アームまたは下側アームのスイッチング素子のみをチョッピングし、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行う。パルス幅のデューティ（パルス周期中のオン周期の割合）を上／下させることで出力電圧を上昇／下降させることができる。負荷状態判定回路１１１は、ブラシレスＤＣモータ４の負荷状態を判定し、切換回路１０９による運転モードの切り換えを決定する。第１タイマ回路１１２は、同期駆動回路１０８による運転に切り替わったときにタイマをスタートし、一定時間ｔ１経過するとタイマ終了する。デューティ判定回路１１３は、デューティが最大（１００％）になったとき、最大負荷であることを検出する。

位相判定回路１１４は、逆起電圧検出回路１０５の信号と同期駆動回路１０８の信号との位相差を検出し、現在の負荷状態を知ることができる。

周波数調整回路１１５は、逆起電圧検出回路１０６の信号と同期駆動回路１０８の信号
との位相差を検出し、その位相差が所定値より小さくなったときに、同期駆動回路１０５からの出力周波数を下げる。

上記の構成とすることで、従来のモータ駆動装置はブラシレスＤＣモータに印加される負荷が増大し、ブラシレスＤＣモータの回転子を検出しながらのフィードバック制御では所定の速度を保持出来なくなった場合は、オープンループ制御による同期駆動に切り替え、目標とする回転速度一定の転流に切り替える。

これにより転流タイミングに対してモータ回転子が遅れてついていくことになり、誘起電圧位相に対し端子電圧位相が相対的に進むことになる。これにより電流位相も同様に誘起電圧位相より進み位相となることから、同期駆動時は弱め磁束制御と同様の状態となることで、ブラシレスＤＣモータの運転領域を簡単に拡張することを実現し出来た。

これにより、モータ効率アップを図るため最高回転数を犠牲にした低トルクモータでも、最大負荷点で所望の回転数が得られるように運転範囲が拡大でき、なおかつ通常負荷ではフォードバック制御により高効率なモータをより高効率に運転できる。

特開平９−８８８３７号公報

しかしながら上記従来の構成は、高速あるいは高負荷でのブラシレスＤＣモータをオープンループにより一定の転流周期で同期駆動するため、一定の負荷範囲内では転流（印加電圧）に対しブラシレスＤＣモータの回転子（誘起電圧）が負荷に応じた一定の遅れ位相で追随し、さらに誘起電圧と印加電圧の関係から電流位相が定まる。この結果ブラシレスＤＣモータの誘起電圧、印加電圧、巻線電流の位相関係は一定の状態で安定し、駆動可能な負荷範囲が拡張される。しかし、ある程度以上負荷が大きい場合は、「転流に対して回転子が遅れる（即ち回転子位置を基準にすると、印加電圧位相と電流位相が、回転子の誘起電圧位相に対し進み位相になる）ことで弱め磁束状態になり転流周期に同期するようになり回転子は加速、回転子の加速により電流位相の進み角が減少し回転子が減速」を繰り返し、結局駆動状態（駆動速度）が安定状態に収束しない（即ち回転子の速度変動により誘起電圧位相が安定せず、印加電圧位相および電流位相と位相関係が変動してしまう）可能性を有している。このよう駆動状態ではブラシレスＤＣモータの回転数に変動があるため速度変動に伴ううなり音の発生が懸念され、また周期的な加減速によるモータ電流の増減脈動の発生、電流脈動発生による過電流保護停止の可能性、さらには最終的にブラシレスＤＣモータの脱調停止発生の可能性を有している。

この様な不具合の可能性を回避するためには、ブラシレスＤＣモータの回転状態が不安定に陥るまでに、負荷を軽減することや、速度を低下することが必要である。従って結局ブラシレスＤＣモータの高速および高負荷駆動を制限することになり、十分に駆動領域を拡張することが出来なくなるという課題を有している。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、ブラシレスＤＣモータの高負荷・高速駆動での安定性を高め駆動領域を拡張すると共に、外的要因による不安定状態を抑制し信頼性の高いブラシレスＤＣモータの駆動装置を提供する。

さらに高速・高負荷駆動の安定性による駆動領域の拡張に伴い、高効率低トルクモータの高速・高負荷駆動を可能とし、高効率・低騒音・高トルクなモータ駆動装置を実現する
ことを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、永久磁石を有する回転子と３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータと、直流電圧を交流電圧に変換し前記ブラシレスＤＣモータに電力を供給するインバータと、前記ブラシレスＤＣモータの回転子相対位置を検出する位置検出手段と、前記位置検出手段の信号をもとに前記ブラシレスＤＣモータに通電する巻線を切換える第１転流手段と、前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流の位相を検出する電流位相検出手段と、前記電流位相検出手段で検出した電流位相を基に、前記ブラシレスＤＣモータに通電する巻線を切換える第２転流手段と、前記ブラシレスＤＣモータの負荷の状態を判定する負荷判定手段と、前記負荷判定手段により前記インバータから出力する波形を前記第１転流手段もしくは前記第２転流手段のいずれかに切り換える切換手段とを有し、駆動速度に対して負荷が大きく第１転流手段による駆動では所定の速度に到達できない場合、切換手段により第２転流手段による駆動に切り替える。これにより第２転流手段による駆動時、ブラシレスＤＣモータの相電流及び端子電圧位相は誘起電圧位相に対して、駆動速度や、入力電圧状態等により適切な位相関係で保持され、適切な電流および電圧進角の状態で駆動される。これにより第２転流手段での駆動安定性が高まり、外乱発生時の位相関係の変化への影響を抑制できることになる。

