JP5403005B2

JP5403005B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP5403005B2
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Inventors: 和弘梅谷
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Description

本発明は、電流の流通経路を開閉する機能である開閉機能を有する第１流通規制要素と、電流の流通方向を規制する機能である整流機能および前記開閉機能の少なくとも一方を有する第２流通規制要素との直列接続体を備えて且つ、前記第１流通規制要素および前記第２流通規制要素の接続点に電力変換用インダクタが接続される電力変換装置に関する。

近年の電子機器の小型化の要求に伴って、電子機器のうち電力を供給する装置である磁気部品を備えて構成される電力変換装置についても小型化が求められている。電力変換装置は、磁気部品等の受動部品がその体格の多くを占めるため、電力変換装置を小型化するためには、受動部品の体格を低減することが要求される。これを実現するためには、スイッチング周波数を上昇させる必要がある一方、これによりスイッチング損失が増加し、電力変換効率が低下するという問題が生じる。ここで、スイッチング損失とは、スイッチング素子のスイッチング状態を切り替える際の電流経路の両端の電位差と電流経路を流れる電流との積の時間積分値によって定量化されるものである。

上記スイッチング損失を低減すべく、従来、例えば下記特許文献１に見られるように、降圧チョッパ回路において、スイッチング素子に並列にダイオードおよびスナバコンデンサの直列接続体を接続するものも提案されている。これにより、スイッチング素子のオフ状態への切り替えに際し、その両端の電圧をスナバコンデンサの充電電圧の変化によって制限することができ、ひいてはスイッチング損失を低減することができる。

特開２００１−１７８１１６号公報

ただし、上記技術では、スイッチング状態のオフ状態への切り替えに際してのスイッチング損失を低減することができるものの、スイッチング状態のオン状態への切り替えに際してのスイッチング損失を低減することはできない。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、電流の流通経路を開閉する機能である開閉機能を有する流通規制要素の開状態と閉状態との切替に際しての損失を好適に低減することのできる新たな電力変換装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

第１の発明は、電流の流通経路を開閉する機能である開閉機能を有する第１流通規制要素と、電流の流通方向を規制する機能である整流機能および前記開閉機能の少なくとも一方を有する第２流通規制要素との直列接続体を備えて且つ、前記第１流通規制要素および前記第２流通規制要素の接続点に電力変換用インダクタが接続される電力変換装置において、前記第１流通規制要素に並列接続されたコンデンサと、前記コンデンサに並列接続されたトランスの１次側コイルおよびサブスイッチと、前記第２流通規制要素に並列接続された前記トランスの２次側コイルと、前記１次側コイルの一対の端子のうち前記電力変換用インダクタ側ではない方の端子と前記２次側コイルの一対の端子のうち前記電力変換用インダクタ側ではない方の端子とを接続する経路内に設けられて且つ低電位側から高電位側への電流の流れを許容して逆方向の電流の流れを禁止する第１サブ規制要素と、前記２次側コイルを備えて前記第２流通規制要素を迂回する経路における電流の流通方向として低電位側から高電位側への方向を許容して逆方向を禁止する第２サブ規制要素と、前記電力変換用インダクタおよび前記コンデンサを接続する経路に流れる電流の流通方向を、前記第１流通規制要素を開状態に切り替える際における電流の流通方向に制限するための第３サブ規制要素とを備えることを特徴とする。

上記発明では、第１流通規制要素を開状態とする際のその両端の電圧の変化をコンデンサの電圧の変化によって制限することができるため、損失を低減することができる。一方、第１流通規制要素を開状態とすることで第２流通規制要素を流れる電流は、サブスイッチをオン操作することで、トランスの１次側コイルや２次側コイルに流れるようになる。このため、第１流通規制要素を閉状態に切り替える際にその電流の流通経路を流れる電流量をトランスによって制限することができる。このため、この際の電力損失をも低減することができる。さらに、コンデンサの充電電荷については、トランスを介して理論的には損失を伴うことなく流出させることができる。

第２の発明は、第１の発明において、前記コンデンサは、容量を可変とするものであることを特徴とする。

第１流通規制要素を開状態に切り替えることで第２流通規制要素に電流を流すためには、第１流通規制要素の両端の電圧を上記直列接続体の両端の電圧に上昇させることが必要である。しかし、第１流通規制要素の両端の電圧は、コンデンサの充電電圧によって制限されている。このため、インダクタを流れる電流が小さい場合、コンデンサの充電電圧の変化速度が低下し、第２流通規制要素に電流を流すまでに要する時間が伸長したり、第１流通規制要素の両端の電圧を上記一対の端子間の電圧まで上昇させることができなくなったりするおそれがある。一方、コンデンサの静電容量を小さくすると、インダクタを流れる電流が大きい場合には、コンデンサの充電電圧の変化速度が過度に大きくなる。このため、第１流通規制要素を開状態に切り替える際のその両端の電圧の上昇速度が大きくなり、ひいては損失の低減効果が低下するおそれがある。

上記発明では、この点に鑑み、静電容量を可変とすることで、インダクタを流れる電流量にかかわらず、電力損失を適切に低減することが可能となる。

第３の発明は、第１または２の発明において、前記トランスの２次側コイルを備えて前記第２流通規制要素を迂回する経路は、サブインダクタを備えることを特徴とする。

上記発明では、トランスを理想に近い変成器とした場合であっても、第１流通規制要素を閉状態に切り替えるに際してその電流の漸増速度を磁気部品（サブインダクタ）によって制限することができる。

