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JP4208018B2 - 直流変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、高効率、小型で安価な直流変換装置に関する。
図８に従来の多出力の直流変換装置の回路構成図を示す。図７に従来の多出力の直流変換装置を説明するための基本回路である単出力の直流変換装置の回路構成図を示す（特許文献１）。
図７に示す直流変換装置は、ハーフブリッジ回路で構成されており、直流電源Ｖｉｎの両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレインが直流電源Ｖｉｎの正極に接続され、スイッチング素子Ｑ１のソースが直流電源Ｖｉｎの負極に接続されている。
スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１及び電圧共振コンデンサＣｒｖが並列に接続されるとともに、リアクトルＬｒ１とトランスＴ１の１次巻線Ｐ１と電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路が接続されている。リアクトルＬｒ１はトランスＴ１の１次２次間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線Ｐ１には励磁インダクタンスがリアクトルＬｐ１として等価的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ２が並列に接続されている。
トランスＴ１の巻線の巻き始めは、ドット（●）で示している。トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の一端（●側）には、ダイオードＤ３のアノードが接続され、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の他端とトランスＴ１の２次巻線Ｓ２の一端（●側）は平滑用のコンデンサＣｏｌの一端に接続され、トランスＴ１の２次巻線Ｓ２の他端はダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードはコンデンサＣｏｌの他端に接続されている。コンデンサＣｏｌの両端には負荷Ｒｏｌが接続されている。
制御回路１０は、コンデンサＣｏｌからの出力電圧Ｖｏに基づきスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＦＭ制御（周波数制御）を行い、コンデンサＣｏｌの出力電圧Ｖｏが一定になるように制御する。
次にこのように構成された従来の直流変換装置の動作を図１０に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。
図１０において、ＶＱ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、ＩＱ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流、ＶＱ２はスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、ＩＱ２はスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流、ＶＣｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、ＶＤ３はダイオードＤ３の両端電圧、ＩＤ３はダイオードＤ３の電流、ＶＤ４はダイオードＤ４の両端電圧、ＩＤ４はダイオードＤ４の電流である。
なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との両方がともにオフ状態のデットタイムを有し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが互いにオン／オフ動作するものとする。
まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間では、時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフになる。スイッチング素子Ｑ２がオンしている状態では、トランスＴ１の１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れており、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路で電流が流れている。
スイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ２から電圧共振コンデンサＣｒｖに転流され、Ｃｒｖ→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｃｒｖの経路で電流が流れる。
従って、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ２がオンしていた状態ではほぼ直流電源Ｖｉｎの電圧であったが、０Ｖまで放電される（以下、直流電源Ｖｉｎの電圧もＶｉｎで示すことにする）。
従って、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧はスイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１は、Ｖｉｎから０Ｖまで減少する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２は（Ｖｉｎ−ＶＱ１）であるので、０ＶからＶｉｎに上昇する。
時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間では、時刻ｔ１において、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧が０Ｖまで減少すると、ダイオードＤ１が導通して、Ｄ１→Ｌｒ１→Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｃｒｉ→Ｄ１の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓ２の電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とＳ２→Ｄ４→Ｃｏ１→Ｓ２の経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間において、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作となる。