本発明のモータ駆動装置によれば、ブラシレスＤＣモータの高負荷・高速駆動での安定性を高め駆動領域を拡張できると共に、外的要因による不安定状態を抑制でき信頼性の高いブラシレスＤＣモータの駆動装置を提供することが可能となる。さらに高速・高負荷駆動の安定性による駆動領域の拡張に伴い、高効率低トルクモータの高速・高負荷駆動を可能とし、高効率・低騒音・高トルクなモータ駆動装置を提供することが出来る。

本発明の実施の形態１におけるモータ装置のブロック図 本発明のモータ駆動装置の動作フローチャート 従来のモータ駆動装置での同期駆動時の位相関係図 ブラシレスＤＣモータの同期駆動時の負荷による位相関係図 第２転流手段による転流タイミングのタイミングチャート 第２転流手段の転流タイミングの決定方法を示したフローチャート 位置検出手段の出力信号のタイミング図 本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの回転子の構造図 本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置を備えた冷蔵庫のブロック図 従来のモータ駆動装置を示すブロック図

請求項１に記載の発明は、永久磁石を有する回転子と３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータと、直流電圧を交流電圧に変換して前記ブラシレスＤＣモータに電力を供給するインバータとを備え、前記ブラシレスＤＣモータは一定の所定デューティで指示された駆動速度に基づく転流周期で通電する固定子巻線を切換える同期運転を行うと共に、前記固定子巻線の電流の基準位相と転流までの時間を所定の時間差に収束させ安定させることで、ブラシレスＤＣモータの電流位相と電圧位相とが、駆動状態に応じて必然的に定まる位相差を保持して駆動する様にしたものである。これによりブラシレスＤＣモータの回転子位置を検出しない駆動でも、常にモータ電流位相と電圧位相との関係が安定するため、ブラシレスＤＣモータの駆動領域を拡張することが出来る。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明に、電流位相の検出は任意の１相のみ
としたものである。通常、モータ電流から回転子位置の推定をおこなうフィードバック制御では３相の各電流を分離するため最低２相の電流を検出する必要があるが、特定の相の基準位相を検出するための１相分しか必要なく、モータ駆動装置の小型化と低コスト化が図れる。

請求項３に記載の発明は、請求項１または請求項２に記載の発明に、前記ブラシレスＤＣモータの３相巻線に通電する巻線の切換えは、前記ブラシレスＤＣモータの電流位相を基準とした任意のタイミングで行なうものである。これにより確実にモータ電流位相と電圧位相とを所定の位相関係で保持することが出来る。

請求項４に記載の発明は、請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の発明に、前記ブラシレスＤＣモータの３相巻線の任意の１相への通電区間を補正することで、前記ブラシレスＤＣモータの電流位相と電圧位相とを所定の位相関係で保持するようにしたものである。これにより、ブラシレスＤＣモータの電流位相と電圧位相との位相関係を負荷状態に応じた適切な状態に保持することが出来るので、高速高負荷駆動時の安定性を向上し、駆動可能な負荷範囲を拡張することが出来る。

請求項５に記載の発明は、請求項１から請求項４のいずれか一項の発明に記載の発明に、電流位相の検出は、電流のゼロクロスポイントを検出するようにしたものである。これにより電流位相を非常に簡単な方法で確実に検出できるため、モータ駆動装置の簡素化と、簡素化にともなう低コスト化と信頼性の向上を図ることが出来る。

請求項６に記載の発明は、請求項１から請求項５のいずれか一項の発明に、永久磁石を有する回転子と３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータと、直流電圧を交流電圧に変換し前記ブラシレスＤＣモータに電力を供給するインバータと、前記ブラシレスＤＣモータの回転子相対位置を検出する位置検出手段と、前記位置検出手段の信号をもとに前記ブラシレスＤＣモータに通電する巻線を切換える第１転流手段と、前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流の位相を検出する電流位相検出手段と、前記電流位相検出手段で検出した電流位相を基に、前記ブラシレスＤＣモータに通電する巻線を切換える第２転流手段と、前記ブラシレスＤＣモータの負荷の状態を判定する負荷判定手段と、前記負荷判定手段により前記インバータから出力する波形を前記第１転流手段もしくは前記第２転流手段のいずれかに切り換える切換手段とを有するものである。これによりブラシレスＤＣモータの負荷状態応じて転流手段を切換えることが出来るので、負荷が大きく高負荷・高速回転での駆動が必要な場合は高トルク運転、負荷が小さい場合は高効率運転による省エネ駆動が可能となる。さらにブラシレスＤＣモータの固定子巻線に流れる電流の位相を基準としてブラシレスＤＣモータに印加する電圧の位相を決めるので、ブラシレスＤＣモータの電流位相と電圧位相との関係が安定し、第２転流部による駆動安定性が向上することで、ブラシレスＤＣモータの駆動可能な負荷領域および速度領域を大幅に拡張することができる。

請求項７に記載の発明は請求項６に記載の発明に、前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流を検出する電流検出手段を有し、前記電流位相検出手段は前記電流検出手段で検出したブラシレスＤＣモータに流れる電流からブラシレスＤＣモータの相電流の位相を検出するものである。これによりブラシレスＤＣモータの電流位相を容易かつ確実に取得できることになり、モータ駆動装置の簡略化が図れる。

請求項８に記載の発明は請求項７に記載の発明に、電流検出手段には電流センサを用いている。これにより電流検出手段による回路損失を極力低減できるため、高効率なモータ駆動装置を提供できる。

請求項９に記載の発明は請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の発明に、デューティが最大になったことを判定し前記インバータから出力する波形を、第２転流手段での出力切換えるデューティ判定手段を有するものである。これにより低負荷時は第１転流部による駆動において、ＰＷＭデューティが最大となる負荷が大きい状態に至ったとき第２転流部による駆動に切換えることが可能となるので、ブラシレスＤＣモータの駆動可能な負荷領域を拡張できる。

