JP4374115B2

JP4374115B2 - アクティブピクセルセンサ

Info

Publication number: JP4374115B2
Application number: JP2000137372A
Authority: JP
Inventors: イープレンティスウェイン; マイケルガイダッシュロバート
Original assignee: イーストマンコダックカンパニー
Priority date: 1999-05-13
Filing date: 2000-05-10
Publication date: 2009-12-02
Anticipated expiration: 2020-05-10
Also published as: DE60030802D1; EP1052846A3; JP2001008101A; US6069377A; EP1052846B1; DE60030802T2; TW448339B; EP1052846A2; KR20010020835A; KR100718404B1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体に基づくイメージセンサに関しており、より具体的には、ダイナミックレンジが増したイメージセンサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＰＳ（アクティブピクセルセンサ）は固体（ソリッドステート）イメージャであって、その各ピクセルは光センシング手段と他の能動部品を含み、これらが、電圧又は電流に変換される電荷を生成する。信号は、ピクセルフォトサイトに入射する光量を示す。イメージングセンシング装置のダイナミックレンジ（ＤＲ）は、典型的には飽和信号（Ｖ_sat）と呼ばれる有効最大検出可能信号レベルの、センサの実効値ノイズレベル（σ_noise）に対する比として規定される。これは、式１に示される。
【０００３】
式１：ダイナミックレンジ＝Ｖ_sat／σ_noise
電荷結合素子（ＣＣＤ）のような入射フォトンによって生成された電荷を集積するイメージセンサ装置は、所与のフォトサイト内に収集且つ保持されることができる電荷量（Ｖ_sat）によって制限されるダイナミックレンジを有している。例えば、任意の所与のＣＣＤに対して、あるピクセル内で収集且つ検出されることができる電荷量は、ピクセル面積に比例する。これより、メガピクセルデジタルスチルカメラ（ＤＳＣ）で使用される商用装置に対して、Ｖｓａｔを示す電子数は１３，０００個から２０，０００個のオーダである。入射光が非常に明るく、ピクセル又は光検出器内に保持できる量より多くの電子を生成すると、これらの過剰電子はピクセル内のブルーミング防止手段によって引き出され、増加飽和信号には寄与しない。これより、最大検出可能信号レベルは、光検出器又はピクセル内に保持されることができる電荷量に制限される。ＤＲは、センサノイズレベルσ_noiseによっても制限される。Ｖｓａｔにおける制約のために、ＣＣＤに関して多くの研究が行われてきて、σ_noiseを非常に低いレベルにまで減らしてきている。典型的な商用メガピクセルＤＳＣ装置は、ＤＲが１０００：１以下である。
【０００４】
ＤＲについての同じ制約が、ＡＰＳ装置に関しても存在する。Ｖ_satは、光検出器内に保持され且つ分離されることができる電荷量によって制限される。過剰な電荷は失われる。この点は、ＡＰＳにおいてはＣＣＤに比べて更に深刻な問題になる。これは、光検出器のために利用可能な面積を制限するＡＰＳピクセル内の能動部品のため、及びＡＰＳ装置で使用される低電圧サプライ及びクロックのためである。加えて、ＡＰＳ装置はチップ上のイメージセンサシステムを提供するために使用されてきたので、ＣＣＤには存在しないタイミング回路、制御回路、アナログ・デジタル変換回路等が存在し、これらＡＰＳ装置で使用されるデジタル及びアナログ回路が、ＣＣＤに比べてはるかに高いノイズ発生源となる。これは、より大きな時間ノイズ、及びオンチップのアナログ・デジタル変換器から発生する可能性のある量子化ノイズによる。