時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間では、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１がオンしているので、Ｃｒｉ→Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｌｒ１→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧ＶＣｒｉは減少していく。また、トランスＴ１の２次側にはＳ２→Ｄ４→Ｃｏ１→Ｓ２の経路の電流と、Ｃｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓ２の電圧は出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐ１の電圧は、出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側はリアクトルＬｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉとによる共振電流が流れている。
時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間では、時刻ｔ３において、２次巻線Ｓ２の電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側の電流はなくなり、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の１次側はＣｒｉ→Ｌｐ１→Ｌｒ１→Ｑ１→Ｃｒｉの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には、２つのリアクトルＬｒ１，Ｌｐ１の和(Ｌｒ１＋Ｌｐ１)と電流共振コンデンサＣｒｉとによる共振電流が流れる。
時刻ｔ４〜時刻ｔ５の期間では、時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ１から電圧共振コンデンサＣｒｖに転流され、Ｌｐ１→Ｌｒ１→Ｃｒｖ→Ｃｒｉ→Ｌｐ１の経路で電流が流れる。
従って、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ１がオンしていた状態では、略０ＶであったがＶｉｎまで充電される。従って、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧はスイッチング素子Ｑ１の電圧ＶＱ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１は０ＶからＶｉｎまで上昇する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２は、(Ｖｉｎ−ＶＱ１)であるので、Ｖｉｎから０Ｖに減少する。
時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間では、時刻ｔ５において、電圧共振コンデンサＣｒｖの電圧がＶｉｎまで上昇すると、ダイオードＤ２が導通して、Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｌｒ１→Ｄ２→Ｖｉｎ→Ｃｒｉ→Ｌｐ１(Ｐ１)の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とＳ１→Ｄ３→Ｃｏ１→Ｓ１の経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間において、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ２はゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング動作となる。
時刻ｔ６〜時刻ｔ７の期間では、時刻ｔ６において、スイッチング素子Ｑ２がオンしているので、Ｖｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１(Ｐ１)→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧ＶＣｒｉは上昇していく。また、トランスＴ１の２次側にはＳ１→Ｄ３→Ｃｏ１→Ｓ１の経路の電流と、Ｃｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓ１の電圧は出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐ１の電圧は出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側は、リアクトルＬｒ１と電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が流れている。
時刻ｔ７〜時刻ｔ８の期間では、時刻ｔ７において、２次巻線Ｓ１の電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側はＣｏ１→Ｒｏ１→Ｃｏ１の経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ１→Ｌｐ１→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には、２つのリアクトルＬｒ１、Ｌｐ１の和(Ｌｒ１＋Ｌｐ１)と電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流が流れる。
このように図７に示す従来の直流変換装置では、デューティを略５０％としたパルス信号を用いて、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を制御することにより、リアクトルＬｒ１、リアクトルＬｐ１と電流共振コンデンサＣｒｉによる共振電流を変化させ、出力電圧Ｖｏを制御している。このため、スイッチング周波数を高くすると、出力電圧Ｖｏは低くなる。
