JP3951975B2

JP3951975B2 - 交流電動機の制御装置，交流電動機の制御方法及びモジュール

Info

Publication number: JP3951975B2
Application number: JP2003199570A
Authority: JP
Inventors: 和明戸張; 常博遠藤; 秀文白濱; 佳樹伊藤
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2003-07-22
Filing date: 2003-07-22
Publication date: 2007-08-01
Anticipated expiration: 2023-07-22
Also published as: JP2005045848A; US20050017671A1; US7148651B2

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電動機の制御装置，交流電動機の制御方法及びモジュールに係わる。
【０００２】
【従来の技術】
直流側の電流検出値より三相のモータ電流を検出する従来の技術としては、特開平８−１９２６３号公報記載の制御装置がある。
【０００３】
この制御装置は、ＰＷＭインバータの直流側の電流検出値から、ＰＷＭ信号に従って、所定のタイミングで三相のモータ電流を検出するものである。
【０００４】
【特許文献１】
特開平８−１９２６３号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ＰＷＭインバータの直流側の電流検出値から、ＰＷＭ信号に従って、所定のタイミングで三相のモータ電流を検出する場合、ＰＷＭインバータの二相分の電圧レベルが近い場合や出力電圧レベルが低い場合には電流検出が困難になる課題があった。
【０００６】
本発明の目的は、直流入力電流から三相のモータ電流を高精度に検出できる交流電動機の制御装置，制御方法及びモジュールを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の一つの特徴は、直流を入力として交流電動機を駆動する三相ＰＷＭインバータの直流入力電流から前記交流電動機電流を推定する交流電動機の制御装置であって、前記三相ＰＷＭインバータの少なくとも二相分のＰＷＭパルスの差幅が所定値以下の場合あるいは出力電圧が低い場合には、前記三相ＰＷＭインバータの搬送波周波数を低減することである。
【０００８】
なお、本発明のその他の特徴は本願特許請求の範囲に記載のとおりである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。
【００１０】
＜第１の実施例＞
図１は、本発明の一実施例である永久磁石同期モータの制御装置の構成例を示す。１は永久磁石同期モータ、２１は直流電源、２２は直流シャント抵抗、２は三相交流の電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^* に比例した出力電圧を出力するPWMインバータ、３はＰＷＭパルス信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流入力電流Ｉ_DCから三相交流のモータ電流Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃを検出する電流検出部、４は電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^* より搬送波周波数ｆｃを決定する搬送波周波数変更部、５は電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^* と搬送波周波数ｆｃとより、ＰＷＭインバータ２のスイッチング素子をオン，オフ制御するＰＷＭパルス信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを出力するＰＷＭ演算部である。
【００１１】
最初に、直流入力電流Ｉ_DCより三相の交流モータ電流を検出する電流検出部３の基本動作について述べる。
【００１２】
図２は、電圧指令値(Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*），搬送波周波数ｆｃとＰＷＭパルス信号（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）およびＰＷＭインバータ２の直流シャント抵抗２２に流れる直流入力電流Ｉ_DCの関係を示したものである。直流入力電流Ｉ_DCには、ＰＷＭ搬送波周期内に、電圧指令値の最小相（Ｖｗ^*）と最大相（Ｖｕ^*）の二相の電流情報（−Ｉｗ，Ｉｕ）が２回現れる。このＩ_DCの電流情報から、ＰＷＭパルス信号（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）を基に、直流入力電流Ｉ_DCをサンプリングし、各相別に分配して三相の電流検出値（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）を検出している。
【００１３】
次に、本発明に関係する内容について述べる。電圧指令値の中間相が最大相あるいは最小相に近い場合や、出力電圧レベルが低い場合において、電流検出が不可能となる現象について説明する。ここで、出力電圧レベルが低い場合とは、出力電圧が定格電圧の数％以下（０〜１０％、望ましくは０〜４％）である場合である。
【００１４】
図３には、電圧指令値の中間相(Ｖｖ^*）が最大相(Ｖｕ^*）に近い場合のＰＷＭパルス信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流入力電流Ｉ_DCの関係を示す。二相の電圧レベルが近いと、Ｉｕの情報が現れるＩ_DCのパルス幅が狭くなることがわかる。ここで、Ｉ_DCよりＩｕを検出する為に必要な電流検出最小時間Ｔpwm_min は、
【００１５】
【数１】