【０００５】
コヌマに対して発行された米国特許第５，６５０，６４３号（コヌマ）は、固体イメージセンシング装置のダイナミックレンジを増すために使用できる装置を教示している。コヌマは、光検出器に関連した比較器とカウンタとを組み込んで集積信号閾値レベルに到達するために必要とされる時間を計測し、これを唯一のセンサ出力として提供することにより、有効Ｖ_satレベルを増加させる手段を示している。カウンタは比較器と共に、比較器入力に供給された信号レベルに比較器が達するまでに要したカウンタクロック周期の数を決定するために使用される。この装置はその後に、このカウンタクロック周期の数のみを、光検出器に関連した出力又は信号値として提供する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
コヌマの開示内容によれば、Ｖ_satを効果的に増加することによってダイナミックレンジが増加するが、このアプローチは幾つかの問題点を有している。
【０００７】
第１に、各ピクセルにカウンタ及び比較器を設けるとすれば、各ピクセルにおける部品数が非常に大きくなり、フィルファクタ（ｆｉｌｌｆａｃｔｏｒ）が小さいピクセルになるか、非常に大きなサイズのピクセルになる。このアプローチは、半導体テクノロジーの技術水準における現在の最小形状（ｆｅａｔｕｒｅ）サイズ、及び小型ピクセルで低コストのイメージセンサに対する必要性を考慮すれば、現実的ではない。
【０００８】
第２に、各ピクセルの出力は、所与の閾値に到達するために必要な時間に対するカウンタ値であり、光検出器にて集積された実際の電荷量に対するアナログ出力値は含まない。このアプローチでは、有効Ｖ_satレベルは増加するが、有効ＤＲは、カウンタクロックの時間周期又は精度、及びカウンタのサイズにより制限されるであろう。例えば、カウンタが１０ビット又は１０２４カウントを有していると、１０２４個のマスタクロック周期が所望の露出時間にあてはまるとして、ダイナミックレンジは１０ビットまで拡大される。所望の露出時間が１００ｍｓｅｃであれば、そのときにはカウンタクロック周期は９７．６μｓｅｃ以下（≦９７．６μｓｅｃ）でなければならない。ＤＲを２０ビットまで拡大しようとすれば、２０ビットのカウンタが必要になり、１００ｍｓｅｃの露出時間に対するカウンタクロック周波数を１０．５ＭＨｚより大きく（＞１０．５ＭＨｚ）する必要があるであろう。露出時間が減少すると、それに対応するように、より速いマスタクロックが必要とされる。例えば、屋外にて明るい太陽光のもとでイメージを獲得する場合に１／６０秒の露出時間が望まれる又は必要とされるならば、２０ビットを量子化するために６３ＭＨｚのマスタクロックが必要とされるであろう。典型的な露出条件で高ダイナミックレンジを提供するためには、非常に速いカウンタクロックが必要とされることは明らかである。また、カウンタ中のビット数が大きくなるにつれて、これをピクセル内に集積化するために、より大きな面積が必要になり、ますます大きなピクセルが生成されることになる。典型的なカウンタは、ビット当たり４〜８個のトランジスタを必要とする。これより、２０ビットのカウンタは８０〜１６０個のトランジスタを必要とし、０．３５μｍのＣＭＯＳプロセスにおいて４０μｍより大きい（＞４０μｍ）ピクセルサイズとなる。加えて、このアプローチでは、各ピクセルに対する出力値を得るために、イメージセンサ内の全ピクセルがプログラムされた閾値レベルに達する必要がある。これによると、閾値レベルがＶ_satに近ければ、シーン中の暗い領域を閾値レベルに到達させるために、非常に長い露出時間を必要とするであろう。露出時間は、閾値レベルを非常に低い値にプログラミングすることによって低減させることができるが、これでは、シーン中の非常に明るい領域の情報の精度が減少するであろう。なぜなら、これらの領域は、非常に短い時間期間で閾値に達するからである。
