JP2019219379A - 電子装置、そのような電子装置を備えた光ガスセンサー及びそのような電子装置を用いて放射線源の電力を制御する方法 - Google Patents

Abstract

【課題】回路技術的低負担な光線源と電子装置を提供する。【解決手段】電子装置１は、放射線源６２と放射線源のためのランプ電圧を提供し、パルス継続時間の間スイッチオン状態で放射線源を動作させる制御式バックコンバータ３とを備え、ランプ電圧を制御して、バックコンバータのフィードバック端子ＦＢにおける基準電圧をほぼ一定に維持する。電子装置は、フィードバック端子と接続された電圧源ＤＡＣを有し、この電圧源ＤＡＣが、予め定義された時間推移を有する時間に依存する制御電圧を提供し、それによりフィードバック端子ＦＢを介して、このバックコンバータの制御に作用するように構成されて、放射線源の電力がパルス継続時間の少なくとも９０％の間高々２５％だけ一定の電力値と異なるように、この制御電圧の予め定義された時間推移に応じ、ランプ電圧の時間推移を与える。【選択図】図３

Description

本発明は、電子装置及びそのような電子装置を備えた光ガスセンサーに関する。更に、本発明は、そのような電子装置を用いて放射線源の電力を制御する方法に関する。この場合、本発明による装置及び本発明による方法は、特に、光ガスセンサーにおける赤外線放射線源と関連して使用することができる。

光ガスセンサーは、多くの場合、例えば、白熱電球の形の赤外線放射線源を有し、その熱放射線は、測定室内に収容されたガスに照射される。このガスは、所定の波長における熱放射線の一部を吸収する。そして、検出器、例えば、フォトダイオードは、少なくとも測定室を通過した熱放射線の部分を検出して、それに応じた信号（例えば、フォトダイオードの場合、光電流）を供給し、その信号から、測定室内のガス濃度を決定することができる。

そのような測定のために、放射線源は、通常、例えば、１００ｍｓであるとすることができる所定のパルス継続時間の間スイッチオンされて、光線パルスを発生させる。その場合、パルス継続時間のスタート時に比較的大きなスイッチオンサージ電流が発生する可能性が有る。それは、特に、ＰＴＣ挙動を有する放射線源で、即ち、正の温度係数（ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ）を有する放射線源で起こる。それは、低い温度（例えば、スイッチオン時点での室温）の時の放射線源の電気抵抗が、より高い温度の時（例えば、スイッチオンから暫く経過した後）よりも低いことを意味する。光ガスセンサーで使用される放射線源は、通常そのようなＰＴＣ挙動を有する。

白熱電球では、このＰＴＣ挙動のために、本来の動作電流を、例えば、８〜１０倍上回るような望ましくないスイッチオンサージ電流が発生する可能性が有る。それらのスイッチオンサージ電流は、ガスセンサーの電源から供給しなければならず、従って、システムの設計時に考慮しなければならない。例えば、バス動作式システムの場合、それによって、比較的大きな（そして、高価な）エネルギーバッファを必要とする可能性が有る。バッテリー動作式システムでは、大きなスイッチオンサージ電流によって、バッテリーの寿命が低下する可能性が有る。従って、スイッチオンサージ電流を出来る限り小さくすることが、光ガスセンサーの使用者にとっての選択基準であるとともに、それに対応して製造業者にとっての重要な設計目標である。考えられる理想的な場合には、例えば、スイッチオンサージ電流が殆ど検知されないこと、即ち、電流の推移が四角形であり、パルス継続時間の間の電流消費がほぼ一定であることが望ましい。

幾つかの商業的に入手可能な二酸化炭素センサーでは、スイッチオンサージ電流を低減するために、直列抵抗が使用されている。しかし、その比較的安価な解決策の欠点は、直列抵抗がパルス継続時間全体の間放射線源に対して直列に接続され、そのため、持続的にエネルギーが消費されることである。確かに、この直列抵抗を大きく選定する程、スイッチオンサージ電流が小さくなるが、放射線源が放射のために有効に提供するエネルギーも少なくなる。

市場で入手できる別の二酸化炭素センサーは、電流が一定である放射線源の動作を実現し、それによって、原理的にサージ電流を発生させない。その解決策の欠点は、放射線源に対する電圧が当初は比較的低いが、時間と共に高い割合で上昇することである。それによって、選択可能な最大電流又はパルス継続時間が制限され、その理由は、さもなければ放射線源に対する電圧が電源を飽和させてしまうからである。更に、電流が一定である動作の場合、放射線源の電圧が、そのため電力が顕著な温度依存性を有する。更に、電圧が一定である動作と異なり、高い低温度抵抗が電流を低下させ、そのため、回路が自己制御性を示さなくなるので、電流が一定である動作によって、放射線源の劣化効果、即ち、放射線源の寿命の間における低温度抵抗の上昇が増幅される。

特許文献１には、例えば、ＦＴＩＲ分光計（フーリエ変換赤外線分光計）のＩＲ放射器
などの抵抗性負荷に一定の電力を印加することが提案されている。特許文献２にも、ガスセンサーのＩＲ光源に一定の電力を供給することが規定されている。両方の場合に、電力を制御するために、電流センサーと（アナログ）マルチプレクサが必要である。

