JP4794009B2 - Ａｃリンク双方向ｄｃ−ｄｃコンバータとそれを用いたハイブリッド電源システムおよびハイブリッド車両 - Google Patents

Description

本発明は、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータとそれを用いたハイブリッド電源システムおよびハイブリッド車両に関するものである。

電気自動車の場合、発進時、加速時、減速時、停止時、登坂時等において、モータ等の電動装置に対する負荷が大幅に、急激に、しかも頻繁に変動する。そのため、電動装置を駆動するために電気自動車に搭載された電池は、一定負荷の条件で使用した場合よりも容量が小さくなり、かつ寿命が短くなってしまう。

上記欠点を補うために、後掲する特許文献１に述べられているように、電気自動車の電源装置を、主電源用の電池と、副電源用の電池またはキャパシタとを組み合わせて構成し、上記した電動装置に対する負荷の大幅、急激、かつ頻繁な変動をこの副電源に負担させることで、主電源用の電池の負荷変動をできるだけ一定の範囲内に抑えるようにしている。

上記電源システムの場合、減速・制動時には電動装置の運動エネルギーを副電源に電力として回収することができ、また、必要に応じて回収した電力を電動装置側に供給できる。副電源に電動装置側から電力を回収する動作を回生モードといい、副電源側から電動装置側に電力を供給する動作を力行モードという。このような動作を行う電源システムをハイブリッド電源システムという。また、このようなハイブリッド電源システムを搭載した電気自動車をハイブリッド車両という。

図１２は、従来技術の代表的な電気自動車用ハイブリッド電源システムを説明するための図である。

同図１２において、ハイブリッド電源システム１は、主電源１０と電動装置２０と副電源３０とで構成されている。

主電源１０は、エンジン１１と発電機１２とインバータ１３とからなる。電動装置２０は、インバータ２１とモータ２２とからなる。インバータ１３とインバータ２１とが正極ライン１４と負極ライン１５を介して接続される。正極ライン１４と負極ライン１５との間には電圧Ｖ０が印加される。以下においては、特に誤解のないかぎり、主電源１０と電動装置２０と正負極ライン１４、１５とで構成される部分を単に主電源１０ということにする。

副電源３０は、双方向昇圧チョッパ３１とエネルギー蓄積装置３２（これ以降バッテリ３２として説明する）とからなる。本願発明でいう「双方向」とは、正負極ライン１４、１５を介して、副電源３０から主電源１０へ、あるいは主電源１０から副電源３０へ電力を可逆的に伝送することをいう。

双方向昇圧チョッパ３１は、２個の半導体スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２とインダクタンスＬを有するインダクタ３５とからなる。半導体スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２は、ＩＧＢＴおよび内部素子または外部素子として並列に接続された逆並列ダイオードで構成されるものである。あとの説明の便宜のために、ＩＧＢＴをＴｒ、逆並列ダイオードをＤとする。たとえば、Ｔｒ１は半導体スイッチング素子Ｓ１のＩＧＢＴを意味し、Ｄ１は半導体スイッチング素子Ｓ１の逆並列ダイオードを意味する。

半導体スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２は、接続点ａで直列に接続され、接続点ａにインダクタ３５の一端が接続される。半導体スイッチング素子Ｓ１の負極端子ｂは負極ライン１５と接続され、半導体スイッチング素子Ｓ２の正極端子ｃは正極ライン１４と接続される。また、バッテリ３２の正極側がインダクタ３５の他端と接続され、バッテリ３２の負極側と負極ライン１５が接続される。すなわち、バッテリ３２と主電源１０は同極性になるように並列に接続される。

双方向昇圧チョッパ３１により、バッテリ３２の電力を一時的にインダクタ３５に蓄積し、次にその蓄積電力を主電源１０に伝送できるとともに、反対に主電源１０の電力をバッテリ３２に伝送できる。

電気自動車では、主電源１０の電圧Ｖ０は一般的に、６００Ｖ程度の高電圧に維持される。一方、副電源３０のバッテリ３２の電圧Ｖ１は３００Ｖ程度の低電圧である。また、双方向昇圧チョッパ３１を流れる最大電流は６００Ａ程度（バッテリ電圧３００Vおよび伝送電力１２０ｋWでリップル率５０％とした場合）である。

上記構成のハイブリッド電源システム１により、回生モードの場合、主電源１０の運動エネルギーを低電圧電力に変換して、副電源３０のバッテリ３２に充電しておくことができる。また、力行モードの場合、副電源３０のバッテリ３２の蓄電力を高電圧電力に変換して主電源１０に供給することができる。

すなわちハイブリッド電源システム１によれば、電動装置２０の負荷が大幅、急激、かつ頻繁に変動したとしても、副電源３０から主電源１０の電力容量を補う電力供給を行うことができる。これにより、電動装置２０を一定の高電圧範囲内で効率よく駆動することができる。

しかしながら、ハイブリッド電源システム１には以下の４つの問題がある。

（１）素子の電圧定格が高い
双方向昇圧チョッパ３１に使用する半導体スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の電圧定格が高い。主電源１０の電圧Ｖ０を６００Ｖ程度とすると、安全性を考慮して１２００Ｖ定格の半導体スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が必要である。

（２）素子の電流定格が高い
バッテリ３２から流れる電流（ピーク値約６００Ａ）が双方向昇圧チョッパ３１の半導体スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のＩＧＢＴおよび逆並列ダイオードをそれぞれ流れる。そのため、約６００Ａの高い電流定格の半導体スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が必要である。また、それに相俟ってインダクタ３５が巨大になる。

（３）電力損失が大きい
双方向昇圧チョッパ３１に使用する半導体スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の何れかの逆並列ダイオードが導通している状態で他方の半導体スイッチング素子のＩＧＢＴをターンオンするハードスイッチングであるため、ターンオン損失および逆並列ダイオードの逆回復損失が発生し、さらに電圧定格の高い半導体スイッチ素子は導通損失およびスイッチング損失も大きく、インバータ回路の電圧が高いことと相俟って電力変換効率が低下する。

（４）小型化・低コストが困難
インダクタ３５を流れる電流は直流電流であり、鉄心（コア）のＢ−Ｈカーブの半分の領域しか使用されない。また、インダクタ３５を流れる直流電流そのものが励磁電流となるため、コアギャップを必要とする。これにより大きなインダクタンスを得るためにコア断面積を増大する必要がある。

コア断面積の大きなコアは高価であり、また小型・軽量化が困難である。そこで、磁気部分を交流駆動化するハイブリッド電源システムが知られている。

図１３は、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたハイブリッド電源システムの図である。

同図１３において、ハイブリッド電源システム２は、主電源１０（電圧Ｖ０：約６００Ｖ）と副電源４０からなり、副電源４０は、インバータ４１とインバータ４２とを変圧器４３（ここでは巻線比１対２）でリンクさせたＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４４およびエネルギー蓄積装置４６（これ以降キャパシタ４６として説明する。電圧Ｖ１：定格時３００Ｖ）とで構成されている。