また、図７に示すように、この回路方式の出力平滑手段は、コンデンサインプット方式であるので、トランスＴ１の２次側を多出力に構成する場合には、図８のようにトランスＴ１ａの２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４以外に別の２次巻線Ｓ１１，Ｓ１２を追加し、２次巻線Ｓ１１，Ｓ１２の電圧を整流及び平滑することにより簡単に多出力電源回路を構成できる。また、２次巻線Ｓ１１，Ｓ１２と２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４とは密結合であるので、多出力の各出力電圧は巻数比に比例した電圧が取り出せ、クロスレギュレーションも良好である。
このようにトランスＴ１の２次側の出力電圧Ｖｏは２次側の巻数に比例した電圧となるので、トランスＴ１の２次側の巻数が多ければ多いほど、細かく出力電圧を設定することができる。
特開２００３−３１９６５０号公報
しかしながら、２次巻線の巻数を増やすと、２次巻線の抵抗値が大きくなるので、銅損が大きくなる。よって、通常の設計では、出力電力が大きくなると、トランスのコアの断面積を大きくして、２次側の巻数を減らし、コア損失と巻線損失が同等程度になるようにしてトランスの設計を行う。
従って、出力電力が大きくなると出力電圧を細かく設定できないので、図８に示すようなトランスの２つの２次巻線から巻数比に比例した所望の２つの出力電圧を取り出すことは困難になる。従って、図９に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とトランスＴ１とを含む第１コンバータとスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４とトランスＴ２とを含む第２コンバータとの２つのコンバータが必要になる。
また、２次巻線の巻数を多くするとそれに比例して１次巻線も増やさなければならないので、共振回路を構成しているリアクトルＬｒ１にトランスＴ１の１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスを利用する場合には以下のような問題も発生する。
即ち、トランスＴ１の１次巻線を増やすと、リーケージインダクタンスは巻数の二乗に比例して増加する。また、トランスＴ１の２次側に送る電力はＣｒｉ／Ｌｒ１の平方根に比例し、動作周波数はＣｒｉ×Ｌｒ１に比例する。
従って、動作周波数が一定の場合、出力電圧は電流共振コンデンサＣｒｉに比例する。出力容量が大きい電源回路を構成する場合、電流共振コンデンサＣｒｉを大きくする必要があるが、動作周波数を一定にする場合は、電流共振コンデンサＣｒｉを大きくするに伴ってリアクトルＬｒ１を小さくする必要がある。リアクトルＬｒ１を小さくするには、１次巻線を減少する必要があり、出力電力が大きい電源回路を構成しようとすると２次巻線が小さくなり、精度良く２次側巻数比を選ぶことが困難になる。このため、図９に示す２コンバータの構成が用いられるため、コストアップになる。
従って、従来の回路構成では、低電圧の出力電圧を含む多出力においては、低電圧出力の巻数が少なくなり、低い電圧との多出力は構成できない。多出力を構成できても、巻数が多いので、トランスは銅損の大きなトランスとなり、大きなトランスが必要となる。また、動作周波数が低くなるので、共振回路を構成している共振コンデンサや２次側の平滑コンデンサも大きくなる。また、動作周波数が可聴周波数領域に入るなどの問題があるため、実用的でない。
本発明の課題は、小型で安価で高効率な直流変換装置を提供することにある。
上記課題を解決するために、請求項１の発明は、少なくとも１次巻線と第１の２次巻線と第２の２次巻線とを有する第１トランスと、少なくとも１次巻線と第１の２次巻線とを有する第２トランスと、第１リアクトルと前記第１トランスの１次巻線とが直列に接続された第１直列回路と、第２リアクトルと前記２トランスの１次巻線とが直列に接続された第２直列回路とが並列に接続された並列回路と、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を前記並列回路に出力する変換回路と、前記第１トランスの第１の２次巻線に発生した第１電圧を整流平滑して第１直流出力を取り出す第１整流平滑回路と、前記第２トランスの第１の２次巻線に発生した前記第１電圧とは異なる第２電圧を整流平滑して第２直流出力を取り出す第２整流平滑回路と、を備え、前記第１トランスの第２の２次巻線は、前記第２トランスの第１の２次巻線に並列に直接接続されることを特徴とする。
請求項２の発明は、少なくとも１次巻線と第１の２次巻線と第２の２次巻線とを有する第１トランスと、少なくとも１次巻線と第１の２次巻線と第２の２次巻線とを有する第２トランスと、第１リアクトルと前記第１トランスの１次巻線とが直列に接続された第１直列回路と、第２リアクトルと前記２トランスの１次巻線とが直列に接続された第２直列回路とが並列に接続された並列回路と、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を前記並列回路に出力する変換回路と、前記第１トランスの第１の２次巻線に発生した第１電圧を整流平滑して第１直流出力を取り出す第１整流平滑回路と、前記第２トランスの第１の２次巻線に発生した前記第１電圧とは異なる第２電圧を整流平滑して第２直流出力を取り出す第２整流平滑回路と、を備え、前記第１トランスの第２の２次巻線は、前記第２トランスの第２の２次巻線に並列に直接接続されることを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載の直流変換装置において、前記第１リアクトルは、前記第１トランスのリーケージインダクタンスからなり、前記第２リアクトルは、前記第２トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記変換回路は、一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第２スイッチング素子と、を備え、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換し、前記第１スイッチング素子の一端又は前記第２スイッチング素子の他端又は前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に接続された電流共振コンデンサを介して該交流電圧を前記並列回路に出力することを特徴とする。