【００１６】
ここに、Ｔｄ：デットタイム時間、
Ｔrig ：ターンオンおよびオフ時の電流リンギング時間、
Ｔsmpl：Ａ／Ｄ変換器サンプリング時間、
Tpow_on ：パワー素子オン遅れ時間、
Ｔpow_off：パワー素子オフ遅れ時間
つまり、ＰＷＭパルスＰｕとＰｖの差幅が、電流検出最小時間Ｔpwm_min より短いと電流検出が不可能となる。このことは、二相の電圧指令値が等しくなる位相を中心に、その前後で直流入力電流からの電流検出が不可能となることを意味している。
【００１７】
そこで、本実施例では、図１の搬送波周波数変更部４において、電圧指令値の中間相と最大相あるいは、中間相と最小相とのＰＷＭパルス差幅が、常に電流検出最小時間の値以上となるように、搬送波周波数を自動変更するようにしている。変更後の搬送波周波数ｆｃは、
【００１８】
【数２】

【００１９】
ここに、ｆｃ：変更後の搬送波周波数
ｆc_typ：通常の搬送波周波数
Ｔpwm_typ：ｆc_typでのＰＷＭパルス差幅の時間
この結果、図４に示すようにＰＷＭパルスＰｕとＰｖの差幅を広くすることで、Ｉｕの電流検出を可能とすることができる。
【００２０】
＜第２の実施例＞
図５は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、モータ電流の電流検出率を一定にすることより、搬送波周波数の下限値を自動設定する永久磁石同期モータの制御装置である。
【００２１】
第１の実施例では、搬送波周波数ｆｃを下げて、ＰＷＭパルスの差幅を電流検出最小時間より広くすることで電流検出を可能とした。本実施例では、
（１）電流検出は搬送波周期に同期しており、搬送波周波数を下げれば、電流検出周期が長くなり、電流制御系の応答が制限されることがなく
（２）搬送波周波数を下げると、平均の搬送波周波数も下がり、電磁音が大きくなることもなく、
（３）電流リプルが大きくならないというさらなる効果を奏するものである。
【００２２】
そこで本実施例では、モータ電流の電流検出率が所定値となるように、電圧の変調率に応じて搬送波周波数の下限値を設定している。
【００２３】
図５において、１〜３，５，２１，２２は、図１のものと同一物である。
【００２４】
図１との相違点は、下限搬送波周波数演算部６の出力信号であるｆc_minにより、搬送波周波数変更部４′の出力であるｆｃの下限値を設定する点にある。
【００２５】
搬送波周波数変更部４′では、
ｆc_typ ≧ｆc_min ではｆｃの下限値はｆc_min
ｆc_typ ＜ｆc_min ではｆｃの下限値はｆc_typ
となる。
【００２６】
次に、モータ電流の電流検出率について説明する。図６は、電圧指令値(Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*）と搬送波周波数ｆｃおよび二相電流検出の可／不可の関係を例示したものである。
【００２７】
図６において、ｕ相の電圧指令値Ｖｕ^* が負から正に変化する点を基準点の０°、電圧指令値の最大相が「検出不可」から「検出可」に変化する位相をθｐとする。
【００２８】
また、電圧指令値の最大相と中間相の電圧差をａ、電圧指令値の波高値をｂ、ＰＷＭ搬送周波数の波高値をｃとして、これらａ，ｂ，ｃそれぞれの大きさのＰＷＭパルス信号で対応する時間をＴａ，Ｔｂ，Ｔｃとする。
【００２９】
電流の検出率を求める区間を電気角度６０°区間として、ここでは、３０°から９０°の６０°区間を考える。
【００３０】
この区間では、ｕ相が電圧指令値の最大相，ｖ相が最小相，ｗ相が中間相となる。ｕ相とｗ相の電圧差ａは、数（３）で表すことができる。
【００３１】
【数３】

