JP4241765B2 - 送信機及びキャリアリーク検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、例えば、アナログ直交変調器を使用した送信機などに関し、特に、アナログ直交変調器からなる或いはそれを含む信号処理部の前後において線形歪を検出して、これら前後で検出される歪の差分が当該信号処理部内で発生したものとして小さく（例えば、最小に）なるように制御することにより、送信信号に発生する歪を良好に補償する技術に関する。

本発明は、例えば、次のような技術に関する。
本発明は、送信機及びキャリアリーク検出方法に係り、特にアナログ直交変調器を使用したときのキャリアリークを検出し補償することで、高精度の直交変調波を無線送信する送信機及びキャリアリーク検出方法に関する（例えば、実施例１〜３）。
また、本発明は、アナログ直交変調器を使用した送信機などにおいて、Ｉ相とＱ相で個別に配置される２つのＤ／Ａコンバータ間で発生するＩ相とＱ相のゲインのアンバランスが原因で発生する歪を補償することで、高精度の直交変調波を無線送信する送信機などに関する（例えば、実施例４）。
また、本発明は、アナログ直交変調器を使用した送信機などにおいて、直交度ずれを検出して補正することで、高精度の直交変調波を無線送信する送信機などに関する（例えば、実施例５）。
また、本発明は、上記したキャリアリーク（ＤＣオフセット）、ＩＱの振幅のアンバランス（ＩＱゲイン比）、直交度ずれの２つ以上について検出及び補正を行う送信機などに関する（例えば、実施例６）。

例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅ−ｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：広帯域符号分割多元接続）方式などを使用して無線により通信する無線通信装置の送信機では、アナログ直交変調器を使用して送信対象となる信号を直交変調することが行われるが、キャリアリークやＩＱゲイン比や直交度ずれが原因で送信信号に歪が発生するため、このような歪を補償することが必要となる。
以下で、更に詳しく説明する。
なお、以下では、ｔは時間を表しており、例えば、時刻自体の情報が用いられてもよく、或いは、サンプリングの番号などが用いられてもよい。

まず、キャリアリークについて説明する。
Ｗ−ＣＤＭＡ方式などの移動体通信システムに用いられる送信機において、Ｄ／Ａコンバータやアナログ直交変調器といったアナログ信号を処理するデバイスを用いて信号を処理するとキャリアリークの発生が避けられない。Ｄ／Ａコンバータは本来、入力されたデジタルの０データに対して０［V］のアナログ信号を出力するべきであるが、その調整は困難であり、調整したとしても温度変化や経年変化で再びずれやすく、デジタルの０データに対して０［V］でないオフセット量を持ったレベルのアナログＤＣ信号を出力してしまう。このＤＣ成分がアナログ直交変調器によってＲＦ帯へとアップコンバートされ、キャリアリークとなる。また、アナログ直交変調器においては、アナログ直交変調器に入力されるローカル信号の一部が送信信号に漏れてキャリアリークとなる。キャリアリークはスプリアス規格を満たすために補償されなければならない。仮にキャリアリークが変調波の帯域内に存在する場合でも信号品質の劣化要因となるため、運用中においても正確な補償が必要である（例えば特許文献１乃至８参照。）。

図１に従来のキャリアリーク補償付き送信機の構成を示す。
デジタル変調手段１は、入力ベースバンド信号に対して帯域制限を施し、各キャリア周波数にデジタル直交変調したのち合成し、第１のＩＦ（Intermediate Frequency ：中間周波数）のマルチキャリア信号を出力する。
キャリアリーク補償手段２は、以下の式に示すようにキャリアリークとは逆相のキャリアリーク補償値CLCancelＩ及びＱをデジタル変調手段１の出力に加算する。

ただし、
ＴxＩ(ｔ)： デジタル変調手段出力Ｉ相信号
ＴxＱ(ｔ)： デジタル変調手段出力Ｑ相信号
ＴxＩ'(ｔ)： キャリアリーク補償手段出力Ｉ相信号
ＴxＱ'(ｔ)： キャリアリーク補償手段出力Ｑ相信号
CLcancelＩ：Ｉ相キャリアリーク補償値
CLcancelＱ：Ｑ相キャリアリーク補償値

Ｄ／Ａコンバータ３は、キャリアリーク補償手段２から入力された送信デジタル信号をＩ成分、Ｑ成分毎にアナログ信号に変換する。
アナログ直交変調器４は、Ｄ／Ａコンバータ３から入力された複素信号を、実信号に変換するとともに希望のＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）帯へとアップコンバートして出力する。キャリアリーク補償付き送信機はこのＲＦ信号を送信する。
周波数変換手段５は、アナログ直交変調器４の出力に基づく信号を第２のＩＦへとダウンコンバートする。
Ａ／Ｄコンバータ６は、周波数変換手段５の出力信号を標本化及び量子化してデジタル信号として出力する。
デジタル直交検波手段７は、Ａ／Ｄコンバータ６から入力された実信号を、各キャリアの周波数がデジタル直交変調手段で設定している第１のＩＦのキャリア周波数と一致するようにデジタル直交検波を行い、複素信号として出力する。

キャリアリーク検出手段８は、例えば以下の式に示す方法でデジタル直交検波手段７出力信号からキャリアリーク成分を検出する。

ただし、
AcprxＩ(ｔ)：デジタル直交検波手段出力Ｉ相信号
AcprxＱ(ｔ)：デジタル直交検波手段出力Ｑ相信号
CLdetＩ： I相キャリアリーク検出値
CLdetＱ： Q相キャリアリーク検出値
Ｎ： 累算するサンプル数

キャリアリーク補償値制御手段９は、キャリアリーク検出手段８によって検出されたキャリアリーク検出値から、キャリアリーク補償手段２に新たに設定するキャリアリーク補償値を決定し、キャリアリーク補償手段２に設定する。具体的には、キャリアリーク検出値CLDetに適当な１より小さい正の係数を乗じて、キャリアリーク補償値CLCancelから差し引く。
なお、周波数変換手段５、Ａ／Ｄコンバータ６、デジタル直交検波手段７をまとめてフィードバック手段と呼ぶ。また第１のＩＦの中心周波数は任意であり、ベースバンドと同じあるいは０Ｈｚのこともある。

図２は、デジタル変調手段１の内部構成図である。
帯域制限フィルタ１１１〜１１４は、Ｉ相（In-phase）及びＱ相（Quadrature-phase）からなる複素信号（解析信号とも言う）である入力ベースバンド信号に対して、１キャリアに割り当てられた帯域幅に収まるように帯域制限を行う。
アップサンプル手段１２１〜１２４は、帯域制限が施されたチップレートの送信信号を希望のサンプリング周波数にアップサンプルする。帯域制限フィルタ１１１〜１１４とアップサンプル手段１２１〜１２４は適宜段階的に組み合わせて構成されることもある。
デジタル直交変調手段１３１〜１３４は、アップサンプルされた送信信号に対して各キャリア周波数に対応する局部信号を複素乗算することで、デジタル直交変調（複素周波数変換）を行う。
マルチキャリア加算器１４０は、デジタル直交変調を施された各キャリア信号を加算的に合成して得たマルチキャリア信号を、デジタル変調手段１の出力として出力する。このマルチキャリア信号も複素信号である。

上述の他に本発明に関連する技術として、試験信号を入力したときのアナログ直交変調器の出力レベルの挙動から線形歪みを推定し、アフィン変換を用いてＤＣオフセットを含む線形歪みを補償するものが知られる（例えば非特許文献１参照。）。

特開２００４−２２１６５３号公報 特開２００２−２０８９７９号公報 特開２００２−１６４９４７号公報 特開２００２−７２８５号公報 特開２００１−３３９４５２号公報 特開平１１−８８４５４号公報 特開平１１−２７３３１号公報 特開平１０−１３６０４８号公報 鈴木博、外１名，「アフィン変換線形ひずみ補償−移動無線通信における等化を含む線形信号伝送への適用−」，電子情報通信学会論文誌Ｂ−II，電子情報通信学会論，平成４年１月，Vol．Ｊ７５−Ｂ−II，No.１，ｐ．１−９

しかしながら、従来の送信機では、運用中のキャリアの配置によってはキャリアリークを十分な精度で検出できないという問題があった。
例えば帯域が3.84[MHz]のＷ−ＣＤＭＡベースバンド信号に対して、デジタル変調手段により−１．９２［MHz］〜＋１．９２［MHz］の周波数範囲のキャリア周波数でデジタル直交変調を行った場合（例えばゼロＩＦ方式）、キャリアリークは変調波の帯域内に発生する。この場合、フィードバック信号を累算してもキャリアリーク成分は正確に検出できないことが計算機シミュレーション実験によって確認された。
図７は、従来のキャリアリーク検出手段を用いた場合のキャリアリーク補償値の更新毎の推移のグラフ（シミュレーション）である。シミュレーションは、１キャリア送信を想定し、Ｉ相側に固定のキャリアリーク成分（−６０のＤＣ値）を与えて行った。キャリアリークが変調波の帯域外に存在する＋５［MHz］設定の場合は補償値が＋６０に収束しているが、キャリアリークが変調波の帯域内に存在する０［MHｚ］設定の場合はキャリアリーク補償値が振動してしまい、正確に補償できていないことが分かる。