インバータ４１は、４個の半導体スイッチング素子Ｓ１、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ２からなる。各半導体スイッチング素子は、図１２と同様に、ＩＧＢＴおよび逆並列ダイオードで構成される。

図において、インバータ４１の左側の半導体スイッチング素子（Ｓ１、Ｓ２）の組は直列に接続され、半導体スイッチング素子Ｓ１の正極側がキャパシタ４６の正極側に接続され、半導体スイッチング素子Ｓ２の負極側がキャパシタ４６の負極側に接続される。

一方、右側の半導体スイッチング素子（Ｓ２、Ｓ１）の組は直列に接続され、半導体スイッチング素子Ｓ２の正極側がキャパシタ４６の正極側に接続され、半導体スイッチング素子Ｓ１の負極側がキャパシタ４６の負極側に接続される。

半導体スイッチング素子（Ｓ１、Ｓ１）の組と半導体スイッチング素子（Ｓ２、Ｓ２）の組は交互にオン・オフされる。

インバータ４２は、インバータ４１と同様に、４個の半導体スイッチング素子Ｓ２１、Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２２からなる。半導体スイッチング素子は、図１２と同様に、ＩＧＢＴおよび逆並列ダイオードで構成される。

図において、左側の半導体スイッチング素子（Ｓ２１、Ｓ２２）の組は直列に接続され、半導体スイッチング素子Ｓ２１の正極側が主電源１０の正極側に接続され、半導体スイッチング素子Ｓ２２の負極側が主電源１０の負極側に接続される。

一方、右側の半導体スイッチング素子（Ｓ２２、Ｓ２１）の組は直列に接続され、半導体スイッチング素子Ｓ２２の正極側が主電源１０の正極側に接続され、半導体スイッチング素子Ｓ２１の負極側が主電源１０の負極側に接続される。

半導体スイッチング素子（Ｓ２１、Ｓ２１）の組と半導体スイッチング素子（Ｓ２２、Ｓ２２）の組は交互にオン・オフされる。

インバータ４１の交流端子ｄ１と交流端子ｄ２とは、図１３に示すように、１対２の巻線比の変圧器４３のコイル４４を介して接続され、インバータ４２の交流端子ｅ１と交流端子ｅ２とは変圧器４３のコイル４５を介して接続される。

変圧器４３は一定値Ｌの漏れインダクタンスを有しており、漏れインダクタンスＬに一時的に蓄積させた電力を、インバータの高速スイッチング制御により、副電源４０あるいは主電源１０へ伝送する。

具体的には、力行モード（キャパシタ４６から主電源１０への電力伝送時）の場合、インバータ４１の位相をインバータ４２に対し進み位相とする。その際、変圧器４３を介して、インバータ４１はＶ１の約２倍の高電圧の電力を主電源１０に伝送する。

回生モード（主電源１０からキャパシタ４６への電力伝送時）の場合、インバータ４１の位相をインバータ４２に対し遅れ位相とする。その際、変圧器４３を介して、主電源１０はＶ０の略半分の低電圧の電力をキャパシタ４６に伝送する。
特開平１１−１４６５６６号公報

上記したＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４４の場合、鉄心（コア）を交流駆動することにより小型・軽量にすることができる。半導体スイッチング素子の電圧と電流が零のときにターンオンスイッチングを行うことにより、スイッチング損失を低減することができる。すなわち、（３）、（４）の問題が解決される。

しかしながら、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４４では、インバータ４２の半導体スイッチング素子Ｓ２１、Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２２には主電源１０の電圧Ｖ０が印加されるため、安全を考慮してインバータ４２の各半導体スイッチング素子の電圧定格は１２００Ｖ程度必要である。

また、たとえば力行モードにおいて、キャパシタ４６の正極側から流れる電流ｉＤ１（ピーク値約６００Ａ）は、半導体スイッチング素子Ｓ１、Ｓ１（またはＳ２、Ｓ２）と変圧器４３を通りキャパシタ４６の負極側に流れるため、インバータ４１の各半導体スイッチング素子および変圧器には約６００Ａの電流を流す必要がある。双方向性の回路であるため、回生モードにおいても事情は同様である。すなわち、（１）の問題および（２）の問題が解決されない。

以上のように、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４４を用いたハイブリッド電源システム２は、図１２に示す双方向昇圧チョッパ３１を用いたハイブリッド電源システム１に対して回路が複雑になるだけで利点がない。

そこで、本願発明は、上記問題点に鑑み、電圧および電流定格が小さく、かつ、スイッチング損失の少ない小型軽量・低コストのＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。また、そのＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたハイブリッド電源システムとハイブリッド車両を提供することを目的とする。

以上のような目的を達成するために、第１発明は、２つの電圧形インバータの直流端子が加極性になるように直列に接続され、前記各電圧形インバータの複数の交流端子が変圧器に接続され、前記変圧器を介して前記２つの電圧形インバータが相互にＡＣリンクされるＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの直流端子間に印加された外部電圧は、前記各電圧形インバータにより分圧されることを特徴としている。
第２発明は、第１発明において、前記各電圧形インバータによる分圧は、一方の電圧型インバータの正極直流端子と他方の電圧型インバータの負極直流端子とを接続することを特徴とする。

第１発明および第２発明によれば、図１に示すように、ハイブリッド電源システム３に適用した場合、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４において、インバータ５１の正極直流端子ｌ１およびインバータ５２の負極直流端子ｌ２が加極性になるように直列に接続されるため、主電源１０の電圧Ｖ０は、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４を構成するインバータ５１およびインバータ５２に分圧されることになる。

第３発明は、第１発明または第２発明において、前記電圧形インバータを制御するに際して、前記変圧器の漏れインダクタンスが用いられることを特徴としている。
第４発明は、第３発明において、前記変圧器の漏れインダクタンスは、前記変圧器の一次コイルと二次コイルとの間隙を調整して作り出すことを特徴とする。

第３発明によれば、図１に示すように、ハイブリッド電源システム３に適用した場合、変圧器５３が漏れインダクタンスＬを有することにより、コイル５７の漏れインダクタンス（Ｌ/２）およびコイル５８の漏れインダクタンス（Ｌ/２）に所定の電力をそれぞれ蓄積することができる。
第４発明によれば、コイル５７とコイル５８の間隔を調整することにより、ハイブリッド電源システム３に必要とする漏れインダクタンスを適宜設定することができる。
第３発明および第４発明では、当然のことながら漏れインダクタンスだけに頼らず、外部にインダクタンスを付加することもできることは言うまでもない。

第５発明は、第１発明乃至第４発明において、前記電圧形インバータの分圧比に応じて前記変圧器の巻線比を設定することを特徴としている。

第５発明によれば、図１に示すように、ハイブリッド電源システム３に適用した場合、たとえばコイル５７およびコイル５８の巻線比を１対２とすることで、コイル５７で発生する電圧とコイル５８で発生させる電圧の電圧比を１対２とすることができる。

第６発明は、第１発明乃至第５発明において、前記電圧形インバータの制御は、位相差制御により行われることを特徴としている。

第６発明によれば、位相差制御を用いることにより、図２および図３に示すようなコイル５７の電圧・電流パターンとコイル５８の電圧・電流パターンを、高速にしかも容易に制御することができる。