請求項５の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記変換回路は、一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端がクランプコンデンサを介して前記直流電源の負極又は正極に接続された第２スイッチング素子と、を備え、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を前記並列回路に出力することを特徴とする。
請求項６の発明は、請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記第１及び第２整流平滑回路は、それぞれ整流ダイオードと平滑コンデンサとを有し、前記第１及び第２電圧を全波整流平滑又は半波整流平滑して前記第１及び第２直流出力を取り出すことを特徴とする。
請求項１の発明によれば、第１トランスの１次巻線と第１リアクトルとの第１直列回路と第２トランスの１次巻線と第２リアクトルとの第２直列回路とを並列に接続し、第１トランスの第２の２次巻線と第２トランスの第１の２次巻線とを並列に直接接続したので、並列に直接接続した２次巻線の電圧が一定値になり、第１トランスの第１の２次巻線及び第２トランスの第１の２次巻線の電圧は、各々のトランスの２次巻線比に比例した電圧で取り出され、また、並列に直接接続した２次巻線で互いの電圧が結合されているので、各々のトランスの電圧も巻数比で決まった電圧で精度良く出力できる。このため、トランスの２次巻線に整流平滑回路を接続することで、低電圧出力を含んだ多出力電源回路を１コンバータで構成できる。従って、小型で安価で高効率な多出力の直流変換装置を提供できる。
請求項２の発明によれば、第１トランスの１次巻線と第１リアクトルとの第１直列回路と第２トランスの１次巻線と第２リアクトルとの第２直列回路とを並列に接続し、第１トランスの第２の２次巻線と第２トランスの第２の２次巻線とを並列に直接接続したので、並列に直接接続した２次巻線の電圧が一定値になり、第１トランスの第１の２次巻線及び第２トランスの第１の２次巻線の電圧は、各々のトランスの２次巻線比に比例した電圧で取り出され、また、並列に直接接続した２次巻線で互いの電圧が結合されているので、各々のトランスの電圧も巻数比で決まった電圧で精度良く出力できる。従って、請求項１の発明の効果と同様な効果が得られる。
以下、本発明の直流変換装置のいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は本発明の実施例１の直流変換装置の回路構成図である。図１に示す実施例１の直流変換装置は、図７に示す直流変換装置と同様に、ハーフブリッジ回路で構成されている。
トランス（第１トランス）Ｔ１ａは、少なくとも１次巻線Ｐ１と第１の２次巻線Ｓ１１，Ｓ１２と第２の２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４とを有し、第１の２次巻線Ｓ１１，Ｓ１２及び第２の２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４は、それぞれ直列に接続されている。
トランス（第２トランス）Ｔ２は、少なくとも１次巻線Ｐ２と第１の２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２とを有し、第１の２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２は、直列に接続されている。
トランスＴ１ａの１次巻線Ｐ１とリアクトル（第１リアクトル）Ｌｒ１とからなる直列回路（第１直列回路）と、トランスＴ２の１次巻線Ｐ２とリアクトル（第２リアクトル）Ｌｒ２とからなる直列回路（第２直列回路）とを並列に接続した並列回路が設けられている。この並列回路と電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路、及び電圧共振コンデンサＣｒｖは、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子（第１スイッチング素子）Ｑ１のドレイン−ソース間に接続されている。ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子（第２スイッチング素子）Ｑ２とスイッチング素子Ｑ１とは直列に接続され、直流電源Ｖｉｎの両端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間には、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２が接続されている。なお、並列回路と電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路、及び電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に接続される構成であっても良い。また、ダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチング素子Ｑ１．Ｑ２のドレイン−ソース間の寄生ダイオードであっても良く、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間の寄生容量であっても良い。
リアクトルＬｒ１はトランスＴ１ａの１次２次間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線Ｐ１には励磁インダクタンスがリアクトルＬｐ１として等価的に接続されている。リアクトルＬｒ２はトランスＴ２の１次２次間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線Ｐ２には励磁インダクタンスがリアクトルＬｐ２として等価的に接続されている。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、変換回路を構成し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフして直流電源Ｖｉｎの直流電圧を交流電圧に変換し、スイッチング素子Ｑ１のソースに接続された電流共振コンデンサＣｒｉを介してこの交流電圧を並列回路内の１次巻線Ｐ１，Ｐ２にリアクトルＬｒ１，Ｌｒ２を介して印加する。なお、変換回路は、電流共振コンデンサＣｒｉを含む構成であっても良い。また、電流共振コンデンサＣｒｉは、スイッチング素子Ｑ１のドレインに接続される構成であっても良い。
