JP4056965B2 - 充電装置 - Google Patents
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Description
本発明は、２次電池を充電する充電装置に関する。特に、スイッチング素子をＰＷＭ制御して充電電力を増減調節する充電装置に関する。
充電装置には、充電装置の能力の範囲内で可及的に大きな充電電流を通電して２次電池を急速に充電することが求められる。
充電装置には、通常は定格電力が決められており、その定格電力の範囲内で充電電流を調節する。特許文献１に開示された技術では、充電する電池パックに内蔵されている電池セルの個数を判別し、電池セル数によって充電電流を設定する。電池セル数が多い電池パックを充電するときには充電電圧が高いために充電電流を抑え、電池セル数が少ない電池パックを充電するときには充電電圧が低いために大きな充電電流を通電する。そうすることによって、充電装置の定格電力の範囲内で充電電流を調節することができ、定格電力の範囲内で可及的に大きな充電電流を通電することができる。
特許第３３８４０７９号公報
充電装置には、通常は定格電力が決められており、その定格電力の範囲内で充電電流を調節する。特許文献１に開示された技術では、充電する電池パックに内蔵されている電池セルの個数を判別し、電池セル数によって充電電流を設定する。電池セル数が多い電池パックを充電するときには充電電圧が高いために充電電流を抑え、電池セル数が少ない電池パックを充電するときには充電電圧が低いために大きな充電電流を通電する。そうすることによって、充電装置の定格電力の範囲内で充電電流を調節することができ、定格電力の範囲内で可及的に大きな充電電流を通電することができる。
従来の技術では、充電装置の定格電力の範囲内で充電電力を調節する。定格電力に対応した充電電力の範囲内で充電電流を調節する。これが最も通常の手法であってそれに対しては誰も疑問を呈してこなかった。
本発明者は、充電装置を安全に利用できる限界を研究したところ、充電装置を安全に利用できる限界と定格電力は必ずしも対応しないことを見出した。本発明者が、充電装置を安全に利用できる限界を研究したところ、その限界を決定するのは、充電電力を増減調節するスイッチング素子の温度上昇にあり、そのスイッチング素子の温度上昇幅は充電電力には必ずしも対応しないことを見出した。
スイッチング素子の温度上昇は、スイッチング素子のオン抵抗に起因する発熱と、スイッチング素子のスイッチング損失に起因する発熱によって決定される。
スイッチング素子のオン抵抗に起因する発熱には、スイッチング素子を流れる電流の大小が影響する。それに対して、スイッチング素子のスイッチング損失に起因する発熱には、スイッチング素子にかかる電圧の大小が影響する。これらのことから、スイッチング素子が通電する電力が同じであっても、スイッチング素子にかかる電圧が高くてスイッチング素子を流れる電流が低い場合の発熱量と、電圧が低くて電流が高い場合の発熱量は一致しない。
本発明者の研究によって、充電装置を安全に利用できる限界条件は、スイッチング素子の温度上昇幅が一定範囲内に抑えられることであり、それは定格電力に対応しないことが判明してきた。
図２は、横軸にスイッチング素子によって通電される電力を示し、縦軸にスイッチング素子の温度上昇幅を示す。温度上昇幅は、通電することによって発熱するスイッチング素子の平衡温度と環境温度の差で示す。図中Ｈは、スイッチング素子に印加される電圧が高い場合を示し、Ｌは電圧が低い場合を示し、Ｍは中間電圧の場合を示す。この場合、同じ電力ＣＰ１を流した場合、電圧が高い場合にはスイッチング素子の温度上昇幅ΔＴが低いのに対し、電圧が低い場合にはスイッチング素子の温度上昇幅ΔＴが高いことがわかる。充電装置を安全に利用しつづけるための限界温度上昇幅がΔＴ１であるとすると、電圧が高い場合にはＣＰ１以上の電力（図２の場合はＣＰ３まで）を通電できるのに対し、電圧が低い場合にはＣＰ１以上の電力を通電できないことがわかる。
図２の場合、定格電力ＣＰ１で制限する場合に比して、破線に示す範囲内で通電電力を増大させられることがわかる。スイッチング素子によって通電する電力を増大させることができれば、充電電流を増加させることができ、より短時間で充電を終えることが可能となる。
本発明では、より大電流で充電できる場合でも定格電力ＣＰ１で制限していた従来の問題点を克服する。
本発明者は、充電装置を安全に利用できる限界を研究したところ、充電装置を安全に利用できる限界と定格電力は必ずしも対応しないことを見出した。本発明者が、充電装置を安全に利用できる限界を研究したところ、その限界を決定するのは、充電電力を増減調節するスイッチング素子の温度上昇にあり、そのスイッチング素子の温度上昇幅は充電電力には必ずしも対応しないことを見出した。
スイッチング素子の温度上昇は、スイッチング素子のオン抵抗に起因する発熱と、スイッチング素子のスイッチング損失に起因する発熱によって決定される。
スイッチング素子のオン抵抗に起因する発熱には、スイッチング素子を流れる電流の大小が影響する。それに対して、スイッチング素子のスイッチング損失に起因する発熱には、スイッチング素子にかかる電圧の大小が影響する。これらのことから、スイッチング素子が通電する電力が同じであっても、スイッチング素子にかかる電圧が高くてスイッチング素子を流れる電流が低い場合の発熱量と、電圧が低くて電流が高い場合の発熱量は一致しない。
本発明者の研究によって、充電装置を安全に利用できる限界条件は、スイッチング素子の温度上昇幅が一定範囲内に抑えられることであり、それは定格電力に対応しないことが判明してきた。
図２は、横軸にスイッチング素子によって通電される電力を示し、縦軸にスイッチング素子の温度上昇幅を示す。温度上昇幅は、通電することによって発熱するスイッチング素子の平衡温度と環境温度の差で示す。図中Ｈは、スイッチング素子に印加される電圧が高い場合を示し、Ｌは電圧が低い場合を示し、Ｍは中間電圧の場合を示す。この場合、同じ電力ＣＰ１を流した場合、電圧が高い場合にはスイッチング素子の温度上昇幅ΔＴが低いのに対し、電圧が低い場合にはスイッチング素子の温度上昇幅ΔＴが高いことがわかる。充電装置を安全に利用しつづけるための限界温度上昇幅がΔＴ１であるとすると、電圧が高い場合にはＣＰ１以上の電力（図２の場合はＣＰ３まで）を通電できるのに対し、電圧が低い場合にはＣＰ１以上の電力を通電できないことがわかる。
図２の場合、定格電力ＣＰ１で制限する場合に比して、破線に示す範囲内で通電電力を増大させられることがわかる。スイッチング素子によって通電する電力を増大させることができれば、充電電流を増加させることができ、より短時間で充電を終えることが可能となる。
本発明では、より大電流で充電できる場合でも定格電力ＣＰ１で制限していた従来の問題点を克服する。
本発明で創作した一つの充電装置は、充電電力を増減調節するスイッチング素子と、そのスイッチング素子を断続的にオン・オフさせるＰＷＭ制御回路と、そのスイッチング素子を流れる電流を検出する電流検出回路と、その電流検出回路の出力電圧を電源電圧に応じて修正する修正回路を有する。ＰＷＭ制御回路は所定値以上の電圧が入力されるとスイッチング素子をオフするリミット端子を有し、そのリミット端子に修正回路の修正電圧が入力される。
図３は、横軸にスイッチング素子を流れる電流ＣＳをとり、縦軸にスイッチング素子の温度上昇幅ΔＴを示す。図中Ｈは電圧が高い場合を示し、Ｌは電圧が低い場合を示し、Ｍは中間電圧の場合を示す。この場合、同じ電流を流しても、電圧が高い場合にはスイッチング素子の温度上昇幅ΔＴが高いのに対し、電圧が低い場合にはスイッチング素子の温度上昇幅ΔＴが低いことがわかる。同じ電流であれば、電圧が高いほど電力が大きいので、図２の結果と矛盾しない。図２は、同じ電力であれば、電圧が高いほど温度上昇幅が小さいという結果を示しており、電力が異なる場合にまで電圧が高いほど温度上昇幅が小さいというものではない。
図３においてスイッチング素子の限界温度上昇幅がΔＴ１であるとすると、Ｌで示される低電圧の場合には、スイッチング素子にＣＳ１の電流を流すことができる。Ｍで示される中間電圧の場合には、スイッチング素子にＣＳ２の電流を流すことができる。またＨで示される高電圧の場合には、スイッチング素子にＣＳ３の電流を流すことができる。即ち電圧に対応してスイッチング素子を流れる電流の最大値を設定することによって、スイッチング素子が許容される以上には温度上昇しないようにすることができる。電圧×電流がスイッチング素子の温度上昇幅を限界温度上昇幅ΔＴ１に抑える電流に調節されれば、充電装置を安全に利用しつづけることができる。このときの電力は一定でなく、電圧によって変化し、電圧が高い場合ほど大きな電力を通電することができる（図２参照）。
図３においてスイッチング素子の限界温度上昇幅がΔＴ１であるとすると、Ｌで示される低電圧の場合には、スイッチング素子にＣＳ１の電流を流すことができる。Ｍで示される中間電圧の場合には、スイッチング素子にＣＳ２の電流を流すことができる。またＨで示される高電圧の場合には、スイッチング素子にＣＳ３の電流を流すことができる。即ち電圧に対応してスイッチング素子を流れる電流の最大値を設定することによって、スイッチング素子が許容される以上には温度上昇しないようにすることができる。電圧×電流がスイッチング素子の温度上昇幅を限界温度上昇幅ΔＴ１に抑える電流に調節されれば、充電装置を安全に利用しつづけることができる。このときの電力は一定でなく、電圧によって変化し、電圧が高い場合ほど大きな電力を通電することができる（図２参照）。
図３に示した結果、即ち、高電圧Ｈの場合にはＣＳ３以上の電流が流れることを禁止し、中間電圧Ｍの場合にはＣＳ２以上の電流が流れることを禁止し、低電圧Ｌの場合にはＣＳ１以上の電流が流れることを禁止することができれば、スイッチング素子の温度上昇幅を限界温度上昇幅ΔＴ１以下に抑えることができ、充電装置を安全に利用しつづけることができる。この結果が得られるように、この充電装置では、ＰＷＭ制御回路が備えているリミット端子を利用する。リミット端子に所定値以上の電圧（簡単にリミッタ電圧という）が入力されると、スイッチング素子はオフされる。
電流検出回路の出力電圧を電源電圧に応じて修正する修正回路を設けると、高電圧Ｈの場合にはその電圧における許容電流ＣＳ３をリミッタ電圧に修正し、中間電圧Ｍの場合には許容電流ＣＳ２をリミッタ電圧に修正し、低電圧Ｌの場合には許容電流ＣＳ１をリミッタ電圧に修正することができる。修正された電圧をＰＷＭ制御回路のリミット端子に入力すると、高電圧Ｈの場合にはＣＳ３以上の電流が流れることを禁止し、中間電圧Ｍの場合にはＣＳ２以上の電流が流れることを禁止し、低電圧Ｌの場合にはＣＳ１以上の電流が流れることを禁止することができる。
本充電装置では、修正回路とＰＷＭ制御回路のリミッタ機能を利用することによって、スイッチング素子の温度上昇幅を限界温度上昇幅以内に抑える範囲内で電流を制限する。このときの電力は一定でなく、電圧によって変化し、電圧が高い場合ほど大きな電力が通電される（図２参照）。従来の定格電力で制限する充電装置に比し、充電電力が無用に制限されることがない。
なお図２は一例にすぎず、スイッチング素子の特性によっては、スイッチング素子の温度上昇幅を限界温度上昇幅以内に抑える電力が、電圧が高い場合ほど小さい場合もある。本充電装置では、この場合には、電圧が高い場合ほど電力を制限し、スイッチング素子の温度上昇幅を限界温度上昇幅以内に抑える。いずれにしても、定格電力で制限するのではなく、スイッチング素子の温度上昇幅を限界上昇幅に抑える限度で制約するために、充電装置を安全に利用しつづけることができる限度内で、可及的に大きな充電電流を通電して短時間で充電を完了することが可能となる。
電流検出回路の出力電圧を電源電圧に応じて修正する修正回路を設けると、高電圧Ｈの場合にはその電圧における許容電流ＣＳ３をリミッタ電圧に修正し、中間電圧Ｍの場合には許容電流ＣＳ２をリミッタ電圧に修正し、低電圧Ｌの場合には許容電流ＣＳ１をリミッタ電圧に修正することができる。修正された電圧をＰＷＭ制御回路のリミット端子に入力すると、高電圧Ｈの場合にはＣＳ３以上の電流が流れることを禁止し、中間電圧Ｍの場合にはＣＳ２以上の電流が流れることを禁止し、低電圧Ｌの場合にはＣＳ１以上の電流が流れることを禁止することができる。
本充電装置では、修正回路とＰＷＭ制御回路のリミッタ機能を利用することによって、スイッチング素子の温度上昇幅を限界温度上昇幅以内に抑える範囲内で電流を制限する。このときの電力は一定でなく、電圧によって変化し、電圧が高い場合ほど大きな電力が通電される（図２参照）。従来の定格電力で制限する充電装置に比し、充電電力が無用に制限されることがない。
なお図２は一例にすぎず、スイッチング素子の特性によっては、スイッチング素子の温度上昇幅を限界温度上昇幅以内に抑える電力が、電圧が高い場合ほど小さい場合もある。本充電装置では、この場合には、電圧が高い場合ほど電力を制限し、スイッチング素子の温度上昇幅を限界温度上昇幅以内に抑える。いずれにしても、定格電力で制限するのではなく、スイッチング素子の温度上昇幅を限界上昇幅に抑える限度で制約するために、充電装置を安全に利用しつづけることができる限度内で、可及的に大きな充電電流を通電して短時間で充電を完了することが可能となる。
本発明で利用する修正回路は、スイッチング素子を同一温度幅だけ昇温させる電流（この電流は、図３に例示するように、電源電圧によって変化する）を、電源電圧の相違にかかわらずに、ＰＷＭ制御回路のリミッタ機能が作動する所定電圧に修正することが好ましい。
修正回路が、高電圧Ｈの場合にはその電圧における許容電流ＣＳ１をリミッタ電圧に修正し、中間電圧Ｍの場合にはその電圧における許容電流ＣＳ２をリミッタ電圧に修正し、低電圧Ｌの場合にはその電圧における許容電流ＣＳ３をリミッタ電圧に修正するものであれば、リミッタ機能を利用してスイッチング素子の温度上昇幅を限界上昇幅に抑えることができ、充電装置を安全に利用しつづけることができる。
修正回路が、高電圧Ｈの場合にはその電圧における許容電流ＣＳ１をリミッタ電圧に修正し、中間電圧Ｍの場合にはその電圧における許容電流ＣＳ２をリミッタ電圧に修正し、低電圧Ｌの場合にはその電圧における許容電流ＣＳ３をリミッタ電圧に修正するものであれば、リミッタ機能を利用してスイッチング素子の温度上昇幅を限界上昇幅に抑えることができ、充電装置を安全に利用しつづけることができる。
本発明で利用する修正回路は、電流検出回路の出力電圧に、電源電圧が高いほど高いバイアス電圧を印加するものであってもよい。あるいは、電流検出回路の出力電圧を、電源電圧が高いほど高い分圧比で分圧するものであってもよい。後者の場合、電流検出回路の出力電圧をＶ１、修正後の電圧をＶ２、分圧比ｋとしたとき、Ｖ２＝ｋ・Ｖ１が成立する関係にあり、その分圧比ｋが電源電圧が高いほど高いことを意味する。
上記の修正回路を利用すると、スイッチング素子を同一温度幅だけ昇温させる電流（前記したように、この電流は電源電圧によって変化する）を、電源電圧に応じて修正することによって、リミッタ電圧に近似するように修正することができる。この充電装置によると、近似的に、スイッチング素子の温度上昇幅を許容上昇幅に抑えることが可能となる。
上記の修正回路を利用すると、スイッチング素子を同一温度幅だけ昇温させる電流（前記したように、この電流は電源電圧によって変化する）を、電源電圧に応じて修正することによって、リミッタ電圧に近似するように修正することができる。この充電装置によると、近似的に、スイッチング素子の温度上昇幅を許容上昇幅に抑えることが可能となる。
先に述べたように、スイッチング素子の温度上昇幅を一定範囲内に抑えることによって充電装置を安全に利用しつづけることができる。いままで説明してきた技術では、電源電圧によって、スイッチング素子の温度上昇幅を一定範囲内に抑えることができる電力が変化する事象を利用する。それに対して、スイッチング素子の温度を利用してより直接的に制御することもできる。
この原理で構成される充電装置は、充電電力を増減調節するスイッチング素子と、そのスイッチング素子を断続的にオン・オフさせるＰＷＭ制御回路と、そのスイッチング素子を流れる電流を検出する電流検出回路と、その電流検出回路の出力電圧を前記スイッチング素子の温度に応じて修正する修正回路を有する。ＰＷＭ制御回路は所定値以上の電圧が入力されるとスイッチング素子をオフするリミット端子を有し、そのリミット端子に修正回路の修正電圧が入力される。