【００３２】
ここでａ：ｂ＝Ｔａ：Ｔｂの関係であり、これより、数（４）を得る。
【００３３】
【数４】

【００３４】
次に、電圧の変調率をｋＨとすると、
【００３５】
【数５】

【００３６】
また、Ｔｃは搬送波周波数の１／４の時間であり、搬送波周波数ｆｃを用いて、数（６）で表すことができる。
【００３７】
【数６】

【００３８】
数（５），（６）より、Ｔｂについて解くと、
【００３９】
【数７】

【００４０】
数（４），（７）より次式が得られる。
【００４１】
【数８】

【００４２】
ここで、θ＝θｐのとき、Ｔａ＝Ｔpwm_min であり、これを数（８）に代入し、θｐを求めると、数（９）が得られる。
【００４３】
【数９】

【００４４】
ここで、所定のモータ電気角度６０°区間に対して、二相分の電流を検出できる割合を電流検出率αとすると、αは、３０°から６０°の３０°区間に対する、θｐから６０°までの区間の比率として求めれば良い。するとαは、数(１０)となる。
【００４５】
【数１０】

【００４６】
数（９），（１０）より、
【００４７】
【数１１】

【００４８】
さらに、数（１１）を、搬送波周波数ｆｃについて整理すると、
【００４９】
【数１２】

【００５０】
ただし、０＜α＜１
ここで、ｆｃを搬送波周波数の下限値ｆc_minと置くと、
【００５１】
【数１３】

【００５２】
図７には、数（１３）において、Ｔpwm_min ＝１０μｓ、電流検出率αを変更した場合（α＝０.２５，０.５，０.７５，０.９９）における電圧の変調率ｋＨと搬送波周波数の下限値ｆc_min との関係を示す。電流検出率αを（０＜α＜１）を任意の設定電流検出率α^* として、数（１３）に代入すると、電圧の変調率ｋＨに応じて、搬送波周波数の下限値ｆc_min を決定することができる。
【００５３】
本実施例を用いることで、搬送波周波数を必要以上に下げる必要がない。
これにより、搬送波周波数を下げることにより、電流検出周期が長くなることにより電流制御系の応答が制限されることもなく、また、平均の搬送波周波数も下がるが、電磁音が大きくなることもない。さらに電流リプルが大きくならないという効果をも奏するものである。
【００５４】
＜第３の実施例＞
図８は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、モータ電流の電流検出率により、搬送波周波数を自動修正する永久磁石同期モータの制御装置である。
【００５５】
搬送波周波数変更部４″では、電流検出率αが一定になるように、電圧の変調率ｋＨに応じて、搬送波周波数ｆｃを決定する。本実施例を用いても、搬送波周波数を必要以上に下げることはなくなり、第２の実施例と同様の効果を持つことができる。
【００５６】
＜第４の実施例＞
図９を用いて本発明をモジュールに適用した例について説明する。本実施例は、第１実施例の実施形態を示すものである。ここで、電流検出部３，搬送波周波数変更部４，ＰＷＭ演算部５は１チップマイコンの一部として構成されている。また、１チップマイコンとＰＷＭインバータ２は、同一基板上で構成される１モジュール内に納められている形態となっている。ここでいうモジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウェア／ソフトウェアの部品から構成されているものである。尚、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されても良い。なお、他の実施例においても同様の形態構成をとることができる。
【００５７】
以上の通り、本発明を用いた実施例によれば、ＰＷＭパルス差幅が狭く検出することが不可能な場合に、過去のデータや一次遅れの要素などから推定することに頼っている部分も高精度に（精度良く）検出することができるという効果がある。特に、搬送波周波数を１０分の１にすると、ＰＷＭパルス差幅が１０倍なるように、搬送波周波数の低減と反比例して高精度に（精度良く）検出することができるという効果がある。
【００５８】
【発明の効果】
本発明は、直流入力電流から三相のモータ電流を高精度に検出できる交流電動機の制御装置，交流電動機の制御方法及びモジュールを提供することにある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す永久磁石同期モータの制御装置の構成図。
【図２】図１の実施例における電流検出部３の説明図の一例。
【図３】電流検出部３において、電流検出が不可能となる場合の説明図の一例。
【図４】本発明の搬送波周波数自動調整を用いた場合の説明図の一例。
【図５】電流検出率の説明図の一例。
【図６】電圧指令値と搬送波周波数および二相電流検出の可／不可の関係を例示した説明図。
【図７】電圧の変調率と搬送波周波数の下限値との関係を例示する説明図。
【図８】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期モータの制御装置の構成図。
【図９】第一の実施例におけるモジュールの構成図の一例。
【符号の説明】
１…永久磁石同期モータ、２…ＰＷＭインバータ、３…電流検出部、４，４′、４″…搬送波周波数変更部、５…ＰＷＭ演算部、２１…直流電源、２２…直流シャント抵抗。