第４の発明は、第３の発明において、前記サブインダクタと前記２次側コイルとは、巻線の少なくとも１部を共有化していることを特徴とする。

上記発明では、磁気部品を小型化することが容易となる。

第５の発明は、第４の発明において、前記トランスの１次側コイルおよび２次側コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心を備え、該磁心は、前記１次側コイルのみを鎖交するループ経路、および前記２次側コイルのみを鎖交するループ経路をさらに構成するものであることを特徴とする。

上記発明では、トランスに漏れ磁束を生じさせることで、等価回路がサブインダクタを備えた構成とすることができる。

第６の発明は、第１〜５のいずれかの発明において、前記サブスイッチを、前記第１流通規制要素が開状態である期間においてオン状態に切り替えるサブスイッチ操作手段をさらに備えることを特徴とする。

サブスイッチをオン状態に切り替えると、電力変換用インダクタを流れる電流がトランスの１次側コイルを介してサブスイッチを流れ、ひいては２次側コイルに電流が流れる。このため、第１流通規制要素を閉状態に切り替える際にこれに流入する電流をトランスに流れる電流によって制限することができる。

第７の発明は、第６の発明において、前記サブスイッチをオン状態に維持する期間を、前記電力変換用インダクタを流れる電流量を前記直列接続体の両端の電圧で除算した値が大きいほど長くすることを特徴とする。

第１流通規制要素を閉状態に切り替える際にこれに急激に流入する電流量は、トランスを介して第２流通規制要素を迂回することのない電流量に比例する。そして、この電流量を小さくするためには、電力変換用インダクタに流れる電流が大きいときには迂回する電流も大きくすることが望ましい。一方、迂回する電流量は、サブスイッチのオン時間と、上記直列接続体の両端の電圧との積に比例する。上記発明では、この点に鑑み、電力変換用インダクタを流れる電流量を上記直列接続体の両端の電圧で除算した値が大きくなるほどサブスイッチをオン状態に維持する期間を長くすることで、電力変換用インダクタを流れる電流量にかかわらず、トランスを介して第２流通規制要素を迂回することのない電流量を制限することができる。

第８の発明は、第１〜７のいずれかの発明において、前記第２サブ規制要素は、ダイオードであり、前記第２流通規制要素を迂回する経路に並列且つ前記第２サブ規制要素に直列に、低電位側から高電位側への電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する整流手段が設けられた還流経路をさらに備えることを特徴とする。

上記ダイオードを流れる順方向電流がゼロとなることで、このダイオードにリカバリ電流が流れる。そして、リカバリ電流が流れることで上記迂回する経路に蓄えられたエネルギは、リカバリ電流が減少する際に、大きなサージ電圧となるおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、サージ電圧による電流の流れを許容する整流手段が設けられた還流経路を備えることで、サージ電圧が過大となる事態を好適に抑制することができる。

第９の発明は、第８の発明において、前記還流経路には、高電位側から低電位側へと進む方向を順方向とするツェナーダイオードが備えられることを特徴とする。

上記発明では、電力変換用インダクタを流れる電流が一時的にゼロとなる期間において、トランスの１次側コイルに印加される電圧に応じて２次側コイルに誘起される電圧によって、還流経路を電流が流れることを阻止することができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。同実施形態にかかる磁気部品の構成を示す図。同実施形態にかかる電力変換処理の態様を示す回路図。同実施形態にかかる電力変換処理の態様を示す回路図。同実施形態にかかる電力変換処理の態様を示すタイムチャート。同実施形態にかかる電力変換処理の態様を示す回路図。同実施形態にかかる電力変換処理の態様を示すタイムチャート。第２の実施形態にかかるシステム構成図。同実施形態にかかる容量の変更処理の手順を示す流れ図。第３の実施形態にかかるシステム構成図。第４の実施形態にかかるシステム構成図。第５の実施形態にかかるシステム構成図。第６の実施形態にかかるシステム構成図。上記各実施形態にかかる変形例の磁気部品の構成を示す図。上記各実施形態にかかる変形例を示す回路図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる電力変換装置を車載主機としての電動機１０に電力を供給する電力変換装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。

図示される電動機１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に機械的に連結されている。電動機１０は、インバータ１２およびコンバータＣＶを介して高電圧バッテリ１４および平滑用のコンデンサ１６に接続されている。ここで、コンバータＣＶは、昇圧チョッパ回路においてスイッチング損失を低減するための補助回路を追加したものである。すなわち、コンバータＣＶの主回路は、メインスイッチＭ１およびこれに逆並列接続されたメインダイオードＤｍ１と、メインダイオードＤｍ２との直列接続体を備え、これらの接続点と高電圧バッテリ１４の正極との間にメインインダクタＬｍが接続されるとともに、直列接続体にコンデンサ１８が並列接続されて構成される。ここで、メインスイッチＭ１として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を例示している。これに対し、コンバータＣＶの補助回路は、以下の構成となる。

すなわち、メインスイッチＭ１には、サブダイオードＤｓ３およびコンデンサＣｓの直列接続体が並列接続され、コンデンサＣｓには、トランスＴの１次側コイルＴ１およびサブスイッチＳ１の直列接続体が並列接続されている。ここで、サブスイッチＳ１として、本実施形態では、ＭＯＳ電界効果トランジスタを例示しており、これには寄生ダイオードとして、ダイオードＤｂが逆並列接続されている。

一方、メインダイオードＤｍ２には、サブダイオードＤｓ２、トランスＴの２次側コイルＴ２およびサブインダクタＬｓが並列接続されている。さらに、トランスＴの１次側コイルＴ１とサブインダクタＬｓとの間には、ダイオードＤｓ１が接続されている。

