JP4321491B2 - 電圧駆動型半導体素子の駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、ターンオン時に発生するサージ電圧を低減しつつ、ターンオン損失の減少を図ることができる、電圧駆動型半導体素子の駆動装置に関する。

ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＭＯＳＧＴＯ（Ｍｅｔａｌ ｏｘｉｄｅ ｇａｔｅ ｔｕｒｎ−ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）等は、絶縁ゲートに加える電圧で電流を制御できる、いわゆる電圧駆動型半導体素子であり、電流駆動型のバイポーラトランジスタやＧＴＯよりも駆動電力が小さいため、電源やインバータ等に広く用いられている。

このような電圧駆動型半導体素子においては、例えば、図８に示すＩＧＢＴ１０１の対抗アーム側に同様のＩＧＢＴが直列接続されているとした場合、その対抗側のＩＧＢＴのターンオン時に、コレクタＣ−エミッタＥ間に図９に示すような電圧変化ｄｖ／ｄｔが生じる。この電圧変化ｄｖ／ｄｔにより、電流Ｉ_ＣＧが、ＩＧＢＴ１０１のコレクタＣ−ゲートＧ間の帰還容量Ｃｒｅｓ、およびゲート抵抗Ｒ_Ｇを介して流れる（図８、図９参照）。この電流Ｉ_ＣＧは、ゲート抵抗Ｒ_Ｇの両端に電位差ΔＶ（＝Ｒ_Ｇ×Ｉ_ＣＧ）を誘起し、Ｖ_ＧＥは図９に示すように＋側へ押し上げられることとなる。
このときのゲート電圧Ｖ_ＧＥのピーク値が、ＩＧＢＴ１０１の閾値電圧Ｖｒｅｆを超えてしまい、該ＩＧＢＴ１０１がオンして上下アームに短絡電流が流れてしまう場合がある。このような問題を解消するために、マイナス電源を用いて逆バイアス電圧（−Ｖ_ＧＥ）を印加することが行われている（図９参照）。

また、上述のように逆バイアス電圧（−Ｖ_ＧＥ）を印加するためには、別途マイナス電源を用いる必要があるため、ＩＧＢＴのオフ状態時にゲート・エミッタ間を低インピーダンスにすることにより、前記マイナス電源を用いて印加する逆バイアス電圧を不用とする技術が考案されている（特許文献１参照）。
特許第２６４３４５９号公報

しかし、前述の特許文献１に記載された技術のように、ＩＧＢＴのオフ状態時にゲート・エミッタ間を低インピーダンスにするためには、低インピーダンスにするためのＭＯＳ素子で構成されるインバータのサイズを大きくする（つまりオン抵抗を低くする）必要があり、装置の小型化を図ることが困難となっていた。

また、特許文献１に記載された駆動装置においては、特許文献１におけるＩＧＢＴ３のターンオン時に、該ＩＧＢＴ３の対抗アームに並列接続されるＩＧＢＴおよびダイオードに、リカバリーサージ電圧が加わることとなる。このリカバリーサージ電圧を抑えるためには、ＩＧＢＴ３のゲート抵抗４を大きくして、該ＩＧＢＴ３を緩やかにターンオンさせればよい。しかし、ゲート抵抗４を大きくすると、ＩＧＢＴ３のターンオン損失が大きくなるという問題がある。
逆に、ＩＧＢＴ３のターンオン損失を低減するためには、ゲート抵抗４を小さくして、該ＩＧＢＴ３を高速でターンオンさせればよい。しかし、ターンオン損失を小さくすると、ＩＧＢＴ３およびダイオードに加わるリカバリーサージ電圧が増加してしまうという問題が出てくる。
つまり、従来は、ターンオン損失の削減とリカバリーサージ電圧の減少とを両立させることが困難であった。