特許文献３には、寿命の間に電力がほぼ一定である放射線源の動作が提案されており、そのために、電圧源と放射線源の間に相応の抵抗を接続している。しかし、その場合に、放射線源の動的な挙動が考慮されていない。

前記の従来技術で周知の解決策は、放射線源のＰＴＣ挙動のために、依然としてスイッチオン時にサージ電流が発生する可能性が有る。

米国特許公開第２０１６／０１７２８５５号明細書 米国特許第５，０９５，２７０号明細書 米国特許第６，０２３，０６９号明細書

上記に鑑みて、本発明の課題は、例えば、光ガスセンサーにおいて、回路技術的に比較的小さい負担で放射線源のスイッチオンサージ電流を防止又は低減できる電子装置及び方法を提供することである。更に、そのような特性を有する光ガスセンサーを提供することである。

本課題を解決するために、独立請求項に基づく放射線源の電力を制御する電子装置、光ガスセンサー及び方法を提案する。幾つかの実施例の特徴は、従属請求項に記載されている。従属請求項の特徴は、明示的に何らかの異なる特徴が記載されていない限り、更に別の実施構成を実現するために、互いに組み合わせることができる。この場合、以下において述べる電子装置の特徴は、光ガスセンサーでも相応に実現することができ、その逆も可能である。同様に、本方法の特徴は、電子装置及び／又は光ガスセンサーの特徴に反映させることができ、その逆も可能である。

第一の観点では、電子装置は、放射線源と制御式電圧変換器を備える。この放射線源は、特に、赤外線放射線源であるとすることができる。例えば、放射線源は、白熱電球又は薄膜放射器である。この電圧変換器は、放射線源のためのランプ電圧を提供して、パルス継続時間の間スイッチオン状態で放射線源を動作させるように構成される。この電圧変換器は、ランプ電圧を制御して、この電圧変換器のフィードバック端子における基準電圧がほぼ一定に維持されるように構成される。この電子装置は、更に、フィードバック端子と接続された電圧源を備え、この電圧源は、予め定義された時間推移を有する時間に依存する制御電圧を提供し、それによって、フィードバック端子を介して電圧変換器の制御に作用するように構成されて、この電圧変換器は、放射線源の電力がパルス継続時間の少なくとも９０％（例えば、少なくとも９５％、それどころか少なくとも９９％など）の間高々２５％（例えば、高々２０％、高々１０％又は高々５％など）だけ一定の電力値と異なるように、制御電圧の予め定義された時間推移に応じてランプ電圧の時間推移を与える。有利な実施構成では、放射線源の電力がパルス継続時間全体の間高々２５％（例えば、高々２０％、高々１０％又は高々５％など）だけ一定の電力値と異なると規定することができる。

本出願の範囲内では、一つの電子部品が別の電子部品と「接続」されるとの記載は、それら二つの電子部品の間に低インピーダンスの電子接続部が存在することを意味する。

更に、以下において、「地気（アース）」とは、基準電位を提供する構造部であると理解する。しかし、その電位は、必ずしも地電位である必要はない。

以下において、「ランプ」、「ランプ電流」、「ランプ電力」、「ランプ抵抗」等に関して述べる場合、それらは、それぞれ放射線源の、或いは放射線源における放射線源の種類に依存しない電気的な変数であると理解する。

放射線源は、例えば、赤外線放射線源であるとすることができる。特に、放射線源は、ＰＴＣ挙動を有することができる、即ち、放射線源の電気抵抗が正の温度係数を有するとすることができる。そのような放射線源の例は、白熱電球又は薄膜放射器である。

本発明の第二の観点は、本発明の第一の観点に基づく電子装置を備えた光ガスセンサーに関する。

第三の観点は、本発明の第一の観点に基づく電子装置を準備する工程と、パルス継続時間の間スイッチオン状態で放射線源を動作させる工程と、放射線源の電力が、パルス継続時間の少なくとも９０％（例えば、少なくとも９５％、それどころか少なくとも９９％など）の間高々２５％（例えば、高々２０％、高々１０％又は高々５％など）だけ一定の電力値と異なるように、時間に依存する制御電圧を提供する工程とを有する、放射線源の電力を制御する方法を規定する。それどころか、有利な実施構成では、放射線源の電力がパルス継続時間全体の間高々２５％（例えば、高々２０％、高々１０％又は高々５％など）だけ一定の電力値と異なると規定することができる。

以下において、前記の三つの観点の全てに関連して述べる。

本発明は、放射線源の動的な挙動を知り、それを考慮して、パルス継続時間の間ほぼ一定の電力で放射線源を動作させることによって、放射線源においてスイッチオンサージ電流を低減できる、それどころか完全に防止できるとの考えを出発点とする。この場合、電力は、調整されるのではなく、時間に依存する好適な制御電圧によって制御される。