上記トランスＴの２次側コイルＴ２とサブインダクタＬｓとは、図２に示すように、同一の巻線によって構成される。すなわち、トランスＴのコア３０に巻き付けられる２次側コイルＴ２は、サブインダクタＬｓのコア３２に巻き付けられる巻線と同一のものである。また、トランスＴの１次側コイルＴ１の巻数は、トランスＴの２次側コイルＴ２の巻数よりも十分に多くなっている。

先の図１に示す制御装置２０は、高電圧バッテリ１４の端子電圧（例えば百Ｖ以上）よりも低い端子電圧（例えば数〜十数Ｖ）の低電圧バッテリ２２を電源とするものであり、コンバータＣＶの出力電圧を制御すべく、メインスイッチＭ１やサブスイッチＳ１に操作信号ｇｍ，ｇｗを出力する。以下では、制御装置２０によって行なわれるコンバータＣＶの操作について説明する。

図３および図４に、本実施形態にかかるコンバータＣＶの操作態様について、特にメインインダクタＬｍを流れる電流が継続してゼロとはならない場合を示す。

「状態１：図３（ａ）」
メインスイッチＭ１がオン状態とされることで、高電圧バッテリ１４側からの電流がメインインダクタＬｍを介してメインスイッチＭ１に流れ、メインインダクタＬｍに磁気エネルギが蓄えられる状態である。

「状態２：図３（ｂ）」
メインスイッチＭ１をオフ状態に切り替えることで、高電圧バッテリ１４からの電流がメインインダクタＬｍ、サブダイオードＤｓ３を介してコンデンサＣｓに流れる状態である。この際、メインスイッチＭ１の一対の端子（コレクタおよびエミッタ）間の電圧は、コンデンサＣｓの充電電圧の上昇速度によって制限される。このため、メインスイッチＭ１のオフ状態への切替に伴う電力損失は低減される。

「状態３：図３（ｃ）」
コンデンサＣｓの充電電圧がコンバータＣＶの出力電圧（コンデンサ１８の電圧）まで上昇することで、メインインダクタＬｍから出力される電流がメインダイオードＤｍ２を介してコンデンサ１８側に出力される状態である。

「状態４：図３（ｄ）」
メインスイッチＭ１をオン状態に切り替えるに先立ち、サブスイッチＳ１をオン状態に切り替えることで、メインダイオードＤｍ２を流れていた電流をトランスＴの２次側コイルＴ２側に転流させ、メインダイオードＤｍ２に流れていた電流を漸減させるとともに２次側コイルＴ２側を流れる電流を漸増させる状態である。すなわち、サブスイッチＳ１をオン状態に切り替えると、メインインダクタＬｍに流れていた電流の一部がサブダイオードＤｓ３および１次側コイルＴ１を介してサブスイッチＳ１に流れる。そして図示されるように、１次側コイルＴ１にサブダイオードＤｓ３側を正とする電圧が印加される場合に２次側コイルＴ２にサブインダクタＬｓ側を正とする電圧が誘起されるように接続を設定しているため、トランスＴの１次側コイルＴ１に電流が流れることで、トランスＴの２次側コイルＴ２にも電流が流れる。この際の電流は、１次側コイルＴ１の巻数の方が２次側コイルＴ２の巻数よりも多いために、サブスイッチＳ１を流れる電流と比較して十分に大きくなる。この際、トランスＴやサブインダクタＬｓには、磁気エネルギが蓄えられる。

「状態５：図４（ａ）」
ダイオードＤｍ２を流れる電流がゼロとなった後にメインスイッチＭ１をオン状態に切り替えた状態である。メインスイッチＭ１をオン状態に切り替えると、サブインダクタＬｓの電流の漸減に応じて、メインスイッチＭ１に流れる電流が漸増するため、この漸増速度は、サブインダクタＬｓのインダクタンス等によって制限される。これにより、メインスイッチＭ１のオン状態への切り替えに際しての電力損失が低減される。また、メインスイッチＭ１をオン状態に切り替えることで、メインスイッチＭ１およびメインダイオードＤｍ２の接続点の電位が高電圧バッテリ１４の負極電位まで低下するため、コンデンサＣｓの電荷が放電されサブスイッチＳ１に流れるようになる。

上記のように、サブインダクタＬｓは、メインスイッチＭ１を流れる電流の漸増速度を制限する機能を有する。これに対し、サブインダクタＬｓを備えない場合には、トランスＴを理想変成器とすることなく、漏れ磁束を有するように構成することが必要となる。なぜなら、理想変成器の場合、１次側コイルＴ１の電圧と２次側コイルＴ２の電圧との関係は、巻数比によって定まるため、２次側コイルＴ２の電圧をコンバータＣＶの出力電圧まで上昇させることができなくなり、ひいてはメインスイッチＭ１がオン状態となることで電流を２次側コイルＴ２に電流を流すことができなくなるからである。

「状態６：図４（ｂ）」
サブスイッチＳ１をオフ状態に切り替えた状態である。この際、トランスＴに蓄えられた磁気エネルギがサブダイオードＤｓ１を介して放出されるため、コンデンサＣｓの放電が継続される。

「状態７：図４（ｃ）」
メインインダクタＬｍを流れる電流が完全にメインスイッチＭ１を流通する状態である。

「状態８：図４（ｄ）」
コンデンサＣｓの放電が完了されたにもかかわらず、未だトランスＴに磁気エネルギが蓄えられているために、メインインダクタＬｍを流れる電流の一部がトランスＴに流入する状態である。なお、トランスＴに蓄えられた磁気エネルギがゼロとなることで、メインインダクタＬｍの電流は全てメインスイッチＭ１を流れるようになり、状態１に移行する。