上記課題を解決する電圧駆動型半導体素子の駆動装置は、以下の特徴を有する。

即ち、請求項１記載のごとく、電圧駆動型半導体素子の駆動装置であって、該電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に接続されるコンデンサと、該電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に接続される放電用抵抗と、該電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に前記コンデンサを介して接続されるコンデンサ側ノードの接続先を、電圧駆動型半導体素子のゲート電極に接続される接続ノード、および電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に前記放電用抵抗を介して接続される放電側ノードに切り換える切換手段とを備え、該切換手段は、電圧駆動型半導体素子のターンオン開始時には、前記コンデンサ側ノードを接続ノードに接続しており、ターンオンの開始から終了までの途中の過程で、前記コンデンサ側ノードの接続を、接続ノードから切り離し、少なくとも次のターンオフまでに前記コンデンサ側ノードを放電側ノードに接続する。
これにより、電圧駆動型半導体素子のコレクタ電流が、電圧駆動型半導体素子のゲート−エミッタ間にコンデンサが接続されなかった場合に比べて、緩やかに立ち上がることとなる。
このように、電圧駆動型半導体素子のコレクタ電流が緩やかに立ち上がることにより、対抗アーム位置の電圧駆動型半導体素子等に加わるリカバリーサージ電圧を抑えることができ、対抗アーム位置の電圧駆動型半導体素子等が破壊されたり、このサージ電圧に起因して生じたノイズにより誤動作が引き起こされたりすることを防止できる。
また、ターンオン開始から終了までの途中の過程で、ゲート−エミッタ間に接続されているコンデンサを切り離すことで、コレクタ電流が定常値となってから、コレクタ電圧が飽和電圧に達してゲート電圧が上昇し始めるまでの時間を、従来のようにコンデンサを設けなかった場合と同等にすることができ、コレクタ電圧のターンオン時間を、コンデンサを設けなかった場合に対して、さほど長くならない程度に抑えることが可能となっている。従って、コンデンサを設けない従来の場合に対するターンオン損失の増加を、僅かな増加に抑えることができる。
さらに、ゲート−エミッタ間にコンデンサを設けることで、電圧駆動型半導体素子の入力容量を増加させることができ、対抗アーム側の電圧駆動型半導体素子のターンオン時におけるコレクタ電圧の時間変化率の増大による、当該電圧駆動型半導体素子のゲート電圧の上昇を抑えることができる。これにより、電圧駆動型半導体素子のゲート電圧のピークが閾値電圧を超えて、該電圧駆動型半導体素子が誤動作することを防止することができる。
また、電圧駆動型半導体素子のゲート−エミット間に設けるコンデンサは、小型で大容量（例えばμＦオーダー）のものが多数流通しているので、駆動装置の小型化および低コスト化を図ることができる。

また、請求項２記載のごとく、前記切換手段は、電圧駆動型半導体素子のオフ時には、コンデンサ側ノードと接続ノードとが接続される側に切り換えられる。
これにより、次回にコンデンサ側ノードと接続ノードとを接続したときに、電荷が残った状態のコンデンサにより電圧駆動型半導体素子が充電されて誤ってオンしてしまうことを防止できる。

また、請求項３記載のごとく、前記切換手段は、電圧駆動型半導体素子のゲート電圧検出手段を備え、該ゲート電圧検出手段の検出結果に基づいて、コンデンサ側ノードの接続先を切り換える。
これにより、例えば、電圧駆動型半導体素子のターンオン特性に変化があった場合でも、切換手段の切り換えをタイマー等を用いて画一的に行った場合に比べて、確実にターンオンすることが可能となる。

本発明によれば、ターンオン損失の増加を僅かに抑えつつ、対抗アーム位置の電圧駆動型半導体素子等に加わるリカバリーサージ電圧を抑えて、該電圧駆動型半導体素子等の破損や誤動作が生じることを防止できる。
また、駆動装置の小型化および低コスト化を図ることができる。

次に、本発明を実施するための形態を、添付の図面を用いて説明する。

まず、本発明にかかる電圧駆動型半導体素子の駆動装置の概略構成について説明する。
例えば、３相モータを駆動するインバータは、電圧駆動型半導体素子であるＩＧＢＴ、ダイオード、および本発明にかかるＩＧＢＴの駆動装置からなる組を６組備えている。
図１には、これら６組のうちの、２組を示している。つまり、ＩＧＢＴ１、ダイオードＤ１、およびＩＧＢＴ１の駆動装置１０からなる組と、該ＩＧＢＴ１の対抗アーム側に直列接続されるＩＧＢＴ２、ダイオードＤ２、およびＩＧＢＴ２の駆動装置１０からなる組とを示している。