第７発明は、第６発明において、周波数制御を伴うことを特徴としている。

第７発明によれば、位相差制御に加え、変圧器５３の磁気飽和を来たさない範囲で周波数を変えることにより、コイル５７の電圧・電流パターンとコイル５８の電圧・電流パターンを、高速にしかも容易に制御することができる。

第８発明は、エンジン発電機の主電源とエネルギー蓄積装置が、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを介して同極性になるように並列に接続され、前記主電源の電力によりインバータおよびモータからなる電動装置が駆動されるハイブリッド電源システムにおいて、
前記ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、２つの電圧形インバータの直流端子が加極性になるように直列に接続され、前記各電圧形インバータの複数の交流端子が変圧器に接続され、前記変圧器を介して前記２つの電圧型インバータが相互にＡＣリンクされたＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであり、前記エネルギー蓄積装置は、前記ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの負極直流端子側の電圧形インバータの直列端子間に並列接続され、前記ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの高圧側の直流端子間に印加された前記主電源の電圧は前記各電圧形インバータにより分圧されることを特徴としている。図１ではインバータ５１と５２の双方にエネルギー蓄積装置が接続されているが、何れか一方はサージ吸収を目的とした小容量のキャパシタでよい。

第８発明によれば、図１に示すように、インバータ５１の正極直流端子ｌ１およびインバータ５２の負極直流端子ｌ２が直列に接続され、インバータ５１の交流端子ｍ１と交流端子ｍ２とがコイル５７を介して接続され、インバータ５２の交流端子ｎ１と交流端子ｎ２とがコイル５８を介して接続される。そのため、インバータ５１とインバータ５２はＡＣリンクされるとともに、主電源１０の電圧はインバータ５１とインバータ５２により分圧される。

第９発明は、第８発明において、前記電圧形インバータを制御するに際して、前記変圧器の漏れインダクタンスが用いられることを特徴としている。ここで、当然のことながら漏れインダクタンスだけに頼らず、外部にインダクタンスを付加することもできることは言うまでもない。

第９発明によれば、図１に示すように、ハイブリッド電源システム３に適用した場合、変圧器５３が漏れインダクタンスＬを有することにより、コイル５７の漏れインダクタンス（Ｌ/２）およびコイル５８の漏れインダクタンス（Ｌ/２）に所定の電力をそれぞれ蓄積することができる。

第１０発明は、第８発明または第９発明において、前記電圧形インバータの分圧比に応じて前記変圧器の巻線比を設定することを特徴としている。

第１０発明によれば、図１に示すように、ハイブリッド電源システム３に適用した場合、たとえば前記電圧形インバータの直流電圧Ｖ１および前記電圧形インバータの直流電圧Ｖ２の電圧比が定格時に１対２となるような場合には、コイル５７およびコイル５８の巻線比を１対２とすることで、効率のよい動作とすることができる。

第１１発明は、第８発明乃至第１０発明において、前記電圧形インバータの制御は、位相差制御により行われることを特徴としている。

第１１発明によれば、図２および図３に示すように、位相差を制御することにより、コイル５７の電圧・電流パターンとコイル５８の電圧・電流パターンを、高速にしかも容易に制御することができる。

第１２発明は、第１１発明において、周波数制御を伴うことを特徴としている。

第１２発明によれば、位相差制御に加え、変圧器の磁気飽和を来たさない範囲で周波数を変えることにより、コイル５７の電圧・電流パターンとコイル５８の電圧・電流パターンを、高速にしかも容易に制御することができる。

第１３発明は、第８発明乃至第１２発明記載のハイブリッド電源システムがハイブリッド車両に搭載されることを特徴としている。

第１３発明によれば、たとえば図１に示すように、本願発明のハイブリッド電源システム３を用いることにより、主電源１０の電圧をインバータ５１とインバータ５２で分圧することができる。また、漏れインダクタンスを利用して副電源側と主電源側との電力伝送を行うことができる。また、変圧器５３の巻線比を、インバータ５１とインバータ５２の動作電圧比に応じて変更することができる。また、位相差制御により、高速かつ容易にコイル５７とコイル５８の電圧・電流パターンを制御することができる。

第１発明および第８発明によれば、図１に示すように、ハイブリッド電源システム３に適用した場合、主電源１０の電圧Ｖ０をインバータ５１とインバータ５２で分圧することができるので、各インバータに使用する半導体スイッチング素子の電圧定格を小さくすることができる。また、ハイブリッド電源システム３に適用することで、キャパシタ５５に流れる電流がインバータ５１とインバータ５２に分流されるので、インバータに使用する半導体スイッチング素子の電流定格を小さくすることができる。低電流化により変圧器５３を小型・軽量化できるとともに、変圧器５３を製造するコストを小さくできる。

さらに、ほとんどの動作状態においてインバータ５１およびインバータ５２の半導体スイッチング素子のターンオン時には、これと逆極性に接続された逆並列ダイオードに流れている状態で行われるため、ターンオンを零電圧スイッチング（ＺＶＳ：Zero Voltage Switching）、零電流スイッチング（ＺＣＳ：Zero Current Switching）の状態で簡易に行うことができる。その結果、特別な手段を用いることなくスイッチング損失が大幅に低減されるので、ハイブリッド電源システム３の伝送効率を高めることができる。

第２発明および第９発明によれば、図１に示すように、インバータ５１とインバータ５２との電力伝送を漏れインダクタンスを利用して行うことができるとともに、漏れインダクタンスを利用することで、変圧器５３に本質的に存在する漏れインダクタンスを適正な値となるようにすることで外部に付加的なインダクタンスを設けることなく簡易に双方向電力制御を行うことができる。ここで、当然のことながら漏れインダクタンスだけに頼らず外部にインダクタンスを付加することもできることは言うまでもない。

第３発明および第１０発明によれば、図１に示すように、インバータ５１とインバータ５２の分圧比に応じて変圧器５３の巻線比を設定することができる。これにより主電源１０の電圧およびインバータ５１のキャパシタ５５の適用電圧範囲を任意に変更することができるので、キャパシタ５５の大きさおよびコストを考慮して設計することができる。

第４発明および第１１発明によれば、図２および図３に示すような電圧・電流パターンの制御を位相差制御で行うことができるので、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ６４による主電源１０とキャパシタ５５の間の電力伝送を高速にしかも容易に行うことができる。

第５発明および第１２発明によれば、コイル５７の電圧・電流パターンとコイル５８の電圧・電流パターンを、高速にしかも容易に制御することができるので、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによる電力伝送を高速にしかも容易に行うことができる。

第１３発明によれば、車両に搭載するハイブリッド電源システムを小型軽量化でき、また低コストにできる。さらに、スイッチング損失が小さいので車両の電力使用効率を高めることができる。

以下、本願発明を実施例について図を参照しながら説明する。

図１は、本願発明のＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたハイブリッド電源システムを説明するための図である。

同図１において、ハイブリッド電源システム３は、主電源１０と副電源５０とからなる。

主電源１０は、正極ライン１４および負極ライン１５を介して副電源５０と接続される。

副電源５０は、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４とエネルギー蓄積装置であるキャパシタ５５（電圧Ｖ１）とで構成される。ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４は、インバータ５１とインバータ５２と変圧器５３とで構成される。なお、キャパシタ５５の代わりにエネルギー蓄積装置として蓄電器等を用いてもよい。