なお、状態５〜状態７におけるコンデンサＣｓの放電エネルギは、理論的には無損失で出力端子側に出力され、出力エネルギとして利用されることとなる。

図５に、上記コンバータの操作態様に関するタイムチャートを示す。詳しくは、図５（ａ）に、メインスイッチＭ１の状態の推移を示し、図５（ｂ）に、サブスイッチＳ１の状態の推移を示し、図５（ｃ）に、メインインダクタＬｍを流れる電流の推移を示し、図５（ｄ）に、メインスイッチＭ１を流れる電流の推移を示し、図５（ｅ）に、メインスイッチＭ１の流通経路の両端（コレクタエミッタ間）の電圧の推移を示す。また、５（ｆ）に、コンデンサＣｓの電圧の推移を示し、図５（ｇ）に、サブスイッチＳ１の両端の電圧の推移を示し、図５（ｈ）に、サブスイッチＳ１を流れる電流の推移を示し、図５（ｉ）に、メインダイオードＤｍ２の電流の推移を示し、図５（ｊ）に、トランスＴの１次側コイルＴ１の電流の推移を示し、図５（ｋ）に、トランスＴの２次側コイルＴ２の電流の推移を示す。

図示されるサブスイッチＳ１のオン時間Ｔｏｎは、メインインダクタＬｍの電流量を出力電圧（コンデンサ１８の両端電圧）によって除算した値に比例して長くする。これは、メインスイッチＭ１がオン状態に切り替えられる際にメインダイオードＤｍ２を流れる電流量を極力低減するための設定である。すなわち、メインインダクタＬｍを流れる電流のうちメインダイオードＤｍ２を通ることなくトランスＴを介して出力される量は、サブスイッチＳ１のオン時間Ｔｏｎと出力電圧との積が長くなるほど多くなる。このため、メインインダクタＬｍを流れる電流量を出力電圧で除算した値が大きくなるほどサブスイッチＳ１のオン時間Ｔｏｎを長くすることで、メインスイッチＭ１のオン状態への切り替えに際してメインダイオードＤｍ２に流れる電流を好適に低減する。ちなみに、図５では、メインスイッチＭ１がオン状態に切り替えられた後にサブスイッチＳ１がオフ状態に切り替えられる例が示されているが、この順序は、逆となってもよい。

次に、図６を用いて、本実施形態にかかるコンバータＣＶの操作態様に関し、特にメインインダクタＬｍを流れる電流が有限時間ゼロとなる場合について説明する。

「状態３：図６（ａ）」
ここでは、メインインダクタＬｍを流れる電流がゼロとなった状態を示している。

「状態４：図６（ｂ）」
サブスイッチＳ１をオン状態に切り替えた状態である。これにより、コンデンサＣｓの電荷がトランスＴの１次側コイルＴ１およびサブスイッチＳ１を介して放電されるが、この際、トランスＴの２次側コイルＴ２には電流が流れない。これは、１次側コイルＴ１の巻数よりも２次側コイルＴ２の巻数が小さいために、トランスＴの２次側コイルＴ２に誘起される電圧がコンバータＣＶの出力電圧と比較して小さくなるためである。このため、トランスＴの１次側コイルＴ１はリアクトルとして機能し、コンデンサＣｓの放電エネルギを磁気エネルギとして蓄える。

「状態５：図６（ｃ）」
メインスイッチＭ１をオン状態に切り替えた状態である。この場合、メインスイッチＭ１を流れる電流の漸増速度は、メインインダクタＬｍのインダクタンスによって制限されるため、オン状態への切り替えをゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）として、電力損失を低減できる。

「状態６：図６（ｄ）」
サブスイッチＳ１をオフ状態に切り替えた状態である。これにより、トランスＴに磁気エネルギとして蓄えられていたエネルギは、１次側コイルＴ１およびサブダイオードＤｓ１を介して出力端子へと出力される。これにより、コンデンサＣｓの充電エネルギは、理論的には無損失で出力エネルギとして利用されることとなる。なお、コンデンサＣｓの充電電圧がゼロとなることで状態１に戻る。

図７に、上記コンバータＣＶの操作態様にかかるタイムチャートを示す。なお、図７（ａ）〜図７（ｋ）のそれぞれは、先の図５（ａ）〜図５（ｋ）のそれぞれに対応している。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）メインスイッチＭ１に並列接続されたコンデンサＣｓと、コンデンサＣｓに並列接続されたトランスＴの１次側コイルＴ１およびサブスイッチＳ１と、メインダイオードＤｍ２に並列接続されたトランスＴの２次側コイルＴ２と、サブインダクタＬｓとを備えた。これにより、メインスイッチＭ１をオフ操作する場合には流通経路の両端の電圧の変化をコンデンサＣｓの電圧の変化によって制限することができるため、損失を低減することができる。また、メインスイッチＭ１をオン操作するに際しては、これに流入する電流をサブインダクタＬｓによって制限することができるため、この際の電力損失をも低減することができる。

（２）サブダイオードＤｓ１を備えた。これにより、サブスイッチＳ１がオン状態とされる場合であっても、コンバータＣＶの高電位側の出力端子からサブスイッチＳ１に電流が流れることを回避することができる。

（３）サブダイオードＤｓ２を備えた。これにより、トランスＴの２次側コイルＴ２を介してメインインダクタＬｍにコンバータＣＶの高電位側の出力端子の電圧が印加されることを回避することができる。