【０００９】
第３に、コヌマのアプローチによると、最も明るい光レベルにおいて、データはより量子化される。これは図２に示されている。閾値までの時間から有効光測定がどのように計算されるかを見ることによって、これを理解することができる。
【００１０】
閾値（Ｖ_T）に達するまでに必要とされる時間量（ｔ_T）が分かって且つソースが測定時間中に一定であるとするならば、任意の時間（ｔ_M）での光量を計算することができる。拡張された有効電圧（Ｖ_ext）の表現は、以下の式２にて与えられる。
【００１１】
式２：Ｖ_ext＝Ｖ_T・ｔ_M／ｔ_T
離散システムにおいては、可変時間ｔ_Tは、式３に示される量子化されたユニットによって測定されるであろう。
【００１２】
式３：ｔ_T＝ｔ_M・ｃｖ／ＭａｘＣｖ
ここで、ｃｖは量子化された整数コード値であり、ＭａｘＣｖはｔ_Mにおけるｃｖ値に対応するコード値である。式２に式３をを代入すれば、式４が得られる。
【００１３】
式４：Ｖ_ext＝Ｖ_T・ＭａｘＣｖ／ｃｖ
図２を参照すると、コード値（ｃｖ）が０とは、無限光を意味する。最初の測定可能な量子化が最大であって、ｃｖ＝１とｃｖ＝２との間にある。８ビットリニアシステムに対する量子化は０．００３９であり、これは、コヌマに説明された閾値までの時間による方法における最小量子化よりも少ない。
【００１４】
第４に、ピクセルアレイの外で単一のカウンタ及び比較器を使用して閾値までの時間を追跡するとすれば、ピクセル毎に十分に小さなサンプリング周波数としてダイナミックレンジの拡張部分に対して十分に微細な量子化を行うために、各ピクセルは極端に高いレートで測定されなければならない。例えば、所望の露出時間に亘って１０ビットの量子化が必要であり、且つイメージセンサに１００万個のピクセルがあるとする。所望の露出時間を１００ｍｓｅｃとすると、各ピクセルは、プログラムされた閾値レベルに対して９７．６５μｓｅｃ毎にアクセスされて測定されなければならない。これは、１００万個のピクセルを９７．６５μｓｅｃ毎にサンプリングする必要があることを意味している。これは、９７．６５ピコ秒毎に１ピクセル、すなわち１０．２４ＧＨｚのピクセルサンプリングレートを必要とする。これを実行する手段は、コヌマにも、ＡＰＳ又は他のイメージセンサ装置の分野のどこにも、開示されてきていない。
【００１５】
最後に、与えられた出力値は時間である。この出力から入射イメージを再生する（すなわち、信号レベルを決定する）ためには、時間値から乗算によって外挿しなければならない。これは、センサの有効ノイズレベルを劣化させる。電圧ｖ（ｔ）が閾値に到達するまでの時間を測定するために、値ｔが使用される。信号ＶＰＤ（ｔ）は、標準偏差σＶのガウシアン付加ノイズが幾らか加わった光子の時間的な蓄積を示す。当業者は、拡張された電圧ドメイン（σ_Ext）におけるノイズが、式５によって示されるように付加ノイズに関連していることを示すことができる。
【００１６】
式５：σ_Ext＝２・σ_v・ｔ_M・Ｖ_T ²／ｔ_T（Ｖ_T ²−σ_v ²）