従来は、W-CDMA信号のランダム性によりその信号成分を十分に長い時間区間で累算すると信号成分の平均値（＝累算値／累算サンプル数）が０となることを前提として、位相が固定のキャリアリーク成分だけが抽出されることを利用してキャリアリークを検出していた。しかし、キャリア周波数（そのイメージも含む）が−１．９２［MHｚ］〜＋１．９２［MHｚ］の範囲に設定されたキャリアが存在すると、送信信号自体がＤＣ成分を持っているためこのＤＣ成分が累算値の中に誤差成分として残りやすく、累算サンプル数を増してもその平均値は０になりにくい。

図９は、W-CDMAの１キャリア信号に対して、キャリア周波数を＋５［MHｚ］と０［MHz］の２パターン設定し、キャリアリーク成分のないデジタル直交変調手段の出力信号において、累算サンプル数に対する信号成分平均値を計算機シミュレーションした結果である。これを見るとキャリア周波数が＋５［MHz］のときは累算サンプル数１００００以上で平均値が０に収束するが、キャリア周波数が０［MHz］のときは累算サンプル数を増やしても平均値はマイナス側に偏ってしまい、０に収束していない。これにより、図７で示されたようにキャリアリーク補償値が振動してしまう。

本発明は、上述した背景からなされたものであり、あらゆるキャリア周波数設定に対して高精度で高速にキャリアリークを検出できる送信機及びキャリアリーク検出方法を提供することを目的とする。

次に、ＩＱゲイン比について説明する。
アナログ直交変調を行う場合、I、Ｑそれぞれのデジタル信号の平均振幅が同じ値であっても、それぞれ別のＤ／Ａコンバータで処理されることによってI、Ｑそれぞれの平均レベルが等しく送信されない。ＩＱのゲインがアンバランスである場合、アナログ直交変調器出力信号において、キャリア周波数C、ローカル信号周波数Lに対して、周波数（２Ｌ−Ｃ）にＩＱゲインアンバランスによる歪が発生する。

従来の送信機の一構成例では、例えば図１２に示されるレベル調整部３０８や位相調整部３０９を備えておらず、また、ＩＱゲイン比検出部３１０にはデジタル直交検波手段３０７からのフィードバック信号は入力されるがデジタル変調手段３０１からの送信信号は入力されない。そして、従来のＩＱゲイン比検出部では、フィードバック信号からＩＱゲイン比を算出する。
このように、フィードバック信号データのみからＩＱゲイン比を検出する従来手法では、例えば送信するセンター周波数と同一の周波数にキャリアを設定した場合にやはりＩＱゲインずれが無いデジタル変調部出力送信信号で平均振幅比を算出しても１とならず大きな誤差を含んでしまう。その結果、ＩＱゲインずれの歪を正確に補償できないという問題があった。

次に、直交度ずれについて説明する。
アナログ直交変調器を使用した無線送信機では、アナログ直交変調器で正確な直交変調波を出力することが困難である。その理由は、一例として、アナログ直交変調器を構成するπ／２移相器を正確に作ることが困難であり、このことが、アナログ直交変調器に入力されたデジタルＩＱ信号に直交度ずれを発生させ、この直交度ずれが歪としてアナログ直交変調器から出力される送信信号に重畳されるためである。
このような問題は、温度変化、経年変化によっても特性が変化する。

また、このような問題を解決する方法として、特願２００５−１９８５９１がある。
この従来技術に係る送信機では、例えば、直交度ずれ検出手段がフィードバック信号Ｉ’（ｔ）、Ｑ’（ｔ）のみから直交度ずれを検出し、直交度ずれ制御手段が直交度ずれ検出手段により検出されたずれ量を基にして直交度ずれ補正パラメータを更新し、その補正パラメータを直交度ずれ補正器に設定する。
具体的には、＜式１６＞（第２式）と同様な式によりｓｉｎφ_ＲＸを求め、（ｓｉｎψ’＝ｓｉｎψ＋μｓｉｎφ_ＲＸ）により直交度ずれ補正パラメータｓｉｎψ’を更新し、＜式１９＞と同様な式により求めた値を直交度ずれ補正器に設定する。なお、ｓｉｎψ’は今回の値であり、ｓｉｎψは前回の値であり、μは係数（０＜μ≦１）である。

しかしながら、従来技術の直交度ずれ検出方法では、先述のようなキャリア周波数を設定したときに、やはり正確に直交度ずれを検出できないことが分かった。
以下で、直交度ずれによる歪発生原理と、正確に検出できる周波数設定パターンと、正確に検出できない周波数パターンの例を説明する。

図２０（ａ）、（ｂ）には、送信信号のキャリア周波数と直交度ずれによる歪の発生帯域との関係の概略を示してある。
I相とQ相の直交性が正確に保たれないと、その直交度ずれ量はセンター周波数ｆｃに対してキャリア７０１ａ、７０１ｂと対称の位置に歪７０２ａ、７０２ｂとして現れる。
例えば、図２０（ａ）に示されるように、キャリア７０１ａがセンター周波数ｆｃに隣接してたてられた場合には、歪７０２ａはセンター周波数ｆｃを対称としてキャリア７０１ａの反対側に発生する。
また、例えば、図２０（ｂ）に示されるように、キャリア７０１ｂがセンター周波数ｆｃ上に立てられた場合には、歪７０２ｂもセンター周波数ｆｃ上に発生し、キャリア７０１ｂと重なる。

デジタル直交変調を施された送信ＩＦ信号においてｆ１ａとｆ２ａはキャリア帯域内の任意の周波数（ただし、ｆ１ａ≠ｆ２ａ）であるとする。このｆ１ａとｆ２ａに対してｆ１ａ＋ｆ２ａ＝０が成り立つようなｆ１ａ、ｆ２ａが存在しない場合（図２０（ａ）の場合）には、直交度ずれを正確に検出できる。
これに対して、ｆ１ｂ＋ｆ２ｂ＝０が成り立つｆ１ｂ、ｆ２ｂが存在する場合（図２０（ｂ）の場合）には、従来技術の直交度ずれ検出方法では直交度ずれを正確に検出できない。

ここで、デジタル変調手段から出力された送信デジタル信号に着目する。
送信デジタル信号ＴｘＩ（ｔ）、ＴｘＱ（ｔ）には直交度ずれが存在しないから、この信号から直交度検出式である＜式１６＞（第１式）に従って算出されたｓｉｎφ_ＴＸの値は常に０となるべきである。もしもｓｉｎφ_ＴＸが０とならなければ、フィードバック信号から求めたｓｉｎφ_ＲＸにも同等の誤差成分が含まれるので正確に検出することはできない。

そこで、シミュレーション実験により、送信デジタル信号からｓｉｎφ_ＴＸを求め、図２０（ａ）、（ｂ）に示されるような周波数設定パターンでｓｉｎφ_ＴＸがどのような値をとるかを確かめた。
図２１には、この結果として、累算サンプル数に対する送信デジタル信号から求めた直交度ずれ検出値（歪値）φ_ＴＸ［°］を示してある。このシミュレーション結果は、送信信号としてＷ−ＣＤＭＡ信号を１キャリア使用し、キャリア周波数として（ａ）＋５．０ＭＨｚ（ｂ）０ＭＨｚを使用し、サンプリング周波数として９２．１６ＭＨｚを使用し、信号の最大振幅として最大１６ビット振れを使用したものであり、累算サンプル数を変化させた場合におけるＩＦ周波数帯デジタル送信信号ＴｘＩ（ｔ）、ＴｘＱ（ｔ）の直交度ずれ検出値φ_ＴＸを示したものである。
なお、（ａ）＋５．０ＭＨｚは図２０（ａ）に相当し、（ｂ）０ＭＨｚは図２０（ｂ）に相当する。

図２１に示される（ａ）、（ｂ）の累算サンプル数と直交度ずれ検出値との関係に着目すると、累算サンプル数が十分でないと直交度ずれ検出値に誤差成分が含まれてしまう場合があることがわかる。このため、誤差成分を含まないような累算サンプル数を無線通信システムに合わせて設定する必要がある。
また、（ａ）の結果では、累算サンプル数が増加するにつれて、φ_ＴＸは０に収束する。
これに対して、（ｂ）の結果では、累算サンプル数が増加するにつれて、直交度ずれ検出値φ_ＴＸは減少するがφ_ＴＸ＝０は成り立たず、このφ_ＴＸの検出誤差がフィードバック信号の検出値にも含まれてしまい、直交度ずれを正しく検出できないことになる。

図２２には、従来技術における無線通信装置の補正パラメータψ’［度］と更新回数との関係の一例を示してある。
本例では、送信信号として１キャリアのＷ−ＣＤＭＡ信号について、キャリア周波数が０［ＭＨｚ］（図２０（ａ）に相当）と５．０［ＭＨｚ］（図２０（ｂ）に相当）の補正パラメータψ’の遷移を示してある。
ここで、更新１回当たりの累算サンプル数１６３８４、係数μ＝１／４、アナログ直交変調器で発生する直交度ずれを０．５［度］と設定する。