この原理で構成される充電装置は、充電電力を増減調節するスイッチング素子と、そのスイッチング素子を断続的にオン・オフさせるＰＷＭ制御回路と、そのスイッチング素子を流れる電流を検出する電流検出回路と、その電流検出回路の出力電圧を前記スイッチング素子の温度に応じて修正する修正回路を有する。ＰＷＭ制御回路は所定値以上の電圧が入力されるとスイッチング素子をオフするリミット端子を有し、そのリミット端子に修正回路の修正電圧が入力される。
この充電装置では、スイッチング素子を流れる電流を検出する電流検出回路の出力電圧を、スイッチング素子の温度に応じて修正してリミット端子に入力する。スイッチング素子が加熱して限界温度に近づいたときには、スイッチング素子を流れる電流を電圧に変換した値がリミッタ電圧に修正され、ＰＷＭ制御回路によってスイッチング素子を流れる電流が制約されるためにスイッチング素子がそれ以上に加熱されることが抑制される。スイッチング素子の温度が低いときには、スイッチング素子を流れる電流を電圧に変換した値がリミッタ電圧よりも小さな値に修正され、スイッチング素子を流れる電流が制約されることがなく、スイッチング素子によって大きな電力が通電され、充電電流が増大する。定格電力で制限する充電装置に比し、この充電装置では充電電力が無用に制限されることがない一方、スイッチング素子の過熱が防止される。
上記充電装置で利用する修正回路は、電流検出回路の出力電圧を、そのスイッチング素子の温度が高いほど高い分圧比で分圧するものであってもよい。電流検出回路の出力電圧をＶ１、修正後の電圧をＶ２、分圧比ｋとしたとき、Ｖ２＝ｋ・Ｖ１が成立する関係にあり、その分圧比ｋがスイッチング素子の温度が高いほど高い回路を用いる。
この修正回路を利用すると、スイッチング素子の温度が高いほどリミッタ端子に入力される電圧がリミッタ電圧に近似するように修正される。この充電装置によると、スイッチング素子が過熱されることを抑えることが可能となる。
この修正回路を利用すると、スイッチング素子の温度が高いほどリミッタ端子に入力される電圧がリミッタ電圧に近似するように修正される。この充電装置によると、スイッチング素子が過熱されることを抑えることが可能となる。
上記の充電装置において、充電電流の目標値を設定する設定手段と、充電電流を検出する充電電流検出回路とが付加され、前記ＰＷＭ制御回路は、充電電力が設定された目標値となるようにデューティ比を増減調節し、設定手段は、検出された充電電流が設定された目標値よりも所定値以上小さくなると充電電流の目標値を減少させるものでもよい。
この充電装置では、充電電流が設定された目標値となるように、スイッチング素子のデューティ比が増減調節される。このとき、ＰＷＭ制御回路のリミット機能が作動すると、スイッチング素子を流れる電流が制約されるために、充電電流が目標値に対して低下する。即ち、検出された充電電流が目標値に対して低下していれば、ＰＷＭ制御回路のリミット機能が作動していると判断することができる。リミット機能が作動しているとき、設定されている充電電流の目標値は過大であると判断できる。充電電流の目標値が過大に設定されていても、リミット機能によって充電電流は適切に制限されるが、このとき充電電流の目標値を減少させてもよい。それによりリミット機能は作動しなくなり、充電電流は新たに設定された目標値に調節されることなる。
この充電装置であれば、スイッチング素子の温度上昇幅を許容上昇幅に抑えることが可能になると共に、充電電流を設定された目標値に調節して充電することができる。
この充電装置では、充電電流が設定された目標値となるように、スイッチング素子のデューティ比が増減調節される。このとき、ＰＷＭ制御回路のリミット機能が作動すると、スイッチング素子を流れる電流が制約されるために、充電電流が目標値に対して低下する。即ち、検出された充電電流が目標値に対して低下していれば、ＰＷＭ制御回路のリミット機能が作動していると判断することができる。リミット機能が作動しているとき、設定されている充電電流の目標値は過大であると判断できる。充電電流の目標値が過大に設定されていても、リミット機能によって充電電流は適切に制限されるが、このとき充電電流の目標値を減少させてもよい。それによりリミット機能は作動しなくなり、充電電流は新たに設定された目標値に調節されることなる。
この充電装置であれば、スイッチング素子の温度上昇幅を許容上昇幅に抑えることが可能になると共に、充電電流を設定された目標値に調節して充電することができる。
本発明により、スイッチング素子の温度上昇幅を一定範囲内とすることができ、充電装置を安全に利用できる限界のなかで利用しつづけることができる。
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。まず最初に、以下の実施例の主要な特徴を列記する。
（形態１） 充電装置は、充電電流を調節するＭＯＳＦＥＴを有している。
（形態２） 充電装置は、ＭＯＳＦＥＴをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御するＰＷＭ制御回路を有している。そのＰＷＭ制御回路はリミット端子を有している。
（形態３） 充電装置は、ＭＯＳＦＥＴを流れる電流を電圧値で検出し、その電圧に電源電圧が高いほど高いバイアス電圧を印加する。
（形態４） 充電装置は、ＭＯＳＦＥＴの近傍に設けられたサーミスタを有している。
（形態５） 充電装置は、２次電池の温度状態から充電電流の目標値を設定する。
（形態６） 充電装置は、充電電流を検出し、検出した充電電流が設定された目標値よりも所定値以上小さくなると、その目標値を減少させる。
（形態１） 充電装置は、充電電流を調節するＭＯＳＦＥＴを有している。
（形態２） 充電装置は、ＭＯＳＦＥＴをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御するＰＷＭ制御回路を有している。そのＰＷＭ制御回路はリミット端子を有している。
（形態３） 充電装置は、ＭＯＳＦＥＴを流れる電流を電圧値で検出し、その電圧に電源電圧が高いほど高いバイアス電圧を印加する。
（形態４） 充電装置は、ＭＯＳＦＥＴの近傍に設けられたサーミスタを有している。
（形態５） 充電装置は、２次電池の温度状態から充電電流の目標値を設定する。
（形態６） 充電装置は、充電電流を検出し、検出した充電電流が設定された目標値よりも所定値以上小さくなると、その目標値を減少させる。
（実施例１） 以下、本発明を具現化した実施例１の充電装置４を図面を参照して説明する。図１は、実施例１の充電装置４の回路構成を示している。図１では、充電装置４に電池パック４０が接続されている。充電装置４は、電池パック４０に内蔵された２次電池４２を充電する。
図１に示すように、充電装置４は電源プラグ６と、整流回路８と、コンデンサ９を有している。また、トランス２０を有している。電源プラグ６は交流電源２に接続される。電源プラグから入力される交流電力は、整流回路８とコンデンサ９によって整流・平滑される。整流・平滑された電源電力はトランス２０の１次巻線２２に入力される。
充電装置４は、様々な電圧の交流電源２を用いることができる。例えば、電圧が１８０Ｖや２２０Ｖや２６０Ｖの交流電源を用いることができる。
図１に示すように、充電装置４は電源プラグ６と、整流回路８と、コンデンサ９を有している。また、トランス２０を有している。電源プラグ６は交流電源２に接続される。電源プラグから入力される交流電力は、整流回路８とコンデンサ９によって整流・平滑される。整流・平滑された電源電力はトランス２０の１次巻線２２に入力される。
充電装置４は、様々な電圧の交流電源２を用いることができる。例えば、電圧が１８０Ｖや２２０Ｖや２６０Ｖの交流電源を用いることができる。
充電装置４は、定電圧電源回路１０、マイコン１４、電圧比較回路１５、ＰＷＭ制御回路１６を有している。また、整流回路８と１次巻線２２を接続する回路上には、ＭＯＳＦＥＴ１８が介挿されている。定電圧電源回路１０は、マイコン１４等の電源となる。
ＰＷＭ制御回路１６は、ＭＯＳＦＥＴ１８を断続的にオン・オフさせる回路である。ＭＯＳＦＥＴ１８が断続的にオン・オフされることによって、トランス２０の１次巻線２２に通電される電力が増減調節される。ＰＷＭ制御回路１６には、抵抗１７を介して動作電圧が入力される。
トランス２０の１次巻線２２に通電された電力は、トランス２０の２次巻線２４に出力される。トランス２０の２次巻線２４には、ダイオード３２、コンデンサ３４、抵抗３６が接続されている。２次巻線２４に出力される電力はダイオード３２とコンデンサ３４によって整流・平滑される。その整流・平滑された電力は、電池パック４０の２次電池４２に供給される。そのときの充電電流は、抵抗３６にかかる電圧によって検出される。その抵抗３６にかかる電圧は電圧比較回路１５に入力される。
電池パック４０は、２次電池４２とサーミスタ４４を有している。サーミスタ４４は、２次電池４２の近傍に設けられており、２次電池４２の温度に応じてその抵抗値が変化する。サーミスタ４４には定電圧電源が入力され、抵抗３８との分圧値から２次電池４２の温度を知ることができる。その分圧値はマイコン１４に入力される。
マイコン１４は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、Ｉ／Ｏ等を備えている。マイコン１４には、２次電池４２の温度状態から充電電流の目標値を決定するプログラムが用意されている。２次電池４２を充電するとき、充電電流が過大であると２次電池を著しく劣化させる。そのため、充電電流は２次電池４２の温度状態に基づいて設定されることが好ましい。設定された充電電流の目標値は、電圧に変換されて電圧比較回路１５に出力される。
電圧比較回路１５は、抵抗３６にかかる電圧とマイコン１４から入力された電圧を比較する。即ち、充電電流の検出値と充電電流の目標値を比較することとなる。検出値が目標値より大きければ、ＰＷＭ制御回路１６にデューティ比を小さくするように指令する。検出された充電電流が目標値より小さければ、ＰＷＭ制御回路１６にデューティ比を大きくするように指令する。この指令は、フォトカプラ３０を介してＰＷＭ制御回路１６に入力される。
ＰＷＭ制御回路１６は、ＭＯＳＦＥＴ１８を断続的にオン・オフさせる回路である。ＭＯＳＦＥＴ１８が断続的にオン・オフされることによって、トランス２０の１次巻線２２に通電される電力が増減調節される。ＰＷＭ制御回路１６には、抵抗１７を介して動作電圧が入力される。
トランス２０の１次巻線２２に通電された電力は、トランス２０の２次巻線２４に出力される。トランス２０の２次巻線２４には、ダイオード３２、コンデンサ３４、抵抗３６が接続されている。２次巻線２４に出力される電力はダイオード３２とコンデンサ３４によって整流・平滑される。その整流・平滑された電力は、電池パック４０の２次電池４２に供給される。そのときの充電電流は、抵抗３６にかかる電圧によって検出される。その抵抗３６にかかる電圧は電圧比較回路１５に入力される。
電池パック４０は、２次電池４２とサーミスタ４４を有している。サーミスタ４４は、２次電池４２の近傍に設けられており、２次電池４２の温度に応じてその抵抗値が変化する。サーミスタ４４には定電圧電源が入力され、抵抗３８との分圧値から２次電池４２の温度を知ることができる。その分圧値はマイコン１４に入力される。
マイコン１４は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、Ｉ／Ｏ等を備えている。マイコン１４には、２次電池４２の温度状態から充電電流の目標値を決定するプログラムが用意されている。２次電池４２を充電するとき、充電電流が過大であると２次電池を著しく劣化させる。そのため、充電電流は２次電池４２の温度状態に基づいて設定されることが好ましい。設定された充電電流の目標値は、電圧に変換されて電圧比較回路１５に出力される。
電圧比較回路１５は、抵抗３６にかかる電圧とマイコン１４から入力された電圧を比較する。即ち、充電電流の検出値と充電電流の目標値を比較することとなる。検出値が目標値より大きければ、ＰＷＭ制御回路１６にデューティ比を小さくするように指令する。検出された充電電流が目標値より小さければ、ＰＷＭ制御回路１６にデューティ比を大きくするように指令する。この指令は、フォトカプラ３０を介してＰＷＭ制御回路１６に入力される。
充電装置４は、ＭＯＳＦＥＴ１８と直列に接続された抵抗７８を備えている。抵抗７８の電流は、トランス２０の一次巻線２２やＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流と略等しい。抵抗７８の両端間電圧は、図１のノードＡにおける電圧ＶＡで取り出すことができる。図４は、横軸にＭＯＳＦＥＴ１８の電流をとり、縦軸にノードＡにおける電圧ＶＡを示す。図中ＶＡが、ノードＡにおける電圧ＶＡを示している。図４から明らかなように、ノードＡにおける電圧ＶＡからＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳを知ることができる。
抵抗７８には、抵抗８０と抵抗８２を有する回路が並列に接続されている。それにより、ノードＡにおける電圧ＶＡは抵抗８０と抵抗８２によって分圧される。図４のＶ８２は、抵抗８２の両端間電圧を示している。また、抵抗８０の両端間電圧は、ノードＡにおける電圧ＶＡと抵抗８２の両端間電圧Ｖ８２の差（図中Ｖ８０）で示される。なお、図４に示す抵抗８２の両端間電圧Ｖ８２は、後述するバイアス電圧が印加されていないものである。ノードＡにおける電圧ＶＡに対する抵抗８２の両端間電圧Ｖ８２の比が分圧比となる。即ち、分圧比をｋとすると、Ｖ８２＝ｋ・ＶＡである。図４から明らかなように、抵抗８０の両端間電圧Ｖ８０、あるいは抵抗８２の両端間電圧Ｖ８２によってもＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳを知ることができる。
抵抗７８には、抵抗８０と抵抗８２を有する回路が並列に接続されている。それにより、ノードＡにおける電圧ＶＡは抵抗８０と抵抗８２によって分圧される。図４のＶ８２は、抵抗８２の両端間電圧を示している。また、抵抗８０の両端間電圧は、ノードＡにおける電圧ＶＡと抵抗８２の両端間電圧Ｖ８２の差（図中Ｖ８０）で示される。なお、図４に示す抵抗８２の両端間電圧Ｖ８２は、後述するバイアス電圧が印加されていないものである。ノードＡにおける電圧ＶＡに対する抵抗８２の両端間電圧Ｖ８２の比が分圧比となる。即ち、分圧比をｋとすると、Ｖ８２＝ｋ・ＶＡである。図４から明らかなように、抵抗８０の両端間電圧Ｖ８０、あるいは抵抗８２の両端間電圧Ｖ８２によってもＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳを知ることができる。
抵抗８０と抵抗８２の間には、電源電圧補正回路（抵抗）７２を介して整流回路８の正極出力が接続されている。それにより、図１のノードＢにおける電圧ＶＢは、図４に示した抵抗８２の両端間電圧Ｖ８２と、電源電圧に応じたバイアス電圧の和となる。電源電圧が高いほど、このバイアス電圧は高くなる。図５は、横軸にＭＯＳＦＥＴ１８の電流ＣＳをとり、縦軸にノードＢの電圧ＶＢを示している。図中Ｌは電源電圧が１８０Ｖの場合を示し、図中Ｍは電源電圧が２２０Ｖの場合を示し、図中Ｈは電源電圧が２６０Ｖの場合を示す。図５に示すように、電源電圧が１８０Ｖのときバイアス電圧の値はＶＹ１となる。また、電源電圧が２２０Ｖのときバイアス電圧の値はＶＹ２となる。また、電源電圧が２６０Ｖのときバイアス電圧の値はＶＹ３となる。それにより、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが同じであっても、電源電圧によってノードＢの電圧ＶＢは異なっている。換言すると、ノードＢの電圧ＶＢが同じであっても、電源電圧によってＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流ＣＳは異なることとなる。例えば図５において、ノードＢの電圧ＶＢが電圧値ＶＸとなるときに、各電源電圧においてＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流ＣＳを比較する。電源電圧が１８０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流ＣＳの値はＣＳ１となる。それに対し、電源電圧が２２０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流ＣＳの値はＣＳ２となる。また、電源電圧が２６０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流の値はＣＳ３となる。
