JP2811941B2 - スイッチングトランジスタの制御回路 - Google Patents
スイッチングトランジスタの制御回路Info
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- JP2811941B2 JP2811941B2 JP2235119A JP23511990A JP2811941B2 JP 2811941 B2 JP2811941 B2 JP 2811941B2 JP 2235119 A JP2235119 A JP 2235119A JP 23511990 A JP23511990 A JP 23511990A JP 2811941 B2 JP2811941 B2 JP 2811941B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
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- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
- H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
- H03K17/04126—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in bipolar transistor switches
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Description
本発明は例えばインバータ，スイッチング電源等にお
いてスイッチング動作するトランジスタの制御回路に関
する。 なお以下各図において同一の符号の同一もしくは相当
部分を示す。
いてスイッチング動作するトランジスタの制御回路に関
する。 なお以下各図において同一の符号の同一もしくは相当
部分を示す。
本発明に関わる従来技術としては本出願人の先願にな
る。 特開昭60−139018号公報「スイッチングトランジスタ
の制御回路」がある。そこで以下第11図および第12図を
用いてこの先願の内容を簡単に説明する。ここで第11図
は前記先願を表わす回路図、第12図は第11図の各部の動
作波形図である。すなわち、第11図において2Bはスイッ
チング動作を行うトランジスタ２としてのNPNバイポー
ラトランジスタ、５はトランジスタ2Bのエミッタに直列
に主回路電流を通ずるように接続されたリアクトル、１
は前記トランジスタ２のベースと前記リアクトル５の非
エミッタ接続側の端子との間に接続され、このトランジ
スタ2Bのベース・エミッタ回路を駆動するためのベース
駆動ユニット、３は同じくトランジスタ２のコレクタと
前記リアクトル５の非エミッタ接続側端子との間に接続
されたスナバ回路、４は配線インダクタンス、６はトラ
ンジスタ２のベースとリアクトル５の非エミッタ接続側
端子との間に接続された１または複数直列のダイオード
である。なお、ダイオード６の挿入方向はトランジスタ
2Bのオフ時に電流減少にともなって発生するリアクトル
５の起電力がこのダイオード６を通ってトランジスタ2B
のベースに供給されるように定められている。 次に第12図を用いて第11図の動作を説明する。ベース
駆動ユニット１からトランジスタ2Bのベースに正のベー
ス電流IBが供給されると、トランジスタ２はオン状態と
なり、逆にエミッタからベースに、つまり負のベース電
流IBが供給されるとトランジスタ2Bのコレクタ電流IC
（≒リアクトル電流IL）は蓄積時間（tstg）後、下降し
始める。 この時、リアクトル５の電流ILも共に減少しようとす
るため、このリアクトル５にはトランジスタ2Bのエミッ
タと接続された端子が負極、他方の端子が正極となる方
向に起電力ELが誘起される。この起電力ELはリアクトル
５のインダクタンスをＬ、電流の変化率をdIL/dtとする
と となる。ここで、ダイオード６群の順方向電圧をＶF，
トランジスタ2Bのベース・エミッタ間電圧をVBEとし、
この時ベース駆動ユニット１は一定電流−IB（ベース逆
バイアスス電流）を供給していると考えると、EL＜VBE
＋VFの条件ではベース駆動ユニット１の出力電流−IBは
このユニット１の端子→リアクトル５→エミッタ→ベ
ース→ユニット１の端子の経路を流れ、コレクタ電流
ICの下降時間（tf）を短くするように作用し、この結
果、起電力ELは増加する。 またEL＞VBE＋ＶFの条件ではベース駆動ユニット１の
出力電流−IBは端子→ダイオード６群→端子の経路
を流れる。この時、リアクトル５からはダイオード６群
を通って、トランジスタ２のベースに電流を流し、コレ
クタ電流ICの下降時間（tf）が長くなるように作用し、
この結果、起電力ELは減少する。 このような動作により、リアクトル５の電流ILはEL≒
VBE＋ＶFを満たす下降特性を示す。ここで、 であるから、リアクトル電流の下降特性（dIL/dt）はV
BE≒一定とすると、ダイオード６群の順方向電圧ＶFま
たはリアクトルのインダクタンスＬを変えることによ
り、調整できる。 このようにして、トランジスタ2Bのスイッチング特性
として、スイッチオフ時の蓄積時間（tstg）は従来と同
じに保ちながら、下降時間（tf）を調整することが可能
となり，過電圧制御用のスナバ回路への流入電流変化率