送信信号が５［ＭＨｚ］の場合、更新回数が増加するにつれて、補正パラメータψ’は０．５［度］に収束することがわかり、直交度ずれ検出手段で正確に直交度ずれを検出できることがわかる。
しかしながら、送信信号が０［ＭＨｚ］の場合、更新回数が増加しても、補正パラメータψ’は収束せずにばらつきをもつこととなり、正確に直交度ずれを検出できないことがわかる。
以上のように、従来技術では、デジタル送信信号のＩＦ周波数帯域が０ＭＨｚをまたぐ場合には、フィードバック信号に送信信号の検出誤差が含まれてしまい、精度良く直交度ずれを検出して補正することができなかった。

以上のように、従来の送信機では、運用中のキャリアの配置によっては、キャリアリークやＩＱゲイン比や直交度ずれに起因した歪を十分な精度で検出できないという問題があった。
そこで、本発明は、あらゆるキャリア周波数設定に対して、キャリアリークやＩＱゲイン比や直交度ずれに起因した歪を効果的に検出して補正することができる送信機などを提供することを目的とする。

１乃至複数の変調されたキャリアが合成され（、それらのキャリア帯域の少なくとも１つが０Ｈｚをまたがるように配置され）たマルチキャリア信号を送信する送信機であって、
入力された前記マルチキャリア信号に、Ｉ相及びＱ相それぞれに対応するキャリアリーク補償値を加算して出力するキャリアリーク補償手段と、
前記キャリアリーク補償手段の出力信号を無線周波数へとアップコンバートするアナログ直交変調器と、
前記アナログ直交変調器の出力信号の一部を受け取って、直交検波し、各キャリア周波数が前記配置におけるキャリア周波数と実質的に等しいフィードバック信号を出力するフィードバック手段と、
振幅及び位相が調整された前記フィードバック信号と前記マルチキャリア信号の、対応する期間における累加算値の差に基づき、Ｉ相及びＱ相のキャリアリークを検出するキャリアリーク検出手段と、
前記検出されたキャリアリークに基づいて、キャリアリーク補償手段に新たに設定する前記キャリアリーク補償値を決定するキャリアリーク補償値制御手段と、を備える送信機。

入力された１乃至複数のデジタルベースバンド信号のそれぞれに、帯域制限、アップサンプル、対応するキャリア周波数へのデジタル直交変調を施してから合成し、第１中間周波数帯のマルチキャリア信号として出力するデジタル変調手段と、
該マルチキャリア信号に、Ｉ相及びＱ相それぞれに対応するキャリアリーク補償値を加算して出力するキャリアリーク補償手段と、
該キャリアリーク補償手段の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、
該Ｄ／Ａコンバータ出力信号を実信号に変換するとともに無線周波数へとアップコンバートするアナログ直交変調器と、
該アナログ直交変調器の出力の一部を受け取って第二中間周波数帯へとダウンコンバートする周波数変換手段と、
該周波数変換手段の出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
該Ａ／Ｄコンバータの出力信号に対して、各キャリア周波数が該デジタル変調手段で設定している該第１中間周波数帯でのキャリア周波数と一致するように直交検波を行い、Ｉ相及びＱ相の成分からなるフィードバック信号を生成するデジタル直交検波手段と、
既定のサンプル数の該マルチキャリア信号に対して、Ｉ成分及びＱ成分毎に累算を行う送信信号累算手段と、
該累算されたマルチキャリア信号に対応するサンプルの該フィードバック信号に対して、Ｉ成分及びＱ成分毎に累算を行うフィードバック信号累算手段と、
プログラムを実行することにより、該マルチキャリア信号と該フィードバック信号のそれぞれの平均電力の比の平方根を計算して振幅比を求め、該マルチキャリア信号と該フィードバック信号との間の複素相関係数を計算して位相差を求め、該振幅比と位相差に基づいて該フィードバック手段による累算値をその振幅と位相をマルチキャリア信号に合わせてからマルチキャリア信号との差分を求め、該差分に基づいてキャリアリーク成分を検出するキャリアリーク検出手段と、
現在キャリアリーク補償手段に設定されているキャリアリーク補償値に、該検出されたキャリアリーク検出値に１以下の正数を乗じて加算して、キャリアリーク補償値を更新するキャリアリーク補償値制御手段と、を備える送信機。

標本化及び直交検波された信号サンプルのＩ相、Ｑ相それぞれについて、サンプルレート以下且つチップレート以上の速度で予め定めるサンプル区間の累加算値を算出するステップと、
前記累加算される前記サンプル区間よりも少ないサンプルに基づいて、基準信号との振幅比及び位相差を検出するステップと、
前記振幅比と前記位相差を用いて前記累加算値の振幅と位相を調整した結果に基づいて、キャリアリーク成分を検出するステップと、を実行するキャリアリーク検出方法。

１乃至複数の変調されたキャリアが合成されたマルチキャリア信号を送信する送信機であって、
入力された前記マルチキャリア信号に、Ｉ相及びＱ相のＩＱゲイン比補正値に基づく演算を行って出力するＩＱゲイン比補正手段と、
前記ＩＱゲイン比補正手段の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、
前記Ｄ／Ａコンバータの出力信号を無線周波数へとアップコンバートするアナログ直交変調器と、
前記アナログ直交変調器の出力信号の一部を受け取って、直交検波し、各キャリア周波数が前記配置におけるキャリア周波数と実質的に等しいフィードバック信号を出力するフィードバック手段と、
振幅及び位相が調整された前記フィードバック信号と前記マルチキャリア信号の、対応する期間におけるＩＱゲイン比の比に基づき、ＩＱゲイン比を検出するＩＱゲイン比検出手段と、
前記検出されたＩＱゲイン比に基づいて、ＩＱゲイン比補正手段に新たに設定する前記ＩＱゲイン比補正値を決定するＩＱゲイン比補正値制御手段と、を備える送信機。

１乃至複数の変調されたキャリアが合成されたマルチキャリア信号を送信する送信機であって、
入力された前記マルチキャリア信号に、Ｉ相及びＱ相の直交度ずれ補正値に基づく演算を行って出力する直交度ずれ補正手段と、
前記直交度ずれ補正手段の出力信号を無線周波数へとアップコンバートするアナログ直交変調器と、
前記アナログ直交変調器の出力信号の一部を受け取って、直交検波し、各キャリア周波数が前記配置におけるキャリア周波数と実質的に等しいフィードバック信号を出力するフィードバック手段と、
前記フィードバック信号と前記マルチキャリア信号の、対応する期間における直交度ずれの差に基づき、直交度ずれを検出する直交度ずれ検出手段と、
前記検出された直交度ずれに基づいて、直交度ずれ補正手段に新たに設定する前記直交度ずれ補正値を決定する直交度ずれ補正値制御手段と、を備える送信機。

本発明にかかる送信機及びキャリアリーク検出方法によれば、フィードバック信号に加えて送信信号も用いてキャリアリークを検出することで、あらゆるキャリア周波数設定に対して高精度で安定したキャリアリークの検出が可能になる。更に、チップレート以上の速度で高速に信号成分の累算を行う累算手段を用いることにより、キャリアリーク補償値の収束に要する時間を高速化することができる。
また、本発明にかかる送信機によれば、フィードバック信号に加えて送信信号も用いてＩＱゲイン比を検出することで、あらゆるキャリア周波数設定に対して高精度で安定したＩＱゲイン比の検出が可能になる。
また、本発明にかかる送信機によれば、フィードバック信号に加えて送信信号も用いて直交度ずれを検出することで、あらゆるキャリア周波数設定に対して高精度で安定した直交度ずれの検出が可能になる。
また、本発明では、キャリアリーク補償とＩＱゲイン比補償と直交度ずれ補償のうちの２つ以上の構成（好ましい態様として、３つ全ての構成）を実施することにより、あらゆるキャリア周波数設定に対して、これらに起因して送信信号に発生する歪を効果的に検出して補正することができる。

以下実施例を通じて、図面を参照しながら説明するが、実施例で説明する構成の全ての組み合わせが本発明に必須であるとは限らない。また各実施例の特徴の任意の組み合わせや、引用した文献との組み合わせも本発明に含まれうる。

図３は、本実施例の送信機の構成図である。従来と同一の構成については、同じ符号を付してその説明を省略する。
キャリアリーク検出手段８０は、まずデジタル直交検波手段７の出力信号（以後、フィードバック信号と書く）と、デジタル変調手段１の出力信号（以後、送信信号と書く）とを入力され、それらを同時にメモリに書き込む。これらの出力信号は実際に通信を行う目的で送信機から送信される信号のほか、専用の試験信号でも良い。書き込む時の送信信号とフィードバック信号のサンプルレートは同じである。
ただし、送信信号とフィードバック信号の間には信号の処理遅延が存在するため、この遅延は予めインパルス信号を送信するなどして求めておき、信号データをメモリに書き込む際に求めた遅延分だけずらしてメモリに書き込む。こうすることにより、メモリに書き込まれる信号データは送信信号とフィードバック信号とでタイミングが一致し、完全に同じ期間のものとなる。メモリ制御の具体的な構成は、特願２００５−１９８５９１と同等でよい。

キャリアリーク検出手段８０は次に、メモリに書き込まれた信号を読み出して、フィードバック信号の振幅（ゲイン）と位相を送信信号に合わせる処理をする。まず振幅の調整であるが、〈式３〉のように送信信号とフィードバック信号それぞれの平均電力を求め、比をとりスクウェア・ルート値を計算して振幅比AmplitudeRatioを求める。