請求項１０に記載の発明は請求項６から請求項８のいずれか一項に記載の発明に、前記位置検出手段の信号と前記第２転流手段の信号との位相差を検出する位相差判定部を有し、位相差が所定値より小さくなくなったときに、前記第１転流手段からの出力に切り換えるものである。これにより第２転流部での駆動状態にあるとき、負荷が減少して第１転流部で駆動が可能な負荷状態であること的確に認識することができるので、ブラシレスＤＣモータを第１転流部での高効率な運転をおこなう頻度を上げることになり、モータ駆動装置の電力消費を低減することができる。

請求項１１に記載の発明は請求項１０に記載の発明に前記位相差判定部が検出した、前記位置検出手段の信号と第２転流手段の出力信号との位相差が所定の値より大きくなったときに、前記第２転流手段からの出力周波数を下げる速度調整部とを有したものである。これにより第２転流部の位相が位置検出手段の信号と大きく外れることによるブラシレスＤＣモータの脱調停止を回避することができ、信頼性の高いモータ駆動装置を提供できる。

請求項１２に記載の発明は請求項１から請求項１１のいずれか一項に記載の発明に前記ブラシレスＤＣモータは、回転子の鉄心に永久磁石を埋め込んでなる回転子であり、かつ突極性を有する回転子を有したものである。これによりブラシレスＤＣモータの駆動において、永久磁石によるマグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクも有効に利用できるようになるため、低速時の高効率駆動とともに、高効率の高速駆動性能も更に伸張することが可能となる。

請求項１３に記載の発明は請求項１から請求項１２のいずれか一項に記載の発明に、ブラシレスＤＣモータの駆動負荷として圧縮機を用いたものである。圧縮機の駆動制御では工業用サーボモータ制御等の様に、高精度な回転数制御や加速制御などは必要無い。さらに圧縮機はイナーシャが比較的大きい負荷であり、特に往復運動を行うレシプロタイプは、構造上回転子には、金属性で重量の大きいクランクシャフトやピストンが接続されているため、イナーシャが非常に大きく、短い時間での速度の変動は非常に少ない負荷といえる。従って、電流位相の検出を１相のみとしても速度変動等の制御精度が悪化することは無いため、本発明のモータ駆動装置の非常に有効な用途のひとつと言える。また従来のモータ駆動装置よりブラシレスＤＣモータの駆動領域の拡張により、従来のモータ駆動装置と同じ圧縮機を用いた場合でも、冷凍能力を高めることが出来るので、高能力の冷凍サイクルの小型化と低価格化を実現できる。さらに、従来のモータ駆動装置を用いた冷凍サイクルに、本発明のモータ駆動装置を置き換えれば、より高効率なモータを用いた圧縮機を使用することが出来る様になり、冷凍サイクルのさらなる高効率化が実現できる。

請求項１４に記載の発明は、請求項１から請求項１３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置で駆動されるモータを備えた圧縮機である。これにより圧縮機の駆動可能な負荷範囲と速度範囲を拡張でき、負荷が低い場合は低速駆動では高効率運転、負荷が大きい場合は高速駆動による高冷凍能力運転が可能な圧縮機が提供できる。

請求項１５に記載の発明は請求項１４に記載の圧縮機を備えた冷蔵庫である。圧縮機の駆動可能な負荷範囲と速度範囲の拡張にともない、例えば低負荷領域での効率アップをタ
ーゲットとして固定子巻線の巻数を増やした高効率低トルク設計のモータを用いた圧縮機でも、波形発生部を第２波形発生部に切換えることで高速高負荷での駆動も可能となる。従って冷蔵庫の様に、１日の大半を占める安定した冷却状態では高効率な運転が求められる一方で、朝夕の家事時間帯や夏場等で扉開閉が多い場合、さらには霜取り後など庫内温度が上昇した時など速やかに冷却する為に一時的な高速高負荷駆動が求められる機器に対して、相反する要求を両立出する事ができる非常に合理的且つ有効な手段であり最適な用途である。

以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。図１において従来の技術と同一構成要素については同一の符号を用い、説明を省略する。

図１において位置検出手段５は、ブラシレスＤＣモータ４の回転子の相対位置を検出するものである。ブラシレスＤＣモータ４の回転子相対位置の検出する方法はいずれの方法でも構わないが、ブラシレスＤＣモータ４の回転により発生する誘起電圧のゼロクロスポイントを検出する方法として、インバータ３の任意の相の上下両スイッチング素子（たとえばＵ相スイッチング素子３ａおよび３ｂ）のオフ期間に、インバータ３の出力端子電圧とインバータ３の直流入力電圧の１／２とを大小比較して、その大小関係が反転するタイミングを検出する方法がよく知られている。

第１転流手段６はブラシレスＤＣモータ４をフィードバック制御によって転流タイミングを計るものであり、速度指令手段７はブラシレスＤＣモータの駆動速度を指示するものである。第１転流手段６では、前記位置検出手段５によって得た位置信号の発生周期からブラシレスＤＣモータの現在の駆動速度を検出し、検出した駆動速度と速度指令手段７によって指示される指令速度との偏差から、インバータ３に印加する電圧と印加タイミングを計る。具体的には１２０度矩形波駆動の場合は、誘起電圧のゼロクロスポイント検出時点（即ち位置検出時点）から電気角３０度経過したタイミングから電圧を印加する場合が誘起電圧と端子電圧とが同相となり、モータの種類や特性あるいは負荷状態などから位置検出タイミングから任意に電圧の印加タイミングを調整することで最適なタイミングを得ることができる。また電圧値の調整は、ＰＷＭ制御により容易に行える。指令速度に対して駆動速度が遅い場合は印加電圧を増加するようにＰＷＭデューティを増加し、指令速度より早い場合はデューティを減少することで、ブラシレスＤＣモータに印加する電圧を調整し、これは結果的にブラシレスＤＣモータの速度制御となり、誘起電圧検出によるフィードバック制御を行っている。