（di/dt）を小さくして、スナバ回路を小形化でき、ま
た、スイッチオフ時のトランジスタ2Bのコレクタ電流下
降率（−dIc/dt）小さくでき、発生するノイズの量を減
少させることができる。
る。 特開昭60−139018号公報「スイッチングトランジスタ
の制御回路」がある。そこで以下第11図および第12図を
用いてこの先願の内容を簡単に説明する。ここで第11図
は前記先願を表わす回路図、第12図は第11図の各部の動
作波形図である。すなわち、第11図において2Bはスイッ
チング動作を行うトランジスタ２としてのNPNバイポー
ラトランジスタ、５はトランジスタ2Bのエミッタに直列
に主回路電流を通ずるように接続されたリアクトル、１
は前記トランジスタ２のベースと前記リアクトル５の非
エミッタ接続側の端子との間に接続され、このトランジ
スタ2Bのベース・エミッタ回路を駆動するためのベース
駆動ユニット、３は同じくトランジスタ２のコレクタと
前記リアクトル５の非エミッタ接続側端子との間に接続
されたスナバ回路、４は配線インダクタンス、６はトラ
ンジスタ２のベースとリアクトル５の非エミッタ接続側
端子との間に接続された１または複数直列のダイオード
である。なお、ダイオード６の挿入方向はトランジスタ
2Bのオフ時に電流減少にともなって発生するリアクトル
５の起電力がこのダイオード６を通ってトランジスタ2B
のベースに供給されるように定められている。 次に第12図を用いて第11図の動作を説明する。ベース
駆動ユニット１からトランジスタ2Bのベースに正のベー
ス電流IBが供給されると、トランジスタ２はオン状態と
なり、逆にエミッタからベースに、つまり負のベース電
流IBが供給されるとトランジスタ2Bのコレクタ電流IC
（≒リアクトル電流IL）は蓄積時間（tstg）後、下降し
始める。 この時、リアクトル５の電流ILも共に減少しようとす
るため、このリアクトル５にはトランジスタ2Bのエミッ
タと接続された端子が負極、他方の端子が正極となる方
向に起電力ELが誘起される。この起電力ELはリアクトル
５のインダクタンスをＬ、電流の変化率をdIL/dtとする
と となる。ここで、ダイオード６群の順方向電圧をＶF，
トランジスタ2Bのベース・エミッタ間電圧をVBEとし、
この時ベース駆動ユニット１は一定電流−IB（ベース逆
バイアスス電流）を供給していると考えると、EL＜VBE
＋VFの条件ではベース駆動ユニット１の出力電流−IBは
このユニット１の端子→リアクトル５→エミッタ→ベ
ース→ユニット１の端子の経路を流れ、コレクタ電流
ICの下降時間（tf）を短くするように作用し、この結
果、起電力ELは増加する。 またEL＞VBE＋ＶFの条件ではベース駆動ユニット１の
出力電流−IBは端子→ダイオード６群→端子の経路
を流れる。この時、リアクトル５からはダイオード６群
を通って、トランジスタ２のベースに電流を流し、コレ
クタ電流ICの下降時間（tf）が長くなるように作用し、
この結果、起電力ELは減少する。 このような動作により、リアクトル５の電流ILはEL≒
VBE＋ＶFを満たす下降特性を示す。ここで、 であるから、リアクトル電流の下降特性（dIL/dt）はV
BE≒一定とすると、ダイオード６群の順方向電圧ＶFま
たはリアクトルのインダクタンスＬを変えることによ
り、調整できる。 このようにして、トランジスタ2Bのスイッチング特性
として、スイッチオフ時の蓄積時間（tstg）は従来と同
じに保ちながら、下降時間（tf）を調整することが可能
となり，過電圧制御用のスナバ回路への流入電流変化率
（di/dt）を小さくして、スナバ回路を小形化でき、ま
た、スイッチオフ時のトランジスタ2Bのコレクタ電流下
降率（−dIc/dt）小さくでき、発生するノイズの量を減
少させることができる。
しかしながら第11図の回路では、トランジスタ2Bのエ
ミッタに直列に接続されたリアクトル５で発生する起電
力が、トランジスタオフ時にトランジスタ2Bを導通させ
る方向に作用し、トランジスタ2Bのエミッタ電流の急激
な減少を押える効果が有るが、一方、トランジスタがオ
フ状態から、オン状態に移行する時、リアクトル５に
は、トランジスタ2Bのエミッタ側端子に正，非エミッタ
接続側端子に負の電圧が発生する。この電圧は、トラン
ジスタ2Bをオンさせようとするベース駆動信号の極性と
相反し、トランジスタのベースとエミッタに加わる駆動
信号の変化を抑制し、トランジスタのターンオン時間の
増加を惹起し、ターンオン損失の増加をもたらすという
問題がある。 またトランジスタ２の外部にリアクトルとダイオード
を付加することで回路全体の部品点数が増加するという
問題もある。 そこで本発明はスイッチングトランジスタ２のターン
オフ速度の緩和効果を有しながら、さらに上記の問題を
解消できるスイッチングトランジスタの制御回路を提供
することを課題とする。
ミッタに直列に接続されたリアクトル５で発生する起電
力が、トランジスタオフ時にトランジスタ2Bを導通させ
る方向に作用し、トランジスタ2Bのエミッタ電流の急激
な減少を押える効果が有るが、一方、トランジスタがオ
フ状態から、オン状態に移行する時、リアクトル５に
は、トランジスタ2Bのエミッタ側端子に正，非エミッタ
接続側端子に負の電圧が発生する。この電圧は、トラン
ジスタ2Bをオンさせようとするベース駆動信号の極性と
相反し、トランジスタのベースとエミッタに加わる駆動