この場合、制御電圧の時間推移は、例えば、放射線源の電気特性及び／又は温度特性を考慮して、事前に、即ち、予め定義される。言い換えると、制御電圧の時間推移は、例えば、放射線源における実際の（測定された）電気変数、例えば、ランプ電流、ランプ電圧又はランプ電力などに依存しない。その点に限って、ランプ電力の調整は行なわれず、そのため、この放射線源の電力を制御する方法は、ランプ電流又はランプ電圧を測定すること無く実施することができる。それに対応して、この電子装置は、放射線源における電流センサー又は電圧センサーを無くすことができる。しかし、制御電圧の時間推移は、例えば、（放射線源を含む）電子装置の電気特性値及び／又は温度特性値及び／又は周囲温度などの事前に（パルス継続時間のスタート前に）既知であるパラメータに依存して決定することができる。例えば、制御電圧の時間推移は、放射線源の熱抵抗及び／又は熱容量に依存して決定することができる。

一つの実施構成では、制御電圧の時間推移は、パルス継続時間のスタート時に発生する可能性の有る、電圧変換器の入力電流のスイッチオンサージ電流の値がパルス継続時間の間におけるこの入力電流の平均値の１．２５倍以下であるように選定される。

有利には、スイッチオンサージ電流の値が、値的に入力電流のパルス継続時間の間の平均値の１．２倍以下、１．１倍以下、それどころか１．０５倍以下であるとすることができる。

一つの変化形態では、この電子装置は、第一の抵抗と第二の抵抗から成る直列回路を有する分圧器を備える。この場合、分圧器は、第一の抵抗の側で放射線源と接続される。例えば、この分圧器は、そのようにして、第一の抵抗の側でランプ電圧を取り出すことができる。それと同時に、この分圧器は、更に、第一の抵抗の側で電圧変換器の出力端子と接続することができる。この分圧器は、第二の抵抗の側で電子装置のアース端子と接続される。言い換えると、この分圧器は、電子装置の所定の動作時に、第二の抵抗の側でアース電位と繋ぐことができる。フィードバック端子は、この分圧器の第一の抵抗と第二の抵抗の間の領域において、この分圧器と接続される。即ち、フィードバック端子は、第一と第二の抵抗の間の電位を取り出す。

更に、一つの実施構成では、電圧源は、例えば、第三の抵抗を介して、電圧変換器のフィードバック端子と接続することができる。更に、この電圧源は、例えば、第三の抵抗を介して、第一の抵抗と第二の抵抗の間の領域において、分圧器と接続することができる。

この電圧源がデジタル・アナログ変換器、特に、バッファ付デジタル・アナログ変換器であるか、或いはそのような変換器を備えることができ、時間に依存する制御電圧が、デジタル・アナログ変換器の出力電圧として提供されることは、本発明の範囲内にある。

一つの実施構成では、時間に依存する制御電圧は、パルス継続時間の間高々２０％だけ（例えば、高々１０％だけ又は高々５％だけなど）次の式により決定される時間推移と異なるように提供される。

ここで、
Ｐ_ＬＰ：所与の一定の電力値
Ｒ_{ＬＰ，２５℃}：２５°における放射線源の電気抵抗
α：放射線源の温度係数
Ｒ_ｔｈ：放射線源の熱抵抗
Ｃ_ｔｈ：放射線源の熱容量
Ｔ_ａｍｂ：周囲温度

以下における図面に基づく幾つかの実施例の記述において、本発明の更なる詳細及び利点が明らかになる。

光ガスセンサーの実施例の模式図 放射線源の簡単な電気モデルの実施例の模式図 図２Ａの放射線源の簡単な熱モデルの実施例の模式図 一つ又は複数の実施構成による電子装置の実施例の模式図 異なる温度においてシミュレーションしたパルス継続時間の間のランプ電圧及びランプ電流の時間推移の実施例の模式的なグラフ図 異なる温度においてシミュレーションしたパルス継続時間の間のランプ電力の時間推移の実施例の模式的なグラフ図 パルス継続時間の間のランプ電流のシミュレーションした時間推移と測定した時間推移を比較した実施例の模式的なグラフ図 パルス継続時間の間のランプ電力のシミュレーションした時間推移と測定した時間推移を比較した実施例の模式的なグラフ図

図１は、従来技術で周知の光ガスセンサー６の基本構成の実施例を模式的に図解している。この場合、赤外線放射線源６２、例えば、白熱電球又は薄膜放射器から、熱放射線ＭＩＲが照射される。（ここでは、例えば、フォトダイオード２として図示された）検出器と放射線源６２の間には、測定すべきガスＧ、例えば、二酸化炭素を有する測定室６１が有る。このガスＧは、所定の波長における熱放射線ＭＩＲの部分を吸収する。ガスの濃度に応じて、フォトダイオード２は、より大きい、或いはより小さい光電流を提供する。そのため、フォトダイオード２の信号は、ガスの濃度を計測するために用いることができる。