電流検出手段８はブラシレスＤＣモータの相電流を検出するものであり、本実施の形態ではインバータ３の出力と固定子巻線の間に設置している。モータ相電流を検出方法としては、インバータ３の下側スイッチング素子（３ｂ、３ｄ、３ｆ）とインバータ入力Ｎ側（即ち整流平滑回路２のダイオード２Ｃ、２ｄのアノード側）との間に電流検出用シャント抵抗を取り付け、その抵抗に発生する電圧から検出する方法等もあるが、抵抗による損失が増加してしまため、本発明の実施の形態では電流センサを用い、損失増加は殆ど無く、高効率なモータ駆動装置を実現できている。

電流位相検出手段９は前記電流検出手段８の出力から、相電流の任意の位相としてモータ電流が最大あるいは最小となる位相、またはゼロクロスタイミングなど特定の位相タイミングを検出する。ここで本発明の実施の形態におけるモータ駆動装置は、前記電流検出手段８によって得た電流情報は電流の位相を検出するために用いるものであり、電流値を検出するものでないため、直流電流センサなど高精度な電流検出手段を用いる必要はない
。従って本実施の形態では測定対象の電流を巻き数ｎ回の２次巻線を介して検出する非常に安価な交流電流センサ８ａ（一般的に交流カレントトランスとか、ＡＣＣＴ等とも呼ばれる）を用いることで、モータ駆動装置の低コスト化を図っている。

交流電流センサの選定においては、商用電源（５０または６０Ｈｚ）用の一般的なタイプを使用することで、さらに低コスト化が図れる。また本実施の形態では、交流電流センサは、電流値を検出するために用いないため、出力精度も特に要求しないため、歩留まりの良さからも、低価格の部品が選定できる。ただし、周波数特性については、電流周波数に対する出力精度が変化することは問題ないが、相電流の最低周波数から最大周波数まで安定して特定位相が確実に取得可能なタイプを選定することは当然である。

また本実施の形態ではブラシレスＤＣモータの相電流の任意の位相として相電流のゼロクロスポイントを検出するようにしている。これにより交流電流センサ８ａの出力をマイコン等のＡＤ変換器に入力し、定期的（例えば２０μｓ毎）なデジタルサンプリングにより電流の極性が反転（即ち向きが反転）するポイントを検出することでゼロクロスポイントの検出をソフトウェアで容易に実現できる。またハードウェアでは、交流電流センサ８ａの出力をフォトカプラに入力してフォトカプラ出力信号の立ち上がりおよび立下りエッジを検出する等で容易に実現できる。

尚、ハードウェアの定数バラツキや、ゼロクロス検出におけるノイズ除去フィルタ設置などで検出タイミングに一定のズレが発生するでも、本発明のモータ駆動装置はモータ電流の任意の基準位相が定まればよいため、回路バラツキ等に対する影響が非常に少ないモータ駆動装置を実現できている。

第２転流手段１０は前記電流位相検出手段９により検出したモータ相電流の任意の位相を基準として、速度指令手段７により指示されたモータ駆動速度に基づく転流周期で所定のデューティで、インバータ３のスイッチング素子の転流タイミングを計るものである。

負荷判定手段１１はブラシレスＤＣモータの負荷状態を判定するものであり、ＰＷＭデューティの状態を判定するデューティ判定部１２と位置検出タイミングと第２転流手段によって生成した転流信号との位相関係を判定する位相差判定部１３、位相差判定部１３によりブラシレスＤＣモータの速度を調整する速度調整部１４とにより構成している。

切換手段１５は前記負荷判定手段１１による負荷状態の判定結果から、インバータ３の出力を、第１転流手段６により行うか第２転流手段１０により行うかを切り替える。

ドライブ部１６はインバータ３のスイッチング素子をオン・オフするものであり、スイッチング素子のオン・オフ状態の切換タイミングは、前記切換手段において選択した、第１転流手段６または第２転流手段１０により生成した転流タイミングに基づく。

以上の様に構成されたモータ駆動装置について、その動作を説明する。

図２は本実施の形態における動作を示すフローチャートである。

図２においてまずｓｔｅｐ１では位置検出手段５により検出したブラシレスＤＣモータの回転子相対位置に基づいて速度指令手段７で指示された速度を目標としてＰＷＭフィードバック制御で速度制御を行う。本制御は一般的な駆動方法であるため、詳細な説明は省略するが、位置検出フィードバック制御を行うためもっとも効率の良い駆動状態となるように転流タイミングを制御している。次にｓｔｅｐ２で駆動速度が目標速度に到達したか否かを確認し、目標速度に到達している場合はｓｔｅｐ１に戻る。目標速度に到達してい
ない場合はｓｔｅｐ３に進み、負荷判定手段１１内のデューティ判定部１２はＰＷＭデューティが最大デューティ（一般的には１００％）に到達したか否かを確認する。ＰＷＭデューティが１００％未満である場合は、ＰＷＭデューティ制御による速度制御が可能であるためｓｔｅｐ１に戻る。ここでＰＷＭデューティ幅が最大に達している場合、これ以上ブラシレスＤＣモータへの供給電圧を上げることができない。即ち、第１転流手段６による駆動での限界負荷状態にある。