信号の変化を抑制し、トランジスタのターンオン時間の
増加を惹起し、ターンオン損失の増加をもたらすという
問題がある。 またトランジスタ２の外部にリアクトルとダイオード
を付加することで回路全体の部品点数が増加するという
問題もある。 そこで本発明はスイッチングトランジスタ２のターン
オフ速度の緩和効果を有しながら、さらに上記の問題を
解消できるスイッチングトランジスタの制御回路を提供
することを課題とする。
前記の課題を解決するために、請求項１）の制御回路
では『スイッチング動作するトランジスタ（２など）の
２つの制御電極のうち主回路電極を兼ねる電極（以下エ
ミッタ）というに直列に、このトランジスタの主回路電
流を通ずるリアクトル（５など）の一端を接続し、 このリアクトルの他端と、前記トランジスタのエミッ
タと異なる制御電極（以下ベースという）との間に、前
記トランジスタのターンオフ時、前記リアクトルにその
電流を維持する極性に発生する起電力（ELなど）を前記
ベースに供給する起電力供給素子を接続し、 前記トランジスタのベースと、前記エミッタまたは前
記リアクトルの一端から他端に至る中間の点（中間タッ
プＭなど）との間に（ベース駆動ユニット１などを介
し）前記トランジスタの開閉を制御する駆動信号を加え
るように』するものとする。 また請求項２）の制御回路では、前記請求項１）の制
御回路において『前記起電力供給素子はコンデンサ（９
など）、もしくは前記起電力に基づいて所定の電圧降下
を生ずる１または複数の半導体素子（６など）、または
該半導体素子と前記コンデンサとの直列回路からなるも
のである』ようにする。 また請求項３）の制御回路では前記請求項２）の制御
回路において、『前記半導体素子はダイオード（6a,6c
など）またはツエナダイオード（6zなど）を含むもので
ある』ようにする。
では『スイッチング動作するトランジスタ（２など）の
２つの制御電極のうち主回路電極を兼ねる電極（以下エ
ミッタ）というに直列に、このトランジスタの主回路電
流を通ずるリアクトル（５など）の一端を接続し、 このリアクトルの他端と、前記トランジスタのエミッ
タと異なる制御電極（以下ベースという）との間に、前
記トランジスタのターンオフ時、前記リアクトルにその
電流を維持する極性に発生する起電力（ELなど）を前記
ベースに供給する起電力供給素子を接続し、 前記トランジスタのベースと、前記エミッタまたは前
記リアクトルの一端から他端に至る中間の点（中間タッ
プＭなど）との間に（ベース駆動ユニット１などを介
し）前記トランジスタの開閉を制御する駆動信号を加え
るように』するものとする。 また請求項２）の制御回路では、前記請求項１）の制
御回路において『前記起電力供給素子はコンデンサ（９
など）、もしくは前記起電力に基づいて所定の電圧降下
を生ずる１または複数の半導体素子（６など）、または
該半導体素子と前記コンデンサとの直列回路からなるも
のである』ようにする。 また請求項３）の制御回路では前記請求項２）の制御
回路において、『前記半導体素子はダイオード（6a,6c
など）またはツエナダイオード（6zなど）を含むもので
ある』ようにする。
基本的には第11図の従来回路において、ベース駆動ユ
ニット１の端子をスイッチングトランジスタ２のエミ
ッタまたはリアクトル５上の中間点に接続することで、
トランジスタ２のターンオフ時における主回路電流の急
峻な下降速度を緩和するリアクトル５の効果を維持した
まま、トランジスタ２のターンオン時におけるリアクト
ル５のターンオン抑制作用を除くか、または減少させ
る。
ニット１の端子をスイッチングトランジスタ２のエミ
ッタまたはリアクトル５上の中間点に接続することで、
トランジスタ２のターンオフ時における主回路電流の急
峻な下降速度を緩和するリアクトル５の効果を維持した
まま、トランジスタ２のターンオン時におけるリアクト
ル５のターンオン抑制作用を除くか、または減少させ
る。
以下第１図ないし第10図を用いて本発明の実施例を説
明する。第１図は本発明の一実施例としての構成を示す
回路図で第11図に対応するものである。第１図において
は第11図に対しリアクトル５が中間タップＭ付のリアク
トルとなり、この中間タップＭとベース駆動ユニット１
の端子とが接続されている。なお第１図ではスイッチ
ングトランジスタ２がIGBT2Aになっているが、これは本
質的な相違ではない。また11は主回路の誘導負荷、12は
その転流ダイオード、13は主回路の直流電源である。 次に第２図は本発明の第１図と異なる実施例としての
回路図で、同図においては第１図に対しスイッチングト
ランジスタ２がバイポーラトランジスタ2Bである点と、
ベース駆動ユニット１の端子がこのトランジスタ2Bの
エミッタに直接接続されている点とが異なる。 第１図および第２図のように構成することにより、ス
イッチングトランジスタ２のターンオン時には、第１図
においてはIGBT2Aの駆動信号の立上り速度を抑制するリ
アクトル５のインダクタンス分がリアクトル５のタップ
ＭからIGBT2Aのエミッタとの接続点まで含まれる値とな
って第11図の場合より小さくなり、IGBT2Aのターンオン
を第11図の場合より早めることができる。 さらに第２図においてはトランジスタ2Bのベース・エ
ミッタ駆動回路内にリアクトル５が介在しないので、ト
ランジスタ2Bのターンオン速度はリアクトル５の影響を
全く受けず、このターンオン速度を第１図の場合よりさ