図２Ａ及び２Ｂは、例えば、前述した光ガスセンサー６で使用できるような、放射線源６２の簡単な電気モデル又は熱モデルの実施例を模式的に図示している。この場合、ここでは、白熱電球などの放射線源６２が、第一の近似で、熱容量Ｃ_ｔｈと熱抵抗Ｒ_ｔｈを有する温度に依存する電気抵抗Ｒ_ＬＰ（図２Ａを参照）としてモデル化されている。この電気抵抗Ｒ_ＬＰを介して、ランプ電圧ｖ_ＬＰが低下する。それに対応するランプ電流は、ｉ_ＬＰ＝ｖ_ＬＰ／Ｒ_ＬＰである。この温度に依存するランプ抵抗Ｒ_ＬＰは、２５℃におけるランプ抵抗Ｒ_{ＬＰ，２５℃}、ランプ渦巻き線の温度Ｔ_ＬＰ及びこの渦巻き線の温度係数αから、次の式の通り得られる。

このランプ渦巻き線の温度Ｔ_ＬＰは、又もや周囲温度Ｔ_ａｍｂとエネルギー導入による追加加熱量に依存する。図２Ｂの熱に関する等価回路構成では、熱源６２１が、渦巻き線で変換されるジュール熱出力Ｐ_ＬＰ＝ｖ_ＬＰ・ｉ_ＬＰを示し、シンボルによる「電圧源」は、スイッチオフ状態でのランプ渦巻き線の温度Ｔ_ＬＰに等しい周囲温度Ｔ_ａｍｂを表す。図２Ｂの熱に関する等価回路構成によると、渦巻き線の熱容量Ｃ_ｔｈは、次の式の通り熱的な挙動を引き起こす。

この動特性は、以下において、制御電圧ｖ_ＤＡＣの実現可能な時間推移を計算するために使用される。

図３は、一つ又は複数の実施構成による電子装置１の実施例を模式的に図示している。図示された実施例では、スイッチオンサージ電流の問題が、ＤＣ／ＤＣバックコンバータ（ドイツ語で「Ａｂｗａｅｒｔｓｗａｎｄｌｅｒ」又は「Ａｂｗａｅｒｔｓ−Ｓｃｈａｌｔｒｅｇｌｅｒ」）の形の電圧変換器３を用いて解決されている。バックコンバータでは、出力電圧が常に入力電圧よりも低くなければならない。しかし、それに代わって、本発明による電子装置は、例えば、出力電圧を入力電圧よりも低く、或いは高くすることができるバック・ブーストコンバータを用いて実現することもできる。

図示されたバックコンバータ３は、入力端子ＶＩＮ、出力端子ＳＷ（「スイッチノード」に関する通常の符号）、制御入力ＥＮ及びフィードバック端子ＦＢを有する。この入力端子ＶＩＮには、電源電圧Ｖ_ｃｃが加わる。この出力端子ＳＷは、放射線源６２と接続されている。図３に図示されたインダクタンスＬ及びキャパシタンスＣは、機能的に電圧変換器３に属する。図３で符号３を付与された部品は、厳密に言うと、バックコンバータに関する駆動モジュールを表すだけである。そのような駆動モジュールは、多くの場合商業的に「バックコンバータ」との名称で提供され、例えば、相応のインダクタンスＬ又は相応のキャパシタンスＣを提供するコイルやコンデンサなどの機能的に電圧変換器３に属する構成部品は、必要に応じて、使用者によって、例えば、回路基板上に更に設置される。

図示された実施例では、この電子装置１は、更に、制御入力ＥＮに繋がれたマイクロコントローラμＣを有する。このマイクロコントローラμＣは、相応の制御信号を提供することによって、バックコンバータ３の（図示されていない）スイッチ素子をスイッチオン又はスイッチオフする（ＥＮ＝「高」又は「低」）ように構成される。バックコンバータ３がスイッチオフされた状態（連続してＥＮ＝「低」）では、この回路は、殆ど電流を必要としない（〜μＡ）。ランプパルスにおいて（即ち、例えば、５０ｍｓ〜５００ｍｓの範囲内とすることができるパルス継続時間ｔ_ｐの間に）、バックコンバータ３は、コイルＬが（例えば、１００ｋＨｚ〜１ＭＨｚの範囲内の周波数で）絶えずスイッチオン及びスイッチオフされるように、マイクロコントローラμＣを用いて、制御入力ＥＮを介して駆動される。このバックコンバータ３の内部制御回路は、スイッチ素子、インダクタンスＬ及びキャパシタンスＣの協働作用により、回路の出力に、即ち、放射線源６２に対して平均的なランプ電圧ｖ_ＬＰを設定する役割を果たす。当業者には、バックコンバータ３及びそれ以外の種類の制御式電圧変換器３の基本的な機能形態は既知である。

既に図２Ａと関連して説明した通り、与えられたランプ電圧ｖ_ＬＰから、ランプ抵抗Ｒ_ＬＰより、ランプ電流ｉ_ＬＰ＝ｖ_ＬＰ／Ｒ_ＬＰが得られる。この電子装置１は、第一の近似において、例えば、η＝９０％のオーダーの一定の効率ηを有する。それによると、入力電力対出力電力の関係は、次の式により与えられる。
Ｐ_ｏｕｔ＝Ｐ_ＬＰ＝Ｐ_ｉｎ・η＝Ｖ_ｃｃ・ｉ_ｉｎ・η