トランスＴ１ａの第１の２次巻線Ｓ１１の一端（●側）には、ダイオードＤ３のアノードが接続され、トランスＴ１ａの第１の２次巻線Ｓ１１の他端とトランスＴ１ａの第１の２次巻線Ｓ１２の一端（●側）は平滑用のコンデンサＣｏｌの一端に接続され、トランスＴ１ａの第１の２次巻線Ｓ１２の他端はダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードはコンデンサＣｏｌの他端に接続されている。コンデンサＣｏｌの両端には負荷Ｒｏｌが接続されている。ダイオードＤ３、ダイオードＤ４、及びコンデンサＣｏ１は、第１の２次巻線Ｓ１１，Ｓ１２に発生した電圧（第１電圧）を整流及び平滑して第１直流出力Ｖｏ１を取り出す第１整流平滑回路を構成している。
トランスＴ２の第１の２次巻線Ｓ２１の一端（●側）には、ダイオードＤ５のアノードが接続され、トランスＴ２の第１の２次巻線Ｓ２１の他端とトランスＴ２の第１の２次巻線Ｓ２２の一端（●側）は平滑用のコンデンサＣｏ２の一端に接続され、トランスＴ２の第１の２次巻線Ｓ２２の他端はダイオードＤ６のアノードに接続されている。ダイオードＤ５のカソードとダイオードＤ６のカソードはコンデンサＣｏ２の他端に接続されている。コンデンサＣｏ２の両端には負荷Ｒｏ２が接続されている。ダイオードＤ５、ダイオードＤ６、及びコンデンサＣｏ２は、第１の２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２に発生した電圧（第２電圧）を整流及び平滑して第２直流出力Ｖｏ２を取り出す第２整流平滑回路を構成している。
トランスＴ１ａの第２の２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４は直列に接続され、第２の２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４の接続点は接地されている。トランスＴ１ａの第２の２次巻線Ｓ１３の一端（●側）は、トランスＴ２の第１の２次巻線Ｓ２１の一端（●側）に接続され、トランスＴ１ａの第２の２次巻線Ｓ１４の他端は、トランスＴ２の第１の２次巻線Ｓ２２の他端に接続されている。即ち、トランスＴ１ａの第２の２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４は、トランスＴ２の第１の２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２に並列に接続され、トランスＴ２の第１の２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２と結合している。
制御回路１０は、コンデンサＣｏ２からの出力電圧Ｖｏ２に基づきスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＦＭ制御（周波数制御）を行い、コンデンサＣｏ２の出力電圧Ｖｏ２が一定になるように制御する。
なお、図１の動作波形は基本的に図７に示す従来方式の動作波形と同一であるので、その動作の説明は省略する。
ここでは、１次巻線Ｐ１，Ｐ２の巻数及び２次巻線Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２２の巻数が異なるトランスＴ１ａ，Ｔ２を用い、１次巻線Ｐ１，Ｐ２を並列に接続して、２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４と２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２とを並列に接続することで、異なるトランスＴ１ａ，Ｔ２の出力電圧が巻数比に従って精度良く出力されることについて説明する。
図１において、例えば、負荷Ｒｏ１に５Ｖ１０Ａ、即ち５０Ｗの電力を供給し、負荷Ｒｏ２に２４Ｖ１０Ａ、即ち２４０Ｗの電力を供給する場合について説明する。出力電圧は巻数比に比例した出力になるので、５Ｖ出力の巻線電圧は整流ダイオードＤ３，Ｄ４の順方向電圧Ｖｆ１＝０．５Ｖを考慮すると、５．５Ｖになる。
また、２４Ｖ出力の巻線電圧は整流ダイオードＤ５、Ｄ６の順方向電圧Ｖｆ２＝０．７Ｖを考慮すると、２４．７Ｖが必要になる。従って、５Ｖ巻線と２４Ｖ巻線が最も少なくなるような巻数比は、２：９となることから、５Ｖ巻線の２次巻線Ｓ１１，Ｓ１２の巻数は２Ｔ（ターン）となり、２４Ｖ巻線の２次巻線Ｓ１３、Ｓ１４の巻数は、９Ｔ（ターン）となる。
１次巻線Ｐ１の巻数は、直流電源Ｖｉｎの電源電圧の最大値を４００Ｖとすると、
Ｐ１＞Ｓ１１・(Ｖｉｎ／２)／(Ｖｏ＋Ｖｆ)＝７２．７Ｔ
Ｐ１＝７３Ｔ（ターン）
となる。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数ｆが１００ｋＨｚの場合、２次巻線電圧Ｖｓにより求められるトランスＴ１ａのコアの断面積Ａｅ1は、
磁束密度ΔＢを３００ｍＴ（ミリテスラ）とすれば、
Ａｅ1 ＝Ｖｓ／(２・ΔＢ・Ｓ１１・ｆ)＝４６[ｍｍ2 ]
となり、ＥＩ２５のコア断面積に相当する。通常、ＥＩ２５のコアでは７０Ｗ程度のトランスとなる。
従って、５Ｖ１０ＡのトランスＴ１ａは、ＥＩ２５相当のコア断面積を有するコアに１次巻線Ｐ１を７３Ｔ、２次巻線Ｓ１１，Ｓ１２を２Ｔとしたトランスで実現できる。
また、共振回路を構成しているリアクトルＬｒ１としてトランスＴ１ａの１次巻線Ｐ１及び２次巻線Ｓ１１〜Ｓ１４間のリーケージインダクタンスを使用する場合、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１１〜Ｓ１４を疎結合に巻回することで、リアクトルＬｒ１をトランスＴ１ａに取り込むことができる。
しかし、２４Ｖ１０Ａの電力は２４０Ｗになるので、トランスＴ２は、ＥＩ２５相当のコアを使用することは困難である。即ち、ＥＩ２５相当のコアで７０Ｗより大きな出力容量をとると、銅損が非常に大きくなり、トランスの銅損と鉄損のバランスが悪くなる。その結果、大きなトランスが必要となる。従って、２４Ｖ１０Ａ、即ち２４０Ｗでは、銅損を減らすために、２４Ｖ巻線の巻数を減らす必要がある。
例えば、２４Ｖ巻線の巻数を３Ｔにすると、トランスＴ２のコアの断面積Ａｅ2 は、
Ａｅ2 ＝Ｖｓ／(２・ΔＢ・Ｓ２１・ｆ)＝１３７[ｍｍ2 ]
となり、ＥＩ４０相当のコア断面積となる。
通常、ＥＩ４０のコアでは３５０Ｗ程度の電力が取れるので、２４Ｖ１０Ａの電力を確保するためには十分である。ＥＩ４０相当のコアを使用して２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２の巻数を３Ｔとしたときの１次巻線Ｐ２の巻数は、