ｔ_Mが常にｔ_Tよりも大きいとすれば、σ_Extの値が常にσ_vよりも大きいことが分かる。以上の議論より、従来技術においては、低ノイズ、小型ピクセル、単純且つ低周波数の読み出しを保ち続けながら拡張されたＶ_sat及びダイナミックレンジを提供する装置、及び拡張された電圧信号の量子化を行う手段に対する必要性が残っていることが分かるであろう。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、従来技術における上述の問題点を、（１）光検出器内に集積された電荷と光検出器の内部のプログラムされた信号レベルに到達するまでに必要とされる時間との両方を示すアナログ信号レベルを、各ピクセル内にカウンタを設ける必要なしに提供する小型ピクセルの拡張ダイナミックレンジＡＰＳ、及び（２）光検出器内に集積された電荷を示すアナログ信号レベルと所与のピクセルが集積時間内にプログラムされた閾値レベルに達した回数を示す信号との両方を提供する拡張ダイナミックレンジＡＰＳ、を提供することによって克服する。
【００１８】
第１の実施形態では、ストレジキャパシタが各ピクセル内に含まれていて、これが、時間に依存する電圧をピクセルアレイに供給するグローバル電圧バスに接続されている。任意の所与のピクセル内のストレジキャパシタは、光検出器内の信号レベルがプログラムされた閾値レベルに達すると、時間依存電圧バスから切り離される。キャパシタに蓄えられた電圧は、そのときには、そのピクセルがプログラムされた閾値レベルに達するまでに必要とされる時間を示す。ピクセルは光検出器信号の読み出しパスも有しており、閾値までの時間を示すアナログ信号と光検出器内に集積された電荷を示すアナログ信号との両方を、所望の露出時間の終了時に読み出すことができる。これら２つのアナログ信号が共同して使用されて、拡張ダイナミックレンジを提供する。カウンタはピクセル内に集積されておらず、ピクセルを実用的に小さくすることができる。
【００１９】
第２の実施形態では、新しい概念が提供されて、各ピクセル内の有効信号レベルを決定するために時間値からの乗算外挿を行う必要がなくなる。この手法は光検出器アナログ出力バスを備えているが、閾値に達するまでに必要とされた時間ではなく、所与のピクセルがプログラムされた閾値に達した回数を決定するという、付加的な機能を有している。これは、光検出器がプログラムされた閾値に達するたびに光検出器をリセットし、光検出器が集積期間中にリセットされた回数を示す信号をピクセル内に有することによって、実行される。
【００２０】
本発明は、小型ピクセルサイズ及び低ノイズを保ちながら、ＡＰＳのダイナミックレンジを拡張するという効果を有する。これらの実施形態は、ピクセル内に大きなカウンタを必要とせず、低ノイズのアナログ光検出器信号の読み出しも提供する。これは、非常に単純な自動露出信号を必要とするのみであるか又は自動露出信号を必要としない、面積的に効率的な拡張ダイナミックレンジセンサを提供する。
【００２１】
【発明の実施の形態】
新しいセンサアーキテクチュアは、好ましくはｙ行ｘ列を有するアレイに配置されたセンサに対するものであるが、リニアセンサのような他の配列も使用できることを、関連技術における当業者は理解するであろう。
【００２２】
新しいＡＰＳピクセル及びセンサアーキテクチュアは、従来技術の制限を克服しながら、拡張されたダイナミックレンジを提供する。図３を参照すると、高ダイナミックレンジセンサを提供する新しいピクセルアーキテクチュアが提供される。このアーキテクチュアでは、ピクセル５０は、光検出器ＰＤ（典型的にはフォトダイード）、リセットゲートＲＧを有するリセットトランジスタ、ソースフォロワ入力トランジスタＳＩＧ、行選択ゲートＲＳＧを有する行選択トランジスタ、比較器、電圧入力を比較器の一つの入力に提供するバスＶｐｒ、第２のソースフォロワ入力トランジスタＭ１、ストレジキャパシタＣｓ、時間依存電圧信号Ｖ（ｔ）をストレジキャパシタに提供するバスＶｔｉｍｅ、ストレジキャパシタを時間依存電圧バスに接続するスイッチＭ３、及び第２の行選択トランジスタＭ２を備えている。比較器に対する第２の入力は、光検出器に接続されている。