この式から、入力電流ｉ_ｉｎが次の通り得られる。

この入力電流ｉ_ｉｎは、使用者によって「与えられ」（即ち、外部から提供されなければならず）、従って、サージ、特に、スイッチオンサージに関して出来る限り独立している。本発明では、これは、ランプパルスのパルス継続時間ｔ_Ｐの間に渡って積ｖ_ＬＰ・ｉ_ＬＰを少なくともほぼ一定に維持することによって実現される。そして、特に、電源電圧Ｖ_ｃｃが一定であると仮定して、前記の式により、入力電流ｉ_ｉｎもサージに関して独立している。

以下において、図３に図示された形式の電子装置１を用いて、如何にしてパルス継続時間ｔ_Ｐの間ランプ電力Ｐ_ＬＰをほぼ一定に維持できるのかを説明する。

通常、直流電圧変換器は、出力電圧が一定になるように設計されている。例えば、図３のバックコンバータ３では、図示されている通り、第一の抵抗Ｒ_１と第二の抵抗Ｒ_２から成る直列回路を有する分圧器を用いて、一定のランプ電圧ｖ_ＬＰを設定することができる。この場合、分圧器は、第一の抵抗Ｒ_１の側で放射線源６２と接続され、第二の抵抗Ｒ_２の側で電子装置１のアース端子１５と接続されている。このアース端子１５は、ジャック及びそれと同等の物との意味において専用の端子である必要はなく、例えば、簡単に（例えば、光ガスセンサー６の）筐体又は所定の動作時に電子装置１のアースと接続される何らかの素子における端子として構成することもできる。

バックコンバータ３のフィードバック端子ＦＢは、第一の抵抗Ｒ_１と第二の抵抗Ｒ_２の間の領域において分圧器と接続されている。この場合、バックコンバータ３は、その内部制御回路によって、ランプ電圧ｖ_ＬＰを制御して、フィードバック端子ＦＢにおける基準電圧ｖ_ＦＢをほぼ一定に（即ち、ほぼ所与の基準値に）維持するように構成されている。

図示された実施例では、ここで、例えば、バッファ付デジタル・アナログ変換器ＤＡＣの形の時間に依存する電源ＤＡＣの出力が、第三の抵抗Ｒ_３を介して、第一の抵抗Ｒ_１と第二の抵抗Ｒ_２の間の領域において分圧器と接続されている。それと同時に、このデジタル・アナログ変換器ＤＡＣの出力は、フィードバック端子ＦＢと接続されている。このデジタル・アナログ変換器ＤＡＣの出力には、所定の時間推移を有する時間に依存する制御電圧ｖ_ＤＡＣを与えることができる。例えば、このデジタル・アナログ変換器ＤＡＣの出力における制御電圧ｖ_ＤＡＣの時間推移は、マイクロコントローラμＣによって、少しずつ与えることができる。

この制御電圧ｖ_ＤＡＣの時間推移を目的通り付与することによって、ランプ電圧ｖ_ＬＰの所望の時間推移を設定することができる。この実施例では、分圧器と基準電圧ｖ_ＦＢのフィードバック制御に基づく制御電圧ｖ_ＤＡＣとランプ電圧ｖ_ＬＰの間の関係は、次の式により与えられる。

フィードバック出力ＦＢにおける基準電圧ｖ_ＦＢは、バックコンバータ３により与えられ、例えば、０．６Ｖ〜０．９Ｖの範囲内であるとすることができる。これらの抵抗Ｒ_１，Ｒ_２及びＲ_３は、有利には、バッファを含むデジタル・アナログ変換器ＤＡＣの制御範囲が（例えば、０．６Ｖ〜２．４Ｖの範囲内の）所望のランプ電圧ｖ_ＬＰをカバーできるように選定される。

ここで、図２Ａ，２Ｂと関連して上述した放射線源６２の電気モデル及び熱モデルを考慮して、パルス継続時間ｔ_Ｐの間におけるランプ電力Ｐ_ＬＰの出来る限り一定の推移を実現する制御電圧の時間推移ｖ_ＬＰ（ｔ）が決定される。所望の一定のランプ電力Ｐ_ＬＰを導き出すことを目的として出発すると、上記の式（２）から、以下のアプローチにより解くことができる差分方程式が得られる。

この場合、パラメータｔは時間である。式（４）から得られるランプ温度Ｔ_ＬＰを式（１）に代入すると、次の式を用いて、

次の通り、ランプ電圧ｖ_ＬＰの時間推移を計算することができる。

そのため、この簡単なランプモデルでは、ランプ電圧の推移ｖ_ＬＰ（ｔ）を解析計算することができる。式（５）を式（３）に代入して、制御電圧ｖ_ＤＡＣに関して解くと、次の通り、ＤＡＣ出力電圧ｖ_ＤＡＣ（即ち、制御電圧）の好適な時間推移が得られる。