（４）サブダイオードＤｓ３を備えた。これにより、コンデンサＣｓの電圧がメインスイッチＭ１へと流出することを回避することができる。

（５）トランスＴの２次側コイルＴ２とサブインダクタＬｓとで、巻線を共有化した。これにより、磁気部品を小型化することが容易となる。

（６）メインスイッチＭ１がオフ状態である期間においてサブスイッチＳ１をオン状態に切り替えた。これにより、メインインダクタＬｍを流れる電流をメインダイオードＤｍ２側からサブインダクタＬｓ側に転流させることができ、ひいてはメインスイッチＭ１のオン状態への切り替えに際してこれに流入する電流を制限することができる。

（７）サブスイッチＳ１をオン状態に維持する期間を、メインインダクタＬｍを流れる電流量を出力電圧によって除算した値が大きいほど長くした。これにより、メインスイッチＭ１をオン状態に切り替えるに際してメインダイオードＤｍ２に流れている電流量を小さくする制御を容易に実現することができる。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記メインインダクタＬｍを流れる電流が大きく変動する場合、先の図１に示した構成によってメインスイッチＭ１をオフ状態に切り替える際の電力損失を適切に低減することは困難となる。すなわち、コンデンサＣｓの容量を小さくすると、メインインダクタＬｍの電流が大きいときに、コンデンサＣｓの充電電圧の変化速度が大きくなり、ひいてはメインスイッチＭ１をオフ状態に切り替える際にその一対の端子間の電圧の上昇速度が大きくなる。一方、コンデンサＣｓの容量を大きくすると、メインインダクタＬｍの電流が小さいときに、コンデンサＣｓの充電電圧がコンバータＣＶの出力電圧に達することができず、電流を出力できなくなる。このように、メインインダクタＬｍを流れる電流が大きく変化する場合には、とり得る電流の全領域において、コンデンサＣｓの静電容量として適切な値を設定することは非常に困難または不可能となる。

そこで本実施形態では、図８に示すように、メインスイッチＭ１に並列接続されるコンデンサの容量を可変とする。図８は、本実施形態にかかるコンバータＣＶの回路構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、メインスイッチＭ１には、サブダイオードＤｓ３を介して、サブスイッチＳｃおよびコンデンサＣｓ２の直列接続体と、コンデンサＣｓ１とが並列接続されている。これにより、サブスイッチＳｃがオン状態となる場合と比較してオフ状態となる場合には、メインスイッチＭ１に並列接続されたコンデンサの容量を減少させることができる。

図９に、上記容量の可変制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置２０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、メインインダクタＬｍを流れる電流量が閾値電流Ｉｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、メインスイッチＭ１に並列接続されるコンデンサの容量を増加させるか否かを判断するためのものである。ここで、閾値電流Ｉｔｈは、メインスイッチＭ１のオフ時間よりも短い時間内に、メインインダクタＬｍの電流によってコンデンサＣｓ１、Ｃｓ２の双方をコンバータＣＶの出力電圧まで充電することのできる条件によって定めればよい。

上記ステップＳ１０において肯定判断される場合、ステップＳ１２においてサブスイッチＳｃをオン操作することで、メインスイッチＭ１に並列接続されるコンデンサの容量を増加させる。一方、ステップＳ１０において否定判断される場合、ステップＳ１４においてサブスイッチＳｃをオフ操作することで、メインスイッチＭ１に並列接続されるコンデンサの容量を減少させる。

なお、上記ステップＳ１２、Ｓ１４の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、上記第１の実施形態の上記（１）〜（７）の各効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。

（８）メインスイッチＭ１に並列接続されるコンデンサの容量を可変とした。これにより、メインインダクタＬｍを流れる電流が大きく変動する場合であっても、メインスイッチＭ１のオフ状態への切り替えに際してその一対の端子（コレクタおよびエミッタ）間の電圧の上昇速度を適切に制限することができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０は、本実施形態にかかるコンバータＣＶの回路構成を示す。なお、図１０において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、降圧チョッパ回路に上記第１の実施形態の補助回路を追加した。すなわち、降圧チョッパ回路では、高電圧バッテリ１４およびコンデンサ１８に、メインスイッチＭ２とメインダイオードＤｍ１との直列接続体が並列接続されており、これらメインスイッチＭ２とメインダイオードＤｍ１との接続点には、メインインダクタＬｍを介してコンデンサ１６が接続されている。ちなみに、メインスイッチＭ２には、メインダイオードＤｍ２が逆並列接続されている。

一方、補助回路においては、サブダイオードＤｓ２，Ｄｓ３を、メインスイッチＭ２およびメインダイオードＤｍ１の接続点側にカソードがくるように接続する。また、サブダイオードＤｓ１を、サブスイッチＳ１側にカソードがくるように接続する。

こうした構成において、メインスイッチＭ２のオン・オフ操作によって、高電圧バッテリ１４の電圧を降圧してコンデンサ１６側に出力することができる。この際、メインスイッチＭ２をオフ状態に切り替える際のメインスイッチＭ２の両端の電圧の上昇速度は、コンデンサＣｓの充電電圧の上昇速度によって制限される。また、メインスイッチＭ２がオフ状態とされてからサブスイッチＳ１をオン状態に切り替えることで、メインダイオードＤｍ１を流れる電流をサブインダクタＬｓやトランスＴ側に転流させることができる。このため、メインスイッチＭ２をオン状態に切り替える際のメインスイッチＭ２の電流の漸増速度を、サブインダクタＬｓのインダクタンスによって制限することができる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１は、本実施形態にかかるコンバータＣＶの回路構成を示す。なお、図１１において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、双方向の昇圧チョッパ回路に補助回路を追加した。ここで、双方向の昇圧チョッパ回路は、先の図１に示した昇圧チョッパ回路において、メインスイッチＭ２を追加することで構成される。また、補助回路は、メインスイッチＭ１、Ｍ２のそれぞれに対応して備えられる。