電圧駆動型半導体素子であるＩＧＢＴ１の駆動装置１０は、ＩＧＢＴ１のターンオン用のスイッチング素子Ｑ１と、ＩＧＢＴ１のターンオフ用のスイッチング素子Ｑ２と、ＩＧＢＴ１のゲート抵抗Ｒ１と、ＩＧＢＴ１の駆動用電源６と、前記ターンオン用のスイッチング素子Ｑ１およびターンオフ用のスイッチング素子Ｑ２のオン・オフ制御を行う制御回路４と、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅを検出し、該ゲート電圧Ｖｇｅと予め設定される閾値電圧Ｖｒｅｆ１とを比較する比較回路５と、ＩＧＢＴ１のゲート電極Ｇとエミッタ電極Ｅとの間に設けられるコンデンサＣ１、放電用抵抗Ｒ２、および切換スイッチＳＷ１とを、備えている。
また、ＩＧＢＴ１にはダイオードＤ１が並列接続されている。

前記コンデンサＣ１および放電用抵抗Ｒ２は、ＩＧＢＴ１のエミッタ電極Ｅに接続されている。
また、前記切換スイッチＳＷ１は、ＩＧＢＴ１のエミッタ電極Ｅに前記コンデンサＣ１を介して接続されるコンデンサ側ノードＮ１の接続先を、ＩＧＢＴ１のゲート電極Ｇに接続される接続ノードＮ２、およびＩＧＢＴ１のエミッタ電極Ｅに前記放電用抵抗Ｒ２を介して接続される放電側ノードＮ３に切り換えるものである。

また、制御回路４は、ターンオン時およびターンオフ時に、それぞれスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２をオン・オフ制御するとともに、ターンオン時に比較回路５からの出力に応じて前記切換スイッチＳＷ１の切換制御を行う。

制御回路４における切換スイッチＳＷ１の切換制御は、ゲート電圧検出手段である比較回路５にて検出されたゲート電圧Ｖｇｅが、予め設定された閾値電圧Ｖｒｅｆ１よりも大きいか否かに基づいて行われる。
具体的には、比較回路５によりゲート電圧Ｖｇｅを検出して閾値電圧Ｖｒｅｆ１との比較を行い、該比較回路５からゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｒｅｆ１よりも小さい旨の比較結果が出力されると、切換スイッチＳＷ１を前記ノードＮ１とノードＮ２とが接続される側へ切り換えて、ゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｒｅｆ１以上である旨の比較結果が出力されると、切換スイッチＳＷ１を前記ノードＮ１とノードＮ３とが接続される側へ切り換えるように切換制御が行われる。

また、ＩＧＢＴ１の対抗アーム側には、該ＩＧＢＴ１と同様のＩＧＢＴ２が直列接続されており、該ＩＧＢＴ２は前記駆動装置１０により駆動されている。
さらに、ＩＧＢＴ１にはダイオードＤ２が並列接続されている。

次に、このように構成される駆動装置１０における、ＩＧＢＴ１をターンオンする際の動作について説明する。
図２に示すように、まず、ＩＧＢＴ１のターンオン開始時には、制御回路４に対して外部から駆動信号が入力され、該制御回路４によりスイッチング素子Ｑ１がオンされる。
このＩＧＢＴ１のターンオン開始時には、前記切換スイッチＳＷ１は制御回路４によりノードＮ１とノードＮ２とが接続される側に切り換えられており、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１が接続された状態となっている。

スイッチング素子Ｑ１がオンされると、ＩＧＢＴ１の充電が開始され、ゲート電圧Ｖｇｅが上昇していく。ゲート電圧Ｖｇｅは、やがて閾値電圧Ｖｒｅｆ１に達するが、ＩＧＢＴ１のターンオン開始時からゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｒｅｆ１に達するまでの間、切換スイッチＳＷ１はノードＮ１とノードＮ２とが接続される側に切り換えられた状態となっている。

ゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｒｅｆ１に達するまで、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１を接続することにより、ＩＧＢＴ１の入力容量が増加したことと同様となるため、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅが緩やかに上昇して、コレクタ電流Ｉｃｅが、コンデンサＣ１が接続されなかった場合に比べて緩やかに立ち上がることとなる。
このように、ＩＧＢＴ１のコレクタ電流Ｉｃｅが緩やかに立ち上がることにより、ＩＧＢＴ２およびダイオードＤ２に加わるリカバリーサージ電圧を抑えることができ、該ＩＧＢＴ２およびダイオードＤ２が破壊されたり、このサージ電圧に起因して生じたノイズにより誤動作が引き起こされたりすることを防止できる。