ここで、パラメータは次の通りである。
Ｐ_ＬＰ：所与の（望ましい）一定の電力値
Ｒ_{ＬＰ，２５℃}：２５℃における放射線源６２の電気抵抗
α：放射線源６２（例えば、白熱電球の渦巻き線）の温度係数
Ｒ_ｔｈ：放射線源６２の熱抵抗
Ｃ_ｔｈ：放射線源６２の熱容量
Ｔ_ａｍｂ：放射線源６２の周囲温度

図４Ａは、三つの異なる温度、即ち、２５℃、８５℃及び−４０℃におけるパルス継続時間ｔ_Ｐ＝３００ｍｓの間のランプ電圧ｖ_ＬＰ又はランプ電流ｉ_ＬＰの時間推移をシミュレーションした例を模式的に図示している。この場合、制御電圧ｖ_ＤＡＣの時間推移は、それぞれ上記の式（６）に基づき、周囲温度の固定値Ｔ_ａｍｂ＝２５℃とＰ_ＬＰ＝２００ｍＷの大きさの所望の（ほぼ）一定の電力値に関して計算されている。

ランプ電圧ｖ_ＬＰ（一点鎖線で表示された曲線ＶＬＰ）は、ランプ電流ｉ_ＬＰと異なり温度依存性を持たない。実線の曲線ｉ＋２５は、２５℃におけるランプ電流ｉ_ＬＰを表し、点線の曲線ｉ＋８５は、温度８５℃におけるランプ電流ｉ_ＬＰを表し、破線の曲線ｉ−４０は、温度−４５℃におけるランプ電流ｉ_ＬＰを表す。ここでも、曲線ｉ＋２５は、パルスのスタート時のランプサージ電流を表すが、バックコンバータの制御挙動により、一定の入力電流ｉ_ｉｎが得られている。

図４Ａでは、温度が低い場合、スイッチオンサージ電流の上昇が顕著になる（曲線ｉ−４０を参照）ことが分かる。本発明による方法の範囲内では、先ずは周囲温度Ｔ_ａｍｂを測定することによって、それを相殺することができる。そのような周囲温度Ｔ_ａｍｂの測定は、何れにせよ二酸化炭素センサー６の動作時に通常行なわれている。次に、測定した周囲温度Ｔ_ａｍｂを考慮して、式（６）により好適な制御電圧の推移ｖ_ＤＡＣ（ｔ）が決定されて、ＤＡＣ出力に出力される。この制御電圧の推移ｖ_ＤＡＣ（ｔ）を決定するために、例えば、この電子装置１の一部としての（マイクロ）プロセッサなどの一つ又は複数の好適なデータ処理機器を配備することができる。

図４Ｂは、異なる温度（２５℃，８５℃，−４０℃）におけるパルス継続時間ｔ_Ｐの間のランプ電力の時間推移をシミュレーションしたものを図示しており、このランプ電力は、それぞれ対応する温度における図４Ａの曲線と同じシミュレーションから得られている。実線の曲線Ｐｇｅｓ＋２５は、２５℃における電子装置１の全電力である。この実線の曲線ＰＬＰ＋２５は、２５℃におけるランプ電力を表し、所与の一定の電力値Ｐ_ＬＰ＝２００ｍＷに相当する。実線の曲線Ｐｄｃｄｃ＋２５は、２５℃における電圧変換器３内で失われる電力を表す。破線の曲線Ｐｇｅｓ−４０、ＰＬＰ−４０及びＰｄｃｄｃ−４０は、それぞれ−４０℃における全電力、ランプ電力及び電圧変換器３内で失われる電力を表す。点線の曲線Ｐｇｅｓ＋８５、ＰＬＰ＋８５及びＰｄｃｄｃ＋８０は、それぞれ＋８５℃における全電力、ランプ電力及び電圧変換器３内で失われる電力を表す。各全電力とのランプ電力の比較から、電子装置１の効率が比較的大きい（η＝９０％の範囲である）ことが明らかである。それによって、自己加熱が小さい効率的なガスセンサー６を構築することができる。

図５Ａは、ランプ電流ｉ_ＬＰの測定した時間推移と上記のミュレーションした時間推移の比較例を模式的に図示している。ランプ電圧曲線ＶＬＰ及び（図４Ａの曲線ｉ＋２５に対応する）２５℃におけるランプ電流曲線ｉ＋２５に加えて、２５℃におけるランプ電流の測定曲線ｉＭが表示されている。

図５Ｂは、ランプ電力の時間推移に関して相応に比較したグラフを図示している。（図４Ｂの曲線ＰＬＰ＋２５に対応する）曲線ＰＬＰ＋２５に加えて、付属の測定曲線ＰＭが表示されている。この測定曲線ＰＭは、ほぼ一定に推移して、パルス継続時間ｔ_Ｐのほぼ全体の間に所望の一定の電力値Ｐ_ＬＰ＝２００ｍＷとの違いが（測定アーチファクト又は雑音を除いて）２０％以内である。この測定曲線ＰＭは、一つの単なる測定例である。本発明による装置及び本発明による方法によって、この用途では、パルス継続時間ｔ_Ｐの間に、所望の一定の電力値Ｐ_ＬＰとの明らかにより小さい違い、例えば、１５％、１０％、５％以内や、それどころか２％以内などを達成することもできる。