充電装置４では、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳとノードＢにおける電圧ＶＢが図５に示す関係となるように、抵抗７２、７８、８０、８２の抵抗値が選択されている。また、ノードＢにはノイズ除去用のコンデンサ８４が設けられている。
充電装置４では、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳとノードＢにおける電圧ＶＢが図５に示す関係となるように、抵抗７２、７８、８０、８２の抵抗値が選択されている。また、ノードＢにはノイズ除去用のコンデンサ８４が設けられている。
ＰＷＭ制御回路１６について詳しく説明する。ＰＷＭ制御回路１６は出力端子１６ａを有し、その出力端子１６ａはＭＯＳＦＥＴ１８のゲートに接続されている。ＰＷＭ制御回路１６は、パルス幅変調制御信号（ＰＷＭ制御信号）を出力端子１６ａから出力する。ＰＷＭ制御信号は、周期的なパルス状の信号である。そのパルス信号が出力されている間、ＭＯＳＦＥＴ１８はオンとなる。即ち、トランス２０に電源電力が供給される。ＰＷＭ制御回路１６は、ＰＷＭ制御信号のパルス幅（パルスを出力する期間）を変化させることで、ＭＯＳＦＥＴ１８のオン期間とオフ期間の比を変化させる。このオン期間とオフ期間の比は、いわゆるデューティ比である。
ＰＷＭ制御回路１６には、マイコン１４から充電電流の増減指令がフォトカプラ３０を介して入力される。ＰＷＭ制御回路１６は、その指令に応じてＰＷＭ制御信号を生成して出力する。ＭＯＳＦＥＴ１８のデューティ比によって、トランス２０へ通電される電力は変化する。
ＰＷＭ制御回路１６には、マイコン１４から充電電流の増減指令がフォトカプラ３０を介して入力される。ＰＷＭ制御回路１６は、その指令に応じてＰＷＭ制御信号を生成して出力する。ＭＯＳＦＥＴ１８のデューティ比によって、トランス２０へ通電される電力は変化する。
ＰＷＭ制御回路１６はリミット端子１６ｂを備えている。ＰＷＭ制御回路１６は、リミット端子１６ｂに所定値以上の電圧が入力されると、ＰＷＭ制御信号のパルス出力をその時点でカットする。いわゆるリミッタが作動する。以下、リミッタが作動する電圧値をリミッタ電圧ＶＸという。ＰＷＭ制御信号のパルス出力がカットされるため、ＭＯＳＦＥＴ１８はオフされる。充電装置４では、ノードＢとリミット端子１６ｂとが接続され、ノードＢにおける電圧ＶＢがリミット端子１６ｂに入力されている。図６を用いて詳しく説明する。
図６は、ＰＷＭ制御回路１６が出力するＰＷＭ制御信号と、そのときにリミット端子１６ｂへ入力される電圧の関係を例示する。図６（Ａ）はＰＷＭ制御信号を示している。基本周期がΔＰであり、出力されるパルス幅はＰ１である。即ち、ＭＯＳＦＥＴ１８のオン期間はＰ１となる。従って、デューティ比はＰ１／ΔＰである。ＰＷＭ制御回路１６は電圧比較回路１５の指令に基づいてデューティ比を増減調節し、図６（Ａ）に示すＰＷＭ制御信号を生成して出力する。
図６（Ｂ）は、図６（Ａ）のＰＷＭ制御信号に対応して、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳを示している。これは、トランス２０の１次巻線２２を流れる電流でもある。図６（Ｂ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１８がオンされている間、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流は略直線的に増加する。これは、トランス２０のインダクタンスによる。即ち、ＭＯＳＦＥＴ１８のオン期間が長いほど、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳのピーク値は高くなる。ＭＯＳＦＥＴ１８のオン期間がＰ１のとき、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳのピーク値はＣ１となる。
図６（Ｃ）は、図６（Ａ）、（Ｂ）に対応して、リミット端子１６ｂへ入力される電圧を示している。即ち、ノードＢの電圧ＶＢである。リミット端子１６ｂへ入力される電圧は、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流に比例して増加する。また、バイアス電圧ＶＹが加算されている。リミット端子１６ｂへ入力される電圧がリミッタ電圧ＶＸに到達すると、ＰＷＭ制御信号のパルス出力はその時点でカットされる。即ち、リミッタが作動する。図６の場合、パルス出力はパルス幅がＰ２に制限され、図中のハッチング部分が制限される。従って、ＰＷＭ制御信号は実際のパルス幅がＰ２となり、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流値はＣＸに制限される。このとき、実際のデューティ比はＰ２／ΔＰとなる。ＭＯＳＦＥＴ１８の電流ＣＳが制限されることにより、ＭＯＳＦＥＴ１８によって通電される電力が制限されることになる。
図６は、ＰＷＭ制御回路１６が出力するＰＷＭ制御信号と、そのときにリミット端子１６ｂへ入力される電圧の関係を例示する。図６（Ａ）はＰＷＭ制御信号を示している。基本周期がΔＰであり、出力されるパルス幅はＰ１である。即ち、ＭＯＳＦＥＴ１８のオン期間はＰ１となる。従って、デューティ比はＰ１／ΔＰである。ＰＷＭ制御回路１６は電圧比較回路１５の指令に基づいてデューティ比を増減調節し、図６（Ａ）に示すＰＷＭ制御信号を生成して出力する。
図６（Ｂ）は、図６（Ａ）のＰＷＭ制御信号に対応して、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳを示している。これは、トランス２０の１次巻線２２を流れる電流でもある。図６（Ｂ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１８がオンされている間、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流は略直線的に増加する。これは、トランス２０のインダクタンスによる。即ち、ＭＯＳＦＥＴ１８のオン期間が長いほど、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳのピーク値は高くなる。ＭＯＳＦＥＴ１８のオン期間がＰ１のとき、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳのピーク値はＣ１となる。
図６（Ｃ）は、図６（Ａ）、（Ｂ）に対応して、リミット端子１６ｂへ入力される電圧を示している。即ち、ノードＢの電圧ＶＢである。リミット端子１６ｂへ入力される電圧は、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流に比例して増加する。また、バイアス電圧ＶＹが加算されている。リミット端子１６ｂへ入力される電圧がリミッタ電圧ＶＸに到達すると、ＰＷＭ制御信号のパルス出力はその時点でカットされる。即ち、リミッタが作動する。図６の場合、パルス出力はパルス幅がＰ２に制限され、図中のハッチング部分が制限される。従って、ＰＷＭ制御信号は実際のパルス幅がＰ２となり、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流値はＣＸに制限される。このとき、実際のデューティ比はＰ２／ΔＰとなる。ＭＯＳＦＥＴ１８の電流ＣＳが制限されることにより、ＭＯＳＦＥＴ１８によって通電される電力が制限されることになる。
充電装置４では、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは、ノードＢにおける電圧ＶＢによってＰＷＭ制御回路１６に帰還される。ノードＢにおける電圧ＶＢの値がリミッタ電圧ＶＸとなると、ＭＯＳＦＥＴ１８はオフされる。それにより、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは、ノードＢにおける電圧ＶＢの値がリミッタ電圧ＶＸとなる電流値で制限される。図５に示したように、充電装置４では、電源電圧が１８０Ｖの場合（図５のＬ）、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳの値が電流値ＣＳ１となると、ノードＢにおける電圧ＶＢがリミッタ電圧ＶＸとなる。即ち、電源電圧が１８０Ｖの場合では、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは電流値ＣＳ１に制限される。また、電源電圧が２２０Ｖの場合（図５のＭ）、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳの値が電流値ＣＳ２となると、ノードＢにおける電圧ＶＢがリミッタ電圧ＶＸとなる。即ち、電源電圧が２２０Ｖの場合では、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは電流値ＣＳ２に制限される。また、電源電圧が２６０Ｖの場合（図５のＨ）、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳの値が電流値ＣＳ３となると、ノードＢにおける電圧ＶＢがリミッタ電圧ＶＸとなる。即ち、電源電圧が２６０Ｖの場合では、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは電流値ＣＳ３に制限される。
先に示した図３は、横軸にＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳをとり、縦軸にＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴを示すものである。図中Ｌは、電源電圧が１８０Ｖのときを示す。図中Ｍは、電源電圧が２２０Ｖのときを示す。図中Ｈは、電源電圧が２６０Ｖのときを示す。ＭＯＳＦＥＴ１８が許容する温度上昇幅ΔＴの限界値はΔＴ１である。電源電圧が１８０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳの値がＣＳ１であると、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅はΔＴ１となる。また、電源電圧が２２０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳの値がＣＳ２であると、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅はΔＴ１となる。また、電源電圧が２６０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳの値がＣＳ３であると、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅がΔＴ１となる。ここでいうＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流とは、ＭＯＳＦＥＴ１８がＰＷＭ制御されたとき、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流のピーク値を示す。
充電装置４は、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴの値がΔＴ１以下となる範囲内であれば、安全に充電を行うことができる。従って、充電装置４は電源電圧が１８０ＶであればＭＯＳＦＥＴ１８に電流値ＣＳ１の電流を流して充電することができる。また、充電装置４は電源電圧が２２０ＶであればＭＯＳＦＥＴ１８に電流値ＣＳ２の電流を流して充電することができる。また、充電装置４は電源電圧が２６０ＶであればＭＯＳＦＥＴ１８に電流値ＣＳ３の電流を流して充電することができる。
充電装置４は、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴの値がΔＴ１以下となる範囲内であれば、安全に充電を行うことができる。従って、充電装置４は電源電圧が１８０ＶであればＭＯＳＦＥＴ１８に電流値ＣＳ１の電流を流して充電することができる。また、充電装置４は電源電圧が２２０ＶであればＭＯＳＦＥＴ１８に電流値ＣＳ２の電流を流して充電することができる。また、充電装置４は電源電圧が２６０ＶであればＭＯＳＦＥＴ１８に電流値ＣＳ３の電流を流して充電することができる。
充電装置４では、電源電圧が１８０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは電流値ＣＳ１に制限される。この電流値ＣＳ１は、電源電圧が１８０Ｖの場合にＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇から許容される最大の電流値である。また、電源電圧が２２０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは電流値ＣＳ２に制限される。この電流値ＣＳ２は、電源電圧が２２０Ｖの場合にＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇から許容される最大の電流値である。また、電源電圧が２６０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは電流値ＣＳ３に制限される。この電流値ＣＳ３は、電源電圧が２６０Ｖの場合にＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇から許容される最大の電流値である。従って、充電装置４は、電源電圧が１８０Ｖであっても、２２０Ｖであっても、２６０Ｖであっても、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴがＭＯＳＦＥＴ１８が許容する限界の温度上昇幅ΔＴ１を超えることがない。
先に示した図２は、横軸にＭＯＳＦＥＴ１８によってトランス２０に通電される電力をとり、縦軸にＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴを示すものである。図中Ｌは、電源電圧が１８０Ｖのときを示す。図中Ｍは、電源電圧が２２０Ｖのときを示す。図中Ｈは、電源電圧が２６０Ｖのときを示す。ＭＯＳＦＥＴ１８は、電源電圧が１８０Ｖのときに通電される電力の値がＣＰ１であると、温度上昇幅ΔＴの値がΔＴ１となる。また、電源電圧が２２０Ｖのときに通電される電力の値がＣＰ２であると、温度上昇幅ΔＴの値がΔＴ１となる。また、電源電圧が２６０Ｖのときに通電される電力の値がＣＰ３であると、温度上昇幅ΔＴの値がΔＴ１となる。即ち、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴの値がΔＴ１以下となる範囲内で、充電装置４はトランス２０に電力を通電することができる。
ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴは、ＭＯＳＦＥＴ１８がトランス２０に通電する電力ＣＰと対応する。ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅の値がΔＴ１であって電源電圧が１８０Ｖであれば、ＭＯＳＦＥＴ１８は電力ＣＰ１をトランス２０に通電している。また、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅の値がΔＴ１であって電源電圧が２２０Ｖであれば、ＭＯＳＦＥＴ１８は電力ＣＰ２をトランス２０に通電している。また、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅の値がΔＴ１であって電源電圧が２６０Ｖであれば、ＭＯＳＦＥＴ１８は電力ＣＰ３をトランス２０に通電している。上述から明らかなように、充電装置４は、電源電圧に応じてＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳの最大値が制限される。それによって充電電力が制限される。
ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴは、ＭＯＳＦＥＴ１８がトランス２０に通電する電力ＣＰと対応する。ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅の値がΔＴ１であって電源電圧が１８０Ｖであれば、ＭＯＳＦＥＴ１８は電力ＣＰ１をトランス２０に通電している。また、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅の値がΔＴ１であって電源電圧が２２０Ｖであれば、ＭＯＳＦＥＴ１８は電力ＣＰ２をトランス２０に通電している。また、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅の値がΔＴ１であって電源電圧が２６０Ｖであれば、ＭＯＳＦＥＴ１８は電力ＣＰ３をトランス２０に通電している。上述から明らかなように、充電装置４は、電源電圧に応じてＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳの最大値が制限される。それによって充電電力が制限される。
次に、充電装置４の動作の流れについて説明する。図７は充電装置４の動作の流れを示すフローチャートである。電源プラグ６が交流電源２に接続され、充電装置４に電池パック４０が接続されると充電装置４の動作は開始される。
ステップＳ２では、デューティ比の初期値によって充電電力の通電が開始される。
ステップＳ４では、２次電池４２の温度が検出される。マイコン１４は、サーミスタ４４と抵抗３８の分圧値から２次電池４２の温度を検出する。また、マイコン１４は２次電池４２の温度の変化率を計算する。
ステップＳ６では、充電電流の目標値が設定される。マイコン１４は、２次電池４２の温度とその変化率から、２次電池４２が許容する最大の充電電流を求める。このとき、例えばマイコン１４に、２次電池４２の温度とその変化率の対の値に対応付けて充電電流が記述された２次元マップを記憶させておいてもよい。この２次元マップには、２次電池４２がその温度状態において許容する最大の充電電流が記述されている。２次電池４２がこの充電電流以下で充電されれば、２次電池４２は異常に発熱したりすることがない。マイコン１４は、設定した充電電流の目標値に対応する電圧を電圧比較回路１５に出力する。
ステップＳ２では、デューティ比の初期値によって充電電力の通電が開始される。
ステップＳ４では、２次電池４２の温度が検出される。マイコン１４は、サーミスタ４４と抵抗３８の分圧値から２次電池４２の温度を検出する。また、マイコン１４は２次電池４２の温度の変化率を計算する。
ステップＳ６では、充電電流の目標値が設定される。マイコン１４は、２次電池４２の温度とその変化率から、２次電池４２が許容する最大の充電電流を求める。このとき、例えばマイコン１４に、２次電池４２の温度とその変化率の対の値に対応付けて充電電流が記述された２次元マップを記憶させておいてもよい。この２次元マップには、２次電池４２がその温度状態において許容する最大の充電電流が記述されている。２次電池４２がこの充電電流以下で充電されれば、２次電池４２は異常に発熱したりすることがない。マイコン１４は、設定した充電電流の目標値に対応する電圧を電圧比較回路１５に出力する。
ステップＳ８では、充電電流が検出される。詳しくは、抵抗３６にかかる電圧が電圧比較回路１５に入力される。
ステップＳ１０では、充電電流の検出値と充電電流の目標値とが比較される。詳しくは、電圧比較回路１５によって、抵抗３６にかかる電圧（ステップＳ８）とマイコン１４の出力電圧（ステップＳ６）とが比較される。その比較に基づいて、電圧比較回路１５はフォトカプラ３０を介してＰＷＭ制御回路１６にデューティ比の増減を指令する。前者の方が大きい場合はデューティ比は減少され、後者の方が大きい場合は増加される。
ステップＳ１２では、充電電流がステップＳ６で設定された目標値となるようにデューティ比が調節される。電圧比較回路１５の指令に基づき、ＰＷＭ制御回路１６はデューティ比を増減調節する。このデューティ比をデューティ比Ｙとする。このデューティ比Ｙは、２次電池４２が異常に発熱したりしないデューティ比であって、２次電池４２が許容する最大の充電電流が得られるデューティ比である。即ち、２次電池４２は許容する最大の充電電流で充電される。
ステップＳ１０では、充電電流の検出値と充電電流の目標値とが比較される。詳しくは、電圧比較回路１５によって、抵抗３６にかかる電圧（ステップＳ８）とマイコン１４の出力電圧（ステップＳ６）とが比較される。その比較に基づいて、電圧比較回路１５はフォトカプラ３０を介してＰＷＭ制御回路１６にデューティ比の増減を指令する。前者の方が大きい場合はデューティ比は減少され、後者の方が大きい場合は増加される。
ステップＳ１２では、充電電流がステップＳ６で設定された目標値となるようにデューティ比が調節される。電圧比較回路１５の指令に基づき、ＰＷＭ制御回路１６はデューティ比を増減調節する。このデューティ比をデューティ比Ｙとする。このデューティ比Ｙは、２次電池４２が異常に発熱したりしないデューティ比であって、２次電池４２が許容する最大の充電電流が得られるデューティ比である。即ち、２次電池４２は許容する最大の充電電流で充電される。
ステップＳ１４では、ＰＷＭ制御回路１６がリミッタを作動する場合としない場合とが起こりうる。ＭＯＳＦＥＴ１８はステップＳ１２で増減調節されたデューティ比に基づいてオンされる。図６に示したように、ＭＯＳＦＥＴ１８がオンされている間、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは増加する。そのときＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが、リミッタが作動する電流値に到達するとリミッタが作動する。ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが、リミッタが作動する電流値に到達しなければリミッタは作動しない。リミッタが作動する場合はステップＳ２０に進む。リミッタが作動しない場合はステップＳ１６に進む。
ステップＳ１６では、ステップＳ１２で増減調節されたデューティ比Ｙで充電が行われることとなる。このデューティ比Ｙで電力が通電されることにより、２次電池４２が許容する最大の充電電流で充電が行われる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴが限界の温度上昇幅ΔＴ１を超えることはない。
ステップＳ２０では、デューティ比Ｙとは異なるデューティ比で充電が行われる。このデューティ比をデューティ比Ｘとする。このデューティ比Ｘは、ＰＷＭ制御回路１６のリミッタによってＭＯＳＦＥＴ１８のオン期間が制限されたデューティ比である。従って、このときＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度を限界の温度上昇幅ΔＴ１だけ上昇させる電流である。即ち、充電装置４はＭＯＳＦＥＴ１８が許容する最大の充電電力を通電する。このとき、充電電流が２次電池４２が許容する値を超えることはない。次にステップＳ１８へ進む。
ステップＳ１８では、２次電池４２の充電が終了したか否かが判断される。充電が終了するとエンドとなる。充電が終了していなければ、ステップＳ４に戻る。以上の流れによって、２次電池４２は満充電となるまで充電が続けられる。
ステップＳ１６では、ステップＳ１２で増減調節されたデューティ比Ｙで充電が行われることとなる。このデューティ比Ｙで電力が通電されることにより、２次電池４２が許容する最大の充電電流で充電が行われる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴが限界の温度上昇幅ΔＴ１を超えることはない。
ステップＳ２０では、デューティ比Ｙとは異なるデューティ比で充電が行われる。このデューティ比をデューティ比Ｘとする。このデューティ比Ｘは、ＰＷＭ制御回路１６のリミッタによってＭＯＳＦＥＴ１８のオン期間が制限されたデューティ比である。従って、このときＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度を限界の温度上昇幅ΔＴ１だけ上昇させる電流である。即ち、充電装置４はＭＯＳＦＥＴ１８が許容する最大の充電電力を通電する。このとき、充電電流が２次電池４２が許容する値を超えることはない。次にステップＳ１８へ進む。
ステップＳ１８では、２次電池４２の充電が終了したか否かが判断される。充電が終了するとエンドとなる。充電が終了していなければ、ステップＳ４に戻る。以上の流れによって、２次電池４２は満充電となるまで充電が続けられる。
図８は、上述の流れによって電池パック４０を充電したときの充電電流と充電電圧の関係の一例を示している。図中、点Ａ−点Ｂ−点Ｃを結ぶ実線Ｌは、電源電圧が１８０Ｖの場合を示している。点Ａ−点Ｄ−点Ｅを結ぶ実線Ｍは、電源電圧が２２０Ｖの場合を示している。点Ａ−点Ｆ−点Ｇを結ぶ実線Ｈは、電源電圧が２６０Ｖの場合を示している。充電開始時において２次電池４２の電圧はＶＥであり、充電終了時における２次電池４２の電圧はＶＦである。
電源電圧が１８０Ｖの場合を説明する。充電開始時における充電電流と充電電圧の関係は点Ａで表される。充電の進行に伴って、充電電流と充電電圧の関係は点Ａから点Ｂに移動する。充電初期では充電電圧が低い。同じ充電電力を通電しても、充電電圧が低いほど２次電池４２へ流れ込む充電電流は大きくなる。そのため、充電初期においてＭＯＳＦＥＴ１８が許容する最大の電力で充電を行うと、充電電流が２次電池４２が許容できる値を超えてしまう。即ち、点Ａから点Ｂの間では、２次電池４２が許容する充電電流から充電電力が制限され、２次電池４２が許容する充電電流ＣＸで充電されている。このとき、ＭＯＳＦＥＴ１８はデューティ比Ｙでスイッチングされている。点Ａから点Ｂの間では、図７のフローチャートにおいて、ステップＳ４、ステップＳ６、ステップＳ８、ステップＳ１０、ステップＳ１２、ステップＳ１４、ステップＳ１６、ステップＳ１８、再びステップＳ４、ステップＳ６、・・、のサイクルが繰り返されている状態である。点Ａから点Ｂの間では、充電の進行に伴って充電電圧が上昇するため、充電電力が増加していく。
充電が進行すると、充電電流と充電電圧の関係は曲線ＢＣで示される関係へと変化する。点Ｂから点Ｃへの間では、充電電力が一定となっている。これは、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが、ＰＷＭ制御回路１６のリミッタによって所定の値に制限されていることを示す。電源電圧が１８０Ｖであるため、その電流ＣＳの制限値はＣＳ１である。従って、このときのＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴは、ＭＯＳＦＥＴ１８が許容する限界の温度上昇幅ΔＴ１となる。よって、充電装置４は安全に利用される限界の充電電力で充電していることとなる。なお、電源電圧が１８０Ｖであって電流ＣＳの制限値がＣＳ１であるため、ＭＯＳＦＥＴ１８は電力ＣＰ１を通電していることとなる。点Ｂ以降は、図７のフローチャートのステップＳ１４において常にＹＥＳとなる。点Ｂから点Ｃへの間では、ステップＳ４、ステップＳ６、ステップＳ８、ステップＳ１０、ステップＳ１２、ステップＳ１４、ステップＳ２０、ステップＳ１８、再びステップＳ４、ステップＳ６、・・、のサイクルが繰り返されている状態である。
上述のように、充電装置４では、充電電圧が低い充電初期においては、２次電池４２が許容する最大の充電電流で充電する。充電の進行に伴って充電電力が上昇してＭＯＳＦＥＴ１８が許容する最大の充電電力に達すると、その充電電力を維持して充電する。充電装置４は、充電の開始から充電の終了まで安全に利用される限界の充電電力で充電していることとなる。
電源電圧が１８０Ｖの場合を説明する。充電開始時における充電電流と充電電圧の関係は点Ａで表される。充電の進行に伴って、充電電流と充電電圧の関係は点Ａから点Ｂに移動する。充電初期では充電電圧が低い。同じ充電電力を通電しても、充電電圧が低いほど２次電池４２へ流れ込む充電電流は大きくなる。そのため、充電初期においてＭＯＳＦＥＴ１８が許容する最大の電力で充電を行うと、充電電流が２次電池４２が許容できる値を超えてしまう。即ち、点Ａから点Ｂの間では、２次電池４２が許容する充電電流から充電電力が制限され、２次電池４２が許容する充電電流ＣＸで充電されている。このとき、ＭＯＳＦＥＴ１８はデューティ比Ｙでスイッチングされている。点Ａから点Ｂの間では、図７のフローチャートにおいて、ステップＳ４、ステップＳ６、ステップＳ８、ステップＳ１０、ステップＳ１２、ステップＳ１４、ステップＳ１６、ステップＳ１８、再びステップＳ４、ステップＳ６、・・、のサイクルが繰り返されている状態である。点Ａから点Ｂの間では、充電の進行に伴って充電電圧が上昇するため、充電電力が増加していく。
充電が進行すると、充電電流と充電電圧の関係は曲線ＢＣで示される関係へと変化する。点Ｂから点Ｃへの間では、充電電力が一定となっている。これは、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが、ＰＷＭ制御回路１６のリミッタによって所定の値に制限されていることを示す。電源電圧が１８０Ｖであるため、その電流ＣＳの制限値はＣＳ１である。従って、このときのＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴは、ＭＯＳＦＥＴ１８が許容する限界の温度上昇幅ΔＴ１となる。よって、充電装置４は安全に利用される限界の充電電力で充電していることとなる。なお、電源電圧が１８０Ｖであって電流ＣＳの制限値がＣＳ１であるため、ＭＯＳＦＥＴ１８は電力ＣＰ１を通電していることとなる。点Ｂ以降は、図７のフローチャートのステップＳ１４において常にＹＥＳとなる。点Ｂから点Ｃへの間では、ステップＳ４、ステップＳ６、ステップＳ８、ステップＳ１０、ステップＳ１２、ステップＳ１４、ステップＳ２０、ステップＳ１８、再びステップＳ４、ステップＳ６、・・、のサイクルが繰り返されている状態である。
上述のように、充電装置４では、充電電圧が低い充電初期においては、２次電池４２が許容する最大の充電電流で充電する。充電の進行に伴って充電電力が上昇してＭＯＳＦＥＴ１８が許容する最大の充電電力に達すると、その充電電力を維持して充電する。充電装置４は、充電の開始から充電の終了まで安全に利用される限界の充電電力で充電していることとなる。
電源電圧が２２０Ｖの場合を説明する。点Ａから点Ｄの間では、電源電圧が１８０Ｖの場合と同様に、２次電池４２の保護の観点から充電電力が制限されている。充電の進行に伴い、充電電流と充電電圧の関係は曲線ＤＥで示される関係に変化する。このとき、電源電圧１８０Ｖの場合と同様に、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが、ＰＷＭ制御回路１６のリミッタによって所定の値に制限されていることを示す。電源電圧が２２０Ｖであるため、その電流ＣＳの制限値はＣＳ２である。このときのＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴは、ＭＯＳＦＥＴ１８が許容する限界の温度上昇幅ΔＴ１となる。よって、充電装置４は安全に利用される限界の充電電力で充電していることとなる。なお、電源電圧が２２０Ｖであって電流ＣＳの制限値がＣＳ２であるため、ＭＯＳＦＥＴ１８は電力ＣＰ２を通電していることとなる。
電源電圧が２６０Ｖの場合を説明する。点Ａから点Ｆの間では、電源電圧が１８０Ｖの場合と同様に、２次電池４２の保護の観点から充電電力が制限されている。充電の進行に伴い、充電電流と充電電圧の関係は曲線ＦＧで示される関係に変化する。このとき、電源電圧１８０Ｖの場合と同様に、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが、ＰＷＭ制御回路１６のリミッタによって所定の値に制限されていることを示す。電源電圧が２６０Ｖであるため、その電流ＣＳの制限値はＣＳ３である。このときのＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴは、ＭＯＳＦＥＴ１８が許容する限界の温度上昇幅ΔＴ１となる。よって、充電装置４は安全に利用される限界の充電電力で充電していることとなる。なお、電源電圧が２６０Ｖであって電流ＣＳの制限値がＣＳ３であるため、ＭＯＳＦＥＴ１８は電力ＣＰ３を通電していることとなる。