Ｐ２＞Ｓ２１・(Ｖｉｎ／２)／(Ｖｏ＋Ｖｆ)＝２４．３Ｔ
Ｐ２＝２５Ｔ
となる。
従って、５Ｖ１０Ａ、２４Ｖ１０Ａの多出力電源回路を図１の回路で構成するには、トランスＴ２はＥＩ４０相当のコア断面積を有するコアに１次巻線Ｐ２を２５Ｔ、２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２を３Ｔとすることで実現できる。
また、共振回路を構成しているリアクトルＬｒ２としてトランスＴ２の１次巻線Ｐ２及び２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２間のリーケージインダクタンスを使用する場合、１次巻線Ｐ２と２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２を疎結合に巻回することで、リアクトルＬｒ２をトランスＴ２に取り込むことができる。
トランスＴ１ａの５Ｖ巻線の２次巻線Ｓ１１，Ｓ１２の巻数が２Ｔであるので、トランスＴ１ａの２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４の巻数は、９Ｔである。９Ｔの２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４の電圧が、トランスＴ２の２４Ｖ巻線の３Ｔの２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２の電圧と等しくなるので、５Ｖと２４Ｖは常に巻数に比例した電圧として取り出せることになる。
図１に示す実施例１では、コンデンサＣｏ２の出力電圧Ｖｏ２を検出し、検出された電圧に基づいて制御回路１０がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御している。コンデンサＣｏ２の出力電圧Ｖｏ２を２４Ｖとすると、トランスＴ２の第１の２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２の電圧（第２電圧）は、ダイオードＤ５、ダイオードＤ６の順方向電圧を０．７Ｖとすると、２４．７Ｖとなる。このため、トランスＴ１ａの第２の２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４にも２４．７Ｖの電圧が印加される。
これにより、トランスＴ１ａの第１の２次巻線Ｓ１１，Ｓ１２の電圧（第１電圧）は常に、２４．７Ｖ／(９Ｔ／２Ｔ)＝５．４９Ｖとなり、ダイオードＤ３、Ｄ４の順方向電圧を０．５Ｖとすると、コンデンサＣｏ１の出力電圧Ｖｏ１は、常に４．９９Ｖになる。
２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４と２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２が並列に接続され、１次巻線Ｐ１と１次巻線Ｐ２が並列に接続されると、巻数比の違いにより大きな循環電流が流れるが、１次巻線Ｐ１と１次巻線Ｐ２にリアクトルＬｒ１、Ｌｒ２が直列に接続されているので、巻数比の違いによる循環電流は非常に少ない。
トランスＴ１ａの１次巻線Ｐ１と第２の２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４（２４Ｖ９Ｔ）の巻数比は、１次巻線Ｐ１の巻数が７３Ｔであるので、７３：９である。この巻数比は、第２の２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４を１とすると、７３：９＝８．１１１：１である。トランスＴ２の第１の２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２の巻数は３Ｔで、１次巻線Ｐ２の巻数は２５Ｔであるので、２５：３＝８．３３３：１である。
通常、トランスの１次巻線と２次巻線を互いに並列に接続すると、この巻数比の多少の違いにより、循環電流が流れる。実施例１では、１次巻線Ｐ１，Ｐ２にリアクトルＬｒ１，Ｌｒ２を直列に接続してその直列回路を並列に接続しているので、異なるコアサイズを持つトランスＴ１ａの第２の２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４とトランスＴ２の第１の２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２とを並列に接続することができる。
このように実施例１の直流変換装置によれば、１次巻線Ｐ１，Ｐ２の巻数及び２次巻線Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２２の巻数が異なるトランスＴ１ａ，Ｔ２の１次巻線Ｐ１，Ｐ２を並列に接続し、トランスＴ１ａ，Ｔ２の２次巻線Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２２の少なくとも１つの２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２２を並列に接続したので、並列に接続した２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２２の電圧が一定値になり、トランスＴ１ａ，Ｔ２を使用しても、２次巻線Ｓ１１〜Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２２の電圧は、トランスＴ１ａ，Ｔ２の２次巻線比に比例した電圧で取り出され、また、並列に接続した２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２２で互いの電圧が結合されているので、トランスＴ１ａ，Ｔ２の電圧も巻数比で決まった電圧で精度良く出力できる。このため、２次巻線Ｓ１１，Ｓ１２と２次巻線Ｓ２１，Ｓ２２にそれぞれ第１整流平滑回路と第２整流平滑回路を接続することで、低電圧出力を含んだ多出力電源回路を１コンバータで構成できる。従って、小型で安価で高効率な多出力の直流変換装置を提供できる。
図２は本発明の実施例２の直流変換装置の回路構成図である。図２に示す実施例２は、図１に示す実施例１の直流変換装置のトランスＴ２に対して、さらに１つの２次巻線Ｓ２３，Ｓ２４を追加したトランスＴ２ａを用いて、３出力にしたことを特徴とする。図２に示すその他の構成は、図１に示す実施例１の直流変換装置の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付する。