このピクセルは、以下のように動作する。図８のタイミングダイアグラム図を参照する。はじめに、ＰＤ、比較器、及びＣｓが、必要な信号をＲＧ、Ｖｐｒ、及びＶｔｉｍｅにそれぞれ印加することによって、所定のレベルにリセットされる。このとき、ＰＤは機能的に空であり、比較器の出力は「０」論理であり、ＣｓはＶｔｉｍｅに接続される。時間ｔ０で、イメージの獲得が開始される。入射光がピクセル内に光電子を生成し、これらがＰＤに集められる。ＰＤ５２に蓄積される電荷が増加するにつれて、比較器の正入力に印加される電圧がＶｐｒ及び比較器のスイッチングレベルに近づく。また、時間が経つにつれて、Ｖｔｉｍｅにおける電圧レベルＶ（ｔ）が変化する。入力光が十分に明るくて、集積時間Ｔｉｎｔ内に十分な電子が生成されてＶＰＤ（ｔ）信号が比較器５４に印加された閾値を越すと、比較器５４の状態が切り替わって、Ｖｔｉｍｅ５１を介して印加されるＶ（ｔ）からストレジキャパシタＣｓが切り離される。これでピクセルストレジキャパシタＣｓはフローティング状態になり、最後にＶｔｉｍｅ５１に印加された電圧レベル、すなわち光検出器５２に蓄積された電荷が比較器５４に供給された閾値を越えたｔ＝ＴｉｎｔにおけるＶ（ｔ）のままである。図９を参照すると、３つの明るいピクセルの場合が示されている。ピクセルａはピクセルｂより明るく、ピクセルｂはピクセルｃより明るい。示されているように、ピクセルａ、ｂ及びｃに対する比較器は異なるタイミングでトリップして、各ストレジキャパシタに蓄えられる異なる電圧ＶＣｓを生成する。
【００２３】
入射光の明るさが十分ではなくＰＤ電圧レベルが閾値レベルを越えないときには、比較器の状態は切り替わらず、ＣｓはＶｔｉｍｅに接続されたままである。これは図１０に示されている。所望の集積時間の終了時には、センサの各ピクセルは、適当な行への所定のＲＳＧ信号の印加によって、一度に一行が読み出される。比較器が「トリップ」していなければ、トランジスタＭ２がターンオフし、時間出力列バスに接続されてピクセルアレイの底部に位置する列毎ソースフォロワ負荷トランジスタによって、時間出力列バスが低電圧に引かれる。比較器がトリップしていると、トランジスタＭ２がターンオンし、時間出力列バスはストレジキャパシタＣｓの電圧に比例した電圧になる。これは、論理「１」とも解釈される。ピクセル５０に対する比較器５４がトリップすると、ストレジキャパシタＣｓの値が時間出力列バスを通して読み出されて記録される。そのピクセルに対する比較器５４が「トリップ」しなければ、光検出器５２に対する信号レベルの値が信号出力列バスを通して読み出されて記録される。閾値までの時間又は光検出器内の信号レベルを示すこれらのアナログ信号の読み出しは、従来技術のＡＰＳに対するものと同様の方法で行われることができる。
【００２４】
イメージの明るい領域におけるピクセルは、そのピクセルがある信号レベルに達した時点を示すアナログ信号を有しているので、イメージ内の明るい領域の有効ＰＤ信号レベルが確認されて、これらの明るい領域に関連する詳細が維持される。このピクセルにおける有効ＰＤ信号値Ｖ_extは、図１のチャートに示されるように計算されることができて、式２に示される関係によって決定される。このとき、Ｖ_TはＣｓがＶｔｉｍｅ及びＶ（ｔ）から切り離されるときのＰＤ信号値であり、ｔ_Mは集積時間又は露出時間であり、ｔ_TはそのピクセルがＶ_Tに達するために必要とされる時間である。ｔ_Tは、以下の式６に示されるように、Ｖｔｉｍｅに印加されるＶ（ｔ）関数の逆数をとることによって計算することができる。
【００２５】
式６：ｔ_T＝Ｖ^-1（ｔ）