らに高めることができる。 このようにしてリアクトル５上のタップＭの位置をト
ランジスタ２のエミッタに近づけたり遠ざけたりするこ
とにより、トランジスタ２のターンオンをそれぞれ早め
たり遅くしたりすることができる。 他方、スイッチングトランジスタ２のターンオフ時に
はリアクトル５の起電力ELがトランジスタ２のベース
（IGBTの場合はゲート）にダイオード６を介しトランジ
スタ２の通電を維持する方向に加るようにしているの
で、第11図で述べたと同様にターンオフ速度を緩和する
ことができ、かつこの速度はリアクトルＬの値またはダ
イオード６の直列個数によって可変することができる。 第５図は本発明に基づくスイッチングトランジスタ２
のターッオン，ターンオフ波形を従来の第11図の構成の
場合と比較した波形図で、ICはトランジスタ２のコレク
タ電流を、VCEは同じくコレクタ・エミッタ間電圧を示
す。ここで第５図（Ａ）は、スイッチングトランジスタ
２をパワーMOSFETとし、かつ第11図の回路構成とした時
でのターンオン，ターンオフ波形である。また第５図
（Ｂ）は第２図において同じくトランジスタ２をパワー
MOSFETとした場合のターンオン，ターンオフ波形であ
る。このように第５図（Ｂ）では同図（Ａ）に比し特に
ターンオン時間がほぼ半減している。 次に第３図，第４図はそれぞれ第１図，第２図の変形
実施例を示し、第３図では第１図のダイオード６に代わ
りコンデンサ９を用い、第４図では第２図のダイオード
６に直列にコンデンサ９を追加挿入したものである。こ
の第３図，第４図の回路によってもトランジスタ２のタ
ーンオフ時、リアクトル５の起電力ELをトランジスタ２
の通電を維持する極性に加える働きが得られることは変
わりがなく。特にトランジスタ２がIGBTのように電圧駆
動素子の場合、起電力ELがコンデンサ９とIGBT2のゲー
ト・エミッタ間の電極間容量とに分圧されて加わる形と
なるので、このコンデンサ９を用いる方法はIGBT2のタ
ーンオフ速度緩和の定量的な調整に有効である。 次に第６図ないし第10図は本発明の回路を半導体モジ
ュールとして実現する場合の実施例を示す。即ち第６図
は第２図に対応する半導体モジュール部の接続部、第９
図，第10図はこの半導体モジュールの内部接続部であ
る。第６図において10はこの半導体モジュールの容器し
ての外囲器、2Pはスイッチングトランジスタ２としての
半導体ペレット、T1はこの半導体ペレット2Pのコレクタ
に接続される主回路端子としての出力端子、T3は同じく
ペレット2Pのエミッタに接続される主回路端子としての
共通端子、T2はペレット2Pのゲート（バイポーラトラン
ジスタの場合はベース）に接続される駆動信号の入力端
子、T4はペレット2Pのエミッタ側に接続される駆動信号
線の共通端子である。また5Tは半導体ペレット2Pのエミ
ッタと共通端子T3との間に形成されたリアクトル５に相
当する端子部インダクタンス、6cはこの端子部インダク
タンス5Tの中間点と半導体ペレット2Pのゲートとの間に
設けられたダイオード６に相当する１個のダイオードチ
ップである。この例では半導体モジュールの構造を簡単
にするため、ダイオード６を１個とし、これに対する端
子部インダクタンス5Tの全体の値が結果として大きくな
っているので、インダクタンス5Tのエミッタ接続点から
中間点までの値をゲートへの起電力印加用に利用してい
る。また半導体ペレット2Pのターンオン速度を高めるた
め信号線共通端子T4への信号引出線は半導体ペレット2P
のエミッタから取出されている。 また第９図においてP1は半導体ペレット2Pのコレクタ
に一端が直接接続され、他端に出力端子T1が付された銅
板などからなる端子板、P2はペレット2PのゲートとAlワ
イヤW1を介して接続され、また入力端子T2へのリード線
l2が接続された銅板などからなる中継用端子板、P3は一
端がペレット2Pのエミッタと複数のAlワイヤW2を介して
接続され、他端に共通端子T3が付された銅板などからな
る端子板である。なお端子板P3におけるAlワイヤW2の接
続点のほぼ中央部に信号線共通端子T4へのリード線l3が
接続されている。端子板P3上には前述の端子部インダク
タンス5Tが形成されるが、この端子部P3の中間の突起部
P3aにダイオードチップ6cのアノードに付された銅板リ
ードl1が接続され、ダイオードチップ6cのカソードはAl
ワイヤW3を介して中継用端子板P2に接続されている。 第10図は第９図の別の実施例で、ダイオードチップ6c
の代りにモールドされて完成品の１個のダイオード６
（6a）を使用している。 次に第７図は共通端子T3のインダクタンス5Tが大きい
場合の実施例で、１個のダイオードの代わりに積層ダイ
オード６（6L）を用いて、その順電圧降下を大きくして
端子部インダクタンス5Tからの半導体ペレット2Pのゲー
トへの電圧帰還量を調整している。第８図は第７図の別
の実施例で、積層ダイオード6Lの順電圧降下でインダク
タンス5Tの電圧帰還量を調整しきれない時、１個のダイ
オードチップ6cにツエナダイオード６（6z）を直列に追
加し、このツエナダイオード6zのツエナ電圧で電圧帰還
量を調整するものである。
明する。第１図は本発明の一実施例としての構成を示す
回路図で第11図に対応するものである。第１図において
は第11図に対しリアクトル５が中間タップＭ付のリアク
トルとなり、この中間タップＭとベース駆動ユニット１