また、駆動装置１０では、切換スイッチＳＷ１によるノードＮ１とノードＮ２との接続、およびノードＮ１とノードＮ３との接続の切り換えを、該ゲート電圧検出手段の検出結果、すなわち比較回路５により検出したゲート電圧Ｖｇｅの閾値電圧Ｖｒｅｆ１に対する高低に応じて行っている。
これにより、例えば、ＩＧＢＴ１のターンオン特性に変化があった場合でも、該切換スイッチＳＷ１の切り換えをタイマー等を用いて画一的に行った場合に比べて、確実にターンオンすることが可能となっている。

なお、図２において、実線で示しているのは、本例のコンデンサＣ１を設けた場合の波形であり、２点鎖線で示しているのは、従来のようにコンデンサＣ１を設けなかった場合の波形である。

その後、ゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｒｅｆ１に達すると、制御回路４により切換スイッチＳＷ１がノードＮ１とノードＮ３とが接続される側へ切り換えられる。
つまり、ゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｒｅｆ１よりも高くなる期間では、ノードＮ１とノードＮ３とが接続されて、コンデンサＣ１の電荷がコンデンサ放電用抵抗Ｒ２を通じて放電される。
また、エミッタ電極Ｅとゲート電極Ｇとの間にコンデンサＣ１が存在しなくなり、ＩＧＢＴ１の入力容量が、該ＩＧＢＴ１が本来有している値と同じになる。

これにより、コレクタ電流Ｉｃｅが定常値となってから、コレクタ電圧Ｖｃｅが飽和電圧に達してゲート電圧Ｖｇｅが上昇し始めるまでの時間を、従来のようにコンデンサＣ１を設けなかった場合と同等にすることができ、コレクタ電圧Ｖｃｅのターンオン時間を、コンデンサＣ１を設けなかった場合に対して、さほど長くならない程度に抑えることが可能となっている。従って、コンデンサＣ１を設けない従来の場合に対するターンオン損失の増加を、僅かな増加に抑えることができる。

この場合、駆動装置１０側のターンオン損失Ｐ_{ｄｒｉｖｅ}は、ＩＧＢＴ１の入力容量をＣｉｓｓとし、周波数をｆとすると、次の数１により表わされる。

つまり、ゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｒｅｆ１よりも高くなる期間では、ＩＧＢＴ１のエミッタ電極Ｅとゲート電極Ｇとの間にコンデンサＣ１を接続しないようにすることで、駆動装置１０側のターンオン損失を最小限に抑えることが可能となっている。
また、この期間にコンデンサＣ１を放電用抵抗Ｒ２と接続して放電させることで、次のターンオン時に備えることができる。

なお、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅはターンオン開始時から上昇するが、コレクタ電流Ｉｃｅは、ゲート電圧Ｖｇｅがある値Ｖｒｅｆ２に達するまでは流れず、ゲート電圧Ｖｇｅが値Ｖｒｅｆ２を超えると流れ始める。コレクタ電流Ｉｃｅは流れ始めから上昇していき、やがて定常値に落ち着く。

また、図３には、ＩＧＢＴ１のオフ時に、該ＩＧＢＴ１の対抗アーム側のＩＧＢＴ２がターンオンした場合における、ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧Ｖｃｅ、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅ、ＩＧＢＴ１のコレクタ電流Ｉｃｅを示している。
図３においては、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１を接続した場合の各電圧および電流が実線で示されており、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサ１を接続していない場合の各電圧および電流が２点鎖線で示されている。

つまり、ＩＧＢＴ１のオフ時に、対抗アーム側のＩＧＢＴ２がターンオンした場合、該ＩＧＢＴ２のコレクタ電圧Ｖｃｅが変化するが、そのコレクタ電圧Ｖｃｅの時間変化率ｄＶｃｅ／ｄｔが大きくなると、図８におけるＩＧＢＴ１０１の帰還容量ＣｒｅｓのごとくＩＧＢＴ１のインピーダンスが低下して、該ＩＧＢＴ１の充電電流が増加するため、前記コンデンサＣ１が設けられていなければ、ゲート電圧Ｖ_ＧＥが上昇してしまう。
そして、このゲート電圧Ｖ_ＧＥの上昇により、該ゲート電圧Ｖ_ＧＥのピークがＩＧＢＴ１の閾値電圧を超えてしまうと、ＩＧＢＴ１がオンして上下アームに短絡電流が流れてしまうこととなる。