ここで、高電圧バッテリ１４からコンデンサ１８に電流を出力する昇圧動作に際しては、メインスイッチＭ１に並列接続されるコンデンサＣｓを備える側の追加回路を動作させればよい。また、コンデンサ１８から高電圧バッテリ１４に電流を出力する降圧動作に際しては、メインスイッチＭ２に並列接続されるコンデンサＣｓを備える側の追加回路を動作させればよい。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２は、本実施形態にかかるコンバータＣＶの回路構成を示す。なお、図１２において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態にかかるコンバータＣＶは、反転昇降圧チョッパ回路に、補助回路を追加したものである。

すなわち、反転昇降圧チョッパ回路は、高電圧バッテリ１４の正極およびコンデンサ１８間に接続されるメインスイッチＭ１およびメインダイオードＤｍ２の直列接続体と、メインスイッチＭ１およびメインダイオードＤｍ２の接続点と高電圧バッテリ１４の負極との間を接続するメインインダクタＬｍとを備える。なお、メインスイッチＭ１には、メインダイオードＤｍ１が逆並列接続されている。

また、補助回路においては、サブダイオードＤｓ２，Ｄｓ３を、メインスイッチＭ１およびメインダイオードＤｍ２の接続点側がカソードとなるように接続する。また、サブダイオードＤｓ１を、コンデンサ１８側からサブスイッチＳ１側に進む方向を順方向とするように接続する。

こうした構成において、メインスイッチＭ１をオフ状態に切り替える際のその両端の電圧の上昇速度は、コンデンサＣｓの充電電圧の上昇速度によって制限される。また、メインスイッチＭ１がオフ状態とされる期間において、サブスイッチＳ１をオン状態に切り替えることで、メインダイオードＤｍ２を流れていた電流をサブインダクタＬｓ側に転流させることができる。このため、メインスイッチＭ１をオン状態に切り替える際にメインスイッチＭ１を流れる電流の増加速度は、サブインダクタＬｓのインダクタンスによって制限される。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１３に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１３において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、トランスＴの２次側コイルＴ２およびサブインダクタＬｓに並列に、ダイオードＤｓａおよびツェナーダイオードＤｚが設けられた還流経路を接続する。ここで、ダイオードＤｓａは、低電位側から高電位側へと進む方向を順方向とするものである。一方、ツェナーダイオードＤｚは、ダイオードＤｓａとは逆方向を順方向とするものである。

この還流経路は、サブダイオードＤｓ２のリカバリ電流がサブインダクタＬｓに蓄えられることによって生じるサージ電圧を抑制するためのものである。すなわち、先の図４（ｂ）に示した状態６においてサブインダクタＬｓを流れていた電流がゼロとなる状態７の初期において、サブダイオードＤｓ２にリカバリ電流が流れる。リカバリ電流は漸増した後漸減するものであり、漸増期間においては、サブインダクタＬｓにコンデンサ１８の正極側を正とする電圧が印加されるため、サブダイオードＤｓ２のカソード側の電位が高くなることはない。これに対し、漸減期間においては、サブインダクタＬｓにコンデンサ１８の正極側を負とする電圧が印加されるため、サブダイオードＤｓ２のカソード側の電位が大きく上昇しうる。

この点、上記リカバリ電流の漸減期間においてサブインダクタＬｓに誘起される電圧によってダイオードＤｓａに順方向電流が流れることで、サージ電圧を抑制することができる。

ここで、ダイオードＤｓａは、先の図３（ｄ）に示した状態４、先の図４（ａ）に示した状態５、および先の図４（ｂ）に示した状態６において、サブダイオードＤｓ２、２次側コイルＴ２、およびサブインダクタＬｓを流れる電流や、サブダイオードＤｓ１を流れる電流が還流経路を流れることを回避する手段である。これにより、高電圧バッテリ１４から出力された電気エネルギや、コンデンサＣｓに蓄えられた電気エネルギを、還流経路において熱エネルギとして消費することなく、コンデンサ１８に出力することができる。

一方、ツェナーダイオードＤｚは、先の図６（ｄ）に示した状態６において、１次側コイルＴ１に印加される電圧に応じて２次側コイルＴ２に誘起される電圧によって、還流経路に電流が流れる事態を回避する手段である。これにより、コンデンサＣｓに蓄えられた電気エネルギを、還流経路において熱エネルギとして消費することなく、コンデンサ１８に出力することができる。

上記ツェナーダイオードＤｚのブレークダウン電圧は、１次側コイルＴ１のターン数Ｎ１と２次側コイルＴ２のターン数Ｎ２と、コンデンサ１８の電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）とを用いて、「Ｎ２・Ｖｏｕｔ／Ｎ１」よりも大きくなるように設定されている。これは、先の図６（ｄ）に示した状態６において１次側コイルＴ１に印加される電圧が出力電圧Ｖｏｕｔ以下であることから、２次側コイルＴ２に誘起される電圧が、「Ｎ２・Ｖｏｕｔ／Ｎ１」以下となることによる。

なお、ツェナーダイオードＤｚを備えることで、サブダイオードＤｓ２のリカバリ電流の漸減期間におけるサージ電圧は、ツェナーダイオードＤｚのブレークダウン電圧にクランプされる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「コンデンサの容量の可変手法について」
コンデンサの並列数を可変とするものに限らず、直列数を可変とするものであってもよい。