の端子とが接続されている。なお第１図ではスイッチ
ングトランジスタ２がIGBT2Aになっているが、これは本
質的な相違ではない。また11は主回路の誘導負荷、12は
その転流ダイオード、13は主回路の直流電源である。 次に第２図は本発明の第１図と異なる実施例としての
回路図で、同図においては第１図に対しスイッチングト
ランジスタ２がバイポーラトランジスタ2Bである点と、
ベース駆動ユニット１の端子がこのトランジスタ2Bの
エミッタに直接接続されている点とが異なる。 第１図および第２図のように構成することにより、ス
イッチングトランジスタ２のターンオン時には、第１図
においてはIGBT2Aの駆動信号の立上り速度を抑制するリ
アクトル５のインダクタンス分がリアクトル５のタップ
ＭからIGBT2Aのエミッタとの接続点まで含まれる値とな
って第11図の場合より小さくなり、IGBT2Aのターンオン
を第11図の場合より早めることができる。 さらに第２図においてはトランジスタ2Bのベース・エ
ミッタ駆動回路内にリアクトル５が介在しないので、ト
ランジスタ2Bのターンオン速度はリアクトル５の影響を
全く受けず、このターンオン速度を第１図の場合よりさ
らに高めることができる。 このようにしてリアクトル５上のタップＭの位置をト
ランジスタ２のエミッタに近づけたり遠ざけたりするこ
とにより、トランジスタ２のターンオンをそれぞれ早め
たり遅くしたりすることができる。 他方、スイッチングトランジスタ２のターンオフ時に
はリアクトル５の起電力ELがトランジスタ２のベース
（IGBTの場合はゲート）にダイオード６を介しトランジ
スタ２の通電を維持する方向に加るようにしているの
で、第11図で述べたと同様にターンオフ速度を緩和する
ことができ、かつこの速度はリアクトルＬの値またはダ
イオード６の直列個数によって可変することができる。 第５図は本発明に基づくスイッチングトランジスタ２
のターッオン，ターンオフ波形を従来の第11図の構成の
場合と比較した波形図で、ICはトランジスタ２のコレク
タ電流を、VCEは同じくコレクタ・エミッタ間電圧を示
す。ここで第５図（Ａ）は、スイッチングトランジスタ
２をパワーMOSFETとし、かつ第11図の回路構成とした時
でのターンオン，ターンオフ波形である。また第５図
（Ｂ）は第２図において同じくトランジスタ２をパワー
MOSFETとした場合のターンオン，ターンオフ波形であ
る。このように第５図（Ｂ）では同図（Ａ）に比し特に
ターンオン時間がほぼ半減している。 次に第３図，第４図はそれぞれ第１図，第２図の変形
実施例を示し、第３図では第１図のダイオード６に代わ
りコンデンサ９を用い、第４図では第２図のダイオード
６に直列にコンデンサ９を追加挿入したものである。こ
の第３図，第４図の回路によってもトランジスタ２のタ
ーンオフ時、リアクトル５の起電力ELをトランジスタ２
の通電を維持する極性に加える働きが得られることは変
わりがなく。特にトランジスタ２がIGBTのように電圧駆
動素子の場合、起電力ELがコンデンサ９とIGBT2のゲー
ト・エミッタ間の電極間容量とに分圧されて加わる形と
なるので、このコンデンサ９を用いる方法はIGBT2のタ
ーンオフ速度緩和の定量的な調整に有効である。 次に第６図ないし第10図は本発明の回路を半導体モジ
ュールとして実現する場合の実施例を示す。即ち第６図
は第２図に対応する半導体モジュール部の接続部、第９
図，第10図はこの半導体モジュールの内部接続部であ
る。第６図において10はこの半導体モジュールの容器し
ての外囲器、2Pはスイッチングトランジスタ２としての
半導体ペレット、T1はこの半導体ペレット2Pのコレクタ
に接続される主回路端子としての出力端子、T3は同じく
ペレット2Pのエミッタに接続される主回路端子としての
共通端子、T2はペレット2Pのゲート（バイポーラトラン
ジスタの場合はベース）に接続される駆動信号の入力端
子、T4はペレット2Pのエミッタ側に接続される駆動信号
線の共通端子である。また5Tは半導体ペレット2Pのエミ
ッタと共通端子T3との間に形成されたリアクトル５に相
当する端子部インダクタンス、6cはこの端子部インダク
タンス5Tの中間点と半導体ペレット2Pのゲートとの間に
設けられたダイオード６に相当する１個のダイオードチ
ップである。この例では半導体モジュールの構造を簡単
にするため、ダイオード６を１個とし、これに対する端
子部インダクタンス5Tの全体の値が結果として大きくな
っているので、インダクタンス5Tのエミッタ接続点から
中間点までの値をゲートへの起電力印加用に利用してい
る。また半導体ペレット2Pのターンオン速度を高めるた
め信号線共通端子T4への信号引出線は半導体ペレット2P
のエミッタから取出されている。 また第９図においてP1は半導体ペレット2Pのコレクタ
に一端が直接接続され、他端に出力端子T1が付された銅
板などからなる端子板、P2はペレット2PのゲートとAlワ
イヤW1を介して接続され、また入力端子T2へのリード線
l2が接続された銅板などからなる中継用端子板、P3は一
端がペレット2Pのエミッタと複数のAlワイヤW2を介して
接続され、他端に共通端子T3が付された銅板などからな
る端子板である。なお端子板P3におけるAlワイヤW2の接
続点のほぼ中央部に信号線共通端子T4へのリード線l3が
接続されている。端子板P3上には前述の端子部インダク