ここで例として使用した簡単なランプモデルが第一の近似だけを表すことに留意されたい。ここでは、例えば、タングステンの一定でない温度係数、リード抵抗、放射率の温度依存性などの追加の効果は考慮されていない。従って、式（６）を追加のパラメータだけ拡張することは本発明の目的に適うことであるとすることができる。それに代わって、多項式又はそれ以外の近似手法によって、制御電圧の理想的な推移ｖ_ＤＡＣ（ｔ）に適合させることもできる。

ランプ電圧の推移ｖ_ＬＰ（ｔ）を各周囲温度Ｔ_ａｍｂに適合させることによって、電子装置１の動作温度範囲全体に渡ってほぼ一定の電力による放射線源６２の動作を実現することもできる。

本発明によって、定電圧動作の利点を定電流動作の利点と組み合わせた形態により、例えば、赤外線熱放射器などの放射線源６２を動作させることができる。そのために、ランプサージ電流を防止するか、或いは大きく低減すること以外に、温度に対する変動を小さくすることとランプ寿命の間の変動を小さくすることとが挙げられる。別の利点は、ここで提案した電子装置１の回路負担が比較的小さいことである。多くの商用マイクロコントローラは、何れにせよバッファ付ＤＡＣを組み込んでおり、その結果、ランプ駆動部に関する僅かな追加面積分しか生じない。更に、（９０％の範囲の）達成可能な高い効率によって、自己加熱が小さい効率的な光ガスセンサーを構築することができる。

１ 電子装置
２ フォトダイオード
３ バックコンバータ（の駆動モジュール）
６ 光ガスセンサー
６１ 測定室
６２ 放射線源
６２１ 熱源
６２２ 周囲温度
１０ マイクロコントローラ
１５ アース端子
Ｃ キャパシタンス
Ｃ_ｔｈ 熱容量
ＤＡＣ デジタル・アナログ変換器
ＥＮ 制御入力
ＦＢ フィードバック端子
ｉ_ｉｎ 電圧変換器の入力電流
ｉ_ＬＰ ランプ電流
ｉＭ ２５℃におけるランプ電流の測定曲線
ｉ−４０ −４５℃におけるランプ電流
ｉ＋２５ ２５℃におけるランプ電流
ｉ＋８５ ８５℃におけるランプ電流
Ｇ ガス
Ｌ インダクタンス
ＭＩＲ 熱放射線
Ｐ 電力
Ｐｄｃｄｃ−４０ −４０℃における電圧変換器内で失われる電力
Ｐｄｃｄｃ＋２５ ２５℃における電圧変換器内で失われる電力
Ｐｄｃｄｃ＋８５ ８５℃における電圧変換器内で失われる電力
Ｐｇｅｓ−４０ −４０℃における全電力
Ｐｇｅｓ＋２５ ２５℃における全電力
Ｐｇｅｓ＋８５ ８５℃における全電力
ＰＬＰ−４０ −４０℃におけるランプ電力
ＰＬＰ＋２５ ２５℃におけるランプ電力
ＰＬＰ＋８５ ８５℃におけるランプ電力
ＰＭ ランプ電力測定曲線
Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３ 抵抗
Ｒ_ＬＰ 放射線源の電気抵抗
Ｒ_{ＬＰ，２５} ２５℃における放射線源の電気抵抗
Ｒ_ｔｈ 熱抵抗
ＳＷ 出力端子
ｔ 時間
Ｔ_ａｍｂ 周囲温度
Ｔ_ＬＰ ランプ渦巻き線の温度
ｔ_ｐ パルス継続時間
Ｖ_ｃｃ 電源電圧
Ｖ_ＤＡＣ 制御電圧
ＶＩＮ 入力端子
ＶＬＰ ランプ電圧曲線
ｖ_ＬＰ ランプ電圧
α 放射線源の温度係数

Claims (15)