しかし、本例の駆動装置１０のように、ＩＧＢＴ１のゲート−エミット間にコンデンサＣ１を設け、該ＩＧＢＴ１のオフ時に、切換スイッチＳＷ１をノードＮ１とノードＮ２とが接続される側へ切り換えることで、ＩＧＢＴ１の入力容量を増加させることができ、ＩＧＢＴ２のターンオン時におけるコレクタ電圧Ｖｃｅの時間変化率ｄＶｃｅ／ｄｔの増大による、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅの上昇を抑えることができる。
これにより、ＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅのピークが閾値電圧を超えて、該ＩＧＢＴ１が誤動作することを防止することができる。

また、該ＩＧＢＴ１のオフ時に、切換スイッチＳＷ１をノードＮ１とノードＮ２とが接続される側へ切り換える前には、該切換スイッチＳＷ１をノードＮ１とノードＮ３とが接続される側へ切り換えて、コンデンサＣ１を放電させておく。
これにより、ノードＮ１とノードＮ２とを接続したときに、電荷が残った状態のコンデンサＣ１によりＩＧＢＴ１が充電されて誤ってオンしてしまうことを防止できる。

さらに、ＩＧＢＴ１のゲート−エミット間に設けるコンデンサＣ１は、小型で大容量（例えばμＦオーダー）のものが多数流通しているので、駆動装置１０の小型化および低コスト化を図ることができる。

次に、コンデンサＣ１を設けた本駆動装置１０における、リカバリーサージ電圧およびターンオン損失の低減、ならびに誤動作防止についての検証結果を示す。

まず、駆動装置１０よるＩＧＢＴ１の誤動作防止のための制御について説明する。
図４にはＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１を接続しなかった従来の場合の波形を示している。図４においては、ＩＧＢＴ１の対抗アーム側に配置されるＩＧＢＴ２のターンオン時ｔ１に、オフ状態のＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅが、そのピーク電圧がＶｇｅ１となるまで+方向へ持ち上がっている。このピーク電圧Ｖｇｅ１はＩＧＢＴ１の閾値電圧を大きく超えているため、該ＩＧＢＴ１のコレクタ電流Ｉｃｅが流れている。
このコレクタ電流Ｉｃｅは、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２とを流れる上下アーム短絡電流となるため、ＩＧＢＴ１・２等で構成されるインバータ装置の信頼性を低下させる原因となりかねない。

これに対して、ＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１を接続した本発明にかかる駆動装置１０の場合の波形を、図５に示す。
図５では、ＩＧＢＴ１の対抗アーム側に配置されるＩＧＢＴ２のターンオン時ｔ１に、オフ状態のＩＧＢＴ１のゲート電圧Ｖｇｅのピーク値はＶｇｅ２（Ｖｇｅ２＜Ｖｇｅ１）となっており、ＩＧＢＴ１の閾値電圧を僅かに超える程度に抑えられている。従って、図５においてＩＧＢＴ１に流れるコレクタ電流Ｉｃｅの電流値Ｉｃｅ２は、図４におけるＩｃｅ１よりも大幅に少なくなっている。

このように、ゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１を接続した本発明の駆動装置１０では、ＩＧＢＴ１およびＩＧＢＴ２の上下アーム短絡電流を抑制して、インバータ装置の信頼性向上を図ることが可能となっている。
なお、図５の検証結果では、コレクタ電流Ｉｃｅが若干流れた状態となっているが、駆動装置１０の回路定数を適宜設定することにより、コレクタ電流Ｉｃｅが流れない状態とすることもできる。

次に、リカバリーサージ電圧およびターンオン損失の低減について説明する。
図６にはＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１を接続しなかった従来の場合の波形を示している。
また、図７にはＩＧＢＴ１のゲート−エミッタ間にコンデンサＣ１を接続した本発明にかかる駆動装置１０の場合の波形を示しており、時刻ｔ２にて前記切換スイッチＳＷ１が、ノードＮ１とノードＮ２とが接続される側から分断される側へと切り換えられている。