タンス5Tが形成されるが、この端子部P3の中間の突起部
P3aにダイオードチップ6cのアノードに付された銅板リ
ードl1が接続され、ダイオードチップ6cのカソードはAl
ワイヤW3を介して中継用端子板P2に接続されている。 第10図は第９図の別の実施例で、ダイオードチップ6c
の代りにモールドされて完成品の１個のダイオード６
（6a）を使用している。 次に第７図は共通端子T3のインダクタンス5Tが大きい
場合の実施例で、１個のダイオードの代わりに積層ダイ
オード６（6L）を用いて、その順電圧降下を大きくして
端子部インダクタンス5Tからの半導体ペレット2Pのゲー
トへの電圧帰還量を調整している。第８図は第７図の別
の実施例で、積層ダイオード6Lの順電圧降下でインダク
タンス5Tの電圧帰還量を調整しきれない時、１個のダイ
オードチップ6cにツエナダイオード６（6z）を直列に追
加し、このツエナダイオード6zのツエナ電圧で電圧帰還
量を調整するものである。
請求項１）によれば、スイッチング動作するトランジ
スタ２の２つの制御電極のうち主回路電極を兼ねる電極
としてのエミッタに直列に、このトランジスタ２の主回
路電流を通ずるリアクトル５の一端を接続し、 このリアクトル５の他端と、前記トランジスタのエミ
ッタと異なる制御電極としてのベースまたはゲート（以
下ベースという）との間に、前記トランジスタ２のター
ンオフ時、前記リアクトル５にその電流を維持する極性
に発生する起電力ELを前記ベースに供給する起電力供給
素子を接続し、 前記トランジスタ２のベースと、前記エミッタまたは
前記リアクトル５の中間タップＭとの間にベース駆動ユ
ニット１を介し前記トランジスタ２の開閉を制御する駆
動信号を加えるようにし、 また請求項２）によれば、請求項１）における、前記
起電力供給素子はコンデンサ９、もしくは前記起電力EL
に基づいて所定の電圧降下を生ずる１または複数の半導
体素子６、または該半導体素子６と前記コンデンサ９と
の直列回路からなるものであるようにし、 また請求項３）によれば請求項２）における、前記半
導体素子６は１個のダイオード6a,6cまたはツエナダイ
オード6zを含むものであるようにしたので、 スイッチングトランジスタ２のターンオフ時における
リアクトル５の起電力ELに基づくトランジスタ２の急峻
なターンオフ速度の緩和効果を維持（つまりサージ電圧
を低減）しながら、トランジスタ２のターンオン時にお
けるリアクトル５に基づく駆動信号の立上り抑制作用を
除くか、または減少させてトランジスタ２のターンオン
速度を早めトランジスタ２のターンオン損失を低減する
ことができる。 なおリアクトル５の値、起電力供給素子内の素子数や
その回路定数値、中間タップＭの位置等を可変すること
によって、前記のターンオン速度，ターンオフ速度をそ
れぞれ個別に可変調整することができる。
スタ２の２つの制御電極のうち主回路電極を兼ねる電極
としてのエミッタに直列に、このトランジスタ２の主回
路電流を通ずるリアクトル５の一端を接続し、 このリアクトル５の他端と、前記トランジスタのエミ
ッタと異なる制御電極としてのベースまたはゲート（以
下ベースという）との間に、前記トランジスタ２のター
ンオフ時、前記リアクトル５にその電流を維持する極性
に発生する起電力ELを前記ベースに供給する起電力供給
素子を接続し、 前記トランジスタ２のベースと、前記エミッタまたは
前記リアクトル５の中間タップＭとの間にベース駆動ユ
ニット１を介し前記トランジスタ２の開閉を制御する駆
動信号を加えるようにし、 また請求項２）によれば、請求項１）における、前記
起電力供給素子はコンデンサ９、もしくは前記起電力EL
に基づいて所定の電圧降下を生ずる１または複数の半導
体素子６、または該半導体素子６と前記コンデンサ９と
の直列回路からなるものであるようにし、 また請求項３）によれば請求項２）における、前記半
導体素子６は１個のダイオード6a,6cまたはツエナダイ
オード6zを含むものであるようにしたので、 スイッチングトランジスタ２のターンオフ時における
リアクトル５の起電力ELに基づくトランジスタ２の急峻
なターンオフ速度の緩和効果を維持（つまりサージ電圧
を低減）しながら、トランジスタ２のターンオン時にお
けるリアクトル５に基づく駆動信号の立上り抑制作用を
除くか、または減少させてトランジスタ２のターンオン
速度を早めトランジスタ２のターンオン損失を低減する
ことができる。 なおリアクトル５の値、起電力供給素子内の素子数や
その回路定数値、中間タップＭの位置等を可変すること
によって、前記のターンオン速度，ターンオフ速度をそ
れぞれ個別に可変調整することができる。
第１図ないし第４図はそれぞれ本発明の制御回路の異な
る実施例を示す図、 第５図は本発明に基づくスイッチングトランジスタのタ
ーンオン，ターンオフ特性を従来と比較した波形図、 第６図ないし第８図は本発明に基づく半導体モジュール
のそれぞれ異なる実施例を示す接続図、 第９図，第10図は第６図に対応する半導体モジュールの
内部接続のそれぞれ異なる実施例を示す図、 第11図は本発明に対応する従来の制御回路図、 第12図は第11図の動作説明用の波形図である。 1:ベース駆動ユニット、２（2A,2B,2P）：スイッチング
トランジスタ、（2A:IGBT、2B:バイポーラトランジス
タ、2P:半導体ペレット）、５（5T）：リアクトル、（5
T:端子部インダクタンス）、M:中間タップ、６（6a,6c,