「第１サブ規制要素について」
１次側コイルＴ１のうちメインインダクタＬｍ側ではない方の端子と、２次側コイルＴ２のうちメインインダクタＬｍ側ではない方の端子とを接続する経路内に設けられる第１サブ規制要素としては、サブダイオードＤｓ１に限らない。例えば、サイリスタであってもよい。ただし、この場合、状態６〜８においてオン操作する。

「第２サブ規制要素について」
２次側コイルＴ２を介した電流の流通方向として低電位側から高電位側への方向を許容して逆方向を禁止する第２サブ規制要素の配置箇所としては、上記各実施形態におけるサブダイオードＤｓ２の配置箇所に限らない。例えば、先の図１に示した構成において、サブインダクタＬｓおよびサブダイオードＤｓ１の接続点とサブインダクタＬｓとの間や、サブインダクタＬｓと２次側コイルＴ２との間に接続してもよい。また例えば、先の図１０に示した構成において、サブインダクタＬｓおよびサブダイオードＤｓ１の接続点とサブインダクタＬｓとの間や、サブインダクタＬｓと２次側コイルＴ２との間に接続してもよい。

「第３サブ規制要素について」
メインインダクタＬｍおよびコンデンサＣｓを接続する経路に流れる電流の流通方向をメインスイッチＭ１をオフ状態に切り替える際における流通方向に制限するための第３サブ規制要素としては、ダイオードＤｓ３に限らない。例えばＭＯＳ電界効果トランジスタ等のスイッチング素子であってもよい。この場合、逆方向に電流が流れうる期間においてスイッチング素子をオフ状態とすればよい。

また、サブダイオードＤｓ３の配置箇所としては、上記各実施形態において例示したものに限らない。例えば先の図１におけるサブダイオードＤｓ３については、コンデンサＣｓの両端に１次側コイルＴ１およびサブスイッチＳ１の直列接続体の両端が接続され、コンデンサ１６がサブダイオードＤｓ３を介すことなくメインスイッチＭ１に接続されて且つ、コンデンサ１８がサブダイオードＤｓ３を介すことなくメインスイッチＭ１およびメインダイオードＤｍ２の直列接続体に接続されるとの条件下、メインスイッチＭ１およびコンデンサＣｓによって構成されるループ経路上に任意の配置してよい。図１５（ａ）にサブダイオードＤｓ３の配置の一例を示す。なお、この場合、コンデンサＣｓの放電終了までサブスイッチＳ１のオン状態を継続することが望ましい。また、先の図１０の配置に代えて、図１５（ｂ）のように配置してもよい。さらに、先の図１２の配置に代えて、図１５（ｃ）の配置としてもよい。

「サブスイッチのオン期間について」
サブスイッチのオン期間としては、メインインダクタＬｍに流れる電流量を出力電圧によって除算した値に比例して設定されるものに限らない。例えば固定値としてもよい。

「メインスイッチのオン状態への切り替えタイミングについて」
メインスイッチＭ１のオン状態への切り替えタイミングとしては、メインダイオードＤｍ２に流れる電流がゼロとなったタイミング以降に限らない。メインダイオードＤｍ２に流れる電流の一部でもトランスＴ側に転流させた状態なら、転流させることがない場合と比較して、メインスイッチＭ１のオン状態への切り替えに際しての損失を低減することはできる。

「トランスとサブインダクタとについて」
先の図２に示したコア３０に対する２次巻線の巻数と、コア３２に対する巻数とを相違させてもよい。また、巻線を共有しなくてもよい。

また、２次側コイルＴ２とサブインダクタＬｓとの接続についても上記各実施形態において例示したものに限らない。例えば先の図１に示した構成において、サブインダクタＬｓをサブダイオードＤｓ２と２次側コイルＴ２との間に接続してもよい。

トランスを理想変成器とすることなく、例えば、等価回路として、２次側コイルにインダクタが直列接続されるものとすることができるなら、実在する部品としてのサブインダクタを備えなくてもよい。

図１４に、こうしたトランスを例示する。図１４（ａ）は、トロイダルコア（コア３０）が１次側コイルＴ１および２次側コイルＴ２を鎖交する構成であって且つ、コア３０にギャップＧを備える例である。ここで、ギャップＧは、たとえばコア３０よりも透磁率が低い部材をコア３０の間に挟み込むことで形成すればよい。この場合、１次側コイルＴ１や２次側コイルＴ２を一対の部材に分割されたコア３０に巻いた後に、これらを結合させることが容易となるため、コア３０への１次側コイルＴ１および２次側コイルＴ２の取りつけ処理が容易となる。なお、この構成の場合、ギャップＧによって１次側コイルＴ１と２次側コイルＴ２との磁気結合が弱められるため、漏れ磁束が多くなり、２次側コイルＴ２の漏れ磁束がサブインダクタとして機能する。

図１４（ｂ）は、ＥＥコア（コア３０）の３つの足３１のうちの２つのそれぞれが１次側コイルＴ１および２次側コイルＴ２のそれぞれを鎖交する例である。この場合、コア３０は、１次側コイルＴ１，Ｔ２の双方を鎖交するループ経路以外に、１次側コイルＴ１のみを鎖交するループ経路と、２次側コイルＴ２のみを鎖交するループ経路とを備える。なお、コア３０は、ギャップを備えるようにしてもよい。なお、この構成の場合、２次側コイルＴ２のみを鎖交するループ経路がサブインダクタとして機能する。