ただし、
TxＩ(ｔ)： 送信信号（Ｉ相）
TxＱ(ｔ)： 送信信号（Ｑ相）
AcprxＩ(ｔ)：振幅位相調整前のフィードバック信号（Ｉ相）
AcprxＱ(ｔ)：振幅位相調整前のフィードバック信号（Ｑ相）
AcprxＩ'(ｔ)：振幅位相調整後のフィードバック信号（Ｉ相）
AcprxＱ'(ｔ)：振幅位相調整後のフィードバック信号（Ｑ相）

次に位相の調整であるが、〈式４〉のように送信信号とフィードバック信号に対して複素相関演算を行い、〈式５〉のように相関値から位相差（送信信号を基準とする）をcosθ、sinθの形式で求める。

そして、フィードバック信号をサンプル毎にθだけ位相回転し、振幅比を乗算する〈式６〉。これにより、平均的な振幅及び位相を送信信号に一致させることにより位相を調整する。

キャリアリーク検出手段８０はその後、送信信号と振幅、位相を調整されたフィードバック信号から、〈式７〉のような検出処理を行うことによりキャリアリーク成分CLDetＩ及びCLDetＱを検出する。

ただし、Ｎ：累算するサンプル数である。

ここで、キャリアリーク検出手段８０が送信信号の累算値をフィードバック信号の累算値から引き算する理由について説明する。前述したようにキャリアリークがキャリアの帯域内に存在していると、信号成分を累算しても平均値が０にならず、誤差成分として残ってしまう。しかしこの誤差成分は送信信号とフィードバック信号の累算値に同じ大きさで含まれているため、フィードバック信号の累算値から送信信号の累算値を差し引くことにより誤差成分が除去され、キャリアリーク成分だけを抽出することができる。

キャリアリーク補償値制御手段９はキャリアリーク検出手段８０によって検出されたキャリアリーク検出値CLDetを現在設定しているキャリアリーク補償値CLCancelに加味して更新し、新たにキャリアリーク補償手段に設定する。

キャリアリーク補償値の更新処理について一例を説明する。キャリアリーク検出手段８０で検出されるキャリアリーク成分CLDetは、現在キャリアリーク補償手段２に設定しているキャリアリーク補正値に対して、補償されずに残っているキャリアリーク成分が検出される。しかし、キャリアリークを誤差なく理想的に検出できればよいが、現実にはノイズの影響を受けたり、Ａ／Ｄコンバータのビット数に影響を受けて完全に誤差なく検出することは不可能である。そこで、〈式８〉に示すように、キャリアリーク検出値に対して１より小さい係数を乗算してから補償値に加算することによりキャリアリーク検出値に残っている誤差成分を消去し、何段階かに分けてキャリアリークを補償する。ただし更新係数の値が小さすぎるとキャリアリーク補償値収束に要する時間が大きくなってしまうので、ばらつきなく収束させられる範囲で最大の値とするのがよい。

CLCancelＩ：現在設定しているキャリアリーク補償値（Ｉ相）
CLCancelＱ：現在設定しているキャリアリーク補償値（Ｑ相）
CLCancel'Ｉ：新たに設定するキャリアリーク補償値（Ｉ相）
CLCancel'Ｑ：新たに設定するキャリアリーク補償値（Ｑ相）
μ：更新係数（０＜μ≦１を満たす定数）

特願２００５−１９８５９１記載の技術では、高次の歪みを補償するためにサンプルレートを高速にしている場合に、デシメーションを行っているが、本例ではサンプルレートのまま連続するサンプルを処理する。ただし本例においても、送信信号とフィードバック信号のサンプルレートを一致させる目的などで、デシメーションする場合もある。

本例によれば、Ｄ／Ａコンバータが扱うＩＦキャリアのいずれかが０Ｈｚをまたがる場合であっても、高精度で安定したキャリアリーク検出が可能になる。
なお、フィードバック手段は、他局からの信号を受信するための受信機と共用しても良く、ＴＤＤシステムであれば、送信期間中に受信機の入力を送信信号に切り替えればよい。特に、多様なＲＦ周波数を扱うマルチモード無線機においてキャリアリーク補償を維持するのに好適である。

図４に本実施例の送信機の構成図を示す。従来と同一の構成については、同じ符号を付してその説明を省略する。
送信信号累算手段８１は、送信信号をＩ、Ｑ成分毎に指定のサンプル数だけサンプルレートで累算（累積加算）を行い、キャリアリーク検出手段８００へ累算値を渡す。
フィードバック信号累算手段８２は、フィードバック信号をＩ、Ｑ成分毎に指定のサンプル数だけサンプルレートで累算を行い、キャリアリーク検出手段８００へ累算値を渡す。送信信号累算手段８１やフィードバック信号累算手段８２は、ＰＧＡ（Programmable Gate Array）やその他の静的或いは動的再構成デバイスのようにハードウェアロジックにより演算を行うもので構成すると、小規模なハードウェアの追加だけで、サンプルレートでリアルタイムに処理することができる。

キャリアリーク検出手段８００の処理手順を説明する。実施例１のキャリアリーク検出手段８０と同様に、送信信号とフィードバック信号の信号データとの遅延差を補正してメモリに書き込み、送信信号とフィードバック信号間の振幅比と位相差を検出しておく。ここでメモリに書き込まれた信号データに対して振幅と位相を調整する必要はない。また、信号データメモリに書き込む信号データは、８１及び８２で累算される信号データの一部で良いが、累算される信号データの区間中に連続して含まれるようにする。
〈式９〉のようにフィードバック信号の累算値に対して、検出された振幅比を乗算して振幅を調整し、検出された位相差に基づいて位相回転を行って位相を調整する。この振幅、位相を調整された累算値から送信信号の累算値を引き算することでキャリアリーク成分が検出される。その後のキャリアリーク成分やキャリアリーク補償値の算出も、実施例１と同様である。
なお、例えば、振幅及び位相を検出するためのサンプルは、累加算するサンプルより少なくてよい。

キャリアリーク検出手段８００は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）のようなプログラム実行デバイスで構成することができる。
また図示していないが、〈式３〉の計算をするために、送信信号やフィードバック信号の電力つまりＩ、Ｑ成分の自乗和を、ハードウェアロジックを用いて指定のサンプル数だけサンプルレートで累算する送信信号電力累算手段等を更に備えても良い。

本実施例の効果を確かめるために、Ｉ相側Ｄ／Ａコンバータにおいてデジタル値で−６０のＤＣ成分を与えてキャリアリーク補償の計算機シミュレーションを行ったので、以下に説明する。
図５は、２キャリア送信時のキャリアリーク補償前のアナログ直交変調器出力信号の周波数スペクトル図である。
図６は、本実施例におけるキャリアリーク補償後のアナログ直交変調器出力信号の周波数スペクトル図である。なお、デジタル変調手段１におけるキャリア周波数はｆ１：−３［MHｚ］、ｆ２：＋３［MHｚ］とし、アナログ直交変調器に入力するローカル信号の周波数は２３０．４MHｚと設定した。これを見ると本例のキャリアリーク検出手段８００を備えた送信機がキャリアリークを正確に補償された無歪な信号を送信可能であることが分かる。

図８は、本実施例のキャリアリーク検出手段８００を用いた場合のキャリアリーク補償値の更新毎の推移のグラフ（シミュレーション）である。シミュレーション条件は図７と同じであり、いずれの場合もキャリアリーク更新に用いた更新係数μは０．２５である。
このように本例によると、＋５［MHｚ］と０［MHｚ］ともにキャリアリーク補償値が＋６０に収束しており、正確にキャリアリークを補償できていることが分かる。

また本例では、サンプルレートで信号データを累算する累算手段を備えることで、キャリアリーク補償値が収束するのに要する時間を大幅に削減可能となる。
図１０は、累算サンプル数に対するキャリアリーク補償値更新に要する処理時間の一例を示す図である。本例では、キャリアリーク検出手段８００において信号データを書き込むメモリが送信信号、フィードバック信号ともにＩ、Ｑデータをそれぞれ１０２４サンプル分書き込めるサイズを有し、計８１９２ワードのデータで検出処理を行う場合を想定する。また、信号データのメモリ書き込みから振幅比及び位相差の検出、調整までの処理１セットを全てＤＳＰで行うと、１０２４サンプル処理するのに２０［ｍｓｅｃ］の時間を要すると想定する。

累算手段無しの場合、１０２４サンプル周期で同じ処理を繰り返すので、処理時間は累算サンプル数／１０２４×２０［ｍｓｅｃ］で表される。
累算手段有りの場合、累算サンプル数が増えても、振幅比及び位相差の検出を行うのは１０２４サンプルのままなので、処理時間は２０［ｍｓｅｃ］＋累算手段での累算時間（＝累算サンプル数／サンプリング周波数９２．１６ＭＨｚ）で計算される。
図９の収束情況を考慮してキャリアリーク検出に例えば８１９２サンプル必要だとすると、累算手段を持たない構成の場合は、キャリアリーク検出手段８０はキャリアリーク補償値を１回更新するために、メモリ書き込みから振幅比及び位相差の検出・調整までの１セットの処理を８回行う必要があるのに対し、本例であれば１回ですむ。