従ってこのとき切換手段１５は第１転流手段を第２転流手段１０に切換え、第２転流手段によりブラシレスＤＣモータを駆動する。

ここで第２転流手段による駆動について説明する。

図３は従来のモータ駆動装置でブラシレスＤＣモータを同期駆動回路でオープンループ駆動した場合の、相電流と端子電圧の位相関係を示したものである。

図３において、横軸は時間、縦軸は誘起電圧位相を基準とした位相（即ち誘起電圧との位相差）を示し、（イ）は相電流を、（ロ）は端子電圧、（ハ）は相電流と端子電圧との位相差である。また図３（ａ）は比較的低負荷で安定した運転状態を示し、（ｂ）は従来のモータ駆動装置における駆動限界での状態を示している。また、（ａ）（ｂ）共に端子電圧位相より電流位相が進んでいることから、ブラシレスＤＣモータが非常に高速で駆動しており誘起電圧が高い状態にあることが分かる。

図３（ａ）に示すように、同期駆動で安定した駆動状態にあるときは、転流に対して負荷の状態に見合った角度分回転子が遅れ、即ち回転子（誘起電圧）から見ると転流（即ち電圧および電流位相）が進み位相となり所定の関係が保たれる。これは弱め磁束制御と同様の状態であるため高速での駆動が可能となる。

一方、（ｂ）に示すように駆動速度に対して負荷が大きい状態では、（ａ）と同様に「転流に対して回転子が遅れることで弱め磁束状態になり、転流周期に同期するようになり回転子加速、回転子の加速により電流位相の進み角が減少し回転子が減速」を繰り返し、結局駆動状態（駆動速度）が安定しない。即ち（ｂ）に示す様に、一定周期で行われる転流に対して、ブラシレスＤＣモータの回転が変動するため、誘起電圧位相を基準としたとき、端子電圧位相が変動することになり、駆動状態が不安定となる。これはオープンループ駆動ゆえに、モータ回転子が同期を外れたとき、その位置を把握できず、誘起電圧に対して端子電圧の位相（即ち転流タイミング）を固定出来ない為である。従って、同期駆動状態において、常に誘起電圧と端子電圧の位相関係を固定することで安定した駆動性能が得ることが出来るといえる。

図４はブラシレスＤＣモータを同期駆動した時の負荷に対する位相状態を示したグラフである。図４において横軸はモータトルク、縦軸は誘起電圧位相を基準とした位相差を示し、位相が正の場合、誘起電圧位相に対して進みであることを示す。また図４の（イ）はモータ電流、（ロ）はモータ端子電圧の位相であり同期運転での安定状態を示している。電流位相が端子電圧位相より進んでいることから、誘起電圧が高い高速での駆動であることが判る。図４に示す相電流位相と相電圧位相との関係から明確なように、負荷トルクに対して電流位相の変化は非常に少ない。一方で端子電圧位相は直線的に変化することから、負荷トルクに応じて電流と電圧との位相差はほぼ線形に変化する。ここで先述したように、同期駆動で安定駆動している状態では図３（ａ）のように誘起電圧、モータ電流、端子電圧の位相が一定の関係を保ち安定している。即ちモータ電流位相と端子電圧位相とが負荷に応じて適切な位相関係でバランスしている。従って、モータ電流位相と電圧位相を負荷に応じて適切な位相関係を常に保持し固定することで従来のモータ駆動装置で発生す
る、高速高負荷駆動での判定現象を回避でき、さらなる駆動領域の拡張が出来るといえる。

ここで負荷状態に応じたモータ電流位相と端子電圧位相の位相差安定方法について説明する。図５は本実施の形態における第２転流手段による転流タイミングを示したタイミングチャートである。図５において（イ）はＵ相電流の基準位相（本実施の形態ではＵ相電流が負から正極性に変化するゼロクロスポイントとしている）タイミングを示し、（ロ）（ハ）（ニ）はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上側スイッチング素子状態を示している。なお本タイミングチャートでは１２０度の矩形波通電としている。図５中のＴｆｒｑは転流周期であり、第２転流手段による同期駆動では速度指令手段７による指令速度に基づく一定の周期で転流を繰り返している。

Ｔ０からＴｎ＋１はモータ相電流の基準位相（本実施の形態ではＵ相ゼロクロスポイント）から任意の相が転流（本実施の形態ではＵ相上側スイッチング素子がオン）するまでの経過時間であり、第２転流手段１０は常にこの時間を計測している。

ＴＷ０からＴＷｎ＋１はモータ相電流基準位相検出後から任意の相を転流（本実施の形態ではＷ相下側スイッチング素子３ｆをオンする）するタイミングである。

ここでこの転流タイミングの決定方法を図６を用いて説明する。図６は本実施の形態におけるモータ駆動装置の第２転流手段１０の転流タイミングの決定方法を示したフローチャートである。

まずｓｔｅｐ１１で電流基準位相から任意の相の転流（本実施の形態では、Ｕ相上がオン）までの時間Ｔｎを取得する。ｓｔｅｐ１２では取得した時間Ｔｎと過去ｎ個のデータ（Ｔ０からＴｎ−１まで）の平均時間Ｔａｖとを比較して差分を算出する。ｓｔｅｐ１３では演算した差分に基づいて転流タイミングの補正量を算出する。補正量の算出は例えば差分の２分の１とするなど、モータ特性や負荷特性等により最適な補正式等を用いて決定する。ｓｔｅｐ１４ではｓｔｅｐ１３で算出した補正量を基に、同期駆動における転流周期に補正量を付加して任意の相の転流周期（本実施の形態ではＷ相上側スイッチング素子３ｆの通電時間ＴＷｎ）を決定し、ｓｔｅｐ１５では今回取得したデータＴｎを加味して相電流基準位相から任意相の転流周期までの平均時間Ｔａｖを更新する。