インバータ５１は、４個の半導体スイッチング素子Ｓ１、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ２からなる。半導体スイッチング素子は、ＩＧＢＴおよび逆並列ダイオードで構成される。図において、左側の半導体スイッチング素子（Ｓ１、Ｓ２）の組および右側の半導体スイッチング素子（Ｓ２、Ｓ１）の組はそれぞれ直列に接続される。

インバータ５２は、４個の半導体スイッチング素子Ｓ２１、Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２２からなる。半導体スイッチング素子は、ＩＧＢＴおよび逆並列ダイオードで構成される。図において、左側の半導体スイッチング素子（Ｓ２１、Ｓ２２）の組および右側の半導体スイッチング素子（Ｓ２２、Ｓ２１）の組はそれぞれ直列に接続される。

インバータ５１とインバータ５２は、図１３に示したＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ４４の場合と異なり、インバータ５１の正極直流端子ｌ１とインバータ５２の負極直流端子ｌ２が加極性になるように直列に接続される。

インバータ５１の正極直流端子ｌ１はキャパシタ５５の正極と接続される。また、インバータ５１の負極端子ｎはキャパシタ５５の負極と接続される。すなわち、インバータ５１はキャパシタ５５と同極性になるように並列に接続される。

インバータ５２の正極端子ｐは正極ライン１４と接続される。また、インバータ５１の負極端子ｎは負極ライン１５と接続される。すなわち、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４は、主電源１０と同極性になるように並列に接続される。

半導体スイッチング素子（Ｓ１、Ｓ１）の組と半導体スイッチング素子（Ｓ２、Ｓ２）の組は交互にオン・オフされる。半導体スイッチング素子（Ｓ１、Ｓ１）および半導体スイッチング素子（Ｓ２、Ｓ２）の組を、以下Ｓ１アームおよびＳ２アームという。

半導体スイッチング素子（Ｓ２１、Ｓ２１）の組と半導体スイッチング素子（Ｓ２２、Ｓ２２）の組は交互にオン・オフされる。半導体スイッチング素子（Ｓ２１、Ｓ２１）および半導体スイッチング素子（Ｓ２２、Ｓ２２）の組を、以下Ｓ２１アームおよびＳ２２アームという。

なお、図１において、インバータ５２と並列にキャパシタ５６（電圧Ｖ２）が接続されているが、サージ吸収を目的とした小容量のキャパシタでよい。

インバータ５１の交流端子ｍ１と交流端子ｍ２は変圧器５３のコイル５７を介して接続され、インバータ５２の交流端子ｎ１と交流端子ｎ２は変圧器５３のコイル５８を介して接続される。インバータ５１およびインバータ５２の直流電圧の定格時の電圧がほぼ等しい場合には、コイル５７とコイル５８の巻線比は、あとで述べるように１対１とするのが好ましいが、都合に応じて任意に変更できる。

変圧器５３は一定値Ｌの漏れインダクタンス（図ではコイル５７側にＬ/２、コイル５８側にＬ/２となるように分割している）を有しており、漏れインダクタンスに一時的に蓄積させた電力を、インバータの高速スイッチング制御を用いて副電源５０あるいは主電源１０へ伝送する。
一般的に、変圧器は一次コイル（ここではコイル５７）と二次コイル（ここではコイル５８）との間隙が広がると、漏れインダクタンスが増加することが知られており、通常は漏れインダクタンスを極力小さくするように、一次コイルと二次コイルを密着させて形成している。本願発明では、この一次コイルと二次コイルの間隙を調整することにより、本願発明の回路に必要とする漏れインダクタンスを積極的に作りだしている。
なお、当然のことながら漏れインダクタンスだけに頼らず、外部にインダクタンスを付加することもできることは言うまでもない。このことは他の実施例でも同様である。

図１において、コイル５７、５８に発生する電圧をコイル電圧ｖ１、ｖ２とし、コイル５７、５８に流れる電流をコイル電流ｉ１、ｉ２とする。コイル５７とコイル５８の巻線比が同じであり、励磁電流を無視すれば、変圧器５３の作用で電流ｉ１とｉ２は大きさが同じであり、かつｉ１がコイル５７の巻き始め（黒丸印）へ流れ込むとすれば、ｉ１による磁束を打ち消すように、ｉ２はコイル５８の巻き始め（黒丸印）から流れ出す。

次に、上記構成のハイブリッド電源システム３における動作を変圧器５３の巻線比が１対１の場合について説明する。

（力行モード）
図２は、重負荷時の力行モードにおけるＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４を動作させたときの電圧および電流の変化を示す図である。なお、横軸は共通時間軸である。

以下、図２（Ａ）〜（Ｄ）に示す動作パターンを順次説明する。

図２（Ａ）は、インバータ５１のＳ１アームとＳ２アームのオン・オフに対するコイル５７の電圧ｖ１の変化を示す図である。縦軸は電圧値である。図において、Ｓ１アームが最初にオンする時刻をｔ＝０とする。

Ｓ１アームとＳ２アームは周期２Ｔでオン・オフを交互に繰り返す。Ｓ１アームがオンの時、電圧ｖ１は電圧Ｖ１となり、Ｓ２アームがオンの時、電圧ｖ１は電圧−Ｖ１となる。時刻ｔ＝０から時刻Ｔまでを前半周期、時刻Ｔから時刻２Ｔまでを後半周期という。その後この電圧波形が周期的に繰り返される。

図２（Ｂ）は、インバータ５２のＳ２１アームとＳ２２アームのオン・オフに対するコイル５８の電圧ｖ２の変化を示す図である。縦軸は電圧値である。

力行モードとするために、Ｓ２１アームとＳ２２アームは、Ｓ１とＳ２アームに対して所定時間Ｔ１だけ遅れて周期２Ｔで交互にオン・オフを繰り返す。Ｓ２１アームがオンの時、電圧ｖ２は電圧Ｖ２となり、Ｓ２２アームがオンの時、電圧ｖ２は電圧−Ｖ２となる。以下この電圧波形が周期的に繰り返される。

図２（Ｃ）は、電圧Ｖ１が電圧Ｖ２より大きいときのコイル電流ｉ１の変化を示す図である。縦軸は電流値である。

図２（Ｃ）において、時刻ｔ＝０にコイル電圧ｖ１が−Ｖ１からＶ１に切り替わると、漏れインダクタンス電圧は、半導体スイッチング素子の作用により電圧Ｖ１と電圧Ｖ２が和動的に正極に印加される。時刻ｔ＝０において負の最大電流値−Ｉ１であったコイル電流ｉ１は時間とともに急激に増加し、時刻Ｔ２に零になり、時刻Ｔ１にコイル電流Ｉ２となる。