加えて、そのシーンの低光量領域内のピクセルについての光検出器のアナログ信号値の読み出しがあるので、暗い領域の詳細も分かって獲得される。イメージの明るい領域に関連した８〜１０ビットのイメージデータが存在し、且つイメージの暗い領域に関連した８〜１０ビットのイメージデータが存在すると仮定すると、これらの２セットのイメージデータを連結して、計１６〜２０ビットのシーン詳細情報を提供することができる。これにより、極端に高いダイナミックレンジを有するセンサが得られる。
【００２６】
比較器５４をトリップさせたピクセルに対するストレジキャパシタＣｓのレベルの読み出しに加えて、又はその読み出しに平行して、光検出器５２のレベルの読み出しを行うこともできることに留意されたい。これにより、同じピクセルから利用可能な２つのデータ値が提供される。一方のデータ値は、比較器５４に印加された閾値に達するまでの時間を示し、他方のデータ値は、光検出器５２内で集積された信号を示す。これらの値を協調して使用して、キャリブレーションのような機能を実行することができる。例えば、閾値レベルが光検出器のＶｓａｔの５０％に設定されるならば、Ｖｓａｔの７５％に達したピクセルに対するＣｓ及びＰＤからの信号を比較且つ使用して、閾値までの時間及びＰＤ内の電荷量を示す信号の正確なキャリブレーションを行うことができる。
【００２７】
このピクセルアーキテクチュアの他の実施形態が、図４に示されている。この場合には、ピクセル内の比較器が取り除かれて、ＰＤに隣接するオーバーフローゲートＯＧとフローティング拡散領域とに置き換えられている。閾値バスＶｐｒはＯＧに接続され、フローティング拡散領域はＶ（ｔ）とＣｓとの間のスイッチＭ３の入力に接続されている。図４では、Ｃｓは、単純にトランジスタＭ１の入力キャパシタンスである。動作は、図３のピクセルに対して説明したものと同様に行われる。はじめに、ＰＤとＦＤとがリセットされる。これでＦＤはＶＤＤに近くなり、スイッチトランジスタＭ３はターンオンしてＣｓをＶ（ｔ）に接続する。ＯＧの下方の領域の電位は、Ｖｐｒによって制御される。集積が進むと、ＰＤは光電子を集め始める。ＰＤ内の電子数によってＰＤの電位がＯＧの下方の領域の電位を越えると、余分に生成された光電子はＰＤからＯＧの下方の領域を通ってＦＤへ流れる。ＦＤ内の電子数によってＦＤの電位がＭ３の閾値電圧より低くなると、Ｍ３はターンオフし、これによりＣｓをＶ（ｔ）から切り離す。ここで、Ｃｓに蓄えられた電圧は、所定の信号レベルに達するまでの経過時間を示す。この実施形態では、カウンタも比較器も使用されずに６トランジスタのピクセルが提供される。これにより、消費者用デジタルスチルカメラのアプリケーションに適した高フィルファクタで小ピッチのピクセルが可能になる。
【００２８】
同じ概念の第３の実施形態が図５及び図６に示されている。この場合、別個のＰＤが形成されて、閾値までの時間を決定するためのＰＤが作られる。これは、ＰＤｔと呼ばれる。動作の開始時には、ＰＤ及びＰＤｔの両方が、それぞれ所定のレベルにリセットされる。プログラム可能な閾値バスＶｐｒは第２のリセットトランジスタＭ４のゲートに接続され、ＰＤｔがリセットされるレベルを制御する。集積が進むと、ＰＤ及びＰＤｔは両方とも光電子を集める。ＰＤｔ内の電子数によってＰＤｔの電位がＭ３の閾値電圧よりも低くなると、Ｍ３はターンオフして、これによりＣｓをＶ（ｔ）から切り離す。ここで、Ｃｓに蓄えられた電圧は、所定の信号レベルに到達するまでの経過時間を示す。ＰＤｔの電位をＭ４の閾値電圧よりも低くするために必要とされる電荷量は、ＰＤｔがリセットされるレベルによって制御される。ＰＤ内の光電子量が先に説明した方法で読み出されて、ＰＤ内に蓄えられた電子数を示す信号レベルを与える。ＰＤｔのサイズ及び容量を適切に設計することによって、閾値ｔ_Tに達するまでの時間を、所望の集積時間ｔ_Mよりも確実に短くすることができる。図６に示されるピクセルは、ＶｐｒがリセットトランジスタＭ４のゲートではなくドレインに接続されている点を除いて、図５に示されたピクセルと同じである。Ｍ４のＲＧは、リセットトランジスタ＃に対するＲＧと同じ信号に接続されている。ＰＤｔのリセットレベルは、やはりＶｐｒに印加される電圧によって制御される。