以上の様に転流タイミングの補正量を決めるため、負荷等が安定しブラシレスＤＣモータの駆動も安定状態にあるときは、取得データＴｎと過去ｎ回の平均時間Ｔａｖとの差分が非常に小さく、転流タイミングの補正量も非常に小さい値となり殆ど補正されず位相関係は安定することになる。

一方で安定駆動の状態で負荷が増加した場合、前述のように転流周期に対し回転子の回転が遅れ、相電流位相と端子電圧位相との位相差が縮まり、図５における時間Ｔｎが短くなる。従ってＴａｖに対しＴｎが小さくなりＴａｖとＴｎとの差分が増える。このとき転流周期を回転子の回転を近づける（即ち、相電流位相と端子電圧位相を常に一定に保つように）、本実施の形態ではＷ相の転流周期を遅らせる方向にＴａｖとＴｎとの差分に基づく補正量を付加する。尚、このとき他の相の転流は補正を行わず、指令速度に基づく転流を繰り返す。これは相電流基準位相から特定相の転流までの時間（以降代表の時間としてＴｍとして説明する）を平均時間Ｔａｖに近づけるように動作することになる。

従って負荷が増大して、回転子が転流に対し遅れ始めることで相電流位相と端子電圧との位相差が少なくなり、Ｔｍが短くなる。これにより転流タイミングの補正量の基準となるＴａｖも徐々に短くなることで、ＴｍとＴａｖがバランスし負荷状態に応じた相電流位
相と端子電圧位相の関係を保ち、適切な電流および電圧進角を得ることで駆動状態が安定する。

なお負荷が軽減された場合は、ＴａｖとＴｎとの差分が負荷増加時と逆符号で増えることになり、転流タイミングの補正も逆符号の方向で行うことになるが、負荷増加時の動作と同様である。

このように負荷状態に応じて、モータ相電流と端子電圧の位相関係を適切な状態を保持するように転流タイミングを補正することで、モータ誘起電圧（即ちモータ回転）位相と相電流位相、端子電圧位相を適切な関係で保つことができ、結果としてブラシレスＤＣモータの高速高負荷駆動の安定性を向上でき、高負荷高速駆動性能を拡張することが可能となった。

以上の様にＰＷＭデューティが１００％以下となるような比較的低速低負荷状態でブラシレスＤＣモータを駆動する際は、第１転流手段６で、回転子相対位置に基づく速度制御をＰＷＭフィードバック制御を行うことで高効率駆動を実現し、比較的高速・高負荷によりＰＷＭデューティが１００％となり第１転流手段では目標速度で駆動出来ない負荷状態では、第２転流手段による相電流・端子電圧位相を負荷状態に合わせた位相関係を保持する駆動制御で高トルク駆動を実現し、従来のモータ駆動装置よりさらに駆動領域の拡張し、外乱等に影響を受けにくい安定した高速高負荷駆動性能を実現している。

また、モータ相電流の位相検出は１相のみで行っているが、２相あるいは３相全ての位相情報を取得して転流タイミング補正を行えば、より感度の良い補正制御も可能である。しかし、本実施の形態では１相のみで行うことで、モータ駆動装置のコストパフォーマンスを向上している。

次に負荷判定手段１１の位相差判定部の動作について説明する。第２転流手段による同期駆動を行っている場合も、駆動可能トルクには限界があり、トルク限界を超えたときブラシレスＤＣモータは脱調してしまう。従って本実施の形態のモータ駆動装置の信頼性をさらに向上するために、脱調停止する前にフェールセーフ動作を付加している。

それではフェールセーフ動作について図２および図７を用いて説明する。

図７はブラシレスＤＣモータ駆動時の位置検出手段５の出力信号タイミング図である。図７の（イ）はＵ相端子電圧波形、（ロ）は位置検出手段Ｕ相出力信号、（ハ）はＵ相上ドライブ信号である。なお本図はＵ相の各信号を示しているが、Ｖ相、Ｗ相であっても±１２０度の位相ズレはあるものの同様の波形であることは言うまでもない。図７のｔはドライブ信号のオンタイミングと位置検出手段の出力信号の立ち上がりエッジとの時間差を示しており、これは両信号の位相差φの情報が含まれている。例えば１２０度通電の場合、位置検出信号の立ち上がりエッジから転流までが２０度であれば位相差φは１０度となる。第２転流手段では先述のように負荷に応じた位相関係で安定し適切な進角状態で駆動することから、負荷に応じてドライブ信号と位置検出手段の信号（即ち誘起電圧）との位相関係が変化することになる。従ってドライブ信号と位置検出手段の信号との位相差から、ブラシレスＤＣモータの負荷状態を知ることが出来る。

よって第２転流手段による駆動では、Ｕ相ドライブ信号と位置検出手段Ｕ相出力信号との位相差φが最小位相差φｍｉｎより大きいか否かを監視（ｓｔｅｐ４）したうえで、この位相差が最小位相差φｍｉｎ以上の場合、ｓｔｅｐ５で第２転流手段による駆動を行う。さらにｓｔｅｐ６では、位相差φを最大位相差φｍａｘと比較し、φｍａｘより大きい場合、速度調整部１４はブラシレスＤＣモータの出力を下げ（目標回転数を低下して駆動
速度を下げる）（ｓｔｅｐ７）、脱調停止を回避して、モータ駆動装置の信頼性の向上を図っている。

また第２転流手段による駆動中において、負荷状態が非常に軽くなった場合は、ｓｔｅｐ４で位相差φが最小位相差φｍｉｎより小さいか（即ち転流手段による位置検出フィードバック制御が可能か）否かを判断しているため、転流手段による駆動が可能な負荷状態になった場合、切替手段１５により駆動手段を第１転流手段６に切換え、ブラシレスＤＣモータを位置検出フィードバック制御による駆動に移行する（ｓｔｅｐ１に戻る）。