これを数式で表すと、時刻ｔ＝０から時刻Ｔ１の間のコイル電流ｉ１ａは、
ｉ１ａ＝−Ｉ１＋（Ｖ１＋Ｖ２）ｔ／Ｌ （１）
となる。ここで、Ｌは漏れインダクタンス、ｔは経過時間である。電流変化率は（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｌである。Ｖ１＋Ｖ２＝Ｖ０であり、主電源１０の電圧が高いほどコイル電流ｉ１は急速に立ち上がる。

次に、時刻Ｔ１にＳ２１アームがオンされると、半導体スイッチング素子の作用により電圧Ｖ１と電圧Ｖ２が差動的に正極に印加されるため、コイル電流ｉ１の電流変化率は小さくなるものの、コイル電流ｉ１は増加していく。時刻Ｔでコイル電流ｉ１は正の最大電流値Ｉ１となる。

これを数式で表すと、時刻Ｔ１から時刻Ｔの間のコイル電流ｉ１ｂは、
ｉ１ｂ＝Ｉ２＋（Ｖ１−Ｖ２）（ｔ−Ｔ１）／Ｌ （２）
となる。電流変化率は（Ｖ１−Ｖ２）／Ｌであり、Ｖ１＞Ｖ２であるのでｉ１ｂの電流変化率は正である。ここまでが前半周期における電流変化である。

時刻ＴにおいてＳ２アームがオンし、コイル電圧ｖ１は−Ｖ１に反転し、後半周期が始まる。

後半周期では、コイル電流ｉ１は正の最大値Ｉ１から負の最大値−Ｉ１まで変化していく。時刻ｔ＝Ｔにコイル電圧ｖ１がＶ１から−Ｖ１に切り替わると、時刻Ｔにおいて正の最大電流値Ｉ１であったコイル電流ｉ１は時間とともに急激に減少し、時刻Ｔ３に零になり、時刻Ｔ＋Ｔ１にコイル電流−Ｉ２となる。このときの電流変化率は−（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｌである。

次に、時刻Ｔ＋Ｔ１にＳ２２アームがオンされると、半導体スイッチング素子の作用により電圧Ｖ１と電圧Ｖ２が差動的に負極に印加されるため、コイル電流ｉ１の電流変化率は小さくなるものの、コイル電流ｉ１は減少していく。時刻２Ｔでコイル電流ｉ１は負の最大電流値−Ｉ１となる。このときの電流変化率は−（Ｖ１−Ｖ２）／Ｌである。ここまでが後半周期における電流変化である。

前半周期の電流パターンと後半周期の電流パターンは反対称になっている。その後、この電流パターンが周期的に繰り返される。

前半周期における実際の力行エネルギーは、コイル電流ｉ１と電圧Ｖ１の積を、時刻ｔ＝０からＴまで積分したものである。具体的には、図２（Ｃ）において、正の電流値領域と負の電流値領域の面積差と電圧Ｖ１（一定値）との積が実際の力行エネルギーである。

後半周期における実際の力行エネルギーは、電圧および電流パターンが反対称であるので、前半周期の実際の力行エネルギーと同じ値である。すなわち、１周期では、前半周期の力行電力の２倍のエネルギーが、副電源５０側から主電源１０側に伝送される。ちなみに伝送される電力はこのエネルギーを時間Ｔで平均したものとなる。

図２（Ｄ）は、電圧Ｖ１が電圧Ｖ２より小さいときのコイル電流ｉ１の変化を示す図である。

図２（Ｄ）では、時刻ｔ＝０にコイル電圧ｖ１が−Ｖ１からＶ１に切り替わったことにより、負の値のコイル電流−Ｉ１は時間とともに増加し、時刻Ｔ４に零になり、時刻Ｔ１にコイル電流Ｉ２となる。電流変化率は（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｌである。

次に、時刻Ｔ１にＳ２１アームがオンされると、コイル電流ｉ１は（Ｖ１−Ｖ２）／Ｌの負の電流変化率で、時刻Ｔまで減少していく。時刻Ｔでコイル電流ｉ１は正の値Ｉ１となる。ここまでが前半周期Ｔにおける電流変化である。

時刻ＴにおいてＳ２アームがオンし、コイル電圧ｖ１はＶ１から−Ｖ１に反転し、後半周期が始まる。

後半周期では、コイル電流ｉ１は正の値Ｉ１から負の最大値−Ｉ２を経て負の値−Ｉ１まで変化していく。後半周期の電流パターンは、図２（Ｃ）の場合と基本的に同じであるのでその説明は省略する。また、１周期の実際の力行電力は、図２（Ｃ）の場合と同様に計算することができる。

（回生モード）
ハイブリッド電源システム３の場合、回路的にインバータ５１とインバータ５２は対称である。したがって、ハイブリッド電源システム３において、力行モードを回生モードにするには、インバータ５１とインバータ５２の役割を入れ替えるだけでよい。

図３は、重負荷時の回生モードにおけるＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４を動作させたときの電圧および電流の変化を示す図である。なお、横軸は共通時間軸である。

図３（Ａ）は、インバータ５２のＳ２１アームとＳ２２アームのオン・オフに対するコイル５８の電圧ｖ２の変化を示す図である。縦軸は電圧値である。

Ｓ２１アームとＳ２２アームは周期２Ｔでオン・オフを交互に繰り返す。図において、最初にＳ２１アームがオンする時刻をｔ＝０とする。Ｓ２１アームがオンの時、電圧ｖ２は電圧Ｖ２となり、Ｓ２２アームがオンの時、電圧ｖ２は電圧−Ｖ２となる。その後この電圧波形が周期的に繰り返される。

図３（Ｂ）は、インバータ５１のＳ１アームとＳ２アームのオン・オフに対するコイル５７の電圧ｖ１の変化を示す図である。縦軸は電圧値である。

回生モードとするために、Ｓ１アームとＳ２アームは、Ｓ２１アームとＳ２２アームに対して所定時間Ｔ１だけ遅れて周期２Ｔでオン・オフを繰り返す。Ｓ１アームがオンの時、電圧ｖ１は電圧Ｖ１となり、Ｓ２アームがオンの時、電圧ｖ１は電圧−Ｖ１となる。その後この電圧波形が周期的に繰り返される。

図３（Ｃ）は、電圧Ｖ２が電圧Ｖ１より大きいときのコイル電流ｉ２の変化を示す図である。縦軸は電流値である。

図３（Ｃ）において、時刻ｔ＝０にコイル電圧ｖ２が−Ｖ２からＶ２になる。これにより時刻ｔ＝０において負の最大電流値−Ｉ１であったコイル電流ｉ２は時間とともに急激に増加し、時刻Ｔ２に零点となり、時刻Ｔ１にコイル電流Ｉ２となる。電流変化率は（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｌである。

次に、時刻Ｔ１にＳ１アームがオンされると、コイル電流ｉ２の電流変化率は小さくなるものの、コイル電流ｉ２は増加していく。時刻Ｔでコイル電流ｉ２は正の最大電流値Ｉ１となる。電流変化率は（Ｖ２−Ｖ１）／Ｌである。ここまでが前半周期における電流変化である。