図６、図７によると、図７におけるＩＧＢＴ１のターンオン損失Ｐ２が、図６におけるターンオン損失Ｐ１と同等でありながら、図７におけるリカバリーサージ電圧のピーク値Ｖｃｅ２が、図６におけるリカバリーサージ電圧のピーク値Ｖｃｅ１よりも低く抑えられている。
リカバリーサージ電圧は、インバータ装置の放射ノイズ源や、ＩＧＢＴ１およびダイオードＤ１の破損原因になり得るため、このリカバリーサージ電圧を低減させることで、インバータ装置の信頼性向上を図ることが可能となっている。

なお、駆動装置１０のゲート抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１の定数を適宜Ｔ調整することで、リカバリーサージ電圧を従来の駆動装置の場合と同等に抑えながら、ターンオン損失を低減することも可能である。
そして、ターンオン損失を低減することで、インバータ装置の冷却系の小型化や簡素化を図ることができる。

本発明にかかるＩＧＢＴの駆動装置を示す回路図である。 ＩＧＢＴのターンオン時におけるゲート電圧等を示す図である。 対抗アーム側のＩＧＢＴのターンオン時における当該ＩＧＢＴのコレクタ電流等を示す図である。 ゲート−エミッタ間にコンデンサを接続しなかった場合の、対抗アーム側のＩＧＢＴのターンオン時における当該ＩＧＢＴのコレクタ電流等の検証例を示す図である。 ゲート−エミッタ間にコンデンサを接続した場合の、対抗アーム側のＩＧＢＴのターンオン時における当該ＩＧＢＴのコレクタ電流等の検証例を示す図である。 ゲート−エミッタ間にコンデンサを接続しなかった場合の、当該ＩＧＢＴのターンオン時における、対抗アーム側のＩＧＢＴに生じるリカバリーサージ電圧等を示す図である。 ゲート−エミッタ間にコンデンサを接続した場合の、当該ＩＧＢＴのターンオン時における、対抗アーム側のＩＧＢＴに生じるリカバリーサージ電圧等を示す図である。 従来のＩＧＢＴの駆動回路において、電流Ｉ_ＣＧが流れる様子を示す図である。 従来のＩＧＢＴの駆動回路において、対抗アーム側のＩＧＢＴがターンオンした際に、当該ＩＧＢＴのゲート電圧が押し上げられる様子を示す図である。

１・２ ＩＧＢＴ
４ 制御回路
５ 比較回路
１０ 制御装置
Ｃ１ コンデンサ
Ｒ１ ゲート抵抗
Ｒ２ 放電用抵抗
ＳＷ１ 切換スイッチ
Ｎ１ コンデンサ側ノード
Ｎ２ 接続ノード
Ｎ３ 放電側ノード

Claims (3)

1. 電圧駆動型半導体素子の駆動装置であって、
   該電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に接続されるコンデンサと、
   該電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に接続される放電用抵抗と、
   該電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に前記コンデンサを介して接続されるコンデンサ側ノードの接続先を、電圧駆動型半導体素子のゲート電極に接続される接続ノード、および電圧駆動型半導体素子のエミッタ電極に前記放電用抵抗を介して接続される放電側ノードに切り換える切換手段とを備え、
   該切換手段は、電圧駆動型半導体素子のターンオン開始時には、前記コンデンサ側ノードを接続ノードに接続しており、ターンオンの開始から終了までの途中の過程で、前記コンデンサ側ノードの接続を、接続ノードから切り離し、少なくとも次のターンオフまでに前記コンデンサ側ノードを放電側ノードに接続することを特徴とする電圧駆動型半導体素子の駆動装置。
2. 前記切換手段は、電圧駆動型半導体素子のオフ時には、コンデンサ側ノードと接続ノードとが接続される側に切り換えられることを特徴とする請求項１に記載の電圧駆動型半導体素子の駆動装置。
3. 前記切換手段は、電圧駆動型半導体素子のゲート電圧検出手段を備え、 該ゲート電圧検出手段の検出結果に基づいて、コンデンサ側ノードの接続先を切り換えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電圧駆動型半導体素子の駆動装置。