電源電圧が２６０Ｖの場合を説明する。点Ａから点Ｆの間では、電源電圧が１８０Ｖの場合と同様に、２次電池４２の保護の観点から充電電力が制限されている。充電の進行に伴い、充電電流と充電電圧の関係は曲線ＦＧで示される関係に変化する。このとき、電源電圧１８０Ｖの場合と同様に、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが、ＰＷＭ制御回路１６のリミッタによって所定の値に制限されていることを示す。電源電圧が２６０Ｖであるため、その電流ＣＳの制限値はＣＳ３である。このときのＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴは、ＭＯＳＦＥＴ１８が許容する限界の温度上昇幅ΔＴ１となる。よって、充電装置４は安全に利用される限界の充電電力で充電していることとなる。なお、電源電圧が２６０Ｖであって電流ＣＳの制限値がＣＳ３であるため、ＭＯＳＦＥＴ１８は電力ＣＰ３を通電していることとなる。
以上から、充電装置４は電源電圧が１８０Ｖであっても、２２０Ｖであっても、２６０Ｖであっても、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴの最大値は同一となる。そして、この温度上昇幅ΔＴの最大値は、ＭＯＳＦＥＴ１８が許容する限界の温度上昇幅ΔＴ１となる。従って、充電装置を安全に利用できる限界の電力で充電することができる。
充電装置４では、充電電圧が低い充電初期においては、２次電池４２が許容する最大の充電電流で充電する。充電の進行に伴って充電電力が上昇し、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇から許容される最大の充電電力に達すると、その充電電力を維持して充電する。従って、充電装置４は、充電の開始から充電が終了するまで安全に利用される限界の充電電力で充電している。このとき充電装置４は、電源電圧が異なる場合であっても、充電の開始から充電の終了まで安全に利用される限界の充電電力で充電することができる。従来の定格電力で制限する充電装置に比し、この充電装置では充電電力が無用に制限されることがない。
上述の説明では、電源電圧が１８０Ｖ、２２０Ｖ、２６０Ｖの場合を説明したが、電源電圧はこれに限定されない。抵抗７２、７８、８０、８２の抵抗値を選定することによって、様々な電源電圧に対して上記の充電装置４と同様の効果を奏する充電装置を具現化することができる。
充電装置４では、充電電圧が低い充電初期においては、２次電池４２が許容する最大の充電電流で充電する。充電の進行に伴って充電電力が上昇し、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇から許容される最大の充電電力に達すると、その充電電力を維持して充電する。従って、充電装置４は、充電の開始から充電が終了するまで安全に利用される限界の充電電力で充電している。このとき充電装置４は、電源電圧が異なる場合であっても、充電の開始から充電の終了まで安全に利用される限界の充電電力で充電することができる。従来の定格電力で制限する充電装置に比し、この充電装置では充電電力が無用に制限されることがない。
上述の説明では、電源電圧が１８０Ｖ、２２０Ｖ、２６０Ｖの場合を説明したが、電源電圧はこれに限定されない。抵抗７２、７８、８０、８２の抵抗値を選定することによって、様々な電源電圧に対して上記の充電装置４と同様の効果を奏する充電装置を具現化することができる。
（実施例２） 以下、本発明を具現化した実施例２の充電装置６４を図面を参照して説明する。図９は、実施例２の充電装置６４の回路構成を示している。図９では、充電装置６４に電池パック４０が接続されている。充電装置６４は、充電装置４と一部が同一の構成からなり、同一の作用をする。それらには同一の符号を付し、重複説明は避けることとする。
図９に示すように、充電装置６４は、可変抵抗回路１００と、その可変抵抗回路１００を制御するスイッチング回路１１０を備えている。可変抵抗回路１００は、抵抗１０１と抵抗１０２と抵抗１０３が並列に接続された回路である。抵抗１０１、１０２、１０３の抵抗値は、（抵抗１０１）＜（抵抗１０２）＜（抵抗１０３）の関係である。また、抵抗１０１、１０１、１０２には、それぞれスイッチング素子１０６、１０７、１０８が介挿されている。スイッチング素子１０６、１０７、１０８が選択的にスイッチングされることにより、可変抵抗回路１００はその抵抗値を変化させることができる。スイッチング素子１０６、１０７、１０８は、スイッチング回路１１０によって選択的にスイッチングされる。スイッチング回路１１０は電源電圧を認識することができ、電源電圧に応じてスイッチング素子１０６、１０７、１０８をスイッチングする。電源電圧が１８０Ｖのとき、スイッチング回路１１０はスイッチング素子１０６のみをオンする。電源電圧が２２０Ｖのとき、スイッチング回路１１０はスイッチング素子１０７のみをオンする。電源電圧が２６０Ｖのとき、スイッチング回路１１０はスイッチング素子１０８のみをオンする。
図９に示すように、充電装置６４は、可変抵抗回路１００と、その可変抵抗回路１００を制御するスイッチング回路１１０を備えている。可変抵抗回路１００は、抵抗１０１と抵抗１０２と抵抗１０３が並列に接続された回路である。抵抗１０１、１０２、１０３の抵抗値は、（抵抗１０１）＜（抵抗１０２）＜（抵抗１０３）の関係である。また、抵抗１０１、１０１、１０２には、それぞれスイッチング素子１０６、１０７、１０８が介挿されている。スイッチング素子１０６、１０７、１０８が選択的にスイッチングされることにより、可変抵抗回路１００はその抵抗値を変化させることができる。スイッチング素子１０６、１０７、１０８は、スイッチング回路１１０によって選択的にスイッチングされる。スイッチング回路１１０は電源電圧を認識することができ、電源電圧に応じてスイッチング素子１０６、１０７、１０８をスイッチングする。電源電圧が１８０Ｖのとき、スイッチング回路１１０はスイッチング素子１０６のみをオンする。電源電圧が２２０Ｖのとき、スイッチング回路１１０はスイッチング素子１０７のみをオンする。電源電圧が２６０Ｖのとき、スイッチング回路１１０はスイッチング素子１０８のみをオンする。
抵抗７８には、抵抗８０と可変抵抗回路１００を有する回路が並列に接続されている。それにより、ノードＡにおける電圧ＶＡは抵抗８０と可変抵抗回路１００によって分圧される。その分圧値は、図９のノードＢにおける電圧ＶＢで取り出すことができる。図１０にノードＢにおける電圧ＶＢを電圧ＶＡと併せて示す。図中のＶＢ１は電源電圧が１８０Ｖの場合を示している。また、図中のＶＢ２は電源電圧が２２０Ｖの場合を示している。また、図中ＶＢ３は電源電圧が２６０Ｖの場合を示している。ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが同じであっても、電源電圧が高いほどノードＢにおける電圧ＶＢは高くなっている。即ち、電源電圧が高いほど、ＶＢ＝ｋ・ＶＡで表される分圧比ｋは、高くなっている。
図１０に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが同じであっても、電源電圧によってノードＢの電圧ＶＢは異なっている。換言すると、ノードＢの電圧ＶＢが同じであっても、電源電圧によってＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流ＣＳは異なることとなる。例えば図１０において、ノードＢの電圧ＶＢがリミッタ電圧ＶＸとなるときに、各電源電圧の場合においてＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流ＣＳを比較する。電源電圧が１８０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流値はＣＳ１となる。それに対し、電源電圧が２２０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流値はＣＳ２となる。また、電源電圧が２６０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流値はＣＳ３となる。
充電装置６４では、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳとノードＢにおける電圧ＶＢが、図１０に示す関係となるように、抵抗７８、８２、１０１、１０２、１０３の抵抗値が選択されている。また、ノードＢにはノイズ除去用のコンデンサ８４が設けられている。
ＰＷＭ制御回路１６はリミット端子１６ｂを備え、ノードＢの電圧ＶＢがリミット端子１６ｂに入力される。充電装置６４においても、リミット端子に入力される電圧がリミッタ電圧ＶＸとなると、ＰＷＭ制御回路がリミッタを作動する。充電装置６４は、実施例１の充電装置４と同様に、電源電圧が１８０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳの値がＣＳ１となると、ノードＢにおける電圧ＶＢがリミッタ電圧ＶＸとなる。即ち、電源電圧が１８０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは電流値ＣＳ１に制限される。また、電源電圧が２２０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳの値がＣＳ２となると、ノードＢにおける電圧ＶＢがリミッタ電圧ＶＸとなる。即ち、電源電圧が２２０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは電流値ＣＳ２に制限される。また、電源電圧が２６０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳの値がＣＳ３になると、ノードＢにおける電圧ＶＢがリミッタ電圧ＶＸとなる。即ち、電源電圧が２６０Ｖの場合では、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れるＣＳは電流値ＣＳ３に制限される。
図１０に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが同じであっても、電源電圧によってノードＢの電圧ＶＢは異なっている。換言すると、ノードＢの電圧ＶＢが同じであっても、電源電圧によってＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流ＣＳは異なることとなる。例えば図１０において、ノードＢの電圧ＶＢがリミッタ電圧ＶＸとなるときに、各電源電圧の場合においてＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流ＣＳを比較する。電源電圧が１８０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流値はＣＳ１となる。それに対し、電源電圧が２２０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流値はＣＳ２となる。また、電源電圧が２６０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流値はＣＳ３となる。
充電装置６４では、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳとノードＢにおける電圧ＶＢが、図１０に示す関係となるように、抵抗７８、８２、１０１、１０２、１０３の抵抗値が選択されている。また、ノードＢにはノイズ除去用のコンデンサ８４が設けられている。
ＰＷＭ制御回路１６はリミット端子１６ｂを備え、ノードＢの電圧ＶＢがリミット端子１６ｂに入力される。充電装置６４においても、リミット端子に入力される電圧がリミッタ電圧ＶＸとなると、ＰＷＭ制御回路がリミッタを作動する。充電装置６４は、実施例１の充電装置４と同様に、電源電圧が１８０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳの値がＣＳ１となると、ノードＢにおける電圧ＶＢがリミッタ電圧ＶＸとなる。即ち、電源電圧が１８０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは電流値ＣＳ１に制限される。また、電源電圧が２２０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳの値がＣＳ２となると、ノードＢにおける電圧ＶＢがリミッタ電圧ＶＸとなる。即ち、電源電圧が２２０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは電流値ＣＳ２に制限される。また、電源電圧が２６０Ｖの場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳの値がＣＳ３になると、ノードＢにおける電圧ＶＢがリミッタ電圧ＶＸとなる。即ち、電源電圧が２６０Ｖの場合では、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れるＣＳは電流値ＣＳ３に制限される。
充電装置６４は、充電装置４と同様に図７のフローチャートに示す流れによって充電を行う。このとき、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは、充電装置４と同一の制限値で制限される。それにより、充電時における充電電流と充電電圧の関係は、充電装置４と同様に図８に示す関係となる。従って、充電装置６４は充電装置４と同様に電池パック４０を充電することができる。充電装置６４は電源電圧が１８０Ｖであっても、２２０Ｖであっても、２６０Ｖであっても、充電の開始から充電の終了まで安全に利用される限界の充電電力で充電することができる。
充電装置６４では、電源電圧が１８０Ｖ、２２０Ｖ、２６０Ｖに対応しているが、電源電圧はこれに限定されない。可変抵抗回路１００の抵抗値を利用する電源電圧に対応させて様々に変化させればよい。このとき、複数の抵抗を用いることなく、一つの可変抵抗素子を用いてもよい。それにより、様々な電源電圧に対して充電装置６４と同じ効果を奏する充電装置を具現化することができる。
充電装置６４では、電源電圧が１８０Ｖ、２２０Ｖ、２６０Ｖに対応しているが、電源電圧はこれに限定されない。可変抵抗回路１００の抵抗値を利用する電源電圧に対応させて様々に変化させればよい。このとき、複数の抵抗を用いることなく、一つの可変抵抗素子を用いてもよい。それにより、様々な電源電圧に対して充電装置６４と同じ効果を奏する充電装置を具現化することができる。
（実施例３） 以下、本発明を具現化した実施例３の充電装置９４を図面を参照して説明する。図１１は、実施例３の充電装置９４の回路構成を示している。図１１では、充電装置９４に電池パック４０が接続されている。充電装置９４は、充電装置４と一部が同一の構成からなり、同一の作用をする。それらには同一の符号を付し、重複説明は避けることとする。
充電装置９４は、ＭＯＳＦＥＴ１８と直列に接続された抵抗７８を備えている。抵抗７８の電流は、トランス２０の一次巻線２２やＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流と略等しい。抵抗７８の両端間電圧は、図１１のノードＡにおける電圧で取り出すことができる。図１２は、横軸にＭＯＳＦＥＴ１８の電流をとり、縦軸に図１１のノードＡにおける電圧ＶＡを示す。図中ＶＡが、ノードＡにおける電圧ＶＡを示している。図１２から明らかなように、ノードＡにおける電圧ＶＡからＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳを知ることができる。
抵抗７８には、サーミスタ８８と抵抗８２を有する回路が並列に接続されている。それにより、ノードＡにおける電圧ＶＡはサーミスタ８８と抵抗８２によって分圧される。その分圧値は、図１１のノードＢにおける電圧ＶＢで取り出すことができる。サーミスタ８８は、自己の温度によって抵抗値が変化する。サーミスタ８８は、自己の温度が高いほど抵抗値が減少する負特性を示す。従って、サーミスタ８８の温度が変化すると、サーミスタ８８の抵抗値と抵抗８２の抵抗値との比が変化する。それにより、ノードＡにおける電圧ＶＡを分圧する比が変化する。サーミスタ８８は負特性であることから、サーミスタ８８の温度が高いほどノードＢにおける電圧ＶＢは高くなる。図１２にノードＢにおける電圧ＶＢを示す。図１２は、サーミスタ８８の温度がＴ１、Ｔ２、Ｔ３の場合における、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳとノードＢにおける電圧ＶＢの関係を示している。図中Ｔ１はサーミスタ８８の温度がＴ１の場合を示す。図中Ｔ２はサーミスタ８８の温度がＴ２の場合を示す。図中Ｔ３はサーミスタ８８の温度がＴ３の場合を示す。温度Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３の関係は、Ｔ１＜Ｔ２＜Ｔ３である。