つまり、１０２４サンプル程度以上あれば、振幅比や位相差は十分な精度で検出でき、累算するサンプル数Ｎが、〈式７〉の元になる累算値の精度を支配しているという性質を利用している。また、現実のハードウェアで実現する場合、ハードウェアのみで実現されるメモリ書き込みや累算が占める時間は極めて僅かで、それらの増加はほとんど問題にならない。
従って本例によれば、累算手段を持たせれば処理時間をほとんど変えることなく、検出精度に対して余裕を持たせられる累算サンプル数を設定することができ、送信信号の大きさと残留キャリアオフセットの比を大きくすることができる。
なお、送信信号累算手段８１やフィードバック信号累算手段８２は、累算する区間の両端付近で重みを徐々に０にするような窓関数の重み付きで累算しても良い。

図１１は、本実施例の送信機の構成図である。前述の実施例と同一の構成については、同じ符号を付してその説明を省略する。本例では、実施例２の送信機に加え、更に非線形歪補償手段２１と、電力増幅器４１とを備える。
非線形歪補償手段２１は、デジタル変調手段１とキャリアリーク補償手段２の間に備えられ、電力増幅器４１で発生する非線形歪の逆特性を有し、キャリアリーク補償手段２に入力される送信信号にプリディストーションを施す。例えば、デジタル変調手段１の出力するマルチキャリア信号の瞬時電力に応じた非線形歪補償値を、マルチキャリア信号に複素乗算する。非線形歪補償手段２１はまた、自己が有する歪特性を、正確に電力増幅器４１の逆特性となるように、フィードバック信号を参照しながら適応的に更新する。従って、非線形歪補償手段２１とキャリアリーク検出手段８００は、フィードバック信号を共用している。
電力増幅器４１は、アナログ直交変調器４から出力されたＲＦ送信信号を電力増幅し、送信機出力として出力する。

非線形歪補償手段２１は、フィードバック信号に残留する非線形歪を正確に検出できないと、自己の歪特性を適切に更新することができない。特にキャリアリークのような線形歪は、非線形歪の検出に悪影響を与えることがある。本実施例ではキャリアリーク補償手段２が十分にキャリアリークを抑圧するので、非線形歪も精度良く補償できる。

図１２には、本実施例に係る無線通信装置の送信機の構成例を示してある。
なお、本実施例では、周波数変換手段３０５とＡ／Ｄコンバータ３０６とデジタル直交検波手段３０７からフィードバック手段が構成されており、また、レベル調整部３０８と位相調整部３０９とＩＱゲイン比検出部３１０から振幅及び位相の調整機能を含むＩＱゲイン比検出手段が構成されている。

デジタル変調手段３０１は入力ベースバンド信号に対して帯域制限、各キャリア周波数にデジタル直交変調を行い、マルチキャリア合成を行う。デジタル変調手段３０１の出力信号（送信信号）はＩＱゲイン比補正部（ＩＱゲイン比補正手段）３０２に入力されるとともに送信側の信号としてメモリに格納され、ＩＱゲイン比検出部３１０での計算に用いられる。ＩＱゲイン比補正部３０２は、図１３に示す構成を有しており、乗算器２０１によりI相信号に１．０を乗算するとともに、乗算器２０２によりＱ相信号にＩＱゲイン比補正制御部（ＩＱゲイン比補正制御手段）３１１で求めたＩＱゲイン比補正値２０３を乗算して、ＩＱの振幅のアンバランスを補正する。
ＩＱゲイン比補正部３０２から出力された信号は、Ｄ／Ａコンバータ３０３で（例えば、ＩＱそれぞれ別のＤ／Ａコンバータを用いて）デジタル信号からアナログ信号に変換され、アナログ直交変調器３０４でアナログ直交変調が行われるとともにＲＦ帯にアップコンバートされ、送信信号として出力される。

一方、送信信号の一部はフィードバック信号として、周波数変換手段（ダウンコンバート部）３０５でＩＦ帯にダウンコンバートされ、Ａ／Ｄコンバータ３０６でデジタル信号に変換される。デジタル信号に変換されたフィードバック信号はデジタル直交検波手段３０７でI相、Ｑ相のデータに変換され（つまり、直交検波されてＩＱ信号が生成され）、レベル調整部３０８で送信信号とフィードバック信号の振幅が同レベルになるように調整され、位相調整部３０９で送信信号とフィードバック信号の位相が同じになるように調整される。ここで、レベル調整部３０８と位相調整部３０９には、それぞれ、デジタル変調手段３０１の出力信号（送信信号）が入力される。なお、レベル調整部３０８と位相調整部３０９とにより、＜式３＞から＜式６＞の処理が行われ、実施例１のキャリアリーク検出手段８０に内包されていた機能を明示化したものである。
ＩＱゲイン比検出部３１０では送信信号とフィードバック信号から現在のＩＱゲイン比が検出され、ＩＱゲイン比補正制御部３１１では、IＱゲイン比検出部３１０が算出した検出値から補正値を求めて、ＩＱゲイン比補正部３０２に該補正値をセットする。

ＩＱゲイン比のずれの検出は信号のI相成分、Q相成分の平均振幅値の比を算出して行う。
平均振幅値はI相データ、Q相データそれぞれの２乗値の累算によって求める。ＩＱゲインのずれがなければ、W−CDMA信号のランダム性からI相成分、Q相成分の平均振幅値は等しいので、検出IＱゲイン比(平均振幅値の比)は１となるが、ＩＱゲイン比ずれが残っていれば、検出ＩＱゲイン比は１からずれた値となる。ＩＱゲイン比の検出は従来技術の検出方法ではフィードバックデータから求めているが、フィードバックデータだけからＩＱゲイン比を検出した場合、特定の周波数例えば０ＭＨｚにキャリアを設定した場合、ＩＱゲイン比ずれが無いと考えられる送信側でも平均振幅比が１とならない場合がある。この状態では送信信号に誤差を含んでいる状態であり、このデータを元にフィードバックデータのみからＩＱゲイン比を検出すると、最適値からずれた値を算出し、ＩＱゲイン比の補正値にばらつきが発生してしまい、最適点に収束しない。
そこで、＜式１０＞、＜式１１＞、＜式１２＞に示されるように、送信側でもフィードバック側と同様にI相データ、Q相データそれぞれの２乗値の累算を行い、フィードバック側で算出したＩＱゲイン比を送信側で算出したＩＱゲイン比で除算することによって、設定するキャリア周波数によって存在する誤差成分を取り除くことができ、正しくＩＱゲイン比を検出することが可能となる。

ただし、
α_ＲＸ：フィードバック信号のＩＱゲイン比
ＲｘＩ：フィードバック信号Ｉ相
ＲｘＱ：フィードバック信号Ｑ相
なお、ＲｘＩ、ＲｘＱは＜式６＞のAcprxＩ'(ｔ)、AcprxＱ'(ｔ)と同じである。

ただし、
α_ＴＸ：送信信号のＩＱゲイン比
ＴｘＩ：送信信号Ｉ相
ＴｘＱ：送信信号Ｑ相
また、＜式１０＞と＜式１１＞が累算するサンプルは時間的に対応しており、サンプル数も等しい。

ただし、
α_{ＲＸ／ＴＸ}：検出ＩＱゲイン比

経年変化や温度変化によるＩＱゲイン比の変化に追従させたり、ノイズの影響やＡ／Ｄコンバータのビット数に影響を受けて生じる補正のばらつきを抑えるために、＜式１３＞、＜式１４＞に示すとおり、検出したＩＱゲイン比に１より小さい係数を乗算して、段階的にＩＱゲイン比の補正を行う。乗算する係数が１に近いと補正のばらつきが大きくなり、乗算する係数が小さすぎると、収束時間がかかりすぎるため、ばらつきなく収束させられる範囲で最大の値とするのがよい。

ただし、
α：今回の更新量
μ：更新係数（０＜μ≦１）

ただし、
Ｇ’_Ｉ／Ｑ：今回のＩＱゲイン比補正値
Ｇ_Ｉ／Ｑ：前回までのＩＱゲイン比補正値

図１４にはフィードバック信号のみからＩＱゲイン比を検出する従来技術でのＩＱゲイン比補正収束シミュレーション結果を示してあり、図１５には送信信号とフィードバック信号からＩＱゲイン比を検出する本実施例技術でのＩＱゲイン比補正収束シミュレーション結果を示してある。それぞれ、グラフの横軸は更新回数を示しており、縦軸は補正パラメータの値を示してある。
図１４と図１５とを比較すれば理解されるように、キャリアの設定周波数が５ＭＨｚである場合は両技術とも補正のばらつき、収束に要する更新回数は同程度であるが、キャリアの設定周波数が０ＭＨｚである場合には、従来技術では大きくばらついており、本実施例技術ではキャリア設定周波数５ＭＨｚの場合と同じＩＱゲイン比補正値に収束できていることがわかる。このことから、本実施例技術を使用すれば、入力信号の周波数によらず高精度で安定したＩＱゲイン比補正を行うことができる。

以上のように、特に、本実施例では、ＩＱゲイン比補正値Ｇ_Ｉ／Ｑの更新量αの算出に当たり、ｎ乗根のような関数ではなく、更新係数の乗算により、αを１付近に圧縮するようにしたので、演算量を削減することができる。