次に、時刻ＴにおいてＳ２２アームがオンし、コイル電圧ｖ２はＶ２から−Ｖ２に反転し、後半周期が始まる。

後半周期では、コイル電流ｉ２は正の最大値Ｉ１から負の最大値−Ｉ１まで変化していく。後半周期の電流パターンは前半周期と反対称の電流パターンであるためその説明は省略する。その後、この電流パターンが周期的に繰り返される。

前半周期における実際の回生エネルギーは、コイル電流ｉ２と電圧Ｖ２の積を、時刻ｔ＝０からＴまで積分したものである。具体的には、図２（Ｃ）において、正の電流値領域と負の電流値領域の面積差と電圧Ｖ２（一定値）との積が実際の回生エネルギーである。

後半周期の実際の回生エネルギーは、電流パターンが反対称であるので、前半周期の実際の回生エネルギーと同じ値である。すなわち、１周期では、前半周期の回生エネルギーの２倍のエネルギーが、主電源１０から副電源５０に伝送される。ちなみに伝送される電力はこのエネルギーを時間Ｔで平均したものとなる。

図３（Ｄ）は、電圧Ｖ２が電圧Ｖ１より小さいときのコイル電流ｉ２の変化を示す図である。

図３（Ｄ）では、コイル電圧ｖ２が−Ｖ２からＶ２に切り替わったことにより、時刻ｔ＝０から負の値のコイル電流−Ｉ１は時間とともに急激に増加し、時刻Ｔ４に零になり、時刻Ｔ１にコイル電流Ｉ２となる。電流変化率は（Ｖ１＋Ｖ２）／Ｌである。

次に、時刻Ｔ１にＳ１アームがオンされると、時刻Ｔまで減少していく。電流変化率は（Ｖ２−Ｖ１）／Ｌの負である。時刻Ｔでコイル電流ｉ１は正の値Ｉ１となる。ここまでが前半周期Ｔにおける電流変化である。

時刻ＴにおいてＳ２アームがオンし、コイル電圧ｖ１は−Ｖ１に反転し、後半周期が始まる。

後半周期では、コイル電流ｉ１は正の値Ｉ１から負の値−Ｉ１まで変化していく。後半周期は前半周期と反対称の電圧および電流パターンであるのでその説明は省略する。また、１周期の実際の回生電力は、図３（Ｃ）の場合と同様に計算することができる。

以上のように、力行および回生の電流パターンは、周期２Ｔ、位相遅れＴ、電圧Ｖ１、Ｖ２、漏れインダクタンスＬ等のパラメータに依存しており、これらのパラメータを変更して電流パターンを最適化することができる。たとえばインバータ５１とインバータ５２との位相差を９０度としたときに最大電力を伝送することができる。

上記電圧波形および電流パターンの場合、一定の周波数で位相差を変えて制御しているが、位相差制御に加えて、変圧器の磁気飽和を来たさない範囲で周波数を変えて伝送電力を制御することもできる。これにより、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御を高速にしかも容易に行うことができる。

従来問題であった（１）〜（３）の問題は、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４を用いることにより解決することができる。以下その説明を行う。

（低電流化）
ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４を用いたハイブリッド電源システム３では、キャパシタ５５から流れる電流はインバータ５１とインバータ５２に分流される。

図４は、力行モードのハイブリッド電源システム３の電流の流れの一例（図２の時刻Ｔ１からＴまでの期間の状態）を示す図である。実線が電流経路であり、点線が遮断経路である。

図４において、キャパシタ５５から流れる大電流ｉＤがＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４側に流れるに際し、ブリッジ接続点ｌ１でインバータ５１側とインバータ５２側に分流される。すなわち、インバータ５１ではＳ１アームのＩＧＢＴがオンしており、コイル５７を介してキャパシタ５５の負極側に電流ｉＤ１が流れる。一方、インバータ５２では、Ｓ２１アームのダイオードがオンしており、コイル５８を介して電流ｉＤ２が流れる。

巻線比が１対１である変圧器５３の作用により両巻線の電流は励磁電流を無視すれば等しく、したがって、インバータ５１を流れる電流ｉＤ１とインバータ５２を流れる電流ｉＤ２は等しい。すなわち、キャパシタ５５から流れる電流ｉＤを６００Ａとした場合、インバータ５１とインバータ５２側に、それぞれ３００Ａの電流が分流される。

一方、回生モードでは、主電源１０側の電流がキャパシタ５５側に流入するが、図３の時刻Ｔ１からＴまでの期間ではＳ２１のＩＧＢＴおよびＳ２のダイオードが導通し、図４の電流方向が変わるだけである。すなわちインバータ５２の電流ｉＤ２およびインバータ５１を分流してきた電流ｉＤ１が接続点ｌ１で合流し、大電流ｉＤがキャパシタ５５側に流れる。

巻線比が１対１である変圧器５３の作用により両巻線の電流は励磁電流を無視すれば等しく、したがって、インバータ５１を流れる電流ｉＤ１とインバータ５２を流れる電流ｉＤ２は等しい。すなわち、主電源１０から３００Ａの電流が流れる場合、インバータ５２側は当然３００Ａの電流となるが、インバータ５１に流れる電流も３００Ａとなり、キャパシタ５５には６００Ａの電流が流れ込む。

以上のように、本願発明のハイブリッド電源システム３の場合、キャパシタ５５に流れる電流がインバータ５１とインバータ５２で分流されるので、各インバータに使用する半導体スイッチング素子の電流定格を半分にすることができる。また、低電流化により変圧器５３を小型・軽量化できるとともに、コイル巻線比が１対１の場合は、変圧器５３を製造するのが容易になり低コストになる。

（低電圧化）
ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４を用いたハイブリッド電源システム３では、主電源１０側の高電圧がインバータ５１とインバータ５２に分圧される。

図１において、インバータ５１にかかる電圧は、インバータ５１の直流正極端子および負極端子に接続されるキャパシタ５５の電圧Ｖ１に等しい。また、インバータ５２にかかる電圧Ｖ２は、インバータ５２の直流負極端子と主電源１０の正極側との電位差であり、Ｖ２＝Ｖ０−Ｖ１である。たとえばインバータ５１の電位差をＶ０/２に設定すると、インバータ５２の電位差もＶ０/２となる。この場合、インバータ５１とインバータ５２の素子の電圧定格を同じにすることができ好ましい。

上記実施例では、変圧器のコイル５７とコイル５８の巻線比を１対１としたが、コイル巻線比を変更することができる。これによりインバータ５１のキャパシタ５５の適用電圧範囲を変更することができる。たとえば、コイル５７とコイル５８の巻線比を１対２とした場合、コイル５７とコイル５８に発生する電圧比は１対２となる。したがって、キャパシタ５５の電圧Ｖ１を主電源１０の電圧の３分の１としておくのが好ましい。たとえば、主電源１０の電圧Ｖ０が６００Ｖの場合、インバータ５１の電圧定格を２００Ｖ程度とし、キャパシタ５５を２００Ｖ程度の低電圧で動作させることができる。低電圧のキャパシタには小型・軽量・低コストという利点がある。ただし、インバータ５２の定格電圧は４００Ｖ程度とやや高くなる。

以上のように、本願発明のハイブリッド電源システム３の場合、主電源１０の電圧をインバータ５１とインバータ５２で分圧することができるので、各インバータに使用する素子の電圧定格を小さくすることができる。また、インバータ５１のキャパシタの適用電圧範囲を変更することができる。