6L,6z）：ダイオード、（6a:1個のモールドダイオー
ド、6c:ダイオードチップ、6L:積層ダイオード、6z:ツ
エナダイオード）、9:コンデンサ、10:外囲器、EL:起電
力、T1:出力端子、T2:入力端子、T3:共通端子、T4:信号
線共通端子。
る実施例を示す図、 第５図は本発明に基づくスイッチングトランジスタのタ
ーンオン，ターンオフ特性を従来と比較した波形図、 第６図ないし第８図は本発明に基づく半導体モジュール
のそれぞれ異なる実施例を示す接続図、 第９図，第10図は第６図に対応する半導体モジュールの
内部接続のそれぞれ異なる実施例を示す図、 第11図は本発明に対応する従来の制御回路図、 第12図は第11図の動作説明用の波形図である。 1:ベース駆動ユニット、２（2A,2B,2P）：スイッチング
トランジスタ、（2A:IGBT、2B:バイポーラトランジス
タ、2P:半導体ペレット）、５（5T）：リアクトル、（5
T:端子部インダクタンス）、M:中間タップ、６（6a,6c,
6L,6z）：ダイオード、（6a:1個のモールドダイオー
ド、6c:ダイオードチップ、6L:積層ダイオード、6z:ツ
エナダイオード）、9:コンデンサ、10:外囲器、EL:起電
力、T1:出力端子、T2:入力端子、T3:共通端子、T4:信号
線共通端子。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−21115（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−1263（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−139018（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03K 17/00
Claims (3)
- 【請求項１】スイッチング動作するトランジスタの２つ
の制御電極のうち主回路電極を兼ねる電極（以下エミッ
タという）に直列に、このトランジスタの主回路電流を
通ずるリアクトルの一端を接続し、 このリアクトルの他端と、前記トランジスタのエミッタ
と異なる制御電極（以下ベースという）との間に、前記
トランジスタのターンオフ時、前記リアクトルにその電
流を維持する極性に発生する起電力を前記ベースに供給
する起電力供給素子を接続し、 前記トランジスタのベースと、前記エミッタまたは前記
リアクトルの一端から他端に至る中間の点との間に前記
トランジスタの開閉を制御する駆動信号を加えるように
したことを特徴とするスイッチングトランジスタの制御
回路。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項に記載の制御回路に
おいて、前記起電力供給素子はコンデンサ、もしくは前
記起電力に基づいて所定の電圧降下を生ずる１または複
数の半導体素子、または該半導体素子と前記コンデンサ
との直列回路からなるものであることを特徴とするスイ
ッチングトランジスタの制御回路。 - 【請求項３】特許請求の範囲第２項に記載の制御回路に
おいて、前記半導体素子はダイオードまたはツエナダイ
オードを含むものであることを特徴とするスイッチング
トランジスタの制御回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2235119A JP2811941B2 (ja) | 1990-09-05 | 1990-09-05 | スイッチングトランジスタの制御回路 |
| US07/751,932 US5202619A (en) | 1990-09-05 | 1991-08-30 | Control circuit for a switching transistor |
| GB9118745A GB2250651B (en) | 1990-09-05 | 1991-09-02 | Transistor switching circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2235119A JP2811941B2 (ja) | 1990-09-05 | 1990-09-05 | スイッチングトランジスタの制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04115715A JPH04115715A (ja) | 1992-04-16 |
| JP2811941B2 true JP2811941B2 (ja) | 1998-10-15 |
Family
ID=16981338
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2235119A Expired - Fee Related JP2811941B2 (ja) | 1990-09-05 | 1990-09-05 | スイッチングトランジスタの制御回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP2811941B2 (ja) |
| GB (1) | GB2250651B (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| JP3444045B2 (ja) * | 1995-09-20 | 2003-09-08 | 株式会社日立製作所 | 半導体回路およびその駆動方法並びに半導体素子 |