【００２９】
この同じ概念の他の実施形態が図７に示されている。この実施形態では、信号列出力バスを使用して、閾値までの時間を示す信号と光検出器に蓄えられた電子数を示す信号とを順に読み出す。ピクセルは、光検出器ＰＤ、トランスファーゲートＴＧ、フローティング拡散領域ＦＤ、リセットゲートＲＧを有するリセットトランジスタ、閾値までの時間を示す信号を読み出す行選択トランジスタＲＳＧｔ、光検出器ＰＤ内のアナログ電荷を示す信号を読み出す行選択トランジスタＲＳＧａを備える。ＦＤは、光検出器として動作するように設計されている。このピクセルの動作は、以下のように生じる。はじめに、ＰＤ及びＦＤの両方が、ＲＧ及びＴＧをターンオンし且つＶＤＤをＶｔｉｍｅに印加することによってリセットされる。このとき、ＴＧをターンオフし且つＶｔｉｍｅがＶＤＤの状態で第２の所定の信号レベルをＶｐｒに印加することによって、ＦＤのレベルを別個にリセットすることができる。その後に、ＲＧをターンオフし且つＶ（ｔ）をＶｔｉｍｅに印加することによって、集積が開始される。ＰＤ及びＦＤの両方が光電子を集め始める。ＦＤのレベルはＳＩＧａの閾値を越えているので、ＳＩＧａは、Ｖｔｉｍｅに印加されたＶ（ｔ）をＳＩＧｔの入力キャパシタンスであるＣｓに接続するスイッチとして機能する。ＦＤ内に集められた光電子数によってＦＤの電位が閾値電圧ＳＩＧａより低くなると、ＳＩＧａはターンオフして、Ｃｓに蓄えられた電圧レベルが閾値までの時間を示すようになる。集積期間の終了時に、ＲＳＧｔをｈｉｇｈに設定してＣｓに蓄えられた信号レベルを読み出すことによって、このセンサが読み出される。その後に、ＲＧをターンオンしてＶｔｉｍｅをＶＤＤに設定することによって、ＦＤがリセットされる。これにより、ＳＩＧｔを通じた読み出しのためのリセットレベルが提供され、ピクセルのソースフォロワオフセットをキャンセルするために、閾値までの時間を示す信号の差分読み出しが提供される。ＦＤがリセットされるので、リセットレベルは、ＲＧＳｔをターンオフし且つＲＳＧａをターンオンすることによって、ソースフォロワＳＩＧａによって読み出される。その後に、Ｔｇをオン及びオフにストローブすることによって、ＰＤ内の電荷がＦＤに転送される。それから、ＦＤの信号レベルがソースフォロワＳＩＧａを介して読み出される。これにより、光検出器のアナログ信号レベルの相関二重サンプリング読み出しが提供される。
【００３０】
ＣｓがＶ（ｔ）から切り離される閾値がプログラム可能であり、最適性能を提供するようにシステムによって設定されることができることに、留意されたい。加えて、印加される時間依存電圧信号Ｖ（ｔ）を、ダイナミックレンジを更に拡張するような任意のユーザ規定の転送（トランスファー）関数に設定して、時間信号の量子化を管理することができる。例えば、Ｖ（ｔ）を対数関数にして、シーンの明るい領域で認識されるイルミナンス範囲の拡大を提供することができる。加えて、複数のＶｐｒ信号又は信号線を設けて、イメージセンサアレイ内の各カラーピクセルに対して別個のプログラム可能な閾値を設けることもできる。
【００３１】
閾値レベルに達するまでに必要とされる時間値がシーンの明るい領域に対して記憶されるので、これらの明るい領域に関連する詳細は全て維持される。シーンの低光量領域に対するアナログ信号値は既知であるので、暗い領域の詳細が分かって獲得される。これにより、極めて高いダイナミックレンジを有するセンサが得られる。１０ビットの時間データがあり且つ残りのアナログ信号（すなわち、比較器の閾値レベルを越えなかった値）が８〜１０ビットに量子化されるとすると、測定された信号は８〜１０ビットだけＶ_Tを越えて拡張される。比較器の閾値はプログラム可能であり、最適性能が得られるようにシステムによって設定されることができることに、再び留意すべきである。