1. 放射線源（６２）と、パルス継続時間（ｔ_Ｐ）の間スイッチオン状態で放射線源（６２）を動作させるために放射線源（６２）のためのランプ電圧（ｖ_ＬＰ）を提供するように構成されている制御式電圧変換器（３）とを備え、この電圧変換器（３）が、ランプ電圧（ｖ_ＬＰ）を制御して、この電圧変換器（３）のフィードバック端子（ＦＢ）における基準電圧（ｖ_ＦＢ）をほぼ一定に維持するように構成される、電子装置（１）において、
   このフィードバック端子（ＦＢ）と接続されている電圧源（ＤＡＣ）が設けられていて、
   予め定義された時間推移を有する、時間に依存する制御電圧（ｖ_ＤＡＣ）を提供するように、及び、放射線源（６２）の電力がパルス継続時間（ｔ_Ｐ）の少なくとも９０％の間高々２５％だけ一定の電力値（Ｐ_ＬＰ）と異なるように、この電圧変換器（３）が、この制御電圧（ｖ_ＤＡＣ）の予め定義された時間推移に応じて、ランプ電圧（ｖ_ＬＰ）の時間推移を与えるように、それによりフィードバック端子（ＦＢ）を介してこの電圧変換器（３）の制御に作用するように、電圧源（ＤＡＣ）が構成されていることを特徴とする電子装置。
2. 請求項１に記載の電子装置（１）において、
   パルス継続時間（ｔ_Ｐ）のスタート時に発生可能である、前記の電圧変換器（３）の入力電流（ｉ_ｉｎ）のスイッチオンサージ電流の値が、パルス継続時間（ｔ_Ｐ）の間の平均された電圧変換器（３）の入力電流（ｉ_ｉｎ）の１．２５倍よりも小さいか、或いは等しいことを特徴とする電子装置。
3. 請求項１又は２に記載の電子装置（１）において、
   前記のパルス継続時間（ｔ_Ｐ）が５０ｍｓ〜５００ｍｓの範囲内に有ることを特徴とする電子装置。
4. 請求項１から３までのいずれか一つに記載の電子装置（１）において、
   第一の抵抗（Ｒ_１）と第二の抵抗（Ｒ_２）から成る直列回路を有する分圧器を備え、この分圧器が、
   第一の抵抗（Ｒ_１）の側で放射線源（６２）と接続され、
   第二の抵抗（Ｒ_２）の側で本電子装置（１）のアース端子（１５）と接続され、
   前記のフィードバック端子（ＦＢ）が、この分圧器の第一の抵抗（Ｒ_１）と第二の抵抗（Ｒ_２）の間の領域において、この分圧器と接続されることを特徴とする電子装置。
5. 請求項１から４までのいずれか一つに記載の電子装置（１）において、
   前記の電圧源（ＤＡＣ）が、第三の抵抗（Ｒ_３）を介してフィードバック端子（ＦＢ）と接続されることを特徴とする電子装置。
6. 請求項４又は５に記載の電子装置（１）において、
   前記の電圧源（ＤＡＣ）が、第三の抵抗（Ｒ_３）を介して、第一の抵抗（Ｒ_１）と第二の抵抗（Ｒ_２）の間の領域において前記の分圧器と接続されることを特徴とする電子装置。
7. 請求項１から６までのいずれか一つに記載の電子装置（１）において、
   前記の放射線源（６２）の電気抵抗（Ｒ_ＬＰ）が正の温度係数（α）を有することを特徴とする電子装置。
8. 請求項１から７までのいずれか一つに記載の電子装置（１）において、
   前記の電圧源（ＤＡＣ）がデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）であるか、或いはそのようなデジタル・アナログ変換器を有し、前記の時間に依存する制御電圧（ｖ_ＤＡＣ）が、このデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）の出力電圧であることを特徴とする電子装置。
9. 光ガスセンサー（６）において、
   この光ガスセンサー（６）が請求項１から８までのいずれか一つに記載の電子装置（１）を備えることを特徴とする光ガスセンサー。
10. 放射線源（６２）の電力を制御する方法において、
    請求項１から９までのいずれか一つに記載の電子装置（１）を準備する工程と、
    パルス継続時間（ｔ_Ｐ）の間スイッチオン状態で放射線源（６２）を動作させる工程と、
    放射線源（６２）の電力がパルス継続時間（ｔ_Ｐ）の少なくとも９０％の間高々２０％だけ一定の電力値（Ｐ_ＬＰ）と異なるように、時間に依存する制御電圧（ｖ_ＤＡＣ）を提供する工程と、を有することを特徴とする方法。
11. 請求項１０に記載の方法において、
    前記の制御電圧（ｖ_ＤＡＣ）の時間推移が周囲温度（Ｔ_ａｍｂ）に応じて決定されることを特徴とする方法。
12. 請求項１０又は１１に記載の方法において、
    前記の制御電圧（ｖ_ＤＡＣ）の時間推移が放射線源（６２）の熱抵抗（Ｒ_ｔｈ）及び／又は放射線源（６２）の熱容量（Ｃ_ｔｈ）に応じて決定されることを特徴とする方法。
13. 請求項１０から１２までのいずれか一つに記載の方法において、
    請求項６又は請求項６を引用する請求項７から９までのいずれか一つに記載の電子装置（１）が準備されることと、
    前記の制御電圧（ｖ_ＤＡＣ）が、パルス継続時間（ｔ_Ｐ）の間高々２０％だけ次の式
    

    

    ここで、
    Ｐ_ＬＰ：所与の一定の電力値
    Ｒ_{ＬＰ，２５℃}：２５℃における放射線源（６２）の電気抵抗
    α：放射線源（６２）の温度係数
    Ｒ_ｔｈ：放射線源（６２）の熱抵抗
    Ｃ_ｔｈ：放射線源（６２）の熱容量
    Ｔ_ａｍｂ：周囲温度
    により決定される時間推移と異なることとを特徴とする方法。
14. 請求項１０から１３までのいずれか一つに記載の方法において、
    本方法が電流を測定すること無く実施されることを特徴とする方法。
15. 請求項１０から１４までのいずれか一つに記載の方法において、
    本方法がランプ電圧（ｖ_ＬＰ）を測定すること無く及び／又は放射線源（６２）の電力を測定すること無く実施されることを特徴とする方法。

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