トランスＴ２ａの２次巻線Ｓ２３の一端（●側）には、ダイオードＤ７のアノードが接続され、トランスＴ２ａの２次巻線Ｓ２３の他端とトランスＴ２ａの２次巻線Ｓ２４の一端（●側）は平滑用のコンデンサＣｏ３の一端に接続され、トランスＴ２ａの２次巻線Ｓ２４の他端はダイオードＤ８のアノードに接続されている。ダイオードＤ７のカソードとダイオードＤ８のカソードはコンデンサＣｏ３の他端に接続されている。コンデンサＣｏ３の両端には負荷Ｒｏ３が接続されている。ダイオードＤ７、ダイオードＤ８、及びコンデンサＣｏ３は、２次巻線Ｓ２３，Ｓ２４に発生した電圧を整流及び平滑して第３直流出力Ｖｏ３を取り出す第３整流平滑回路を構成している。
以上の構成によれば、実施例１の効果が得られるとともに、第１乃至第３直流出力Ｖｏ１〜Ｖｏ３の３出力を取り出すことができる。
図３は本発明の実施例３の直流変換装置の回路構成図である。図３に示す実施例３は、図１に示す実施例１の直流変換装置に対して、トランスＴ１ｂとトランスＴ２ｂとを結合する２次巻線Ｓ１０，Ｓ２０を専用に設けた例である。図３に示すその他の構成は、図１に示す実施例１の直流変換装置の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付する。
トランスＴ１ｂは、図１に示すトランスＴ１ａの２次巻線Ｓ１３，Ｓ１４に代えて、２次巻線（第２の２次巻線）Ｓ１０を有する。トランスＴ２ｂは、図１に示すトランスＴ２の構成にさらに、２次巻線Ｓ２０（第２の２次巻線）を追加して構成される。２次巻線Ｓ１０の一端（●側）は、２次巻線Ｓ２０の一端（●側）に接続され、２次巻線Ｓ１０の他端は、２次巻線Ｓ２０の他端に接続されている。
このように、トランスＴ１ｂの第２の２次巻線Ｓ１０とトランスＴ２ｂの第２の２次巻線Ｓ２０とが並列に接続されているので、実施例１の直流変換装置の効果と同様な効果が得られる。
図４は本発明の実施例４の直流変換装置の回路構成図である。図４に示す実施例４の直流変換装置は、図３に示す実施例３の直流変換装置に対して、トランスＴ１ｂの２次巻線Ｓ１０の両端に整流平滑回路を接続して出力を取り出したものである。
この整流平滑回路は、整流回路１２とコンデンサＣｏ３とで構成され、２次巻線Ｓ１０に発生した電圧を整流及び平滑して負荷Ｒｏ３に第３直流出力Ｖｏ３を出力する。図４に示すその他の構成は、図１に示す実施例１の直流変換装置の構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付する。
以上の構成によれば、実施例１の効果が得られるとともに、第１乃至第３直流出力Ｖｏ１〜Ｖｏ３の３出力を取り出すことができる。
図５は本発明の実施例５の直流変換装置の回路構成図である。図１に示す実施例１の直流変換装置では、全波整流平滑用の回路構成であるのに対して、図５に示す実施例５の直流変換装置では、半波整流平滑用の回路構成を用いることを特徴とする。
即ち、トランスＴ１ｃは、１次巻線Ｐ１と第１の２次巻線Ｓ１１と第２の２次巻線Ｓ１３とを有する。トランスＴ２ｃは、１次巻線Ｐ２と第１の２次巻線Ｓ２１とを有する。第１の２次巻線Ｓ１１の両端にはダイオードＤ３とコンデンサＣｏ１との直列回路が接続され、コンデンサＣｏ１の両端には負荷Ｒｏ１が接続されている。第１の２次巻線Ｓ２１の両端にはダイオードＤ４とコンデンサＣｏ２との直列回路が接続され、コンデンサＣｏ２の両端には負荷Ｒｏ２が接続されている。トランスＴ１ｃの第２の２次巻線Ｓ１３とトランスＴ２ｃの第１の２次巻線Ｓ２１とは並列に接続されている。
以上の構成によれば、実施例１の効果が得られるとともに、回路構成が簡単になり、スイッチング素子Ｑ２がオンのときのみ、コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に半波整流の直流出力電圧が得られる。
図６は本発明の実施例６の直流変換装置の回路構成図である。図６に示す直流変換装置は、アクティブクランプ回路で構成されており、直流電源Ｖｉｎの両端には、リアクトルＬｒ１と１次巻線Ｐ１とスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続されている。リアクトルＬｒ１と１次巻線Ｐ１との直列回路にはリアクトルＬｒ２と１次巻線Ｐ２との直列回路が並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、スイッチング素子Ｑ２とコンデンサ（クランプコンデンサ）Ｃａとの直列回路が接続されている。なお、コンデンサＣａの一端は直流電源Ｖｉｎの負極に接続される構成となっているが、正極に接続される構成であっても良い。
スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ２が並列に接続されている。
トランスＴ１ｄは、１次巻線Ｐ１と第１の２次巻線Ｓ１１と第２の２次巻線Ｓ１０とを有する。トランスＴ２ｄは、１次巻線Ｐ２と第１の２次巻線Ｓ２１と第２の２次巻線Ｓ２０とを有する。トランスＴ１ｄの第１の２次巻線Ｓ１１の一端（●側）には、ダイオードＤ３のアノードが接続され、トランスＴ１ｄの第１の２次巻線Ｓ１１の他端は平滑用のコンデンサＣｏｌの一端に接続されている。ダイオードＤ３のカソードはコンデンサＣｏｌの他端に接続されている。コンデンサＣｏｌの両端には負荷Ｒｏｌが接続されている。
第２の２次巻線Ｓ１０の一端（●側）は、トランスＴ２ｄの第２の２次巻線Ｓ２０の一端（●側）に接続され、第２の２次巻線Ｓ１０の他端は、第２の２次巻線Ｓ２０の他端に接続されている。トランスＴ２ｄの第１の２次巻線Ｓ２１の一端（●側）には、ダイオードＤ４のアノードが接続され、トランスＴ２ｄの第１の２次巻線Ｓ２１の他端は平滑用のコンデンサＣｏ２の一端に接続されている。ダイオードＤ４のカソードはコンデンサＣｏ２の他端に接続されている。コンデンサＣｏ２の両端には負荷Ｒｏ２が接続されている。
このように、トランスＴ１ｄの第２の２次巻線Ｓ１０とトランスＴ２ｄの第２の２次巻線Ｓ２０とが並列に接続されているので、実施例１の直流変換装置の効果と同様な効果が得られる。
なお、本発明は実施例１乃至実施例６の直流変換装置に限定されるものではない。例えば、図３に示す実施例３及び図４に示す実施例４の直流変換装置の２次側の構成を、図５に示す実施例５の直流変換装置の２次巻線及び半波整流平滑回路の構成に代えても良い。また、図６に示す実施例６の直流変換装置の２次側の構成を、図１〜図４に示す実施例１〜実施例４の直流変換装置の２次巻線及び全波整流平滑回路の構成に代えても良い。