（低スイッチング損失）
ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４を用いたハイブリッド電源システム３では、半導体スイッチング素子のターンオンが零電圧・零電流で行われる（ソフトスイッチング）。

以下において、図５〜図７を用いて、ハイブリッド電源システム３のソフトスイッチング動作について説明する。

図５は、時刻ｔ＝０直前のハイブリッド電源システム３の電流経路である。このとき、Ｓ２アームとＳ２２アームがオンしている（図２（Ａ）、（Ｂ）参照）。実線が電流経路であり、点線が遮断経路である。

キャパシタ５５側から流れる電流ｉＤは接続点ｌ１で分流し、電流ｉＤ１はインバータ５１側に流れ、電流ｉＤ２はインバータ５２側に流れる。

図６は、時刻ｔ＝０から時刻Ｔ２までの間のハイブリッド電源システム３の電流経路を示す図である。ことのとき、Ｓ１アームとＳ２２アームがオンしている（図２（Ａ）、（Ｂ）参照）。

時刻ｔ＝０に、Ｓ２アームのＩＧＢＴがターンオフ、Ｓ１アームのＩＧＢＴがターンオンするが、変圧器５３の漏れインダクタンスに流れている電流は瞬時には変化できず電流の方向は変わらない。したがって、Ｓ２アームによって電流遮断されると、この電流はＳ１アームの逆並列ダイオードに転流する。したがって、Ｓ１アームのＩＧＢＴがターンオン時にはＩＧＢＴには電流が流れず、並列接続されている逆並列ダイオードが導通しているため電圧はダイオードの順電圧降下分にクランプされ、いわゆる零電圧スイッチング（ＺＶＳ）、零電流スイッチング（ＺＣＳ）となり、スイッチング損失は発生しない。なお、インバータ５１の直流電流ｉＤ１は負となり、極性が変化しないインバータ５２の直流電流ｉＤ２と大きさが同じであるため、この間はキャパシタ５５に電流は流れない。

次に、コイル電流ｉ１は時刻Ｔ２において零となり（図２（Ｃ）参照）、コイル電流ｉ１の極性が反転し、Ｓ１アームのＩＧＢＴに電流が流れ始めるが、時刻ｔ＝０でＳ１アームのＩＧＢＴがターンオンされているので、この時点でのスイッチング損失の発生はない。同様なことがＳ２２アームでも行われる。

図７は、Ｓ１アームのＩＧＢＴが導通した後のハイブリッド電源システム３の電流経路を示す図である。インバータ５２の電流も極性反転するので引き続きこの間はキャパシタ５５に電流は流れない。時刻Ｔ１までは、Ｓ１アームとＳ２２アームのＩＧＢＴがオンしている。時刻Ｔ１でＳ２２のターンオフおよびＳ２１のターンオンが行われるが、Ｓ１のターンオンと同様に零ターンオン損失となり、図４の状態になり、時刻Ｔまで続く。

上記説明においては、時刻ｔ＝０から時刻Ｔまでの間におけるＳ１アームおよびＳ２アームのソフトスイッチング動作について説明した。同様に、図２の時刻Ｔから時刻Ｔ＋Ｔ１においても上記ソフトスイッチングが行われる。その後は前半周期および後半周期の相違があるが、図４〜図７の動作の繰返しである。

以上のように、漏れインダクタンスを利用したハイブリッド電源システム３の場合、補助回路を使用することなく簡易にソフトスイッチング制御を行うことができる。これにより、スイッチング損失が大幅に低減されるので、ハイブリッド電源システム３の伝送効率を高めることができる。

図８は、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、２つのインバータをハーフブリッジ回路とした図である。同図８において、図１と同じ符号のついたものは機能が同等か同じものである。なお、便宜上、ハイブリッド電源システムに組み込んだ態様で説明する。

図８において、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ６４は、半導体スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２で構成されるインバータ５１と半導体スイッチング素子Ｓ２１、Ｓ２２で構成されるインバータ５２とからなる。

ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ６４の場合、インバータ５１の正極直流端子ｌ１とインバータ５２の負極直流端子ｌ２は加極性で直列接続される。インバータ５１は、キャパシタ５５ａとキャパシタ５５ｂを直列接続した組と同極性になるように並列に接続される。同様に、インバータ５２は、キャパシタ５６ａとキャパシタ５６ｂを直列接続した組と同極性になるように並列に接続される。

キャパシタ５５ａとキャパシタ５５ｂは、それぞれＶ１/２となっており、インバータ５１の正極側と負極側との電位差はＶ１である。また、キャパシタ５６ａとキャパシタ５６ｂは、それぞれＶ２/２となっており、インバータ５２の正極側と負極側との電位差はＶ２である。インバータ５２の正極側は主電源１０の正極と接続され、インバータ５１の負極側は主電源１０の負極と接続される。すなわち、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ６４は、主電源１０と同極性になるように並列に接続される。

インバータ５１の交流端子ｍ１と交流端子ｍ２とは変圧器５３のコイル５７を介して接続され、インバータ５２側の交流端子ｎ１と交流端子ｎ２とは変圧器５３のコイル５８を介して接続される。電圧Ｖ１と電圧Ｖ２がほぼ等しい場合には、コイル５７とコイル５８の巻線比は１対１とするのが好ましいが、電圧Ｖ１および電圧Ｖ２の比率によって巻線比を合わせるのがよい。

上記構成のＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ６４を用いて、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４と同様の機能を得ることができる。

図９は、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、２つのインバータを多相ブリッジ接続とした場合の図である。なお、以下では三相ブリッジ接続の場合を説明する。なお、キャパシタ５５および主電源１０への接続は実施例１と基本的に同じであるので、以下においては実施例１と異なるところのみ説明する。

図９において、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ７４は、半導体スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６で構成されるインバータ５１と半導体スイッチング素子Ｓ２１、Ｓ２２、Ｓ２３、Ｓ２４、Ｓ２５、Ｓ２６で構成されるインバータ５２とからなる。

インバータ５１は、半導体スイッチング素子（Ｓ１、Ｓ２）、（Ｓ３、Ｓ４）、（Ｓ５、Ｓ６）の３組がそれぞれ直列に接続されるとともに、この３組が並列に接続された構成である。インバータ５２は、半導体スイッチング素子（Ｓ２１、Ｓ２２）、（Ｓ２３、Ｓ２４）、（Ｓ２５、Ｓ２６）の３組がそれぞれ直列に接続されるとともに、この３組が並列に接続された構成である。

ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ７４では、インバータ５１の正極直流端子ｌ１とインバータ５２の負極直流端子ｌ２は加極性で直列接続される。

インバータ５１側の交流端子ｍ１と交流端子ｍ２と交流端子ｍ３とは変圧器５３のコイル５７を介して接続され、インバータ５２側の交流端子ｎ１と交流端子ｎ２と交流端子ｎ３とは変圧器５３のコイル５８を介して接続される。こうすることで、インバータ５１とインバータ５２を３相でＡＣリンクさせることができる。