本実施例に係る無線通信装置の送信機は、ブロックとしては図３に示される送信機と同様な構成を有しており、本実施例では、「キャリアリーク補償手段２」を「直交度ずれ補正器２」へ置き換え、「キャリアリーク検出手段８０」を「直交度ずれ検出手段８０」へ置き換え、「キャリアリーク補償値制御手段９」を「直交度ずれ制御手段９」へ置き換えた構成を有している。本実施例では、説明の便宜上から、図３に示したのと同じ符号を用いて説明する。

デジタル変調手段１は、Ｗ−ＣＤＭＡなどのＮチャネル（Ｎ≧１）のベースバンド信号を希望のキャリア周波数帯へとデジタル直交変調を行い、マルチキャリア合成したデジタル直交変調信号ＴｘＩ（ｔ）、ＴｘＱ（ｔ）を出力する。
直交度ずれ補正器（直交度ずれ補正手段）２では、デジタル変調手段１でＩＦ周波数帯へと変換されたデジタル直交信号ＴｘＩ（ｔ）、ＴｘＱ（ｔ）から、＜式１５＞に従って、直交度ずれ歪と逆相の直交度ずれ成分を与えた信号ａ（ｔ）、ｂ（ｔ）を出力する。
図１６には、直交度ずれ補正器２の構成例を示してある。乗算器５０２によりｔａｎψ’とＴｘＱ（ｔ）とを乗算し、該乗算結果とＴｘＩ（ｔ）とを加算器５０１により加算し、該加算結果をａ（ｔ）とする。また、乗算器５０３により１／（ｃｏｓψ’）とＴｘＱ（ｔ）とを乗算し、該乗算結果をｂ（ｔ）とする。

直交度ずれ補正器２の出力信号ａ（ｔ）、ｂ（ｔ）はＩ成分、Ｑ成分としてそれぞれＤ／Ａコンバータ（Ｄ／Ａ変換器）３でアナログ信号に変換される。
アナログ直交変調器４はＤ／Ａコンバータ３から出力されたアナログ信号にアナログ直交変調を行い、希望のＲＦ周波数帯へと周波数変換を行う。
図１７には、アナログ直交変調器４の構成例を示してある。発振器６０１により発振された信号が、Ｉ相側の乗算器６０３に入力されるとともに、π／２移相器６０２により９０度（＝π／２）だけ移相されてＱ相側の乗算器６０４に入力される。Ｉ相の信号と発振信号とが乗算器６０３により乗算されるとともに、Ｑ相の信号とπ／２移相された発振信号とが乗算器６０４により乗算され、これら２つの乗算結果が加算器６０５により加算されて、該加算結果がアナログ変調波（アナログ直交変調信号）として出力される。

周波数変換手段（例えば、イメージ抑圧ミキサ）５は、アナログ直交変調器４から出力されたRF周波数帯のアナログ変調波の一部をフィードバック信号としてIF周波数帯に変換する。
Ａ／Ｄコンバータ（Ａ／Ｄ変換器）６は、周波数変換手段５でIF周波数に変換された出力信号をデジタル信号に変換する。
デジタル直交検波手段（例えば、デジタル直交検波器）７は、Ａ／Ｄコンバータ６で出力されたデジタル信号を直交検波し、その結果をフィードバック信号Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）として出力する。その後、実施例１〜４の場合と同様に、送信信号とフィードバック信号の振幅を合わせるレベル調整処理や、送信信号とフィードバック信号の位相を合わせる位相調整処理を行い、その信号をフィードバック信号ＲｘＩ（ｔ）、ＲｘＱ（ｔ）とする。

直交度ずれ検出部手段８０は、送信信号ＴｘＩ（ｔ）、ＴｘＱ（ｔ）とフィードバック信号ＲｘＩ（ｔ）、ＲｘＱ（ｔ）のそれぞれの直交度ずれを＜式１６＞に従って検出し、＜式１７＞によりその差分値ｓｉｎφを算出して直交度ずれ検出値として出力する。

＜式１７＞に示されるように、フィードバック信号の直交度ずれ検出値ｓｉｎφ_ＲＸから送信信号の直交度ずれ検出誤差値ｓｉｎφ_ＴＸを引いてフィードバック信号に含まれた検出誤差値を取り除くことで、従来技術では精度良く直交度ずれを検出できなかった場合である送信信号周波数帯域内のｆ１、ｆ２に対してｆ１＋ｆ２＝０（但し、ｆ１≠ｆ２）が成り立つ場合でも、精度良く直交度ずれを検出することができる。

直交度ずれ制御手段９は直交度ずれ検出手段８０で出力された直交度ずれ検出パラメータｓｉｎφに係数μ（０＜μ≦１）を乗算する。係数μは検出値ｓｉｎφに含まれる検出誤差成分を軽減する効果を持っている。μが０に近いほど誤差成分の影響を少なくし、安定して収束状態を保てるが、歪の収束速度は遅い。逆にμが１に近いと誤差成分の影響を受けやすくなるが、歪の収束速度は速い。装置にとって最適なμの値を選択すればよい。

また、直交度ずれ制御手段９は、前回の直交度ずれ補正パラメータ値ｓｉｎψに直交度ずれ補正パラメータ値μｓｉｎφを加算し、その結果である今回の直交度ずれ補正パラメータｓｉｎψ’を出力する。これは＜式１８＞のように表される。また、補正パラメータｓｉｎψ’を直交度ずれ補正器２に設定するために＜式１９＞に従って換算する。

図１８には、直交度ずれ検出手段８０（図１８では、直交度ずれ検出部４３１）及び直交度ずれ制御手段９（図１８では、直交度ずれ制御部４３２）のブロック構成例を示してある。
図１９を参照して、このブロック構成により行われる処理のフローの一例を説明する。
直交度ずれ検出部４３１にデジタル送信信号ＴｘＩ（ｔ）、ＴｘＱ（ｔ）とフィードバック信号ＲｘＩ（ｔ）、ＲｘＱ（ｔ）が入力される（ステップＳ１）。これらのデータは相関サンプル数（Ｎ）分取得される。

相関サンプル数Ｎに対して、処理サンプル数ｎが１からＮになるまで、ステップＳ２〜ステップＳ５の処理が行われる。
すなわち、ステップＳ２の処理では、フィードバック信号ＲｘＩ（ｔ）、ＲｘＱ（ｔ）が、それぞれ２乗算器４０１、４０２で２乗され、その結果ＲｘＩ^２（ｔ）、ＲｘＱ^２（ｔ）を出力する。また、２乗算器４０１、４０２で出力されたＲｘＩ^２（ｔ）、ＲｘＱ^２（ｔ）について、累算器４０３、４０４で指定サンプル数分の累算を行い累算値ΣＲｘＩ^２（ｔ）、ΣＲｘＱ^２（ｔ）を出力し、スイッチ４０５、４０６を接続する（ステップＳ２）。
スイッチ４０５、４０６が接続されると、累算値ΣＲｘＩ^２（ｔ）、ΣＲｘＱ^２（ｔ）は乗算器４０７で乗算されて乗算出力値（ΣＲｘＩ^２（ｔ）×ΣＲｘＱ^２（ｔ））を出力し、ルート器４０８でその平方根を取りｓｑｒｔ（ΣＲｘＩ^２（ｔ）×ΣＲｘＱ^２（ｔ））を出力する（ステップＳ６）。
なお、ｓｑｒｔは平方根（ルート）を表す。

ステップＳ３の処理では、フィードバック信号ＲｘＩ（ｔ）、ＲｘＱ（ｔ）を乗算器４０９で乗算して乗算結果（ＲｘＩ（ｔ）×ＲｘＱ（ｔ））を出力する。また、累算器４１０は、乗算器４０９で出力した乗算値（ＲｘＩ（ｔ）×ＲｘＱ（ｔ））について指定サンプル数分の累算を行い、その結果Σ（ＲｘＩ（ｔ）×ＲｘＱ（ｔ））を出力する（ステップＳ３）。また、スイッチ４１１が接続される。
割り算器４１２により、ルート器４０８の出力値ｓｑｒｔ（ΣＲｘＩ^２（ｔ）×ΣＲｘＱ^２（ｔ））で累算器４１０の出力値Σ（ＲｘＩ（ｔ）×ＲｘＱ（ｔ））を割り算して、＜式１６＞（第２式）に示される直交度ずれ検出値ｓｉｎφ_ＲＸを出力する（ステップＳ９）。

ステップＳ４の処理では、上記したフィードバック信号ＲｘＩ（ｔ）、ＲｘＱ（ｔ）の直交度ずれ検出処理（ここでは、ステップＳ２の処理）と同様にして、送信信号ＴｘＩ（ｔ）、ＴｘＱ（ｔ）について、２乗算器４１３、４１４及び累算器４１５、４１６により指定サンプル数分の累算値ΣＴｘＩ^２（ｔ）、ΣＴｘＱ^２（ｔ）を出力し、スイッチ４１７、４１８を接続する（ステップＳ４）。
スイッチ４１７、４１８が接続されると、累算値ΣＴｘＩ^２（ｔ）、ΣＴｘＱ^２（ｔ）は乗算器４１９で乗算されて乗算出力値（ΣＴｘＩ^２（ｔ）×ΣＴｘＱ^２（ｔ））を出力し、ルート器４２０でその平方根を取りｓｑｒｔ（ΣＴｘＩ^２（ｔ）×ΣＴｘＱ^２（ｔ））を出力する（ステップＳ７）。