これにより第２転流部での駆動時に負荷が減少したとき、第１転流部での駆動が可能な負荷状態になった場合は、このタイミングを的確に検出して、第１転流部での高効率な駆動に切換えることができる。

次に、ブラシレスＤＣモータ４の構造について説明を行う。

図８は、本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの回転子の構造図である。

回転子コア４ａは、０．３５ｍｍから０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを、積み重ねたものである。４枚のマグネット４ｂ〜４ｅは、逆円弧状に回転子コア４ａに埋め込まれている。このマグネットは通常フェライト系がよく用いられるが、ネオジなどの希土類の磁石が使われる場合は平板構造のものが使われることもある。

このような構造の回転子において、回転子中央からマグネットの中央に向かう軸をｄ軸、回転子中央からマグネットの間に向かう軸をｑ軸とすると、それぞれの軸方向のインダクタンスＬｄ、Ｌｑは逆突極性を有し、異なるものとなる。つまりこれは、モータとしては、マグネットの磁束によるトルク（マグネットトルク）以外に、逆突極性を利用したトルク（リラクタンストルク）を有効に使えることとなる。したがってモータとしてよりトルクが有効的に利用できることとなる。この結果、モータとしては高効率なモータとなる。

また、本実施の形態の制御を使用すると第２転流手段１０による駆動を行っているとき、電流は進み位相で運転するので、このリラクタンストルクが大きく利用されるようになるので、逆突極性がないモータに比べてより高回転数まで運転することができる。

ブラシレスＤＣモータ４が、回転子４ａの鉄心に永久磁石４ｂ〜４ｅを埋め込んでなる回転子であり、かつ突極性を有するものであり、永久磁石のマグネットトルクの他に突極性によるリラクタンストルクを使うことにより、低速時の効率アップは当然のこと、高速駆動性能をさらに上げることになる。また永久磁石にネオジなどの希土類磁石を採用してマグネットトルクの割合を多くしたり、インダクタンスＬｄ、Ｌｑの差を大きくしてリラクタンストルクの割合を多くしたりすると、最適な通電角を変えることにより効率を上げることができる。

またブラシレスＤＣモータを低速での低負荷から高速での高負荷まで非常に広い範囲で使用することを要求される用途においては、例えば駆動における大半を占める負荷が低負荷から中負荷であれば、最も使用頻度の高い速度および負荷近辺でデューティ１００％により第１転流手段で駆動が出来るトルク設計のブラシレスＤＣモータを用いれば、さらなる高効率化が可能となる。

（実施の形態２）
図９は本発明の実施の形態２のモータ駆動装置を用いた冷蔵庫を示すブロック図である
。図９において図１と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。

ブラシレスＤＣモータ４は圧縮要素１６に接続され圧縮機１７を形成している。本実施の形態では圧縮機は冷凍サイクルに用い、圧縮機から吐出する高温高圧の冷媒を凝縮器１８に送り液化し、毛細管１９で低圧化し、蒸発器２０で蒸発させ、再度圧縮機に戻すようにしている。さらに本実施の形態では、モータ駆動装置２２を用いた冷凍サイクルを冷蔵庫２１に用いており、蒸発器２０は冷蔵庫２１の庫内２３を冷却するようにしている。

このように本実施の形態２ではブラシレスＤＣモータは冷凍空調サイクルの圧縮機の圧縮機構部を駆動するものとしている。たとえば特に往復運動式（レシプロタイプ）の圧縮機はその構成上、ブラシレスＤＣモータに質量の大きな金属製のクランクシャフトおよびピストンが接続されており、非常にイナーシャの大きい負荷である。このため短時間における速度の変動は、圧縮機の工程（吸入工程、圧縮工程など）によらず非常に少ない。従って、任意の１相のみの電流位相を元にして転流タイミングを決定しても速度変動が大きくなることもなく安定した駆動性能を得ることが出来る。さらに圧縮機の制御では高精度な回転数制御や加減速制御などは要求されないことから、本発明のモータ駆動装置は、圧縮機の駆動に対し非常に有効な用途のひとつと言える。

また、従来のモータ駆動装置で圧縮機を駆動する時よりも、駆動領域を拡張することが出来るため、より高速駆動することで冷凍サイクルの冷凍能力を上げることが出来る。これにより従来と同一の冷却システムでもより高い冷凍能力が必要なシステムに適用することが可能となり、高い冷凍能力が必要な冷凍サイクルを小型化でき、低コストで提供することが可能となる。

また、従来のモータ駆動装置を用いた冷凍サイクルにおいては、冷凍能力が１ランク小さい（たとえば圧縮機気筒容積が小さい）圧縮機を用いることも可能となり、さらに冷却サイクルの小型化・低コスト化が実現出来る。

本実施の形態では圧縮機は冷蔵庫の庫内を冷却するために用いているために、冷蔵庫はその製品の特徴上、朝夕の限られた時間帯のみ扉開閉頻度が高く、その他の時間帯は庫内が冷却安定状態で、非常に低負荷状態でブラシレスＤＣモータは駆動している。従って冷蔵庫の消費電力の削減はブラシレスＤＣモータの低速低出力時の駆動での効率向上が有効である。本発明ではブラシレスＤＣモータの高速高負荷効率を大きく拡張できるため、固定子巻線数を増やして高効率化のためモータトルク（高速回転性能）を犠牲にしたブラシレスＤＣモータの使用を可能とした。これにより１日の大半を占める低負荷領域での高効率化による消費電力を更に削減できる。