Claims

直流を入力として交流電動機を駆動する三相ＰＷＭインバータの直流入力電流から前記交流電動機電流を推定する交流電動機の制御装置であって、
前記三相ＰＷＭインバータの二相分のＰＷＭパルスの差幅が第一の所定値以下の場合あるいは前記三相ＰＷＭインバータの出力電圧が低い場合には、
モータ角度の所定の区間において、少なくとも三相のうち二相のモータ電流を検出できる区間の割合である電流検出率が第二の所定値以上になるように、
前記三相ＰＷＭインバータの搬送波周波数を低減することを特徴とする交流電動機の制御装置。
請求項１において、
前記ＰＷＭインバータの二相分のＰＷＭパルスの差幅が所定値以上にすることを特徴とする交流電動機の制御装置。
請求項１において、
前記第一の所定値は、前記ＰＷＭインバータの直流入力電流から前記交流電動機電流を検出可能なパルス幅であることを特徴とする交流電動機の制御装置。
請求項１において、
前記交流電動機は、永久磁石同期電動機であることを特徴とする交流電動機の制御装置。
請求項１乃至４のいづれかにおいて、搬送波周波数の下限値 fc_min を下記式により計算し、これ以上の値に前記搬送波周波数を低減することを特徴とする交流電動機の制御装置。

（ｋＨは電圧の変調率：０＜ｋＨ≦１、αは前記電流検出率：０＜α＜１、 Tpwm_min は直流入力電流よりモータ電流を検出するのに必要な電流検出最小時間。）
直流を入力として交流電動機を駆動する三相ＰＷＭインバータの直流入力電流から前記交流電動機電流を推定する交流電動機の制御方法であって、
前記三相ＰＷＭインバータの二相分のＰＷＭパルスの差幅が第一の所定値以下であることを判定する処理あるいは前記三相ＰＷＭインバータの出力電圧レベルが低いことを判定する処理を有し、
前記判定に応じて、モータ角度の所定の区間において、少なくとも三相のうち二相のモータ電流を検出できる区間の割合である電流検出率が第二の所定値以上になるように、前記三相ＰＷＭインバータの搬送波周波数を低減させる処理とを有することを特徴とする交流電動機の制御方法。
直流を入力として交流電動機を駆動する三相ＰＷＭインバータと、前記三相ＰＷＭインバータの直流入力電流から前記交流電動機電流を推定する交流電動機の制御装置を有するモジュールであって、
前記三相ＰＷＭインバータの二相分のＰＷＭパルスの差幅が第一の所定値以下の場合あるいは前記三相ＰＷＭインバータ出力電圧レベルが低い場合には、
モータ角度の所定の区間において、少なくとも三相のうち二相のモータ電流を検出できる区間の割合である電流検出率が第二の所定値以上になるように、
前記三相ＰＷＭインバータの搬送波周波数を低減することを特徴とするモジュール。