本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。
本発明の実施例１の直流変換装置の回路構成図である。 本発明の実施例２の直流変換装置の回路構成図である。 本発明の実施例３の直流変換装置の回路構成図である。 本発明の実施例４の直流変換装置の回路構成図である。 本発明の実施例５の直流変換装置の回路構成図である。 本発明の実施例６の直流変換装置の回路構成図である。 従来の単出力の直流変換装置の回路構成図である。 従来の多出力の直流変換装置の回路構成図である。 従来の多出力の他の直流変換装置の回路構成図である。 図７に示す従来の単出力の直流変換装置の各部の信号のタイミングチャートである。
符号の説明
Ｖｉｎ 直流電源
Ｌｒ１，Ｌｐ１，Ｌｒ２，Ｌｐ２ リアクトル
Ｒｏ１，Ｒｏ２，Ｒｏ３ 負荷
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｔ１，Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ２，Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ トランス
Ｐ１，Ｐ２ １次巻線
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ１０，Ｓ２０，Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ２４ ２次巻線
１０ 制御回路
１２ 整流回路
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６ ダイオード
Ｃｒｉ 電流共振コンデンサ
Ｃｒｖ 電圧共振コンデンサ
Ｃｏ１，Ｃｏ２，Ｃｏ３ コンデンサ

Claims (6)

  1. 少なくとも１次巻線と第１の２次巻線と第２の２次巻線とを有する第１トランスと、
    少なくとも１次巻線と第１の２次巻線とを有する第２トランスと、
    第１リアクトルと前記第１トランスの１次巻線とが直列に接続された第１直列回路と、第２リアクトルと前記第２トランスの１次巻線とが直列に接続された第２直列回路とが並列に接続された並列回路と、
    直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を前記並列回路に出力する変換回路と、
    前記第１トランスの第１の２次巻線に発生した第１電圧を整流平滑して第１直流出力を取り出す第１整流平滑回路と、
    前記第２トランスの第１の２次巻線に発生した前記第１電圧とは異なる第２電圧を整流平滑して第２直流出力を取り出す第２整流平滑回路と、を備え、
    前記第１トランスの第２の２次巻線は、前記第２トランスの第１の２次巻線に並列に直接接続されることを特徴とする直流変換装置。
  2. 少なくとも１次巻線と第１の２次巻線と第２の２次巻線とを有する第１トランスと、
    少なくとも１次巻線と第１の２次巻線と第２の２次巻線とを有する第２トランスと、
    第１リアクトルと前記第１トランスの１次巻線とが直列に接続された第１直列回路と、第２リアクトルと前記第２トランスの１次巻線とが直列に接続された第２直列回路とが並列に接続された並列回路と、
    直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を前記並列回路に出力する変換回路と、
    前記第１トランスの第１の２次巻線に発生した第１電圧を整流平滑して第１直流出力を取り出す第１整流平滑回路と、
    前記第２トランスの第１の２次巻線に発生した前記第１電圧とは異なる第２電圧を整流平滑して第２直流出力を取り出す第２整流平滑回路と、を備え、
    前記第１トランスの第２の２次巻線は、前記第２トランスの第２の２次巻線に並列に直接接続されることを特徴とする直流変換装置。
  3. 前記第１リアクトルは、前記第１トランスのリーケージインダクタンスからなり、前記第２リアクトルは、前記第２トランスのリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
  4. 前記変換回路は、
    一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、
    一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端が前記直流電源の正極に接続された第２スイッチング素子と、を備え、
    前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換し、前記第１スイッチング素子の一端又は前記第２スイッチング素子の他端又は前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に接続された電流共振コンデンサを介して該交流電圧を前記並列回路に出力することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置。
  5. 前記変換回路は、
    一端が前記直流電源の負極に接続された第１スイッチング素子と、
    一端が前記第１スイッチング素子の他端に接続され、他端がクランプコンデンサを介して前記直流電源の負極又は正極に接続された第２スイッチング素子と、を備え、
    前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフして前記直流電源の直流電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を前記並列回路に出力することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置。
  6. 前記第１及び第２整流平滑回路は、それぞれ整流ダイオードと平滑コンデンサとを有し、前記第１及び第２電圧を全波整流平滑又は半波整流平滑して前記第１及び第２直流出力を取り出すことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の直流変換装置。
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