ステップＳ５の処理では、上記したフィードバック信号ＲｘＩ（ｔ）、ＲｘＱ（ｔ）の直交度ずれ検出処理（ここでは、ステップＳ３の処理）と同様にして、送信信号ＴｘＩ（ｔ）、ＴｘＱ（ｔ）について、乗算器４２１及び累算器４２２により、指定サンプル数分の累算値Σ（ＴｘＩ（ｔ）×ＴｘＱ（ｔ））を出力する（ステップＳ５。また、スイッチ４２３が接続される。
割り算器４２４により、ルート器４２０の出力値ｓｑｒｔ（ΣＴｘＩ^２（ｔ）×ΣＴｘＱ^２（ｔ））で累算器４２２の出力値Σ（ＴｘＩ（ｔ）×ＴｘＱ（ｔ））を割り算して、＜式１６＞（第１式）に示される直交度ずれ検出値ｓｉｎφ_ＴＸを出力する（ステップＳ８）。

加算器４２５はフィードバック信号の直交度ずれ検出値ｓｉｎφ_ＲＸから送信信号の直交度ずれ検出値ｓｉｎφ_ＴＸを減算して、該減算結果である直交度ずれ検出パラメータｓｉｎφを直交度ずれ制御部４３２へ出力する（ステップＳ１０）。
直交度ずれ制御部４３２に入力した直交度ずれ検出パラメータｓｉｎφに係数μ（０＜μ≦１）を乗算器４２６で乗算する。乗算器４２６で出力した乗算値μｓｉｎφに前回求めた直交度ずれ補正パラメータｓｉｎψを加算器４２８で加算し、該加算結果を直交度ずれ補正パラメータｓｉｎψ’として出力する（ステップＳ１１）。これにより、前回の直交度ずれ補正パラメータｓｉｎψが今回の直交度ずれ補正パラメータｓｉｎψ’へ更新される（ステップＳ１２）。
なお、各係数μ、ｓｉｎψは各係数部４２７、４２９のメモリを介して出力される。また、ｓｉｎψはｓｉｎψ’を遅延器４３０により１回の更新分だけ遅延させることで得られる。

そして、得られた今回の補正パラメータｓｉｎψ’に対応する直交度ずれ補正値を直交度ずれ補正器２に設定するために、＜式１９＞に従って、換算を行う（ステップＳ１３）。すなわち、直交度ずれ補正器２では、ｓｉｎψ’に対応したｔａｎψ’及び１／（ｃｏｓψ’）が直交度ずれ補正値として設定される。
このようにして求めた更新パラメータを直交度ずれ補正器２に更新値として逐次設定することで、運用中でも精度良く直交度ずれを検出して補正することができる。

図２３を参照して、本実施例に係る直交度ずれ検出及び制御を用いた無線通信装置の効果を示す。
図２３には、本実施例における無線通信装置の補正パラメータと更新回数との関係の一例を示してある。本例では、送信信号として、１キャリアのＷ−ＣＤＭＡについて、０［ＭＨｚ］（キャリア周波数帯域内にｆ１ａ＋ｆ２ａ＝０が成り立つ周波数ｆ１ａ、ｆ２ａが存在する）の場合と、５［ＭＨｚ］（キャリア周波数帯域内にｆ１ａ＋ｆ２ａ＝０が成り立つ周波数ｆ１ａ、ｆ２ａが存在しない）の場合の補正パラメータψ’の遷移を示す。ここで、累算サンプル数１６３８４、係数μ＝１／４、アナログ直交変調器で発生する直交度ずれを０．５［度］と設定する。
なお、図２３のグラフの横軸は更新回数を示しており、縦軸は補正パラメータψ’［度］を示している。

図２３に示されるように、送信信号が５［ＭＨｚ］の場合には、更新回数が増加するにつれて、補正パラメータψ’は０．５［度］に収束することがわかる。また、送信信号が０［ＭＨｚ］の場合でも同様に、更新回数が増加するにつれて、補正パラメータψ’は０．５［度］に収束することがわかる。この結果から、図２２に示した従来技術でばらついていた補正パラメータψ’を本実施例では正確に検出して補正できることがわかる。
このように、本実施例では、送信信号の周波数帯域内にｆ１＋ｆ２＝０（但し、ｆ１≠ｆ２）となる任意の周波数ｆ１、ｆ２が存在する場合においても、高精度に直交度ずれを検出して補正することができる。

以上のように、本実施例では、次のような送信機を提供する。
入力されたＮ（Ｎは１以上の整数）チャネルのデジタル・ベースバンド信号を希望のキャリア周波数へとデジタル直交変調し、マルチキャリア合成するデジタル変調手段（例えば、デジタル直交変調器）と、デジタル変調手段から出力されたＩＦ周波数信号に直交度ずれの補正を行う直交度ずれ補正器と、直交度ずれ補正器から出力されたデジタル補正信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、Ｄ／Ａコンバータから出力されたアナログ信号を直交変調し、希望のRF周波数帯へと周波数変換を行うアナログ直交変調器と、アナログ直交変調器出力信号の一部をフィードバック信号としてＩＦ周波数帯に周波数変換する周波数変換手段と、周波数変換手段出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、Ａ／Ｄコンバータ出力信号であるデジタル信号をデジタル直交検波し、デジタルＩＱ信号を生成するデジタル直交検波手段と、直交検波されたフィードバック信号ＲｘＩ（ｔ）、ＲｘＱ（ｔ）と送信信号ＴｘＩ（ｔ）、ＴｘＱ（ｔ）から直交度ずれを検出する直交度ずれ検出手段と、直交度ずれ検出手段で検出された直交度ずれ検出値に基づいて直交度ずれ補正器に設定する直交度ずれ補正パラメータ値を更新する直交度ずれ制御手段と、を有する送信機。

この送信機では、一構成例として、デジタル変調手段でマルチキャリア合成されたＩＦ周波数信号ＴｘＩ（ｔ）、ＴｘＱ（ｔ）に対して、ψを直交度ずれ補正パラメータ値として＜式１５＞で表される直交度ずれ補償信号を出力する直交度ずれ補正器を有する。
また、この送信機では、一構成例として、ＩＦ周波数信号ＴｘＩ（ｔ）、ＴｘＱ（ｔ）とフィードバック信号ＲｘＩ（ｔ）、ＲｘＱ（ｔ）を入力信号として直交度ずれを＜式１６＞、＜式１７＞により検出する直交度ずれ検出手段を有する。
また、この送信機では、一構成例として、新たに直交度ずれ補正器に設定する値の元となる直交度ずれ補正パラメータｓｉｎψを＜式１８＞に従って決定し、＜式１９＞により得られる値を直交度ずれ補正器へ設定する直交度ずれ制御手段を有する。

上記した実施例１〜３に示したキャリアリーク（ＤＣオフセット）検出及び補正機能と、上記した実施例４に示したＩＱゲイン比検出及び補正機能と、上記した実施例５に示した直交度ずれ検出及び補正機能は、例えば、いずれか２つの機能を送信機に備えることも可能であり、或いは、好ましい態様として、これら３つの機能を送信機に備えることも可能である。
具体例として、実施例３に係る図１１に示されるキャリアリーク検出手段８００とキャリアリーク補償値制御手段９と、実施例４に係る図１２に示されるレベル調整部３０８と位相調整部３０９とＩＱゲイン比検出部３１０とＩＱゲイン比補正制御部３１１と、実施例５に係る図３に示される直交度ずれ検出手段８０と直交度ずれ制御手段９とを、その一部或いは全部を混合して構成することが可能である。この場合、検出機能と制御機能とを分離して構成されてもよく、或いは、全ての機能を混合して構成されてもよい。

また、実施例１、２、３に係る図３、４、１１に示されるキャリアリーク補償手段２と、実施例４に係る図１２に示されるＩＱゲイン比補正部３０２と、実施例５に係る図３に示される直交度ずれ補正器２とを、その一部或いは全部を混合して構成することが可能である。一例として、実施例４に係るＩＱゲイン比を補正する図１３に示されるような回路と、実施例５に係る直交度ずれを補正する図１６に示されるような回路と、実施例１、２、３に係るキャリアリーク補償値を送信信号のＩ相信号及びＱ相信号にそれぞれ加算する回路とを直列（順序は種々）に設けることで、これら全ての補正を行う回路を構成することができる。これら全ての補正は例えばアフィン変換により実現することができる。

従来のキャリアリーク補償付き送信機の構成図である。 デジタル変調手段１の内部構成図である。 実施例１の無線送信機の構成図である。 実施例２の制御部の構成図である。 ２キャリア送信時のキャリアリーク補償前のアナログ直交変調器出力信号の周波数スペクトル図である。 実施例２におけるキャリアリーク補償後のアナログ直交変調器出力信号の周波数スペクトル図である。 従来のキャリアリーク検出手段８を用いた場合のキャリアリーク補償値の更新毎の推移のグラフ（シミュレーション）の図である。 実施例２のキャリアリーク検出手段８００を用いた場合のキャリアリーク補償値の更新毎の推移のグラフ（シミュレーション） 累算サンプル数に対する信号成分平均値の計算機シミュレーション結果を示す図である。 累算サンプル数に対するキャリアリーク補償値更新に要する処理時間の一例を示す図である。 実施例３の送信機の構成図である。 実施例４の送信機の構成図である。 ＩＱゲイン比補正部の構成例を示す図である。 従来におけるＩＱゲイン比補正収束シミュレーション結果を示す図である。 実施例４におけるＩＱゲイン比補正収束シミュレーション結果を示す図である。 実施例５の直交度ずれ補正器の構成例を示す図である。 アナログ直交変調器の構成例を示す図である。 直交度ずれ検出部及び直交度ずれ制御部の構成例を示す図である。 直交度ずれ検出部及び制御部のフローの一例を示す図である。 送信信号のキャリア周波数と直交度ずれによる歪の発生帯域との関係の一例を示す図である。 累算サンプル数に対する直交度ずれ検出値の一例を示す図である。 従来における無線通信装置の補正パラメータと更新回数との関係の一例を示す図である。 実施例５における無線通信装置の補正パラメータと更新回数との関係の一例を示す図である。