図１２に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが同じであっても、サーミスタ８８の温度が高いほどノードＢにおける電圧ＶＢは高くなる。即ち、サーミスタ８８の温度が高いほど、ＶＢ＝ｋ・ＶＡで表される分圧比ｋは高くなっている。換言すると、ノードＢにおける電圧ＶＢが同じであっても、サーミスタ８８の温度によってＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流ＣＳは異なることとなる。例えば図１２において、ノードＢにおける電圧ＶＢがリミッタ電圧ＶＸとなるときに、各温度においてＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流ＣＳを比較する。サーミスタ８８の温度がＴ１の場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流値はＣ１となる。それに対し、サーミスタ８８の温度がＴ２の場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流値はＣ２となる。また、サーミスタ８８の温度がＴ３の場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流値はＣ３となる。このように、ノードＢにおける電圧ＶＢが同じであっても、サーミスタ８８の温度が高いほどＭＯＳＦＥＴ１８を流れ電流ＣＳの値は小さい。
サーミスタ８８は、ＭＯＳＦＥＴ１８の近傍に設けられており、サーミスタ８８とＭＯＳＦＥＴ１８の温度は常に略等しい。従って、上述したサーミスタ８８の温度とノードＢにおける電圧ＶＢとの関係は、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度とノードＢにおける電圧ＶＢとの関係にもなる。
抵抗７８には、サーミスタ８８と抵抗８２を有する回路が並列に接続されている。それにより、ノードＡにおける電圧ＶＡはサーミスタ８８と抵抗８２によって分圧される。その分圧値は、図１１のノードＢにおける電圧ＶＢで取り出すことができる。サーミスタ８８は、自己の温度によって抵抗値が変化する。サーミスタ８８は、自己の温度が高いほど抵抗値が減少する負特性を示す。従って、サーミスタ８８の温度が変化すると、サーミスタ８８の抵抗値と抵抗８２の抵抗値との比が変化する。それにより、ノードＡにおける電圧ＶＡを分圧する比が変化する。サーミスタ８８は負特性であることから、サーミスタ８８の温度が高いほどノードＢにおける電圧ＶＢは高くなる。図１２にノードＢにおける電圧ＶＢを示す。図１２は、サーミスタ８８の温度がＴ１、Ｔ２、Ｔ３の場合における、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳとノードＢにおける電圧ＶＢの関係を示している。図中Ｔ１はサーミスタ８８の温度がＴ１の場合を示す。図中Ｔ２はサーミスタ８８の温度がＴ２の場合を示す。図中Ｔ３はサーミスタ８８の温度がＴ３の場合を示す。温度Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３の関係は、Ｔ１＜Ｔ２＜Ｔ３である。
図１２に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが同じであっても、サーミスタ８８の温度が高いほどノードＢにおける電圧ＶＢは高くなる。即ち、サーミスタ８８の温度が高いほど、ＶＢ＝ｋ・ＶＡで表される分圧比ｋは高くなっている。換言すると、ノードＢにおける電圧ＶＢが同じであっても、サーミスタ８８の温度によってＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流ＣＳは異なることとなる。例えば図１２において、ノードＢにおける電圧ＶＢがリミッタ電圧ＶＸとなるときに、各温度においてＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流ＣＳを比較する。サーミスタ８８の温度がＴ１の場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流値はＣ１となる。それに対し、サーミスタ８８の温度がＴ２の場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流値はＣ２となる。また、サーミスタ８８の温度がＴ３の場合、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流値はＣ３となる。このように、ノードＢにおける電圧ＶＢが同じであっても、サーミスタ８８の温度が高いほどＭＯＳＦＥＴ１８を流れ電流ＣＳの値は小さい。
サーミスタ８８は、ＭＯＳＦＥＴ１８の近傍に設けられており、サーミスタ８８とＭＯＳＦＥＴ１８の温度は常に略等しい。従って、上述したサーミスタ８８の温度とノードＢにおける電圧ＶＢとの関係は、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度とノードＢにおける電圧ＶＢとの関係にもなる。
ＰＷＭ制御回路１６はリミット端子１６ｂを備え、ノードＢの電圧ＶＢがリミット端子１６ｂに入力される。充電装置９４においても、リミット端子に入力される電圧がリミッタ電圧ＶＸとなると、ＰＷＭ制御回路１６がリミッタを作動する。充電装置９４では、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが同じであっても、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度によってノードＢにおける電圧ＶＢは変化する。先に説明したように、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度が高いほど、ノードＢにおける電圧ＶＢがリミッタ電圧ＶＸに到達するときにＭＯＳＦＥＴ１８を流れている電流ＣＳの値は小さくなる。従って、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度が高いほど、ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳは小さい値で制限される。ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが小さい値に制限されと、ＭＯＳＦＥＴ１８の発熱は抑えられる。逆に、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度が低い場合では、ＭＯＳＦＥＴ１８を大きな電流が流れることが許容される。ＭＯＳＦＥＴ１８を流れる電流ＣＳが大きい値であれば、ＭＯＳＦＥＴ１８は大きく発熱する。このように、ＭＯＳＦＥＴ１８は、温度が低いときは発熱が許容され、温度が高いときは発熱が抑制される。それにより、充電装置９４ではＭＯＳＦＥＴ１８の温度が所定値を超えないように維持される。
図１３（Ａ）は、充電装置９４で電池パック４０を充電したときの充電電流と充電電圧の関係を示している。また図１３（Ｂ）は、そのときのＭＯＳＦＥＴ１８の温度Ｔを示している。
図１３（Ａ）において、点Ａ−点Ｂ−点Ｃを結ぶ実線は、充電電圧と充電電流の関係を示している。そのときのＭＯＳＦＥＴ１８の温度を、図１３（Ｂ）の点Ｅ−点Ｆ−点Ｇを結ぶ実線で示す。充電開始時において２次電池４２の電圧はＶＥであり、充電終了時における２次電池４２の電圧はＶＦである。
充電電圧が低い充電初期においては、同じ充電電力を通電しても２次電池４２へ流れ込む充電電流は大きくなる。そのため、ＭＯＳＦＥＴ１８の発熱から許容される電力を通電すると、２次電池４２が許容する充電電流ＣＸを超えてしまう。従って、点Ａから点Ｂにかけては、充電装置４等と同様に、２次電池４２が許容する充電電流から充電電力が制限され、２次電池４２が許容する最大の充電電流ＣＸによって充電が行われている。充電電流が一定で充電電圧が上昇するため、充電電力は増加する。図１３（Ｂ）に示すように、この充電電力の増加と共に、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度Ｔは上昇する。
点Ｂから点Ｃの間では、充電電力が一定に保たれている。これは、図１３（Ｂ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度Ｔの値がＴ１で一定に保たれているためである。この温度Ｔ１は、ＭＯＳＦＥＴ１８が許容する限界の温度である。ＭＯＳＦＥＴ１８の温度がＴ１に保たれていることから、充電装置９４は安全に利用される限界の充電電力で充電していることとなる。
また、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度Ｔが、図１３（Ｂ）の点Ｅ−点Ｈを結ぶ実線で表されるように、限界の温度Ｔ１に到達しない場合もある。このとき、ＰＷＭ制御回路１６のリミッタは作動しない。そのため、充電電圧と充電電流の関係は、図１３（Ａ）の点Ａ−点Ｂ−点Ｄを結ぶ実線で表される関係となる。即ち、充電の開始から終了まで２次電池４２が許容する最大の充電電流ＣＸで充電されることとなる。
以上のように、充電装置９４では、２次電池４２が許容する範囲において、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度ＴがＴ１となるように充電電力が制限される。従って、充電装置９４を安全に利用できる限界の電力で充電することができる。
図１３（Ａ）において、点Ａ−点Ｂ−点Ｃを結ぶ実線は、充電電圧と充電電流の関係を示している。そのときのＭＯＳＦＥＴ１８の温度を、図１３（Ｂ）の点Ｅ−点Ｆ−点Ｇを結ぶ実線で示す。充電開始時において２次電池４２の電圧はＶＥであり、充電終了時における２次電池４２の電圧はＶＦである。
充電電圧が低い充電初期においては、同じ充電電力を通電しても２次電池４２へ流れ込む充電電流は大きくなる。そのため、ＭＯＳＦＥＴ１８の発熱から許容される電力を通電すると、２次電池４２が許容する充電電流ＣＸを超えてしまう。従って、点Ａから点Ｂにかけては、充電装置４等と同様に、２次電池４２が許容する充電電流から充電電力が制限され、２次電池４２が許容する最大の充電電流ＣＸによって充電が行われている。充電電流が一定で充電電圧が上昇するため、充電電力は増加する。図１３（Ｂ）に示すように、この充電電力の増加と共に、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度Ｔは上昇する。
点Ｂから点Ｃの間では、充電電力が一定に保たれている。これは、図１３（Ｂ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度Ｔの値がＴ１で一定に保たれているためである。この温度Ｔ１は、ＭＯＳＦＥＴ１８が許容する限界の温度である。ＭＯＳＦＥＴ１８の温度がＴ１に保たれていることから、充電装置９４は安全に利用される限界の充電電力で充電していることとなる。
また、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度Ｔが、図１３（Ｂ）の点Ｅ−点Ｈを結ぶ実線で表されるように、限界の温度Ｔ１に到達しない場合もある。このとき、ＰＷＭ制御回路１６のリミッタは作動しない。そのため、充電電圧と充電電流の関係は、図１３（Ａ）の点Ａ−点Ｂ−点Ｄを結ぶ実線で表される関係となる。即ち、充電の開始から終了まで２次電池４２が許容する最大の充電電流ＣＸで充電されることとなる。
以上のように、充電装置９４では、２次電池４２が許容する範囲において、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度ＴがＴ１となるように充電電力が制限される。従って、充電装置９４を安全に利用できる限界の電力で充電することができる。
充電装置９４では、充電電圧が低い充電初期においては、２次電池４２が許容する最大の充電電流ＣＸで充電する。充電の進行に伴って充電電力が上昇し、ＭＯＳＦＥＴ１８が発熱して限界の温度Ｔ１になると、その温度を維持して充電が行われる。即ち、ＭＯＳＦＥＴ１８は限界の電力を通電して充電を行う。また、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度Ｔが限界の温度Ｔ１に達しない場合は、２次電池４２が許容する最大の充電電流ＣＸで最後まで充電する。
以上から、充電装置９４は、充電の開始から充電が終了するまで安全に利用される限界の充電電力で充電している。従来の定格電力で制限する充電装置に比し、この充電装置では充電電力が無用に制限されることがない。このとき充電装置９４は、例えば電源電圧が異なる場合であっても、充電の開始から充電の終了まで安全に利用される限界の充電電力で充電することができる。
以上から、充電装置９４は、充電の開始から充電が終了するまで安全に利用される限界の充電電力で充電している。従来の定格電力で制限する充電装置に比し、この充電装置では充電電力が無用に制限されることがない。このとき充電装置９４は、例えば電源電圧が異なる場合であっても、充電の開始から充電の終了まで安全に利用される限界の充電電力で充電することができる。
（実施例４） 以下、本発明を具現化した実施例４の充電装置１２４を図面を参照して説明する。図１４は、実施例４の充電装置１２４の回路構成を示している。充電装置１２４は、充電装置４と一部が同一の構成からなり、同一の作用をする。それらには同一の符号を付し、重複説明は避けることとする。図１４では、充電装置１２４に電池パック４０が接続されている。充電装置１２４は、電池パック４０が内蔵する２次電池４２を充電する。
図１４に示すように、充電装置１２４は基準電圧回路１２６を有している。基準電圧回路１２６は、抵抗１３１、１３２、１３３、１３４が並列に接続され、それらに対して抵抗１３５が直列に接続されている。抵抗群１３１〜１３４の抵抗値は、（抵抗１３１）＜（抵抗１３２）＜（抵抗１３３）＜（抵抗１３４）の関係である。抵抗群１３１〜１３４にはそれぞれ定電圧電源が入力されている。また、抵抗群１３１〜１３４のそれぞれには、スイッチング素子１３６、１３７、１３８、１３９がそれぞれ介挿されている。スイッチング素子群１３６〜１３９は、マイコン１４によって選択的にスイッチングされる。例えばスイッチング素子１３６のみがオンされると、抵抗１３１と抵抗１３５が直列に接続され、定電圧Ｖｃｃが抵抗１３１と抵抗１３５によって分圧される。この分圧値は、図中のノードＣの電圧ＶＣに現れる。この電圧ＶＣは、電圧比較回路１５に入力される。従って、スイッチング素子群１３６〜１３９が選択的にスイッチングされることにより、電圧比較回路１５に入力される電圧が選択的に切換えられる。
電圧比較回路１５は、抵抗３６にかかる電圧と基準電圧回路１２６の出力電圧を比較する。その比較結果により、ＰＷＭ制御回路１６にデューティ比の増減指令を行う。従って、充電電流は抵抗群１３１〜１３４の抵抗値に対応して調節されることとなる。抵抗群１３１〜１３４の抵抗値は、充電電流の設定値に対応して設定されている。抵抗１３１の抵抗値は、充電電流の設定値ＣＣ１に対応している。抵抗１３２の抵抗値は、充電電流の設定値ＣＣ２に対応している。抵抗１３３の抵抗値は、充電電流の設定値ＣＣ３に対応している。抵抗１３４の抵抗値は、充電電流の設定値ＣＣ４に対応している。これらの設定値は、ＣＣ１＞ＣＣ２＞ＣＣ３＞ＣＣ４の関係となる。
マイコン１４は、２次電池４２の温度状態に対応付けて、オンするスイッチング素子１３６〜１３９が予め教示されている。２次電池４２の温度状態に対応してスイッチング素子群１３６〜１３９が選択的にオンされることにより、２次電池４２の温度状態に対応して充電電流が設定値ＣＣ１〜ＣＣ４に調節されることとなる。即ち、スイッチング素子群１３６〜１３９が選択的にオンされることにより、充電電流の目標値が設定値ＣＣ１〜ＣＣ４のいずれかに選択される。
充電装置１２４では、抵抗３６にかかる電圧がマイコン１４に入力されている。即ち、マイコン１４は充電電流を認識している。マイコン１４は、検出した充電電流が自己が指令した目標値よりも小さいとき、ＰＷＭ制御回路１６のリミッタ機能が作動していると判断する。その場合、充電電流の目標値を１段階だけ小さくなるように変更する。即ち、オンするスイッチング素子群１３６〜１３９を変更する。このとき、例えばスイッチング素子１３６のみがオンしている状態であれば、スイッチング素子１３６をオフしてスイッチング素子１３７をオンする。