具体的なモータ巻線の設計として、冷蔵庫として一番使用頻度の高い回転数および負荷状態（たとえば４０Ｈｚの回転数で圧縮機入力電力が８０Ｗ程度）での駆動を行う時、第１転流手段６によって、１２０から１５０度通電でデューティ１００％となるような仕様とすれば、ブラシレスＤＣモータの鉄損の低減とインバータ３のスイッチング損失の低減できることにより、回路効率ともに最高効率を引き出すことができ、冷蔵庫としての消費電力を最小限にすることが可能である。

また高速高負荷駆動領域を拡張することは、冷凍サイクルの冷凍能力を上げることとなり、冷蔵庫の扉開閉が頻繁に行われた場合や霜取り後、或いは設置直後といった庫内温度が高い高負荷の状態、さらには熱い食品を庫内に投入し、その食品を急速に冷却（凍結）させたい場合などに行う『急速冷凍』などにおいて、従来のモータ駆動装置を用いた冷凍サイクルの冷蔵庫より、庫内や食品を短時間で冷却することが出来る。さらに冷凍サイクルの冷凍能力向上は、コンパクトな冷凍サイクルでも冷蔵庫の大容量化に対応できること
となり、冷蔵庫の低コスト化の実現と、コンパクトな冷凍サイクル採用に伴い庫内容積効率（冷蔵庫体積に対する食品収納部容積の占める割合）も向上することができる。

本発明のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの駆動領域を拡張し、高負荷高速駆動での駆動安定性を向上したものである。これによりブラシレスＤＣモータの負荷範囲が拡張できると共に、高効率モータを高速・高負荷で駆動できることから機器の消費電力削減が出来る。従ってエアコン、洗濯機、給湯器、ポンプなどブラシレスＤＣモータを用いる様々な用途にも適用できる。

３ インバータ
４ ブラシレスＤＣモータ
５ 位置検出手段
６ 第１転流手段
８ 電流検出手段
９ 電流位相検出手段
１０ 第２転流手段
１１ 負荷判定手段
１２ デューティ判定部
１３ 位相差判定部
１４ 速度調整部
１５ 切換手段
１７ 圧縮機
２１ 冷蔵庫
２２ モータ駆動装置

Claims (15)

1. 永久磁石を有する回転子と３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータと、直流電圧を交流電圧に変換して前記ブラシレスＤＣモータに電力を供給するインバータとを備え、前記ブラシレスＤＣモータは一定の所定デューティで指示された駆動速度に基づく転流周期で通電する固定子巻線を切換える同期運転を行うと共に、前記固定子巻線の電流の基準位相と転流までの時間を所定の時間差に収束させ安定させることで、ブラシレスＤＣモータの電流位相と電圧位相とが、駆動状態に応じて必然的に定まる位相差を保持して駆動するようにしたモータ駆動装置。
2. 前記ブラシレスＤＣモータの固定子の３相巻線に流れる電流位相の検出は、任意の１相のみとする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記ブラシレスＤＣモータの３相巻線に通電する巻線の切換えは、前記ブラシレスＤＣモータの電流位相を基準とした任意のタイミングで行なう請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記ブラシレスＤＣモータの３相巻線の任意の１相への通電区間を補正することで、前記ブラシレスＤＣモータの電流位相と電圧位相とを所定の位相関係で保持する請求項１から請求項３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
5. 前記ブラシレスＤＣモータの巻線電流の位相は、ゼロクロスポイントを検出する様にした請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
6. 永久磁石を有する回転子と３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータと、直流電圧を交流電圧に変換し前記ブラシレスＤＣモータに電力を供給するインバータと、前記ブラシレスＤＣモータの回転子相対位置を検出する位置検出手段と、前記位置検出手段の信号をもとに前記ブラシレスＤＣモータに通電する巻線を切換える第１転流手段と、前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流の位相を検出する電流位相検出手段と、前記電流位相検出手段で検出した電流位相を基に、前記ブラシレスＤＣモータに通電する巻線を切換える第２転流手段と、前記ブラシレスＤＣモータの負荷の状態を判定する負荷判定手段
   と、前記負荷判定手段により前記インバータから出力する波形を前記第１転流手段もしくは前記第２転流手段のいずれかに切り換える切換手段とを有する請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
7. 前記ブラシレスＤＣモータに流れる電流を検出する電流検出手段を有し、前記電流位相検出手段は前記電流検出手段で検出したブラシレスＤＣモータに流れる電流からブラシレスＤＣモータの相電流の位相を検出する請求項６に記載のモータ駆動装置。
8. 前記電流検出手段は電流センサである請求項７に記載のモータ駆動装置。
9. デューティが最大になったことを判定し前記インバータから出力する波形を、第２転流手段での出力切換える、デューティ判定手段を有する請求項１から請求項８のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
10. 前記位置検出手段の信号と前記第２転流手段の信号との位相差を検出する位相差判定部を有し、位相差が所定値より小さくなくなったときに、前記第１転流手段からの出力に切り換える請求項６から請求項８のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。
11. 前記位相差判定部が検出した、前記位置検出手段の信号と第２転流手段の出力信号との位相差が所定の値より大きくなったときに、前記第２転流手段からの出力周波数を下げる速度調整部とを有する請求項１０に記載するモータ駆動装置。
12. ブラシレスＤＣモータが、回転子の鉄心に永久磁石を埋め込んでなる回転子であり、かつ突極性を有する回転子を有した請求項１から請求項１１のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
13. 前記ブラシレスＤＣモータは圧縮機を駆動する請求項１から請求項１２のいずれか一項記載のモータ駆動装置。
14. 請求項１から請求項１３いずれか一項に記載のモータ駆動装置により駆動されるモータを備えた圧縮機。
15. 請求項１４に記載の圧縮機を備えた冷蔵庫。