図１４（ｃ）も、１次側コイルＴ１および２次側コイルＴ２の双方を鎖交するループ経路以外に、１次側コイルＴ１のみを鎖交するループ経路と、２次側コイルＴ２のみを鎖交するループ経路とを備える例である。ただし、ここでは、１次側コイルＴ１のみを鎖交するループ経路と、２次側コイルＴ２のみを鎖交するループ経路との一部が、１次側コイルＴ１および２次側コイルＴ２を挟む位置に配置されている。これにより、コア３０のうち１次側コイルＴ１および２次側コイルＴ２を挟む部分が磁気シールドとして機能するため、他の部品にトランスＴの電磁ノイズが影響を与える事態を好適に抑制することができる。

「還流経路について」
２次側コイルＴ２に並列接続されるものに限らない。たとえば先の図１に示す構成において、サブダイオードＤｓ２が２次側コイルＴ２とサブインダクタＬｓとの間に配置される場合、還流経路としては、２次側コイルＴ２に直列且つサブインダクタＬｓに並列に接続することが望ましい。

また、還流経路を、先の図１０〜図１２に示す２次側コイルＴ２およびサブインダクタＬｓに並列に接続してもよい。

「ツェナーダイオードＤｚについて」
先の図６（ｄ）に示した状態６において、コンデンサＣｓに蓄えられたエネルギが還流経路を流れることで損失となることを無視するなら、これを備えなくてもよい。

「電力変換用インダクタについて」
電力変換用インダクタとしては、電力変換装置に搭載されるものに限らない。例えば電力変換装置がインバータを備えて且つ、インバータのスイッチング素子のスイッチング状態の切り替えに伴う損失を低減すべく補助回路を備える場合、電力変換用インダクタを、インバータに接続されるモータのインダクタとしてもよい。

「第１流通規制要素について」
電流の流通経路を開閉する機能である開閉機能を有する第１流通規制要素としては、ＩＧＢＴに限らない。例えばＭＯＳ電界効果トランジスタであってもよい。

「第２流通規制要素について」
整流機能および開閉機能の少なくとも一方を有する第２流通規制要素としては、ＩＧＢＴに逆並列接続されたダイオードを備えるものに限らない。例えば、パワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等、整流機能を寄生ダイオードによって実現するものであってもよい。

「サブスイッチについて」
サブスイッチとしては、ＭＯＳ電界効果トランジスタに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。

「電力変換装置について」
電力変換装置としては、ＤＣＤＣコンバータに限らない。例えば直流交流変換回路（インバータ）であってもよい。

また、電力変換装置としては、車載主機と高電圧バッテリ１４との間の電力の授受を仲介するものに限らない。例えば、車載パワーステアリングに搭載される電動機とバッテリとの間の電力の授受を仲介するものであってもよい。もっとも、車載機器に限らず、例えば建物に備えられる無停電電源装置（ＵＰＳ）等であってもよい。

１０…電動機、１２…インバータ、１４…高電圧バッテリ、Ｍ１…メインスイッチ、Ｄｍ２…メインダイオード、Ｃｓ…コンデンサ、Ｔ…トランス、Ｌｓ…サブインダクタ、Ｓ１…サブスイッチ。

Claims

電流の流通経路を開閉する機能である開閉機能を有する第１流通規制要素と、電流の流通方向を規制する機能である整流機能および前記開閉機能の少なくとも一方を有する第２流通規制要素との直列接続体を備えて且つ、前記第１流通規制要素および前記第２流通規制要素の接続点に電力変換用インダクタが接続される電力変換装置において、
前記第１流通規制要素に並列接続されたコンデンサと、
前記コンデンサに並列接続されたトランスの１次側コイルおよびサブスイッチと、
前記第２流通規制要素に並列接続された前記トランスの２次側コイルと、
前記１次側コイルの一対の端子のうち前記電力変換用インダクタ側ではない方の端子と前記２次側コイルの一対の端子のうち前記電力変換用インダクタ側ではない方の端子とを接続する経路内に設けられて且つ低電位側から高電位側への電流の流れを許容して逆方向の電流の流れを禁止する第１サブ規制要素と、
前記２次側コイルを備えて前記第２流通規制要素を迂回する経路における電流の流通方向として低電位側から高電位側への方向を許容して逆方向を禁止する第２サブ規制要素と、
前記電力変換用インダクタおよび前記コンデンサを接続する経路に流れる電流の流通方向を、前記第１流通規制要素を開状態に切り替える際における電流の流通方向に制限するための第３サブ規制要素と、を備え、
前記トランスの１次側コイルの巻数は、前記トランスの２次側コイルの巻数よりも多いことを特徴とする電力変換装置。
前記コンデンサは、容量を可変とするものであることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
前記トランスの２次側コイルを備えて前記第２流通規制要素を迂回する経路は、サブインダクタを備えることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
前記サブインダクタと前記２次側コイルとは、巻線の少なくとも１部を共有化していることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
前記トランスの１次側コイルおよび２次側コイルの双方を鎖交するループ経路を構成する磁心を備え、
該磁心は、前記１次側コイルのみを鎖交するループ経路、および前記２次側コイルのみを鎖交するループ経路をさらに構成するものであることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
前記サブスイッチを、前記第１流通規制要素が開状態である期間においてオン状態に切り替えるサブスイッチ操作手段をさらに備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記サブスイッチをオン状態に維持する期間を、前記電力変換用インダクタを流れる電流量を前記直列接続体の両端の電圧で除算した値が大きいほど長くすることを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
前記第２サブ規制要素は、ダイオードであり、
前記第２流通規制要素を迂回する経路に並列且つ前記第２サブ規制要素に直列に、低電位側から高電位側への電流の流れを許容して且つ逆方向の電流の流れを阻止する整流手段が設けられた還流経路をさらに備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
前記還流経路には、高電位側から低電位側へと進む方向を順方向とするツェナーダイオードが備えられることを特徴とする請求項８記載の電力変換装置。