マイコン１４は、２次電池４２の温度状態に対応付けて、オンするスイッチング素子１３６〜１３９が予め教示されている。２次電池４２の温度状態に対応してスイッチング素子群１３６〜１３９が選択的にオンされることにより、２次電池４２の温度状態に対応して充電電流が設定値ＣＣ１〜ＣＣ４に調節されることとなる。即ち、スイッチング素子群１３６〜１３９が選択的にオンされることにより、充電電流の目標値が設定値ＣＣ１〜ＣＣ４のいずれかに選択される。
充電装置１２４では、抵抗３６にかかる電圧がマイコン１４に入力されている。即ち、マイコン１４は充電電流を認識している。マイコン１４は、検出した充電電流が自己が指令した目標値よりも小さいとき、ＰＷＭ制御回路１６のリミッタ機能が作動していると判断する。その場合、充電電流の目標値を１段階だけ小さくなるように変更する。即ち、オンするスイッチング素子群１３６〜１３９を変更する。このとき、例えばスイッチング素子１３６のみがオンしている状態であれば、スイッチング素子１３６をオフしてスイッチング素子１３７をオンする。
図１５は、充電装置１２４の動作の手順を示すフローチャートである。以下、図７のフローチャートと異なる点について説明する。
図１５のステップＳ２、Ｓ４は、図７のステップＳ２、Ｓ４と同一である。
図１５のステップＳ６では、充電電流の目標値が決定される。マイコン１４は、２次電池４２の温度とその変化率から充電電流の目標値を決定する。このとき、例えばマイコン１４に、２次電池４２の温度とその変化率の対の値に対応付けて充電電流が記述された２次元マップを記憶させておいてもよい。この２次元マップには、２次電池４２の温度状態に対応して充電電流が記述されている。２次電池４２がこの充電電流以下で充電されれば、２次電池４２は異常に発熱したりすることがない。
マイコン１４は、充電電流の目標値を設定すると、基準電圧回路１２６のスイッチング素子群１３６〜１３９にスイッチング指令を行う。例えば、決定された充電電流の値がＣＣ１であれば、スイッチング素子１３６のみがＯＮされる。それにより、マイコン１４が決定した充電電流に対応する電圧が電圧比較回路１５に入力される。
図１５のステップＳ８は、図７のステップＳ８と同一である。
図１５のステップＳ２、Ｓ４は、図７のステップＳ２、Ｓ４と同一である。
図１５のステップＳ６では、充電電流の目標値が決定される。マイコン１４は、２次電池４２の温度とその変化率から充電電流の目標値を決定する。このとき、例えばマイコン１４に、２次電池４２の温度とその変化率の対の値に対応付けて充電電流が記述された２次元マップを記憶させておいてもよい。この２次元マップには、２次電池４２の温度状態に対応して充電電流が記述されている。２次電池４２がこの充電電流以下で充電されれば、２次電池４２は異常に発熱したりすることがない。
マイコン１４は、充電電流の目標値を設定すると、基準電圧回路１２６のスイッチング素子群１３６〜１３９にスイッチング指令を行う。例えば、決定された充電電流の値がＣＣ１であれば、スイッチング素子１３６のみがＯＮされる。それにより、マイコン１４が決定した充電電流に対応する電圧が電圧比較回路１５に入力される。
図１５のステップＳ８は、図７のステップＳ８と同一である。
図１５のステップＳ１０では、充電電流の検出値と充電電流の目標値とが比較される。詳しくは、電圧比較回路１５によって、抵抗３６にかかる電圧（ステップＳ８）と基準電圧回路１２６の出力電圧（ステップＳ６）とが比較される。その比較に基づいて、電圧比較回路１５はフォトカプラ３０を介してＰＷＭ制御回路１６にデューティ比の増減を指令する。前者の方が大きい場合はデューティ比は減少され、後者の方が大きい場合は増加される。
図１５のステップＳ１４でリミッタ機能が作動し、ステップＳ２０でデューティ比が制限されると充電電流は減少する。即ち、充電電流はマイコン１４が指令する目標値に対して小さい値となる。
ステップＳ２２では、マイコン１４がその充電電流の減少を検出する。マイコン１４は、検出した充電電流と自己が意図する指令値とを比較し、その差分が値ΔＣ以上であるか否かを判断する。その差分がΔＣ以上であれば（ＹＥＳ）、ステップＳ２４へ進む。そうでなれければ（ＮＯ）、ステップＳ１８へ進む。
ステップＳ２４では、先に説明したように、マイコン１４は充電電流の目標値を１段階だけ低下する。例えば、充電電流の目標値をＣＣ１としている場合には、その目標値をＣＣ２に低下する。詳しくは、例えばマイコン１４は基準電圧回路１２６のスイッチング素子１３６をＯＮしている場合には、そのスイッチング素子１３６をオフしてスイッチング素子１３７をオンする。そしてステップＳ１８へ進む。以降、図７に示した充電装置４の場合と同様である。
図１５のステップＳ１４でリミッタ機能が作動し、ステップＳ２０でデューティ比が制限されると充電電流は減少する。即ち、充電電流はマイコン１４が指令する目標値に対して小さい値となる。
ステップＳ２２では、マイコン１４がその充電電流の減少を検出する。マイコン１４は、検出した充電電流と自己が意図する指令値とを比較し、その差分が値ΔＣ以上であるか否かを判断する。その差分がΔＣ以上であれば（ＹＥＳ）、ステップＳ２４へ進む。そうでなれければ（ＮＯ）、ステップＳ１８へ進む。
ステップＳ２４では、先に説明したように、マイコン１４は充電電流の目標値を１段階だけ低下する。例えば、充電電流の目標値をＣＣ１としている場合には、その目標値をＣＣ２に低下する。詳しくは、例えばマイコン１４は基準電圧回路１２６のスイッチング素子１３６をＯＮしている場合には、そのスイッチング素子１３６をオフしてスイッチング素子１３７をオンする。そしてステップＳ１８へ進む。以降、図７に示した充電装置４の場合と同様である。
図１６は、上述の流れによって電池パック４０を充電したときの充電電流と充電電圧の関係の一例を示している。なお、図中Ｌ２は、電源電圧が１８０Ｖの場合を示しており、図８で示した充電装置４の場合の関係Ｌ（電源電圧が１８０Ｖの場合）を破線Ｌで併せて示している。図１６に示すように、充電装置１２４においても充電装置４と同様に、充電電力が制限値ＣＰ１で制限されており、ＭＯＳＦＥＴ１８の温度上昇幅ΔＴが限界値ΔＴ１を超えることがない。
図１６に示すように、充電装置１２４では充電電流が設定値ＣＣ１〜ＣＣ４に維持される。充電開始を示す点Ａから点Ｂにかけては充電電流値がＣＣ１であることから、充電電流の目標値がＣＣ１に設定されて充電されていることがわかる。充電の進行に伴って充電電力は増大し、点Ｂに示す関係になるとＰＷＭ制御回路１６のリミッタ機能が作動する。リミッタ機能によって通電される充電電力が制限され、充電電流は減少する。この充電電流の減少値がΔＣに達すると（図１５のステップＳ２２でＹＥＳ）、マイコン１４は充電電流の目標値を１段階減少させる（図１５のステップＳ２４）。即ち、充電電流の目標値は設定値ＣＣ１から設定値ＣＣ２に変更される。充電電流の目標値が低い値に変更されるため、通電される充電電力は減少する。即ち、スイッチング素子１８を流れる電流が減少し、ＰＷＭ制御回路１６のリミット機能は作動しなくなる。従って、充電電流はマイコン１４が意図する目標値ＣＣ２に調整されることが可能となる。
さらに充電が進行すると、充電電圧の上昇に伴って充電電力は増大する。再びＰＷＭ制御回路１６のリミット機能が作動し、充電電流が目標値に対して減少する。この充電電流の減少値がΔＣに達すると、充電電流の目標値が設定値ＣＣ２から設定値ＣＣ３に変更される。以下、上記と同様にして、充電電流はマイコン１４が意図する目標値に維持される。
充電装置１２４では、実際の充電電流とマイコン１４が指令した充電電流がほぼ常に等しくなる。そのため、例えばマイコン１４が充電電流の積算を行う場合、自己が指令している電流値とその指令時間の積から求めることができる。実際の電流値を検出して積算する必要がない。また、電流値は予め設定されている値であるため、連続的に電流値が変化する場合に比して、その計算は極めて容易である。充電電流の積算値は、例えば満充電の検出等に利用することができる。
図１６に示すように、充電装置１２４では充電電流が設定値ＣＣ１〜ＣＣ４に維持される。充電開始を示す点Ａから点Ｂにかけては充電電流値がＣＣ１であることから、充電電流の目標値がＣＣ１に設定されて充電されていることがわかる。充電の進行に伴って充電電力は増大し、点Ｂに示す関係になるとＰＷＭ制御回路１６のリミッタ機能が作動する。リミッタ機能によって通電される充電電力が制限され、充電電流は減少する。この充電電流の減少値がΔＣに達すると（図１５のステップＳ２２でＹＥＳ）、マイコン１４は充電電流の目標値を１段階減少させる（図１５のステップＳ２４）。即ち、充電電流の目標値は設定値ＣＣ１から設定値ＣＣ２に変更される。充電電流の目標値が低い値に変更されるため、通電される充電電力は減少する。即ち、スイッチング素子１８を流れる電流が減少し、ＰＷＭ制御回路１６のリミット機能は作動しなくなる。従って、充電電流はマイコン１４が意図する目標値ＣＣ２に調整されることが可能となる。
さらに充電が進行すると、充電電圧の上昇に伴って充電電力は増大する。再びＰＷＭ制御回路１６のリミット機能が作動し、充電電流が目標値に対して減少する。この充電電流の減少値がΔＣに達すると、充電電流の目標値が設定値ＣＣ２から設定値ＣＣ３に変更される。以下、上記と同様にして、充電電流はマイコン１４が意図する目標値に維持される。
充電装置１２４では、実際の充電電流とマイコン１４が指令した充電電流がほぼ常に等しくなる。そのため、例えばマイコン１４が充電電流の積算を行う場合、自己が指令している電流値とその指令時間の積から求めることができる。実際の電流値を検出して積算する必要がない。また、電流値は予め設定されている値であるため、連続的に電流値が変化する場合に比して、その計算は極めて容易である。充電電流の積算値は、例えば満充電の検出等に利用することができる。
上述では、電源電圧が１８０Ｖの場合を説明したが、電源電圧が２２０Ｖや２６０Ｖの場合も同様である。電源電圧に応じて充電電力が制限されると共に、充電電流は予め設定された値のみをとりうる。
充電装置１２４では、充電電流が４つの値に調節されるが、さらに他段階に調整することが可能である。そのためには、基準電圧回路１２６の抵抗群１３１〜１３４等の構成において、さらに多数の抵抗からなる抵抗群を用いればよい。
充電装置１２４では、充電電流が４つの値に調節されるが、さらに他段階に調整することが可能である。そのためには、基準電圧回路１２６の抵抗群１３１〜１３４等の構成において、さらに多数の抵抗からなる抵抗群を用いればよい。
以上、本発明の実施形態について詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。
また、本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組み合わせによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数の目的を同時に達成するものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
また、本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組み合わせによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数の目的を同時に達成するものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
２・・交流電源
４・・実施例１の充電装置
１４・・マイコン
１５・・電圧比較回路
１６・・ＰＷＭ制御回路
１８・・ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング回路）
２０・・トランス
４０・・電池パック
４２・・２次電池
３６、３８、７２、７８、８０、８２、１３５・・抵抗
８８・・サーミスタ
６４・・実施例２の充電装置
９４・・実施例３の充電装置
１００・・可変抵抗回路
１２４・・実施例４の充電装置
１２６・・基準電圧回路
４・・実施例１の充電装置
１４・・マイコン
１５・・電圧比較回路
１６・・ＰＷＭ制御回路
１８・・ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング回路）
２０・・トランス
４０・・電池パック
４２・・２次電池
３６、３８、７２、７８、８０、８２、１３５・・抵抗
８８・・サーミスタ
６４・・実施例２の充電装置
９４・・実施例３の充電装置
１００・・可変抵抗回路
１２４・・実施例４の充電装置
１２６・・基準電圧回路
Claims (5)
- 二次電池を充電する充電装置であり、
二次電池を流れる充電電流の目標値を設定する設定手段と、
二次電池を流れる充電電流を検出する充電電流検出手段と、
二次電池に供給する充電電力を増減調節するスイッチング素子と、
二次電池を流れる充電電流が設定された目標値となるように前記スイッチング素子のデューティ比を増減調節するとともに、所定値以上の電圧が入力された時に前記スイッチング素子をオフするリミット端子を有するＰＷＭ制御回路と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記電流検出回路の出力電圧を電源電圧に応じて修正するとともに、その修正電圧が前記ＰＷＭ制御回路のリミット端子に入力される修正回路を有し、
前記設定手段は、検出された充電電流が設定された目標値よりも所定値以上小さくなると、充電電流の目標値を減少させることを特徴とする充電装置。 - 前記修正回路は、前記電流検出回路の出力電圧に、電源電圧が高いほど高いバイアス電圧を印加することを特徴とする請求項１の充電装置。
- 前記修正回路は、前記電流検出回路の出力電圧を、電源電圧が高いほど高い分圧比で分圧することを特徴とする請求項１の充電装置。
- 二次電池を充電する充電装置であり、
二次電池を流れる充電電流の目標値を設定する設定手段と、
二次電池を流れる充電電流を検出する充電電流検出手段と、
二次電池に供給する充電電力を増減調節するスイッチング素子と、
二次電池を流れる充電電流が設定された目標値となるように前記スイッチング素子のデューティ比を増減調節するとともに、所定値以上の電圧が入力された時に前記スイッチング素子をオフするリミット端子を有するＰＷＭ制御回路と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記電流検出回路の出力電圧を前記スイッチング素子の温度に応じて修正するとともに、その修正電圧が前記ＰＷＭ制御回路のリミット端子に入力される修正回路を有し、
前記設定手段は、検出された充電電流が設定された目標値よりも所定値以上小さくなると、充電電流の目標値を減少させることを特徴とする充電装置。 - 前記修正回路は、前記電流検出回路の出力電圧を、そのスイッチング素子の温度が高いほど高い分圧比で分圧することを特徴とする請求項４の充電装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003369597A JP4056965B2 (ja) | 2003-10-29 | 2003-10-29 | 充電装置 |
| DE602004006816T DE602004006816T2 (de) | 2003-10-29 | 2004-10-13 | Ladegerät |
| EP04024399A EP1528651B1 (en) | 2003-10-29 | 2004-10-13 | Charging device |
| US10/971,964 US7453239B2 (en) | 2003-10-29 | 2004-10-22 | Charging apparatus having a switching element for controlling charging power |
| US12/252,177 US7728559B2 (en) | 2003-10-29 | 2008-10-15 | Charging apparatus having a switching element for controlling charging power |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003369597A JP4056965B2 (ja) | 2003-10-29 | 2003-10-29 | 充電装置 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2005137103A JP2005137103A (ja) | 2005-05-26 |