符号の説明

１…デジタル変調手段、 １１１〜１１４…帯域制限フィルタ、 １２１〜１２４…アップサンプル手段、 １３１〜１３４…デジタル直交変調手段、 １４０…マルチキャリア加算器、 ２…キャリアリーク補償手段、 ２１…非線形歪補償手段、 ３…Ｄ／Ａコンバータ、 ４…アナログ直交変調器、 ４１…電力増幅器、 ５…周波数変換手段、 ６…Ａ／Ｄコンバータ、 ７…デジタル直交検波手段、 ８、８０、８００…キャリアリーク検出手段、 ８１…送信信号累算手段、 ８２…フィードバック信号累算手段、 ９…キャリアリーク補償値制御手段、 ９１…非線形歪補償値制御手段
２０１…Ｉ相補正用乗算器、 ２０２…Ｑ相補正用乗算器、 ２０３…補正値、 ３０１…デジタル変調手段、 ３０２…ＩＱゲイン比補正部、 ３０３…Ｄ／Ａコンバータ、 ３０４…アナログ直交変調器、 ３０５…周波数変換手段、 ３０６…Ａ／Ｄコンバータ、 ３０７…デジタル直交検波手段、 ３０８…レベル調整部、 ３０９…位相調整部、 ３１０…ＩＱゲイン比検出部、 ３１１…ＩＱゲイン比補正制御部、
４０１、４０２、４１３、４１４…２乗算器、 ４０３、４０４、４１０、４１５、４１６、４２２…累算器、 ４２５、４２８、５０１、６０５…加算器、 ４０５、４０６、４１１、４１７、４１８、４２３…スイッチ、 ４０７、４０９、４１９、４２１、４２６、５０２、５０３、６０３、６０４…乗算器、 ４０８、４２０…ルート器、 ４１２、４２４…割り算器、 ４２７、４２９…係数部、 ４３０…遅延器、 ４３１…直交度ずれ検出部、 ４３２…直交度ずれ制御部、 ６０１…発振器、 ６０２…π／２移相器、 ７０１ａ、７０１ｂ…キャリア、 ７０２ａ、７０２ｂ…歪、

Claims (5)

1. １乃至複数の変調されたキャリアが合成されたマルチキャリア信号を送信する送信機であって、
   入力された前記マルチキャリア信号に、Ｉ相及びＱ相それぞれに対応するキャリアリーク補償値を加算して出力するキャリアリーク補償手段と、
   前記キャリアリーク補償手段の出力信号を無線周波数へとアップコンバートするアナログ直交変調器と、
   前記アナログ直交変調器の出力信号の一部を受け取って、直交検波し、各キャリア周波数が前記マルチキャリア信号のキャリア周波数と実質的に等しいフィードバック信号を出力するフィードバック手段と、
   振幅及び位相が調整された前記フィードバック信号と前記マルチキャリア信号の、対応する期間における累加算値の差に基づき、Ｉ相及びＱ相のキャリアリークを検出するキャリアリーク検出手段と、
   前記検出されたキャリアリークに基づいて、キャリアリーク補償手段に新たに設定する前記キャリアリーク補償値を決定するキャリアリーク補償値制御手段と、を備え、
   前記フィードバック信号と前記マルチキャリア信号の両方に基づいてキャリアリークを検出して補償することを特徴とする送信機。
2. 入力された１乃至複数のデジタルベースバンド信号のそれぞれに、帯域制限、アップサンプル、対応するキャリア周波数へのデジタル直交変調を施してから合成し、第１中間周波数帯のマルチキャリア信号として出力するデジタル変調手段と、
   該マルチキャリア信号に、Ｉ相及びＱ相それぞれに対応するキャリアリーク補償値を加算して出力するキャリアリーク補償手段と、
   該キャリアリーク補償手段の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、
   該Ｄ／Ａコンバータ出力信号を実信号に変換するとともに無線周波数へとアップコンバートするアナログ直交変調器と、
   該アナログ直交変調器の出力の一部を受け取って第二中間周波数帯へとダウンコンバートする周波数変換手段と、
   該周波数変換手段の出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
   該Ａ／Ｄコンバータの出力信号に対して、各キャリア周波数が該デジタル変調手段で設定している該第１中間周波数帯でのキャリア周波数と一致するように直交検波を行い、Ｉ相及びＱ相の成分からなるフィードバック信号を生成するデジタル直交検波手段と、
   既定のサンプル数の該マルチキャリア信号に対して、Ｉ成分及びＱ成分毎に累算を行う送信信号累算手段と、
   該累算されたマルチキャリア信号に対応するサンプルの該フィードバック信号に対して、Ｉ成分及びＱ成分毎に累算を行うフィードバック信号累算手段と、
   プログラムを実行することにより、該マルチキャリア信号と該フィードバック信号のそれぞれの平均電力の比の平方根を計算して振幅比を求め、該マルチキャリア信号と該フィードバック信号との間の複素相関係数を計算して位相差を求め、該振幅比と位相差に基づいて該フィードバック信号累算手段による累算値をその振幅と位相をマルチキャリア信号に合わせてからマルチキャリア信号との差分を求め、該差分に基づいてキャリアリーク成分を検出するキャリアリーク検出手段と、
   現在キャリアリーク補償手段に設定されているキャリアリーク補償値に、該検出されたキャリアリーク検出値に１以下の正数を乗じて加算して、キャリアリーク補償値を更新するキャリアリーク補償値制御手段と、を備え、
   前記フィードバック信号と前記マルチキャリア信号の両方に基づいてキャリアリークを検出して補償することを特徴とする送信機。
3. 標本化及び直交検波された信号サンプルのＩ相、Ｑ相それぞれについて、サンプルレート以下且つチップレート以上の速度で予め定めるサンプル区間の累加算値を算出するステップと、
   前記累加算される前記サンプル区間よりも少ないサンプルに基づいて、基準信号との振幅比及び位相差を検出するステップと、
   前記振幅比と前記位相差を用いて前記累加算値の振幅と位相を調整した結果に基づいて、キャリアリーク成分を検出するステップと、を実行することで、
   前記信号サンプルと前記基準信号の両方に基づくキャリアリーク検出を行うことを特徴とするキャリアリーク検出方法。
4. １乃至複数の変調されたキャリアが合成されたマルチキャリア信号を送信する送信機であって、
   入力された前記マルチキャリア信号に、Ｉ相及びＱ相のＩＱゲイン比補正値に基づく演算を行って出力するＩＱゲイン比補正手段と、
   前記ＩＱゲイン比補正手段の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、
   前記Ｄ／Ａコンバータの出力信号を無線周波数へとアップコンバートするアナログ直交変調器と、
   前記アナログ直交変調器の出力信号の一部を受け取って、直交検波し、各キャリア周波数が前記マルチキャリア信号のキャリア周波数と実質的に等しいフィードバック信号を出力するフィードバック手段と、
   振幅及び位相が調整された前記フィードバック信号と前記マルチキャリア信号の、対応する期間におけるＩＱゲイン比の比に基づき、ＩＱゲイン比を検出するＩＱゲイン比検出手段と、
   前記検出されたＩＱゲイン比に基づいて、ＩＱゲイン比補正手段に新たに設定する前記ＩＱゲイン比補正値を決定するＩＱゲイン比補正値制御手段と、を備え、
   前記フィードバック信号と前記マルチキャリア信号の両方に基づいてＩＱゲイン比を検出して補正することを特徴とする送信機。
5. １乃至複数の変調されたキャリアが合成されたマルチキャリア信号を送信する送信機であって、
   入力された前記マルチキャリア信号に、Ｉ相及びＱ相の直交度ずれ補正値に基づく演算を行って出力する直交度ずれ補正手段と、
   前記直交度ずれ補正手段の出力信号を無線周波数へとアップコンバートするアナログ直交変調器と、
   前記アナログ直交変調器の出力信号の一部を受け取って、直交検波し、各キャリア周波数が前記マルチキャリア信号のキャリア周波数と実質的に等しいフィードバック信号を出力するフィードバック手段と、
   前記フィードバック信号と前記マルチキャリア信号の、対応する期間における直交度ずれの差に基づき、直交度ずれを検出する直交度ずれ検出手段と、
   前記検出された直交度ずれに基づいて、直交度ずれ補正手段に新たに設定する前記直交度ずれ補正値を決定する直交度ずれ補正値制御手段と、を備え、
   前記フィードバック信号と前記マルチキャリア信号の両方に基づいて直交度ずれを検出して補正することを特徴とする送信機。

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