| US6204717B1 (en) | 1995-05-22 | 2001-03-20 | Hitachi, Ltd. | Semiconductor circuit and semiconductor device for use in equipment such as a power converting apparatus |
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| DE102011076664A1 (de) * | 2011-05-30 | 2012-07-05 | Robert Bosch Gmbh | Gleichspannungswandler |
| WO2013005443A1 (ja) | 2011-07-07 | 2013-01-10 | 富士電機株式会社 | ゲート駆動装置 |
| CA2854544C (en) * | 2011-11-07 | 2019-12-31 | Siemens Aktiengesellschaft | Protective device for a voltage-controlled semiconductor switch |
| JP5796599B2 (ja) * | 2013-05-23 | 2015-10-21 | 株式会社デンソー | 半導体モジュールおよびスイッチング素子の駆動装置 |
| JP6066867B2 (ja) * | 2013-08-27 | 2017-01-25 | 三菱電機株式会社 | 駆動回路および半導体装置 |
| JP6725328B2 (ja) * | 2016-06-09 | 2020-07-15 | 株式会社東芝 | ゲート駆動回路 |
| JP6847641B2 (ja) * | 2016-11-28 | 2021-03-24 | 株式会社東芝 | ゲート駆動回路 |
| JP2018088772A (ja) * | 2016-11-29 | 2018-06-07 | トヨタ自動車株式会社 | スイッチングモジュール |
| JP7341885B2 (ja) * | 2019-12-27 | 2023-09-11 | 川崎重工業株式会社 | スイッチング回路 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL103758C (ja) * | 1958-10-03 | |||
| DE2555168C2 (de) * | 1975-12-08 | 1982-04-29 | Nixdorf Computer Ag, 4790 Paderborn | Schaltungsanordnung für einen Schalttransistor |
| US4093877A (en) * | 1976-12-30 | 1978-06-06 | Nixdorf Computer Ag | Semi-conductor switching circuit with transistor switching power loss reduction means |
| JPS5855582B2 (ja) * | 1981-11-13 | 1983-12-10 | 株式会社東芝 | 透視性テ−プカセツト |
| JPS60139018A (ja) * | 1983-12-27 | 1985-07-23 | Fuji Electric Co Ltd | スイッチングトランジスタの制御回路 |
| US4639823A (en) * | 1983-12-27 | 1987-01-27 | Fuji Electric Co., Ltd. | Control circuit for switching transistors |
| KR880013321A (ko) * | 1987-04-07 | 1988-11-30 | 언윈 엘. 콰텍 | 집적회로에서의 과도적잡음을 줄이기 위한 방법 및 그 장치 |
| JPH0321115A (ja) * | 1989-04-06 | 1991-01-29 | Nec Corp | トランジスタスイッチング回路 |
-
1990
- 1990-09-05 JP JP2235119A patent/JP2811941B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-08-30 US US07/751,932 patent/US5202619A/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-09-02 GB GB9118745A patent/GB2250651B/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5202619A (en) | 1993-04-13 |
| GB2250651A (en) | 1992-06-10 |
| GB9118745D0 (en) | 1991-10-16 |
| JPH04115715A (ja) | 1992-04-16 |
| GB2250651B (en) | 1994-10-12 |
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