【００３２】
ＡＰＳピクセルの高ダイナミックレンジを達成する他の手段は、上記で説明したものと同様であるが、図１１に示されるように、比較器５４の出力を使用して（１）カウンタをインクリメントし、且つ（２）光検出器をリセットするという点が異なっている。このタイプの実施形態では、カウンタ値は各ピクセルに関連している。フレーム獲得のための集積時間の終了時に、カウンタ値はデジタル出力バスを介して読み出される。その値は、光検出器が閾値レベルを満たしてリセットされた回数を示す。光検出器の出力電圧はアナログ出力バスを介して読み出されるが、その値は、光検出器が最後にリセットされてから集められた電荷量を示す。そのとき、ピクセルの全出力値は、そのピクセルがプログラムされた閾値に達した回数にアナログ出力バスからの光検出器内の電圧を加えたものである。例えば、プログラムされた閾値レベルが５００ｍＶであるとする。非常に明るい領域はカウンタ値１２４５及びアナログ出力３００ｍＶを有することがあり、それほど明るくない領域はカウンタ値１００及びアナログ出力１００ｍＶを有することがあり、薄暗い領域はカウンタ値０及びアナログ出力２００ｍＶを有することがある。その場合、出力電圧は、Ｖｏｕｔ＝（カウンタ値）（５００）＋アナログ出力値）という公式を使用して計算することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にて使用される変数を規定して、従来技術及び本発明での拡張ダイナミックレンジを提供するグラフである。
【図２】従来技術の量子化欠陥を例示するダイアグラム図である。
【図３】本発明の好適な実施形態のピクセルアーキテクチュアのダイアグラム図である。
【図４】本発明の好適な実施形態のピクセルアーキテクチュアのダイアグラム図である。
【図５】本発明の好適な実施形態のピクセルアーキテクチュアのダイアグラム図である。
【図６】本発明の好適な実施形態のピクセルアーキテクチュアのダイアグラム図である。
【図７】本発明の好適な実施形態のピクセルアーキテクチュアのダイアグラム図である。
【図８】図３に示すピクセルの動作のタイミングダイアグラム図である。
【図９】図３に示すピクセルの動作のタイミングダイアグラム図である。
【図１０】図３に示すピクセルの動作のタイミングダイアグラム図である。
【図１１】本発明によって具現化される他のピクセルアーキテクチュアのダイアグラム図である。
【符号の説明】
５０ピクセル、５２光検出器、５４比較器、ＰＤ光検出器、ＲＧリセットゲート、ＲＳＧ行選択ゲート、ＳＩＧソースフォロワ入力トランジスタ、Ｖｐｒバス、Ｖｔｉｍｅバス、Ｃｓストレジキャパシタ、Ｍ１第２のソースフォロワ入力トランジスタ、Ｍ２第２の行選択トランジスタ、Ｍ３スイッチ。

Claims

複数のピクセルを有するアクティブピクセルセンサであって、少なくとも一つのピクセルが、
リセット装置に機能的に結合された光検出器と、
前記光検出器の出力レベルがプログラムされた閾値レベルに達したか否かを判断する装置と、
リセット装置により前記光検出器の出力レベルがリセットされてから、前記光検出器の出力レベルがプログラムされた閾値レベルに達するまでの間に電圧を蓄えるキャパシタと、
前記光検出器の出力レベルを信号バスに対して出力し、前記光検出器の出力レベルがプログラムされた閾値レベルに達した場合にさらにキャパシタの電圧を信号バスに対して出力するアナログ検出器と、
を備えている、アクティブピクセルセンサ。
前記装置が前記閾値レベルに接続された比較器を更に備えている、請求項１に記載のアクティブピクセルセンサ。