さらにＡＣリンクを多相にするには、ブリッジのアーム数を増やす構成とすればよい。

上記構成のＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ７４を用いても、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４と同様の性能を得ることができる。

図１０は、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、２つのインバータをセンタータップ付き変圧器でＡＣリンクさせた実施例を説明する図である。

同図１０において、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ８４は、半導体スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２で構成されるインバータ５１と半導体スイッチング素子Ｓ２１、Ｓ２２で構成されるインバータ５２とからなる。

インバータ５１は、半導体スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が同極性になるように並列に配置された構成である。インバータ５２は、半導体スイッチング素子Ｓ２１、Ｓ２２が同極性になるように並列に配置された構成である。

インバータ５１の半導体スイッチング素子Ｓ１の正極端子ｐ１は、変圧器７３のコイル端子ｑ１に接続され、半導体スイッチング素子Ｓ２の正極端子ｐ２は、コイル端子ｑ２に接続される。インバータ５１の負極側の直流端子ｐ３はキャパシタ５５および主電源１０の負極側と接続される。キャパシタ５５の正極側は変圧器７３の巻線７７のセンタータップｚ１に接続される。

インバータ５２側の半導体スイッチング素子Ｓ２１の負極端子ｒ１は、変圧器７３のコイル端子ｓ１に接続され、半導体スイッチング素子Ｓ２２の負極端子ｒ２はコイル端子ｓ２に接続される。インバータ５２の正極側の直流端子ｒ３は主電源１０の正極側と接続される。

以上のように、図１０では、変圧器７３のコイル７７とコイル７８のセンタータップｚ１およびｚ２が実施例１〜３におけるｌ１およびｌ２に対応しており、インバータ５１とインバータ５２が加極性になるように直列に接続される。

上記構成のＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ７４を用いても、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４と同様の性能を得ることができる。

以上、本願発明のＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータおよびこれを用いたハイブリッド電源システムについて説明した。

上記した実施例ではＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用にＩＧＢＴを用いたが、ＢＪＴ，ＭＯＳＦＥＴ，ＧＴＯ等の高速半導体スイッチング素子を用いてもよい。

本願発明のハイブリッド電源は車両に適用することができる。
図１１に、本願発明のハイブリッド電源を適用したハイブリッド電源システムを示した。その構成は基本的には従来技術で説明した図１２と同様であるので、その説明については省略する。

本願発明のハイブリッド電源システムを用いた車両の場合、ハイブリッド電源システムを小型軽量で低コストにできるとともに、スイッチング損失が小さいので車両の電力使用効率を高めることができる。

本発明のＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたハイブリッド電源システムは、電力可逆昇圧装置として比較的大電力を要する電力装置に適用することができる。

図１は、本願発明のＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたハイブリッド電源システムを説明するための図である。 図２は、力行モードにおけるＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４の電圧および電流の動作を示す図である。 図３は、回生モードにおけるＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５４の電圧および電流の動作を示す図である。 図４は、力行モードのハイブリッド電源システム３の電流の流れの一例を示すもので時刻Ｔ１から時刻Ｔまでの電流経路図である。 図５は、時刻ｔ＝０直前のハイブリッド電源システム３の電流経路である。 図６は、時刻ｔ＝０から時刻Ｔ２までの間のハイブリッド電源システム３の電流経路を示す図である。 図７は、時刻Ｔ２から時刻Ｔ１までのハイブリッド電源システム３の電流経路を示す図である。 図８は２つのインバータをハーフブリッジ回路とした図である。 図９は２つのインバータを多相ブリッジ回路とした場合の図である。 図１０は２つのインバータをセンタータップ付き変圧器でＡＣリンクさせた実施例を説明する図である。 図１１は本願発明のハイブリッド電源を適用したハイブリッド電源システム図である。 図１２は代表的な電気自動車用ハイブリッド電源システムを説明するための図である。 図１３はＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いたハイブリッド電源システムの図である。

Claims (13)

1. ＩＧＢＴ及び逆並列ダイオードで構成される半導体スイッチング素子を用いた２つの電圧形インバータの直流端子が加極性になるように直列に接続され、２つの電圧形インバータのうち、負極直流端子側の電圧形インバータの交流端子が変圧器の一次コイルに接続され、正極直流端子側の電圧形インバータの交流端子が変圧器の二次コイルに接続されることにより前記変圧器を介して２つの電圧形インバータが相互にＡＣリンクされ、エネルギー蓄積装置と外部電源との間で電力の授受を行うＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記エネルギー蓄積装置は、前記ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの負極直流端子側の電圧形インバータの直流端子間に並列接続され、
   前記ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの直流端子間に印加された外部電圧は、前記各電圧形インバータにより分圧されることを特徴とするＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記各電圧形インバータによる分圧は、一方の電圧型インバータの正極直流端子と他方の電圧型インバータの負極直流端子とを接続することを特徴とする請求項１記載のＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記電圧形インバータを制御するに際して、前記変圧器の漏れインダクタンスが用いられることを特徴とする請求項１または２記載のＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記変圧器の漏れインダクタンスは、前記変圧器の一次コイルと二次コイルとの間隙を調整して作り出すことを特徴とする請求項３記載のＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記電圧形インバータの分圧比に応じて前記変圧器の巻線比を設定することを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載のACリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記電圧形インバータの制御は、位相差制御により行われることを特徴とする請求項１乃至５いずれか記載のACリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 前記電圧形インバータの制御は、周波数制御を伴うことを特徴とする請求項６記載のACリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. エンジン発電機の主電源とエネルギー蓄積装置が、ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを介して同極性になるように並列に接続され、前記主電源の電力によりインバータおよびモータからなる電動装置が駆動されるハイブリッド電源システムにおいて、
   前記ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＩＧＢＴ及び逆並列ダイオードで構成される半導体スイッチング素子を用いた２つの電圧形インバータの直流端子が加極性になるように直列に接続され、２つの電圧形インバータのうち、負極直流端子側の電圧形インバータの交流端子が変圧器の一次コイルに接続され、正極直流端子側の電圧形インバータの交流端子が変圧器の二次コイルに接続されることにより前記変圧器を介して相互にＡＣリンクされ、
   前記エネルギー蓄積装置は、前記ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの負極直流端子側の電圧形インバータの直流端子間に並列接続され、
   前記ＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの高圧側の直流端子間に印加された前記主電源の電圧は前記各電圧形インバータにより分圧されることを特徴とするハイブリッド電源システム。
9. 前記電圧形インバータを制御するに際して、前記変圧器の漏れインダクタンスが用いられることを特徴とする請求項８記載のハイブリッド電源システム。
10. 前記電圧形インバータの分圧比に応じて前記変圧器の巻線比を設定することを特徴とする請求項８または９記載のＡＣリンク双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
11. 前記電圧形インバータの制御は、位相差制御により行われることを特徴とする請求項８乃至１０いずれか記載のハイブリッド電源システム。
12. 前記電圧形インバータの制御は、周波数制御を伴うことを特徴とする請求項１１記載のハイブリッド電源システム。
13. 請求項８乃至１２いずれか記載のハイブリッド電源システムが搭載されることを特徴とするハイブリッド車両。

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