| JP2005137103A5 JP2005137103A5 (ja) | 2006-06-08 |
| JP4056965B2 true JP4056965B2 (ja) | 2008-03-05 |
Family
ID=34420185
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003369597A Expired - Fee Related JP4056965B2 (ja) | 2003-10-29 | 2003-10-29 | 充電装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US7453239B2 (ja) |
| EP (1) | EP1528651B1 (ja) |
| JP (1) | JP4056965B2 (ja) |
| DE (1) | DE602004006816T2 (ja) |
Families Citing this family (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2425852B (en) * | 2005-05-05 | 2007-05-09 | Compxs Uk Ltd | Battery voltage regulator |
| US7733064B2 (en) * | 2006-08-29 | 2010-06-08 | Agere Systems Inc. | Software based thermal charging regulation loop |
| US7602151B2 (en) * | 2006-11-07 | 2009-10-13 | Asian Power Devices Inc. | Charger with output voltage compensation |
| US7750604B2 (en) * | 2007-02-16 | 2010-07-06 | O2Micro, Inc. | Circuits and methods for battery charging |
| FR2916099B1 (fr) * | 2007-05-11 | 2009-07-31 | Commissariat Energie Atomique | Procede de charge d'une batterie d'un systeme autonome |
| EP2104215B1 (de) * | 2008-03-17 | 2018-09-05 | Power Systems Technologies GmbH | Primärseitige steuerschaltung in einem schaltnetzteil mit transformator ohne hilfswicklung |
| US7940034B2 (en) * | 2008-05-19 | 2011-05-10 | Infineon Technologies Austria Ag | Apparatus for detecting a state of operation of a power semiconductor device |
| US20100164437A1 (en) * | 2008-10-24 | 2010-07-01 | Mckinley Joseph P | Battery formation and charging system and method |
| RU2479090C2 (ru) * | 2008-11-20 | 2013-04-10 | Мицубиси Электрик Корпорейшн | Силовой преобразователь |
| US8143862B2 (en) * | 2009-03-12 | 2012-03-27 | 02Micro Inc. | Circuits and methods for battery charging |
| TWI390818B (zh) * | 2009-07-14 | 2013-03-21 | Richpower Microelectronics | 改善充電器待機時之效率的裝置及方法，以及超低待機功率充電器 |
| US20110279097A1 (en) * | 2010-05-13 | 2011-11-17 | David Wise | System and method for using condition sensors/switches to change capacitance value |
| US8704484B2 (en) * | 2010-05-28 | 2014-04-22 | Qualcomm Incorporated | Temperature sensor interface for wireless and wired charging |
| CN101860059B (zh) * | 2010-05-28 | 2014-03-12 | 中兴通讯股份有限公司 | 电池管理方法和装置 |
| JP5856391B2 (ja) * | 2010-07-01 | 2016-02-09 | キヤノン株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ及び電子機器 |
| US8638063B2 (en) * | 2010-10-13 | 2014-01-28 | Tesla Motors, Inc. | AC current control of mobile battery chargers |
| KR101790046B1 (ko) * | 2011-07-15 | 2017-10-26 | 삼성전자주식회사 | 보조배터리를 이용한 마스터장치의 충전장치 및 방법 |
| TW201527940A (zh) * | 2014-01-03 | 2015-07-16 | 岳造宇 | 整合式行動電源 |
| TWI568160B (zh) * | 2014-05-09 | 2017-01-21 | 立錡科技股份有限公司 | 返馳式電源供應器及其控制電路 |
| DE102016202002A1 (de) * | 2016-02-10 | 2017-08-24 | Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft | Dynamische Kommunikation der tatsächlichen Ladeleistung |
| US10476295B2 (en) | 2016-08-22 | 2019-11-12 | Microsoft Technology Licensing, Llc | Charging optimization |
| CN111934369B (zh) * | 2019-05-13 | 2022-09-06 | Oppo广东移动通信有限公司 | 充电方法及装置、设备、存储介质 |
| JP7234892B2 (ja) * | 2019-10-02 | 2023-03-08 | 株式会社デンソー | 充電制御装置 |
| JP7679613B2 (ja) * | 2020-10-22 | 2025-05-20 | 株式会社デンソー | 充電制御装置 |
| CN114421935B (zh) * | 2022-01-21 | 2025-09-02 | 广州市雅江光电设备有限公司 | 一种高压交流斩波采样电路、调控方法及装置 |
| CN119994293B (zh) * | 2025-04-17 | 2025-06-20 | 中国机械总院集团山西机电研究院有限公司 | 间歇充电式锂电并联电源装置 |
Family Cites Families (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0669268B2 (ja) | 1985-11-22 | 1994-08-31 | 松下電工株式会社 | 充電回路 |
| JPS6363046A (ja) | 1986-09-04 | 1988-03-19 | Seiko Epson Corp | 電子写真感光体 |
| US4873453A (en) * | 1987-10-27 | 1989-10-10 | Eaton Corporation | DC motor speed controller having protection |
| JPH0622467A (ja) | 1992-06-30 | 1994-01-28 | Sony Corp | 充電装置 |
| JP3384079B2 (ja) | 1994-02-10 | 2003-03-10 | 日立工機株式会社 | 電池組の充電装置 |
| JPH0984332A (ja) * | 1995-09-11 | 1997-03-28 | Toshiba Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| KR100222074B1 (ko) * | 1996-12-17 | 1999-10-01 | 윤종용 | 정전력충전회로 및 이를 이용한 휴대용 컴퓨터 |
| JPH1174001A (ja) * | 1997-09-01 | 1999-03-16 | Shin Kobe Electric Mach Co Ltd | 鉛蓄電池の充電方法 |
| JP3430907B2 (ja) * | 1998-03-02 | 2003-07-28 | トヨタ自動車株式会社 | インバータ熱保護装置及び導電性発熱体の熱保護方法 |
| SG71774A1 (en) * | 1998-04-01 | 2000-04-18 | Compaq Computer Corp | Switched-mode power converter with triple protection in single latch |
| JP3431537B2 (ja) * | 1999-05-31 | 2003-07-28 | 株式会社デンソー | 電気自動車用電源装置の充電制御方法 |
| US6329727B1 (en) * | 2000-02-08 | 2001-12-11 | Adc Telecommunications, Inc. | Power supply controller |
| JP2001245438A (ja) | 2000-02-29 | 2001-09-07 | Matsushita Electric Works Ltd | 充電器 |
| JP2003018828A (ja) * | 2001-06-28 | 2003-01-17 | Sanken Electric Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP3495012B2 (ja) * | 2001-08-06 | 2004-02-09 | シャープ株式会社 | スイッチング電源装置 |
| US6765372B2 (en) * | 2001-12-14 | 2004-07-20 | Intersil Americas Inc. | Programmable current-sensing circuit providing continuous temperature compensation for DC-DC Converter |
| US6611439B1 (en) * | 2002-10-28 | 2003-08-26 | System General Corporation | PWM controller for controlling output power limit of a power supply |
-
2003
- 2003-10-29 JP JP2003369597A patent/JP4056965B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-10-13 DE DE602004006816T patent/DE602004006816T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2004-10-13 EP EP04024399A patent/EP1528651B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2004-10-22 US US10/971,964 patent/US7453239B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2008
- 2008-10-15 US US12/252,177 patent/US7728559B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US7728559B2 (en) | 2010-06-01 |
| DE602004006816T2 (de) | 2008-02-07 |
| EP1528651A2 (en) | 2005-05-04 |
| JP2005137103A (ja) | 2005-05-26 |
| US20090039837A1 (en) | 2009-02-12 |
| EP1528651B1 (en) | 2007-06-06 |
| US7453239B2 (en) | 2008-11-18 |
| US20050093517A1 (en) | 2005-05-05 |
| DE602004006816D1 (de) | 2007-07-19 |
| EP1528651A3 (en) | 2005-06-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060412 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060412 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070607 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070619 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070724 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20071023 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20071029 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20071211 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20071212 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101221 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101221 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101221 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111221 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111221 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121221 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121221 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131221 Year of fee payment: 6 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |