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JP2018102063A - Motor controller, sheet feeding apparatus and image forming apparatus - Google Patents

Motor controller, sheet feeding apparatus and image forming apparatus Download PDF

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JP2018102063A
JP2018102063A JP2016246963A JP2016246963A JP2018102063A JP 2018102063 A JP2018102063 A JP 2018102063A JP 2016246963 A JP2016246963 A JP 2016246963A JP 2016246963 A JP2016246963 A JP 2016246963A JP 2018102063 A JP2018102063 A JP 2018102063A
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JP
Japan
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current value
value
phase
motor
level
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Application number
JP2016246963A
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Japanese (ja)
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潤弥 高津
Junya Takatsu
潤弥 高津
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Canon Inc
Original Assignee
Canon Inc
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Publication date
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Abstract

【課題】 異なるタイミングで得られた第１相における電流値と第２相における電流値とに基づいてモータが制御されてしまう。【解決手段】 駆動電圧が０以上の値である場合、三角波搬送波の値が極小値となるタイミングで値をサンプリングし、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングにおける電流値を予測する。また、駆動電圧が負の値である場合、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングで値をサンプリングする。この結果、同じタイミングにおけるＡ相の電流値とＢ相の電流値とに基づいてモータを制御することができる。即ち、異なるタイミングで得られたＡ相における電流値とＢ相における電流値とに基づいてモータが制御されてしまうことを抑制することができる。【選択図】 図１０PROBLEM TO BE SOLVED: To control a motor based on a current value in a first phase and a current value in a second phase obtained at different timings. When the driving voltage is a value of 0 or more, the value is sampled at a timing when the value of the triangular wave carrier wave becomes a minimum value, and the current value at the timing when the value of the triangular wave carrier wave becomes a maximum value is predicted. When the drive voltage is a negative value, the value is sampled at the timing when the value of the triangular wave carrier wave reaches the maximum value. As a result, the motor can be controlled based on the A-phase current value and the B-phase current value at the same timing. That is, it is possible to suppress the motor from being controlled based on the current value in the A phase and the current value in the B phase obtained at different timings. [Selection] Figure 10

Description

本発明は、モータの駆動を制御する装置に関する。   The present invention relates to an apparatus for controlling driving of a motor.

従来、モータを制御する方法として、モータの回転子の回転位相を基準とした回転座標系における電流値を制御することによってモータを制御するベクトル制御と称される制御方法が知られている。具体的には、例えば、回転子の指令位相と実際の回転位相との偏差が小さくなるように電流値を制御する位相フィードバック制御を行うことによってモータを制御する。また、回転子の指令速度と実際の回転速度との偏差が小さくなるように電流値を制御する速度フィードバック制御を行うことによってモータを制御する手法もある。   2. Description of the Related Art Conventionally, as a method for controlling a motor, a control method called vector control for controlling a motor by controlling a current value in a rotating coordinate system based on the rotational phase of the rotor of the motor is known. Specifically, for example, the motor is controlled by performing phase feedback control for controlling the current value so that the deviation between the rotor command phase and the actual rotation phase is small. There is also a method of controlling the motor by performing speed feedback control for controlling the current value so that the deviation between the command speed of the rotor and the actual rotation speed becomes small.

ベクトル制御では、回転子の回転位相を決定する構成が必要となる。特許文献１では、モータの各相の巻線に流れる駆動電流の電流値を検出し、検出結果に基づいてモータの各相の巻線に発生する誘起電圧を決定（演算）する。そして、各相の巻線に発生する誘起電圧に基づいて回転子の回転位相を決定し、決定された回転位相に基づいてモータの駆動を制御する、という構成が述べられている。   The vector control requires a configuration for determining the rotational phase of the rotor. In Patent Document 1, the current value of the drive current flowing through the winding of each phase of the motor is detected, and the induced voltage generated in the winding of each phase of the motor is determined (calculated) based on the detection result. And the structure of determining the rotation phase of a rotor based on the induced voltage which generate | occur | produces in the coil | winding of each phase, and controlling the drive of a motor based on the determined rotation phase is described.

以下に、モータの各相の巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する方法を説明する。なお、モータは第１相の巻線と第２相の巻線とを有する構成とする。以下の説明においては、第１相における電流値の検出方法について説明するが、第２相についても同様の構成である。   Hereinafter, a method for detecting the current value of the drive current flowing through the winding of each phase of the motor will be described. The motor has a first phase winding and a second phase winding. In the following description, a method for detecting a current value in the first phase will be described, but the second phase has the same configuration.

図１５は、モータ駆動回路５０の構成の例を示す図である。図１５に示すように、モータ駆動回路５０は、スイッチング素子としてのＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４及びモータの巻線Ｌ１等を有する。具体的には、ＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４はＨブリッジ回路を構成し、巻線Ｌ１は、ＦＥＴ Ｑ１とＱ３との接続点とＦＥＴ Ｑ２とＱ４との接続点とを繋ぐように接続されている。また、ＦＥＴ Ｑ１及びＱ２のドレイン端子は２４Ｖの電源端子に接続され、ＦＥＴ Ｑ３及びＱ４のソース端子は、抵抗器２００の一端に接続される。更に、抵抗器２００の他端はグラウンド（ＧＮＤ）に接続される。即ち、抵抗器は接地されている。なお、モータ駆動回路はモータの第１相及び第２相それぞれに対応して設けられており、モータ駆動回路の駆動は相毎に独立に行われているものとする。モータの制御は、第１相において検出された電流値と第２相において検出された電流値とに基づいて行われる。   FIG. 15 is a diagram illustrating an example of the configuration of the motor drive circuit 50. As shown in FIG. 15, the motor drive circuit 50 includes FETs Q1 to Q4 as switching elements, a motor winding L1, and the like. Specifically, the FETs Q1 to Q4 constitute an H bridge circuit, and the winding L1 is connected so as to connect a connection point between the FETs Q1 and Q3 and a connection point between the FETs Q2 and Q4. The drain terminals of the FETs Q1 and Q2 are connected to a 24V power supply terminal, and the source terminals of the FETs Q3 and Q4 are connected to one end of the resistor 200. Furthermore, the other end of the resistor 200 is connected to the ground (GND). That is, the resistor is grounded. The motor drive circuit is provided corresponding to each of the first phase and the second phase of the motor, and the motor drive circuit is driven independently for each phase. The motor is controlled based on the current value detected in the first phase and the current value detected in the second phase.

ＦＥＴ Ｑ１及びＱ４はＰＷＭ信号であるＰＷＭ＋によって駆動され、ＦＥＴ Ｑ２及びＱ３はＰＷＭ信号であるＰＷＭ−によって駆動される。なお、ＰＷＭ＋とＰＷＭ−は互いに逆位相の関係にある。即ち、ＰＷＭ＋が‘Ｈ（ハイレベル）’である場合は、ＰＷＭ−は‘Ｌ（ローレベル）’である。また、ＰＷＭ−が‘Ｈ’である場合は、ＰＷＭ＋は‘Ｌ’である。なお、ＰＷＭ信号が‘Ｈ’である場合はＦＥＴの動作はオン状態となり、ＰＷＭ信号が‘Ｌ’である場合はＦＥＴの動作はオフ状態となる。   The FETs Q1 and Q4 are driven by PWM + which is a PWM signal, and the FETs Q2 and Q3 are driven by PWM− which is a PWM signal. Note that PWM + and PWM− are in an opposite phase relationship. That is, when PWM + is “H (high level)”, PWM− is “L (low level)”. Further, when PWM− is “H”, PWM + is “L”. When the PWM signal is ‘H’, the operation of the FET is turned on. When the PWM signal is ‘L’, the operation of the FET is turned off.

次に、図１６を用いて、モータ駆動回路５０の動作を説明する。   Next, the operation of the motor drive circuit 50 will be described with reference to FIG.

図１６は、ＰＷＭ＋、ＰＷＭ−及び巻線Ｌ１に流れる駆動電流の電流値Ｉの関係を示すタイムチャートである。   FIG. 16 is a time chart showing the relationship between PWM +, PWM−, and the current value I of the drive current flowing through the winding L1.

図１６において、期間Ｔ１は、巻線Ｌ１に流れる駆動電流Ｉが正、即ち、図１５に示す矢印の方向に駆動電流Ｉが流れる期間である。また、期間Ｔ２は、巻線Ｌ１に流れる駆動電流Ｉが負、即ち、図１５に示す矢印と逆方向に駆動電流Ｉが流れる期間である。   In FIG. 16, a period T1 is a period in which the drive current I flowing through the winding L1 is positive, that is, the drive current I flows in the direction of the arrow shown in FIG. The period T2 is a period in which the drive current I flowing through the winding L1 is negative, that is, the drive current I flows in the direction opposite to the arrow shown in FIG.

期間Ｔ１において、ＰＷＭ＋が‘Ｈ（ハイレベル）’である場合は、電源、ＦＥＴ Ｑ１、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ４、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。その後、ＰＷＭ＋が‘Ｌ（ローレベル）’になると、巻線Ｌ１には、電流の変化を阻止する方向に誘導起電力が生じる。この結果、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ３、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ２、電源の順に駆動電流が流れる。また、期間Ｔ２において、ＰＷＭ＋が‘Ｌ’である場合は、電源、ＦＥＴ Ｑ２、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ３、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。その後、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’になると、巻線Ｌ１には、電流の変化を阻止する方向に誘導起電力が生じる。この結果、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ４、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ１、電源の順に駆動電流が流れる。   In the period T1, when PWM + is “H (high level)”, the drive current flows in the order of the power supply, the FET Q1, the winding L1, the FET Q4, and the GND. Thereafter, when PWM + becomes ‘L (low level)’, an induced electromotive force is generated in the winding L <b> 1 in a direction to prevent a change in current. As a result, a drive current flows in the order of GND, FET Q3, winding L1, FET Q2, and power supply. In the period T2, when PWM + is ‘L’, the drive current flows in the order of the power source, the FET Q2, the winding L1, the FET Q3, and the GND. Thereafter, when PWM + becomes ‘H’, an induced electromotive force is generated in the winding L <b> 1 in a direction to prevent a change in current. As a result, a drive current flows in the order of GND, FET Q4, winding L1, FET Q1, and power supply.

電流値Ｉは、抵抗器２００にかかる電圧Ｖｓｎｓに基づいて検出される。しかしながら、前述したように、期間Ｔ１において、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’である場合は、電源１、ＦＥＴ Ｑ１、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ４、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。また、期間Ｔ１において、ＰＷＭ＋が‘Ｌ’である場合は、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ３、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ２、電源１の順に駆動電流が流れる。即ち、期間Ｔ１において、駆動電流が電源側からＧＮＤへ向かう方向に流れる場合と、駆動電流がＧＮＤから電源側へ向かう方向に流れる場合とがある。なお、期間Ｔ２についても同様である。したがって、図１５に示す位置に抵抗器を設け、該抵抗器の両端の電圧Ｖｓｎｓに基づいて駆動電流Ｉを検出すると、駆動電流Ｉが正であるか負であるかを正確に判定できない。即ち、駆動電流が流れる方向を正確に判定できない。   The current value I is detected based on the voltage Vsns applied to the resistor 200. However, as described above, in the period T1, when PWM + is “H”, the drive current flows in the order of the power source 1, the FET Q1, the winding L1, the FET Q4, and the GND. In the period T1, when PWM + is “L”, the drive current flows in the order of GND, FET Q3, winding L1, FET Q2, and power source 1. That is, in the period T1, there are a case where the drive current flows in a direction from the power supply side to the GND and a case where the drive current flows in a direction from the GND toward the power supply side. The same applies to the period T2. Therefore, if a resistor is provided at the position shown in FIG. 15 and the drive current I is detected based on the voltage Vsns across the resistor, it cannot be accurately determined whether the drive current I is positive or negative. That is, the direction in which the drive current flows cannot be accurately determined.

特許文献２においては、抵抗器がモータ駆動回路とグラウンドとの間に設けられている。また、抵抗器の両端電圧Ｖｓｎｓの極性を切り替える切替手段が設けられ、前記切替手段は、ＰＷＭ信号に応じてＶｓｎｓの極性の切り替えを行う、という構成が述べられている。   In Patent Document 2, a resistor is provided between the motor drive circuit and the ground. In addition, a configuration is described in which switching means for switching the polarity of the voltage Vsns across the resistor is provided, and the switching means switches the polarity of Vsns in accordance with the PWM signal.

前記特許文献２において述べられている構成においては、ＰＷＭ＋の‘Ｈ’と‘Ｌ’とを切り替える時間間隔が短いことによって、スイッチング素子がＰＷＭ＋の‘Ｈ’と‘Ｌ’との切り替えに応答出来ない場合が考えられる。この場合、Ｖｓｎｓの極性を切り替える必要が無いにもかかわらずＶｓｎｓの極性を切り替えてしまい、巻線に流れる駆動電流の方向を誤って判定してしまう可能性がある。   In the configuration described in Patent Document 2, the switching element can respond to switching between PWM + 'H' and 'L' because the time interval for switching between PWM + 'H' and 'L' is short. There may be no case. In this case, there is a possibility that the polarity of Vsns is switched even though it is not necessary to switch the polarity of Vsns, and the direction of the drive current flowing in the winding is erroneously determined.

そこで、本出願人は、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’である期間（ハイ期間）と‘Ｌ’である期間（ロー期間）のうち、期間が長い方における電流値を検出する構成が提案している。具体的には、例えば、ＤＵＴＹ比（ＰＷＭ＋の１周期に対するハイ期間の割合）が５０％以上の場合はハイ期間の電流値を検出し、ＤＵＴＹ比が５０％未満の場合はロー期間の電流値を検出する。このような構成を用いることによって、巻線に流れる駆動電流の方向を誤って判定してしまうことを防止することができる。   Therefore, the present applicant has proposed a configuration in which a current value in a longer period is detected between a period (high period) in which PWM + is ‘H’ and a period (low period) in which ‘L’ is ‘L’. Specifically, for example, when the DUTY ratio (the ratio of the high period to one PWM + cycle) is 50% or more, the current value of the high period is detected, and when the DUTY ratio is less than 50%, the current value of the low period Is detected. By using such a configuration, it is possible to prevent erroneous determination of the direction of the drive current flowing in the winding.

特表２０１２−５０９０５６号公報Special table 2012-509056 gazette 特開平８−９９６４５号公報JP-A-8-99645

期間が長い方における電流値を検出する構成を用いると、ハイ期間に電流値が検出される場合とロー期間に電流値が検出される場合とがある。前述したように、モータ駆動回路の駆動は相毎に独立に行われているため、期間が長い方における電流値を検出する構成を用いると、例えば、モータの第１相ではハイ期間に電流値が検出され、モータの第２相ではロー期間に電流値が検出される可能性がある。即ち、モータの第１相において電流値が検出されるタイミングとモータの第２相において電流値が検出されるタイミングとが異なってしまう可能性がある。この結果、異なるタイミングで得られた第１相における電流値と第２相における電流値とに基づいてモータが制御されてしまう。   When the configuration for detecting the current value in the longer period is used, the current value may be detected in the high period and the current value may be detected in the low period. As described above, since the driving of the motor drive circuit is performed independently for each phase, for example, when the configuration for detecting the current value in the longer period is used, for example, the current value in the high period in the first phase of the motor In the second phase of the motor, the current value may be detected during the low period. That is, the timing at which the current value is detected in the first phase of the motor may be different from the timing at which the current value is detected in the second phase of the motor. As a result, the motor is controlled based on the current value in the first phase and the current value in the second phase obtained at different timings.

上記課題に鑑み、本発明は、異なるタイミングで得られた第１相における電流値と第２相における電流値とに基づいてモータが制御されてしまうことを抑制することを目的とする。   In view of the above problems, an object of the present invention is to suppress the motor from being controlled based on the current value in the first phase and the current value in the second phase obtained at different timings.

上記課題を解決するために、本発明は、
モータの回転子の目標位相を表す指令位相に基づいて前記モータを制御するモータ制御装置において、
搬送波としての第１の三角波に基づいて生成された、第１レベルの信号と前記第１レベルと異なる第２レベルの信号とを有する第１のＰＷＭ信号によってオン動作、オフ動作が制御される第１の複数のスイッチング素子を有する第１駆動回路であって、ブリッジ接続された前記第１の複数のスイッチング素子を橋絡するように前記モータの第１相の巻線が接続された前記第１駆動回路を駆動する第１駆動手段と、
搬送波としての第２の三角波に基づいて生成された、第３レベルの信号と前記第３レベルと異なる第４レベルの信号とを有する第２のＰＷＭ信号によってオン動作、オフ動作が制御される第２の複数のスイッチング素子を有する第２駆動回路であって、ブリッジ接続された前記第２の複数のスイッチング素子を橋絡するように前記モータの第２相の巻線が接続された前記第２駆動回路を駆動する第２駆動手段と、
前記回転子の回転位相を決定する位相決定手段と、
前記指令位相と前記位相決定手段によって決定された前記回転位相との偏差が小さくなるように、前記第１相の巻線に流れる駆動電流と前記第２相の巻線に流れる駆動電流とを制御することによって前記モータを制御する制御手段と、
を有し、
前記第１の三角波と前記第２の三角波は同期されており、
前記第１駆動手段は、前記第１のＰＷＭ信号の周期に対する前記第１のＰＷＭ信号が第１レベルである第１期間の割合を表すデューティ比によって決まる検出タイミングにおいて前記第１相の巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する第１検出手段を有し、
前記第２駆動手段は、前記第２のＰＷＭ信号の周期に対する前記第２のＰＷＭ信号が第３レベルである第３期間の割合を表すデューティ比によって決まる検出タイミングにおいて前記第２相の巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する第２検出手段を有し、
前記第１検出手段は、前記デューティ比が所定値以上である場合は前記第１期間に前記電流値を検出し、前記デューティ比が前記所定値未満である場合は前記第１のＰＷＭ信号が第２レベルである第２期間に前記電流値を検出して出力し、
更に、前記第１検出手段は、前記第１期間に前記電流値を検出した場合は、前記第２期間において前記第１相の巻線に流れる駆動電流の電流値を、検出した電流値に基づいて予測して出力し、
前記第２検出手段は、前記デューティ比が所定値より大きい場合は前記第３期間に前記電流値を検出し、前記デューティ比が前記所定値より小さい場合は前記第２のＰＷＭ信号が第４レベルである第４期間に前記電流値を検出して出力し、
更に、前記第２検出手段は、前記第３期間に前記電流値を検出した場合は、前記第４期間において前記第２相の巻線に流れる駆動電流の電流値を、検出した電流値に基づいて予測して出力し、
前記位相決定手段は、前記第１検出手段から出力された電流値と前記第２検出手段から出力された電流値とに基づいて前記回転子の回転位相を決定し、
前記制御手段は、前記第１検出手段から出力された電流値と前記第２検出手段から出力された電流値とに基づいて前記モータを制御することを特徴とする。 In order to solve the above problems, the present invention provides:
In a motor control device that controls the motor based on a command phase representing a target phase of a rotor of the motor,
On-operation and off-operation are controlled by a first PWM signal generated based on a first triangular wave as a carrier wave and having a first level signal and a second level signal different from the first level. A first drive circuit having a plurality of switching elements, wherein the first phase windings of the motor are connected so as to bridge the bridge-connected first switching elements. First driving means for driving the driving circuit;
On-operation and off-operation are controlled by a second PWM signal generated based on a second triangular wave as a carrier wave and having a third level signal and a fourth level signal different from the third level. A second drive circuit having a plurality of switching elements, wherein the second phase winding of the motor is connected so as to bridge the bridge-connected second switching elements. Second driving means for driving the driving circuit;
Phase determining means for determining the rotational phase of the rotor;
The drive current flowing in the first phase winding and the drive current flowing in the second phase winding are controlled so that the deviation between the command phase and the rotational phase determined by the phase determining means is small. Control means for controlling the motor by
Have
The first triangular wave and the second triangular wave are synchronized,
The first drive means applies the first phase winding to the first phase winding at a detection timing determined by a duty ratio representing a ratio of a first period in which the first PWM signal is at a first level with respect to a cycle of the first PWM signal. First detection means for detecting a current value of the flowing drive current;
The second driving means applies the second-phase winding to the second-phase winding at a detection timing determined by a duty ratio that represents a ratio of a third period in which the second PWM signal is at a third level with respect to a cycle of the second PWM signal. Having a second detection means for detecting a current value of the flowing drive current;
The first detection means detects the current value during the first period when the duty ratio is greater than or equal to a predetermined value, and the first PWM signal is detected when the duty ratio is less than the predetermined value. Detecting and outputting the current value in a second period of two levels;
Further, when the first detection means detects the current value during the first period, the first detection means determines the current value of the drive current flowing through the first phase winding during the second period based on the detected current value. Predict and output
The second detecting means detects the current value during the third period when the duty ratio is larger than a predetermined value, and the second PWM signal is at a fourth level when the duty ratio is smaller than the predetermined value. Detecting and outputting the current value during the fourth period,
Further, when the second detection means detects the current value in the third period, the current value of the drive current flowing in the second phase winding in the fourth period is based on the detected current value. Predict and output
The phase determining means determines the rotational phase of the rotor based on the current value output from the first detecting means and the current value output from the second detecting means;
The control means controls the motor based on the current value output from the first detection means and the current value output from the second detection means.

本発明によれば、異なるタイミングで得られた第１相における電流値と第２相における電流値とに基づいてモータが制御されてしまうことを抑制することができる。   According to the present invention, it is possible to suppress the motor from being controlled based on the current value in the first phase and the current value in the second phase obtained at different timings.

第１実施形態に係る画像形成装置を説明する断面図である。1 is a cross-sectional view illustrating an image forming apparatus according to a first embodiment. 前記画像形成装置の制御構成を示すブロック図である。2 is a block diagram illustrating a control configuration of the image forming apparatus. FIG. Ａ相及びＢ相から成る２相のモータと回転座標系のｄ軸及びｑ軸との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the two-phase motor which consists of A phase and B phase, and d-axis and q-axis of a rotation coordinate system. 第１実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the motor control apparatus which concerns on 1st Embodiment. 第１実施形態に係るモータ駆動部１５８の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the motor drive part 158 which concerns on 1st Embodiment. ＰＷＭ生成器がＰＷＭ信号を生成する構成を説明する図である。It is a figure explaining the structure which a PWM generator produces | generates a PWM signal. ＰＷＭ生成器がＰＷＭ信号を生成する方法を説明する図である。It is a figure explaining the method in which a PWM generator produces | generates a PWM signal. 第１実施形態に係る駆動電圧信号、三角波搬送波、ＰＷＭ＋及びサンプリングタイミングを示す図である。It is a figure which shows the drive voltage signal which concerns on 1st Embodiment, a triangular wave carrier wave, PWM +, and a sampling timing. 従来の電流検出方法による各相の駆動電圧信号、三角波搬送波、ＰＷＭ＋及びサンプリングタイミングを示す図である。It is a figure which shows the drive voltage signal of each phase by the conventional electric current detection method, a triangular wave carrier wave, PWM +, and a sampling timing. 第１実施形態に係る各相の駆動電圧信号、三角波搬送波、ＰＷＭ＋及びサンプリングタイミングを示す図である。It is a figure which shows the drive voltage signal of each phase which concerns on 1st Embodiment, a triangular wave carrier wave, PWM +, and a sampling timing. 第１実施形態に係るモータ制御装置が電流値を検出する方法を説明するフローチャートである。It is a flowchart explaining the method in which the motor control apparatus which concerns on 1st Embodiment detects an electric current value. 第２実施形態に係る各相の駆動電圧信号、三角波搬送波、ＰＷＭ＋及びサンプリングタイミングを示す図である。It is a figure which shows the drive voltage signal of each phase which concerns on 2nd Embodiment, a triangular wave carrier wave, PWM +, and a sampling timing. 第２実施形態に係るモータ制御装置が電流値を検出する方法を説明するフローチャートである。It is a flowchart explaining the method in which the motor control apparatus which concerns on 2nd Embodiment detects an electric current value. 速度フィードバック制御を行うモータ制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the motor control apparatus which performs speed feedback control. モータの巻線に駆動電流を供給するモータ駆動回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the motor drive circuit which supplies a drive current to the winding of a motor. ＰＷＭ＋、ＰＷＭ−及び巻線Ｌ１に流れる駆動電流の電流値Ｉの関係を示すタイムチャートである。It is a time chart which shows the relationship between PWM +, PWM-, and the electric current value I of the drive current which flows into winding L1.

以下に図面を参照して、本発明の好適な実施の形態を説明する。ただし、この実施の形態に記載されている構成部品の形状及びそれらの相対配置などは、この発明が適用される装置の構成や各種条件により適宜変更されるべきものであり、この発明の範囲を以下の実施の形態に限定する趣旨のものではない。なお、以下の説明においては、モータ制御装置が画像形成装置に設けられる場合について説明するが、モータ制御装置が設けられるのは画像形成装置に限定されるわけではない。例えば、記録媒体や原稿等のシートを搬送するシート搬送装置等にも用いられる。   Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. However, the shape of the component parts described in this embodiment and the relative arrangement thereof should be appropriately changed according to the configuration of the apparatus to which the present invention is applied and various conditions, and the scope of the present invention is not limited. The present invention is not intended to be limited to the following embodiments. In the following description, a case where the motor control device is provided in the image forming apparatus will be described, but the motor control device is not limited to the image forming apparatus. For example, it is also used for a sheet conveying apparatus that conveys a sheet such as a recording medium or a document.

〔第１実施形態〕
［画像形成装置］
図１は、本実施形態で用いられているシート搬送装置を有するモノクロの電子写真方式の複写機（以下、画像形成装置と称する）１００の構成を示す断面図である。なお、画像形成装置は複写機に限定されず、例えば、ファクシミリ装置、印刷機、プリンタ等であっても良い。また、記録方式は、電子写真方式に限らず、例えば、インクジェット等であっても良い。更に、画像形成装置はモノクロ及びカラーのいずれの形式であっても良い。 [First Embodiment]
[Image forming apparatus]
FIG. 1 is a cross-sectional view showing a configuration of a monochrome electrophotographic copying machine (hereinafter referred to as an image forming apparatus) 100 having a sheet conveying apparatus used in this embodiment. The image forming apparatus is not limited to a copying machine, and may be, for example, a facsimile machine, a printing machine, a printer, or the like. The recording method is not limited to the electrophotographic method, and may be, for example, an ink jet. Furthermore, the image forming apparatus may be in either monochrome or color format.

以下に、図１を用いて、画像形成装置１００の構成および機能について説明する。画像形成装置１００は、原稿給送装置２０１、読取装置２０２及び画像形成装置本体３０１を有する。   The configuration and function of the image forming apparatus 100 will be described below with reference to FIG. The image forming apparatus 100 includes a document feeding device 201, a reading device 202, and an image forming device main body 301.

原稿給送装置２０１の原稿積載部２０３に積載された原稿は、給紙ローラ２０４によって１枚ずつ給紙され、搬送ガイド２０６に沿って読取装置２０２の原稿ガラス台２１４上に搬送される。更に、原稿は、搬送ベルト２０８によって一定速度で搬送されて、排紙ローラ２０５によって不図示の排紙トレイへ排紙される。読取装置２０２の読取位置において照明２０９によって照明された原稿画像からの反射光は、反射ミラー２１０、２１１、２１２からなる光学系によって画像読取部１０１に導かれ、画像読取部１０１によって画像信号に変換される。画像読取部１０１は、レンズ、光電変換素子であるＣＣＤ、ＣＣＤの駆動回路等で構成される。画像読取部１０１から出力された画像信号は、ＡＳＩＣ等のハードウェアデバイスで構成される画像処理部１１２によって、各種補正処理が行われた後、画像形成装置本体３０１へ出力される。前述の如くして、原稿の読取が行われる。即ち、原稿給送装置２０１及び読取装置２０２は、原稿読取装置として機能する。   The originals stacked on the original stacking unit 203 of the original feeder 201 are fed one by one by the paper feed roller 204 and conveyed along the conveyance guide 206 onto the original glass plate 214 of the reading apparatus 202. Further, the document is conveyed at a constant speed by the conveyance belt 208 and discharged to a discharge tray (not shown) by a discharge roller 205. Reflected light from the document image illuminated by the illumination 209 at the reading position of the reading device 202 is guided to the image reading unit 101 by the optical system including the reflection mirrors 210, 211, and 212, and is converted into an image signal by the image reading unit 101. Is done. The image reading unit 101 includes a lens, a CCD that is a photoelectric conversion element, a drive circuit for the CCD, and the like. The image signal output from the image reading unit 101 is subjected to various correction processes by an image processing unit 112 configured by a hardware device such as an ASIC, and then output to the image forming apparatus main body 301. As described above, the document is read. That is, the document feeder 201 and the reading device 202 function as a document reading device.

また、原稿の読取モードとして、流し読みモードと固定読みモードがある。流し読みモードは、照明系２０９及び光学系を所定の位置に固定した状態で、原稿を一定速度で搬送しながら原稿の画像を読み取るモードである。固定読みモードは、読取装置２０２の原稿ガラス２１４上に原稿を載置し、照明系２０９及び光学系を一定速度で移動させながら、原稿ガラス２１４上に載置された原稿の画像を読み取るモードである。通常、シート状の原稿は流し読みモードで読み取られ、本や冊子等の綴じられた原稿は固定読みモードで読み取られる。   Further, there are a scanning reading mode and a fixed reading mode as document reading modes. The flow reading mode is a mode in which an image of a document is read while the document is conveyed at a constant speed while the illumination system 209 and the optical system are fixed at predetermined positions. The fixed reading mode is a mode in which an original is placed on the original glass 214 of the reading apparatus 202 and an image of the original placed on the original glass 214 is read while moving the illumination system 209 and the optical system at a constant speed. is there. Normally, a sheet-like document is read in a flow reading mode, and a bound document such as a book or booklet is read in a fixed reading mode.

画像形成装置本体３０１の内部には、シート収納トレイ３０２、３０４が設けられている。シート収納トレイ３０２、３０４には、それぞれ異なる種類の記録媒体を収納することができる。例えば、シート収納トレイ３０２にはＡ４サイズの普通紙が収納され、シート収納トレイ３０４にはＡ４サイズの厚紙が収納される。なお、記録媒体とは、画像形成装置によって画像が形成されるものであって、例えば、用紙、樹脂シート、布、ＯＨＰシート、ラベル等が含まれる。   Inside the image forming apparatus main body 301, sheet storage trays 302 and 304 are provided. Each of the sheet storage trays 302 and 304 can store different types of recording media. For example, A4 size plain paper is stored in the sheet storage tray 302, and A4 size thick paper is stored in the sheet storage tray 304. The recording medium is an image on which an image is formed by an image forming apparatus, and includes, for example, paper, a resin sheet, cloth, an OHP sheet, a label, and the like.

シート収納トレイ３０２に収納された記録媒体は、給紙ローラ３０３によって給送されて、搬送ローラ３０６によってレジストレーションローラ３０８へ送り出される。また、シート収納トレイ３０４に収納された記録媒体は、給紙ローラ３０５によって給送されて、搬送ローラ３０７及び３０６によってレジストレーションローラ３０８へ送り出される。   The recording medium stored in the sheet storage tray 302 is fed by the paper feed roller 303 and sent out to the registration roller 308 by the transport roller 306. Also, the recording medium stored in the sheet storage tray 304 is fed by the paper feed roller 305 and sent out to the registration roller 308 by the transport rollers 307 and 306.

読取装置２０２から出力された画像信号は、半導体レーザ及びポリゴンミラーを含んでいる光走査装置３１１に入力される。また、感光ドラム３０９は、帯電器３１０によって外周面が帯電される。感光ドラム３０９の外周面が帯電された後、読取装置２０２から光走査装置３１１に入力された画像信号に応じたレーザ光が、光走査装置３１１からポリゴンミラー及びミラー３１２、３１３を経由し、感光ドラム３０９の外周面に照射される。この結果、感光ドラム３０９の外周面に静電潜像が形成される。なお、感光ドラムの帯電には、例えば、コロナ帯電器や帯電ローラを用いた帯電方法が用いられる。   The image signal output from the reading device 202 is input to an optical scanning device 311 including a semiconductor laser and a polygon mirror. Further, the outer peripheral surface of the photosensitive drum 309 is charged by the charger 310. After the outer peripheral surface of the photosensitive drum 309 is charged, a laser beam corresponding to an image signal input from the reading device 202 to the optical scanning device 311 passes through the polygon mirror and the mirrors 312 and 313 from the optical scanning device 311 and is photosensitive. The drum 309 is irradiated on the outer peripheral surface. As a result, an electrostatic latent image is formed on the outer peripheral surface of the photosensitive drum 309. For charging the photosensitive drum, for example, a charging method using a corona charger or a charging roller is used.

続いて、その静電潜像が現像器３１４内のトナーによって現像され、感光ドラム３０９の外周面にトナー像が形成される。感光ドラム３０９に形成されたトナー像は、感光ドラム３０９と対向する位置（転写位置）に設けられた転写帯電器３１５によって記録媒体に転写される。この際、レジストレーションローラ３０８は、トナー像にタイミングを合わせて、記録媒体を転写位置へ送り込む。   Subsequently, the electrostatic latent image is developed with toner in the developing device 314, and a toner image is formed on the outer peripheral surface of the photosensitive drum 309. The toner image formed on the photosensitive drum 309 is transferred to a recording medium by a transfer charger 315 provided at a position (transfer position) facing the photosensitive drum 309. At this time, the registration roller 308 sends the recording medium to the transfer position in synchronization with the toner image.

前述の如くして、トナー像が転写された記録媒体は、搬送ベルト３１７によって定着器３１８へ送り込まれ、定着器３１８によって加熱加圧されて、トナー像が記録媒体に定着される。このようにして、画像形成装置１００によって記録媒体に画像が形成される。   As described above, the recording medium to which the toner image has been transferred is sent to the fixing device 318 by the conveyance belt 317, and is heated and pressurized by the fixing device 318 to fix the toner image to the recording medium. In this manner, the image forming apparatus 100 forms an image on the recording medium.

片面印刷モードで画像形成が行われる場合は、定着器３１８を通過した記録媒体は、排紙ローラ３１９、３２４によって、不図示の排紙トレイへ排紙される。また、両面印刷モードで画像形成が行われる場合は、定着器３１８によって記録媒体の第１面に定着処理が行われた後に、記録媒体は、排紙ローラ３１９、搬送ローラ３２０、及び反転ローラ３２１によって、反転パス３２５へと搬送される。その後、記録媒体は、搬送ローラ３２２、３２３によって再度レジストレーションローラ３０８へと搬送され、前述した方法で記録媒体の第２面に画像が形成される。その後、記録媒体は、排紙ローラ３１９、３２４によって不図示の排紙トレイへ排紙される。   When image formation is performed in the single-sided printing mode, the recording medium that has passed through the fixing device 318 is discharged to a discharge tray (not shown) by discharge rollers 319 and 324. When image formation is performed in the double-sided printing mode, after the fixing process is performed on the first surface of the recording medium by the fixing device 318, the recording medium is a discharge roller 319, a conveyance roller 320, and a reverse roller 321. Is conveyed to the reverse path 325. Thereafter, the recording medium is conveyed again to the registration roller 308 by the conveying rollers 322 and 323, and an image is formed on the second surface of the recording medium by the method described above. Thereafter, the recording medium is discharged to a discharge tray (not shown) by discharge rollers 319 and 324.

また、第１面に画像形成された記録媒体をフェースダウンで画像形成装置１００の外部へ排紙する場合は、定着器３１８を通過した記録媒体を、排紙ローラ３１９を通って搬送ローラ３２０へ向かう方向へ搬送する。その後、記録媒体の後端が搬送ローラ３２０のニップ部を通過する直前に、搬送ローラ３２０の回転を反転させる。この結果、記録媒体の第１面が下向きになった状態で、記録媒体が排紙ローラ３２４を経由して、画像形成装置１００の外部へ排出される。   When the recording medium on which the image is formed on the first surface is discharged face-down to the outside of the image forming apparatus 100, the recording medium that has passed through the fixing device 318 passes through the discharge roller 319 to the conveyance roller 320. Carry in the direction of heading. Thereafter, the rotation of the conveyance roller 320 is reversed immediately before the trailing edge of the recording medium passes through the nip portion of the conveyance roller 320. As a result, the recording medium is discharged to the outside of the image forming apparatus 100 via the discharge roller 324 with the first surface of the recording medium facing downward.

以上が画像形成装置１００の構成および機能についての説明である。なお、本発明における負荷とはモータによって駆動される対象物である。例えば、給紙ローラ２０４、３０３、３０５、レジストレーションローラ３０８及び排紙ローラ３１９等の各種ローラ（搬送ローラ）や感光ドラム３０９、搬送ベルト２０８、３１７、照明系２０９及び光学系等は本発明における負荷に対応する。本実施形態のモータ制御装置は、これら負荷を駆動するモータに適用することができる。   The above is the description of the configuration and functions of the image forming apparatus 100. In addition, the load in this invention is the target object driven by a motor. For example, various rollers (conveyance rollers) such as paper feed rollers 204, 303, 305, registration rollers 308 and paper discharge rollers 319, photosensitive drums 309, conveyance belts 208, 317, illumination system 209, optical system, etc. Corresponds to the load. The motor control device of this embodiment can be applied to a motor that drives these loads.

図２は、画像形成装置１００の制御構成の例を示すブロック図である。システムコントローラ１５１は、図２に示すように、ＣＰＵ１５１ａ、ＲＯＭ１５１ｂ、ＲＡＭ１５１ｃを備えている。また、システムコントローラ１５１は、画像処理部１１２、操作部１５２、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１５３、高圧制御部１５５、モータ制御装置６００、センサ類１５９、ＡＣドライバ１６０と接続されている。システムコントローラ１５１は、接続された各ユニットとの間でデータやコマンドの送受信をすることが可能である。   FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of a control configuration of the image forming apparatus 100. As shown in FIG. 2, the system controller 151 includes a CPU 151a, a ROM 151b, and a RAM 151c. The system controller 151 is connected to the image processing unit 112, the operation unit 152, an analog / digital (A / D) converter 153, a high voltage control unit 155, a motor control device 600, sensors 159, and an AC driver 160. . The system controller 151 can send and receive data and commands to and from each connected unit.

ＣＰＵ１５１ａは、ＲＯＭ１５１ｂに記憶された各種プログラムを読み出して実行することによって、予め定められた画像形成シーケンスに関連する各種シーケンスを実行する。   The CPU 151a executes various sequences related to a predetermined image forming sequence by reading and executing various programs stored in the ROM 151b.

ＲＡＭ１５１ｃは記憶デバイスである。ＲＡＭ１５１ｃには、例えば、高圧制御部１５５に対する設定値、モータ制御装置６００に対する指令値及び操作部１５２から受信される情報等の各種データが記憶される。   The RAM 151c is a storage device. The RAM 151c stores various data such as a set value for the high voltage control unit 155, a command value for the motor control device 600, and information received from the operation unit 152, for example.

システムコントローラ１５１は、画像処理部１１２における画像処理に必要となる、画像形成装置１００の内部に設けられた各種装置の設定値データを画像処理部１１２に送信する。更に、システムコントローラ１５１は、各種装置からの信号（センサ類１５９からの信号）を受信して、受信した信号に基づいて高圧制御部１５５の設定値を設定する。   The system controller 151 transmits setting value data of various apparatuses provided in the image forming apparatus 100 necessary for image processing in the image processing unit 112 to the image processing unit 112. Furthermore, the system controller 151 receives signals from various devices (signals from the sensors 159), and sets a setting value for the high-voltage control unit 155 based on the received signals.

高圧制御部１５５は、システムコントローラ１５１によって設定された設定値に応じて、高圧ユニット１５６（帯電器３１０、現像器３１４、転写帯電器３１５等）に必要な電圧を供給する。なお、センサ類１５９には、搬送ローラによって搬送される記録媒体を検知するセンサ等が含まれる。   The high voltage controller 155 supplies a necessary voltage to the high voltage unit 156 (charging device 310, developing device 314, transfer charging device 315, etc.) according to the set value set by the system controller 151. The sensors 159 include a sensor that detects a recording medium conveyed by the conveyance roller.

モータ制御装置６００は、ＣＰＵ１５１ａから出力された指令に応じて、前述した負荷を駆動するモータ５０９を制御する。   The motor control device 600 controls the motor 509 that drives the load described above in accordance with a command output from the CPU 151a.

Ａ／Ｄ変換器１５３は、定着ヒータ１６１の温度を検出するためのサーミスタ１５４が検出した検出信号を受信し、検出信号をアナログ信号からデジタル信号に変換してシステムコントローラ１５１に送信する。システムコントローラ１５１は、Ａ／Ｄ変換器１５３から受信したデジタル信号に基づいて、ＡＣドライバ１６０の制御を行う。ＡＣドライバ１６０は、定着ヒータ１６１の温度が、使用されている紙種に定着処理を行うために必要な温度となるように定着ヒータ１６１を制御する。なお、定着ヒータ１６１は、定着処理に用いられるヒータであり、定着器３１８に含まれる。   The A / D converter 153 receives the detection signal detected by the thermistor 154 for detecting the temperature of the fixing heater 161, converts the detection signal from an analog signal to a digital signal, and transmits it to the system controller 151. The system controller 151 controls the AC driver 160 based on the digital signal received from the A / D converter 153. The AC driver 160 controls the fixing heater 161 so that the temperature of the fixing heater 161 becomes a temperature necessary for performing the fixing process on the paper type being used. The fixing heater 161 is a heater used for fixing processing and is included in the fixing device 318.

システムコントローラ１５１は、使用する記録媒体の種類（以下、紙種と称する）等の設定をユーザが行うための操作画面を、操作部１５２に設けられた表示部に表示するように、操作部１５２を制御する。システムコントローラ１５１は、ユーザが設定した情報を操作部１５２から受信し、ユーザが設定した情報に基づいて画像形成装置１００の動作シーケンスを制御する。また、システムコントローラ１５１は、画像形成装置の状態を示す情報を操作部１５２に送信する。なお、画像形成装置の状態を示す情報とは、例えば、画像形成枚数、画像形成中か否か、ジャム発生及びその発生箇所等の情報である。操作部１５２は、システムコントローラ１５１から受信した情報を表示部に表示する。   The system controller 151 displays the operation screen for the user to set the type of recording medium to be used (hereinafter referred to as paper type) on the display unit provided in the operation unit 152. To control. The system controller 151 receives information set by the user from the operation unit 152 and controls an operation sequence of the image forming apparatus 100 based on the information set by the user. In addition, the system controller 151 transmits information indicating the state of the image forming apparatus to the operation unit 152. Note that the information indicating the state of the image forming apparatus is, for example, information such as the number of image formations, whether or not an image is being formed, occurrence of a jam, and the occurrence location thereof. The operation unit 152 displays information received from the system controller 151 on the display unit.

前述の如くして、システムコントローラ１５１は、画像形成装置１００の動作シーケンスを制御する。   As described above, the system controller 151 controls the operation sequence of the image forming apparatus 100.

［ベクトル制御］
次に、本実施形態におけるモータ制御装置について説明する。本実施形態におけるモータ制御装置は、ベクトル制御を用いてモータを制御する。なお、本実施形態におけるモータには、モータの回転子の回転位相を検出するためのロータリエンコーダなどのセンサは設けられていないものとする。 [Vector control]
Next, the motor control device in the present embodiment will be described. The motor control device in the present embodiment controls the motor using vector control. Note that the motor in this embodiment is not provided with a sensor such as a rotary encoder for detecting the rotational phase of the rotor of the motor.

まず、図３及び図４を用いて、本実施形態におけるモータ制御装置６００がベクトル制御を行う方法について説明する。   First, a method in which the motor control device 600 according to the present embodiment performs vector control will be described with reference to FIGS. 3 and 4.

図３は、Ａ相（第１相）とＢ相（第２相）の２相から成るモータ５０９と回転座標系のｄ軸及びｑ軸との関係を示す図である。図３では、静止座標系において、Ａ相の巻線に対応した軸をα軸、Ｂ相の巻線に対応した軸をβ軸と定義している。また、静止座標系におけるα軸と、回転子４０２に用いられている永久磁石の磁極によって作られる磁束の方向（ｄ軸方向）との成す角度をθと定義している。回転子４０２の回転位相は、角度θによって表される。ベクトル制御では、回転子４０２の磁束方向に沿ったｄ軸と、ｄ軸から反時計回りに９０度進んだ方向に沿った（ｄ軸に直交する）ｑ軸とで表される、モータ５０９の回転子４０２の回転位相θを基準とした回転座標系が用いられる。   FIG. 3 is a diagram showing a relationship between a motor 509 having two phases of A phase (first phase) and B phase (second phase) and the d-axis and q-axis of the rotating coordinate system. In FIG. 3, in the stationary coordinate system, the axis corresponding to the A-phase winding is defined as the α-axis, and the axis corresponding to the B-phase winding is defined as the β-axis. In addition, an angle formed by the α axis in the stationary coordinate system and the direction of the magnetic flux (d-axis direction) created by the magnetic poles of the permanent magnet used in the rotor 402 is defined as θ. The rotational phase of the rotor 402 is represented by an angle θ. In the vector control, the motor 509 is represented by a d-axis along the magnetic flux direction of the rotor 402 and a q-axis along a direction advanced 90 degrees counterclockwise from the d-axis (perpendicular to the d-axis). A rotational coordinate system based on the rotational phase θ of the rotor 402 is used.

ベクトル制御とは、モータの回転子の回転位相を基準とした回転座標系における電流値を制御することによってモータを制御する制御方法である。具体的には、例えば、回転子の目標位相を表す指令位相と実際の回転位相との偏差が小さくなるように電流値を制御する位相フィードバック制御を行うことによってモータを制御する。また、回転子の目標速度を表す指令速度と実際の回転速度との偏差が小さくなるように電流値を制御する速度フィードバック制御を行うことによってモータを制御する手法もある。回転座標系における電流値とは、モータの回転子にトルクを発生させるｑ軸成分（トルク電流成分）の電流値と、モータの巻線を貫く磁束の強度に影響するｄ軸成分（励磁電流成分）の電流値とに対応する。   Vector control is a control method for controlling a motor by controlling a current value in a rotating coordinate system based on the rotational phase of the rotor of the motor. Specifically, for example, the motor is controlled by performing phase feedback control for controlling the current value so that the deviation between the command phase representing the target phase of the rotor and the actual rotational phase is small. There is also a method of controlling the motor by performing speed feedback control for controlling the current value so that the deviation between the command speed representing the target speed of the rotor and the actual rotational speed becomes small. The current value in the rotating coordinate system means the current value of the q-axis component (torque current component) that generates torque in the rotor of the motor and the d-axis component (excitation current component) that affects the strength of the magnetic flux passing through the motor winding ) Current value.

図４は、ステッピングモータ（以下、モータと称する）５０９を制御するモータ制御装置６００の構成の例を示すブロック図である。本実施形態におけるモータ制御装置６００は、ベクトル制御を用いてモータを制御するモータ制御部１５７及びモータの巻線に駆動電流を供給してモータを駆動させるモータ駆動部１５８によって構成されている。   FIG. 4 is a block diagram illustrating an example of a configuration of a motor control device 600 that controls a stepping motor (hereinafter referred to as a motor) 509. The motor control device 600 in this embodiment includes a motor control unit 157 that controls the motor using vector control and a motor drive unit 158 that drives the motor by supplying a drive current to the motor windings.

モータ制御部１５７は、ベクトル制御を行う回路として、位相制御器５０２、電流制御器５０３、座標逆変換器５０５、座標変換器５１１等を有する。座標変換器５１１は、モータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に流れる駆動電流に対応する電流ベクトルを、α軸及びβ軸で表される静止座標系から、ｑ軸及びｄ軸で表される回転座標系に座標変換する。この結果、モータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に供給する駆動電流を、回転座標系において、ｑ軸成分の電流値（ｑ軸電流）及びｄ軸成分の電流値（ｄ軸電流）を用いて表すことができる。なお、ｑ軸電流は、モータ５０９の回転子４０２にトルクを発生させるトルク電流に相当する。また、ｄ軸電流は、モータ５０９の回転子４０２の磁束強度に影響する励磁電流に相当し、回転子４０２のトルクの発生には寄与しない。モータ制御部１５７は、ｑ軸電流及びｄ軸電流をそれぞれ独立に制御することができる。即ち、回転子４０２が回転するために必要なトルクを、効率的に発生させることができる。   The motor control unit 157 includes a phase controller 502, a current controller 503, a coordinate inverse converter 505, a coordinate converter 511, and the like as a circuit that performs vector control. The coordinate converter 511 represents a current vector corresponding to the drive current flowing in the A-phase and B-phase windings of the motor 509 from the stationary coordinate system represented by the α-axis and the β-axis by the q-axis and the d-axis. Convert coordinates to the rotating coordinate system. As a result, the drive current to be supplied to the A-phase and B-phase windings of the motor 509 is expressed by the q-axis component current value (q-axis current) and the d-axis component current value (d-axis current) in the rotating coordinate system. Can be used. Note that the q-axis current corresponds to a torque current that causes the rotor 402 of the motor 509 to generate torque. The d-axis current corresponds to an excitation current that affects the magnetic flux intensity of the rotor 402 of the motor 509 and does not contribute to the generation of torque of the rotor 402. The motor control unit 157 can independently control the q-axis current and the d-axis current. That is, the torque necessary for the rotor 402 to rotate can be efficiently generated.

ＣＰＵ１５１ａは、モータ制御装置６００にｅｎａｂｌｅ信号‘Ｈ’を出力することにより、モータ制御装置６００はＣＰＵ１５１ａから出力される指令に基づいてモータ５０９の駆動制御を開始する。即ち、モータ制御部１５７及びモータ駆動部１５８の稼働が開始する。ｅｎａｂｌｅ信号とは、モータ制御装置６００の稼働を許可又は禁止する信号である。ｅｎａｂｌｅ信号が‘Ｌ（ローレベル）’である場合は、ＣＰＵ１５１ａはモータ制御装置６００の稼働を禁止する。即ち、モータ制御装置６００によるモータ５０９の制御は終了される。また、ｅｎａｂｌｅ信号が‘Ｈ（ハイレベル）’である場合は、ＣＰＵ１５１ａはモータ制御装置６００の稼働を許可して、モータ制御装置６００はＣＰＵ１５１ａから出力される指令に基づいてモータ５０９の駆動制御を行う。   The CPU 151a outputs an enable signal 'H' to the motor control device 600, whereby the motor control device 600 starts driving control of the motor 509 based on a command output from the CPU 151a. That is, the operation of the motor control unit 157 and the motor drive unit 158 starts. The enable signal is a signal that permits or prohibits the operation of the motor control device 600. When the enable signal is “L (low level)”, the CPU 151 a prohibits the operation of the motor control device 600. That is, the control of the motor 509 by the motor control device 600 is ended. When the enable signal is “H (high level)”, the CPU 151a permits the operation of the motor control device 600, and the motor control device 600 controls the drive of the motor 509 based on a command output from the CPU 151a. Do.

モータ制御部１５７は、モータ５０９の回転子４０２の回転位相θを後述する方法により決定し、その決定結果に基づいてベクトル制御を行う。ＣＰＵ１５１ａは、モータ５０９の回転子４０２の目標位相を表す指令位相θ＿ｒｅｆを生成し、所定の時間周期で指令位相θ＿ｒｅｆをモータ制御部１５７へ出力する。   The motor control unit 157 determines the rotational phase θ of the rotor 402 of the motor 509 by a method described later, and performs vector control based on the determination result. The CPU 151a generates a command phase θ_ref representing the target phase of the rotor 402 of the motor 509, and outputs the command phase θ_ref to the motor control unit 157 at a predetermined time period.

減算器１０１は、モータ５０９の回転子４０２の回転位相θと指令位相θ＿ｒｅｆとの偏差を演算し、該偏差を位相制御器５０２に出力する。   The subtractor 101 calculates a deviation between the rotational phase θ of the rotor 402 of the motor 509 and the command phase θ_ref and outputs the deviation to the phase controller 502.

位相制御器５０２は、比例制御（Ｐ）、積分制御（Ｉ）、微分制御（Ｄ）に基づいて、減算器１０１から出力された偏差が小さくなるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する。具体的には、位相制御器５０２は、Ｐ制御、Ｉ制御、Ｄ制御に基づいて減算器１０１から出力された偏差が０になるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する。なお、Ｐ制御とは、制御する対象の値を指令値と推定値との偏差に比例する値に基づいて制御する制御方法である。また、Ｉ制御とは、制御する対象の値を指令値と推定値との偏差の時間積分に比例する値に基づいて制御する制御方法である。また、Ｄ制御とは、制御する対象の値を指令値と推定値との偏差の時間変化に比例する値に基づいて制御する制御方法である。本実施形態における位相制御器５０２は、ＰＩＤ制御に基づいてｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成しているが、例えば、ＰＩ制御に基づいてｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成しても良い。また、回転子４０２に永久磁石を用いる場合、通常は回転子４０２の磁束強度に影響するｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆは０に設定されるが、これに限定されるものではない。   The phase controller 502 uses the q-axis current command value iq_ref and the d-axis so that the deviation output from the subtractor 101 becomes small based on proportional control (P), integral control (I), and differential control (D). A current command value id_ref is generated and output. Specifically, the phase controller 502 controls the q-axis current command value iq_ref and the d-axis current command value id_ref so that the deviation output from the subtractor 101 is 0 based on P control, I control, and D control. Is generated and output. The P control is a control method for controlling the value to be controlled based on a value proportional to the deviation between the command value and the estimated value. The I control is a control method for controlling the value to be controlled based on a value proportional to the time integral of the deviation between the command value and the estimated value. The D control is a control method for controlling the value to be controlled based on a value proportional to the time change of the deviation between the command value and the estimated value. The phase controller 502 in the present embodiment generates the q-axis current command value iq_ref and the d-axis current command value id_ref based on PID control. For example, the q-axis current command value iq_ref and d based on PI control. The shaft current command value id_ref may be generated. When a permanent magnet is used for the rotor 402, the d-axis current command value id_ref that normally affects the magnetic flux intensity of the rotor 402 is set to 0, but the present invention is not limited to this.

モータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に流れる駆動電流は、モータ駆動部１５８によって後述する方法により検出される。モータ駆動部１５８によって検出された駆動電流の電流値は、静止座標系における電流値ｉα及びｉβとして、図４に示す電流ベクトルの位相θｅを用いて次式によって表される。なお、電流ベクトルの位相θｅは、α軸と電流ベクトルとの成す角度と定義される。また、Ｉは電流ベクトルの大きさを示す。
ｉα＝Ｉ＊ｃｏｓθｅ （１）
ｉβ＝Ｉ＊ｓｉｎθｅ （２）
これらの電流値ｉα及びｉβは、座標変換器５１１と誘起電圧決定器５１２に入力される。 The drive current flowing in the A-phase and B-phase windings of the motor 509 is detected by the motor drive unit 158 by a method described later. The current value of the drive current detected by the motor drive unit 158 is expressed by the following equation using the current vector phase θe shown in FIG. 4 as the current values iα and iβ in the stationary coordinate system. The phase θe of the current vector is defined as an angle formed by the α axis and the current vector. I represents the magnitude of the current vector.
iα = I * cos θe (1)
iβ = I * sin θe (2)
These current values iα and iβ are input to the coordinate converter 511 and the induced voltage determiner 512.

座標変換器５１１は、次式によって、電流値ｉα及びｉβを回転座標系におけるｑ軸電流の電流値ｉｑ及びｄ軸電流の電流値ｉｄに座標変換する。
ｉｄ＝ ｃｏｓθ＊ｉα＋ｓｉｎθ＊ｉβ （３）
ｉｑ＝−ｓｉｎθ＊ｉα＋ｃｏｓθ＊ｉβ （４） The coordinate converter 511 converts the current values iα and iβ into the current value iq of the q-axis current and the current value id of the d-axis current in the rotating coordinate system by the following equation.
id = cos θ * iα + sin θ * iβ (3)
iq = −sin θ * iα + cos θ * iβ (4)

減算器１０２には、位相制御器５０２から出力されたｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆと座標変換器５１１から出力された電流値ｉｑとが入力される。減算器１０２は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆと電流値ｉｑとの偏差を演算し、該偏差を電流制御器５０３に出力する。   The subtractor 102 receives the q-axis current command value iq_ref output from the phase controller 502 and the current value iq output from the coordinate converter 511. The subtractor 102 calculates a deviation between the q-axis current command value iq_ref and the current value iq, and outputs the deviation to the current controller 503.

また、減算器１０３には、位相制御器５０２から出力されたｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆと座標変換器５１１から出力された電流値ｉｄとが入力される。減算器１０３は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆと電流値ｉｄとの偏差を演算し、該偏差を電流制御器５０３に出力する。   Further, the subtracter 103 receives the d-axis current command value id_ref output from the phase controller 502 and the current value id output from the coordinate converter 511. The subtractor 103 calculates a deviation between the d-axis current command value id_ref and the current value id, and outputs the deviation to the current controller 503.

電流制御器５０３は、ＰＩＤ制御に基づいて、前記偏差がそれぞれ小さくなるように駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成する。具体的には、電流制御器５０３は、前記偏差がそれぞれ０になるように駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成して座標逆変換器５０５に出力する。即ち、電流制御器５０３は、電圧生成手段として機能する。なお、本実施形態における電流制御器５０３は、ＰＩＤ制御に基づいて駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成しているが、例えば、ＰＩ制御に基づいて駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成しても良い。   The current controller 503 generates drive voltages Vq and Vd based on PID control so that the deviations are reduced. Specifically, the current controller 503 generates drive voltages Vq and Vd so that the deviations become 0, and outputs them to the coordinate inverse converter 505. That is, the current controller 503 functions as voltage generation means. Note that the current controller 503 in the present embodiment generates the drive voltages Vq and Vd based on PID control, but may generate the drive voltages Vq and Vd based on PI control, for example.

座標逆変換器５０５は、電流制御器５０３から出力された回転座標系における駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを、次式によって、静止座標系における駆動電圧Ｖα及びＶβに座標逆変換する。
Ｖα＝ｃｏｓθ＊Ｖｄ−ｓｉｎθ＊Ｖｑ （５）
Ｖβ＝ｓｉｎθ＊Ｖｄ＋ｃｏｓθ＊Ｖｑ （６） The coordinate inverse converter 505 converts the drive voltages Vq and Vd output from the current controller 503 in the rotating coordinate system into the drive voltages Vα and Vβ in the stationary coordinate system according to the following equation.
Vα = cos θ * Vd−sin θ * Vq (5)
Vβ = sin θ * Vd + cos θ * Vq (6)

座標逆変換器５０５は、回転座標系における駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを静止座標系における駆動電圧Ｖα及びＶβに座標逆変換した後、Ｖα及びＶβを誘起電圧決定器５１２、ＰＷＭインバータ５０６及び電流値生成器５３０に出力する。電流値生成器５３０については後述する。   The coordinate inverse transformer 505 performs coordinate inverse transformation of the drive voltages Vq and Vd in the rotating coordinate system into the drive voltages Vα and Vβ in the stationary coordinate system, and then converts Vα and Vβ into the induced voltage determiner 512, the PWM inverter 506, and the current value generation. Output to the device 530. The current value generator 530 will be described later.

ＰＷＭインバータ５０６は、フルブリッジ回路（モータ駆動回路）を有している。なお、フルブリッジ回路（モータ駆動回路）は、図１５において説明したモータ駆動回路５０と同様の構成である。なお、図１５においては、巻線Ｌ１は、実際には、モータ５０９に設けられている巻線である。即ち、巻線Ｌ１はモータ制御装置６００の外部に設けられている。フルブリッジ回路は座標逆変換器５０５から入力された駆動電圧Ｖα及びＶβに基づくＰＷＭ信号によって駆動される。その結果、ＰＷＭインバータ５０６は、駆動電圧Ｖα及びＶβに応じた駆動電流ｉα及びｉβを生成し、駆動電流ｉα及びｉβをモータ５０９の各相の巻線に供給することによって、モータ５０９を駆動させる。なお、本実施形態においては、ＰＷＭインバータはフルブリッジ回路を有しているが、ハーフブリッジ回路等であっても良い。   The PWM inverter 506 has a full bridge circuit (motor drive circuit). The full bridge circuit (motor drive circuit) has the same configuration as the motor drive circuit 50 described in FIG. In FIG. 15, the winding L <b> 1 is actually a winding provided in the motor 509. That is, the winding L1 is provided outside the motor control device 600. The full bridge circuit is driven by a PWM signal based on the drive voltages Vα and Vβ input from the coordinate inverse converter 505. As a result, the PWM inverter 506 generates drive currents iα and iβ corresponding to the drive voltages Vα and Vβ, and drives the motor 509 by supplying the drive currents iα and iβ to the windings of each phase of the motor 509. . In this embodiment, the PWM inverter has a full bridge circuit, but may be a half bridge circuit or the like.

次に、回転位相θの決定方法について説明する。回転子４０２の回転位相θの決定には、回転子４０２の回転によってモータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に誘起される誘起電圧Ｅα及びＥβの値が用いられる。誘起電圧の値は誘起電圧決定器５１２によって決定（算出）される。具体的には、誘起電圧Ｅα及びＥβは、Ａ／Ｄ変換器５１０から誘起電圧決定器５１２に入力された電流値ｉα及びｉβと、座標逆変換器５０５から誘起電圧決定器５１２に入力された駆動電圧Ｖα及びＶβとから、次式によって決定される。
Ｅα＝Ｖα−Ｒ＊ｉα−Ｌ＊ｄｉα／ｄｔ （７）
Ｅβ＝Ｖβ−Ｒ＊ｉβ−Ｌ＊ｄｉβ／ｄｔ （８） Next, a method for determining the rotational phase θ will be described. For the determination of the rotational phase θ of the rotor 402, values of induced voltages Eα and Eβ induced in the A-phase and B-phase windings of the motor 509 by the rotation of the rotor 402 are used. The value of the induced voltage is determined (calculated) by the induced voltage determiner 512. Specifically, the induced voltages Eα and Eβ are input to the induced voltage determiner 512 from the current values iα and iβ input from the A / D converter 510 to the induced voltage determiner 512 and the coordinate inverse converter 505. From the drive voltages Vα and Vβ, it is determined by the following equation.
Eα = Vα−R * iα−L * diα / dt (7)
Eβ = Vβ−R * iβ−L * diβ / dt (8)

ここで、Ｒは巻線レジスタンス、Ｌは巻線インダクタンスである。Ｒ及びＬの値は使用されているモータ５０９に固有の値であり、ＲＯＭ１５１ｂ又はモータ制御装置６００に設けられたメモリ（不図示）等に予め格納されている。   Here, R is winding resistance, and L is winding inductance. The values of R and L are values specific to the motor 509 being used, and are stored in advance in the ROM 151b or a memory (not shown) provided in the motor control device 600.

誘起電圧決定器５１２によって決定された誘起電圧Ｅα及びＥβは位相決定器５１３に出力される。   The induced voltages Eα and Eβ determined by the induced voltage determiner 512 are output to the phase determiner 513.

位相決定器５１３は、誘起電圧決定器５１２から出力された誘起電圧Ｅαと誘起電圧Ｅβとの比に基づいて、次式によってモータ５０９の回転子４０２の回転位相θを決定する。
θ＝ｔａｎ＾−１（−Ｅβ／Ｅα） （９） The phase determiner 513 determines the rotational phase θ of the rotor 402 of the motor 509 based on the ratio of the induced voltage Eα and the induced voltage Eβ output from the induced voltage determiner 512 according to the following equation.
θ = tan ^ −1 (−Eβ / Eα) (9)

なお、本実施形態においては、位相決定器５１３は、式（９）に基づく演算を行うことによって回転位相θを決定したが、この限りではない。例えば、誘起電圧Ｅα及び誘起電圧Ｅβと誘起電圧Ｅα及び誘起電圧Ｅβとに対応する回転位相θとの関係を示すテーブルをＲＯＭ１５１ｂ等に記憶しておき、前記テーブルを参照することによって回転位相θを決定してもよい。   In the present embodiment, the phase determiner 513 determines the rotational phase θ by performing a calculation based on Expression (9), but this is not restrictive. For example, a table indicating the relationship between the induced voltage Eα and the induced voltage Eβ and the rotational phase θ corresponding to the induced voltage Eα and the induced voltage Eβ is stored in the ROM 151b or the like, and the rotational phase θ is determined by referring to the table. You may decide.

前述の如くして得られた回転子４０２の回転位相θは、減算器１０１、座標逆変換器５０５、座標変換器５１１、速度決定器５１４及び電流値生成器５３０に入力される。   The rotation phase θ of the rotor 402 obtained as described above is input to the subtractor 101, the coordinate inverse converter 505, the coordinate converter 511, the speed determiner 514, and the current value generator 530.

速度決定器５１４は、位相決定器５１３から出力された回転位相θの時間変化に基づいて回転速度ωを決定する。なお、速度の決定には、次式（１０）が用いられるものとする。
ω＝ｄθ／ｄｔ （１０） The speed determiner 514 determines the rotational speed ω based on the temporal change of the rotational phase θ output from the phase determiner 513. It should be noted that the following equation (10) is used for determining the speed.
ω = dθ / dt (10)

そして、速度決定器５１４は、回転速度ωを電流値生成器５３０に出力する。なお、本実施形態においては、速度決定器５１４は、式（１０）に基づく演算を行うことによって回転速度ωを決定したが、この限りではない。例えば、回転位相θと回転速度ωとの関係を示すテーブルをＲＯＭ１５１ｂ等に記憶しておき、前記テーブルを参照することによって回転位相θを決定してもよい。   Then, the speed determiner 514 outputs the rotation speed ω to the current value generator 530. In the present embodiment, the speed determiner 514 determines the rotational speed ω by performing a calculation based on Expression (10), but this is not restrictive. For example, a table indicating the relationship between the rotational phase θ and the rotational speed ω may be stored in the ROM 151b and the rotational phase θ may be determined by referring to the table.

その後、モータ制御装置６００は前述の制御を繰り返し行う。   Thereafter, the motor control device 600 repeatedly performs the above-described control.

前述の如くして、本実施形態におけるベクトル制御では、指令位相θ＿ｒｅｆと回転位相θとの偏差が小さくなるように、回転座標系における電流値を制御する位相フィードバック制御を行うことによってモータを制御する。ベクトル制御を行うと、モータが脱調状態となることや、余剰トルクに起因してモータ音が増大すること及び消費電力が増大することを抑制することができる。また、位相フィードバック制御を行っているため、回転子の回転位相が所望の位相になるように制御することができる。したがって、画像形成装置において、記録媒体への画像形成を適切に行うために回転位相を精度よく制御する必要がある負荷（例えば、レジストレーションローラ等）を駆動するモータに位相フィードバック制御を用いたベクトル制御を適用する。この結果、記録媒体への画像形成を適切に行うことができる。   As described above, in the vector control in the present embodiment, the motor is controlled by performing the phase feedback control for controlling the current value in the rotating coordinate system so that the deviation between the command phase θ_ref and the rotating phase θ is small. . When the vector control is performed, it is possible to suppress the motor from being stepped out, an increase in motor noise due to excessive torque, and an increase in power consumption. Further, since the phase feedback control is performed, the rotation phase of the rotor can be controlled to be a desired phase. Therefore, in the image forming apparatus, a vector using phase feedback control for a motor that drives a load (for example, a registration roller) that needs to accurately control the rotational phase in order to appropriately form an image on a recording medium. Apply control. As a result, it is possible to appropriately form an image on the recording medium.

［モータ駆動部］
以上のように、モータの駆動制御においては、巻線に流れる駆動電流の電流値を検出し、検出した電流値に基づいて巻線に流れる駆動電流を制御する。即ち、モータの駆動制御においては、巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する構成、及び、駆動電流を巻線に供給する構成が必要となる。 [Motor drive unit]
As described above, in the drive control of the motor, the current value of the drive current flowing through the winding is detected, and the drive current flowing through the winding is controlled based on the detected current value. That is, in the drive control of the motor, a configuration for detecting the current value of the drive current flowing through the winding and a configuration for supplying the drive current to the winding are required.

図５は、本実施形態におけるモータ駆動部１５８の構成の例を示す図である。図５に示すように、モータ駆動部１５８は、Ａ相におけるＰＷＭインバータ５０６ａ、Ａ／Ｄ変換器５１０ａ、電流値生成器５３０ａを有する。また、モータ駆動部１５８は、Ｂ相におけるＰＷＭインバータ５０６ｂ、Ａ／Ｄ変換器５１０ｂ、電流値生成器５３０ｂを有する。なお、図３に示すＰＷＭインバータ５０６にはＰＷＭインバータ５０６ａとＰＷＭインバータ５０６ｂとが含まれる。また、図３に示すＡ／Ｄ変換器５１０にはＡ／Ｄ変換器５１０ａとＡ／Ｄ変換器５１０ｂとが含まれる。更に、図３に示す電流値生成器５３０には電流値生成器５３０ａと電流値生成器５３０ｂとが含まれる。このように、ＰＷＭインバータ、Ａ／Ｄ変換器及び電流値生成器はモータ５０９のＡ相とＢ相それぞれに対応して設けられており、相毎に独立に駆動される。なお、ＰＷＭインバータ５０６ａの構成とＰＷＭインバータ５０６ｂの構成は同じ構成であるため、図５においては、ＰＷＭインバータ５０６ａの具体的構成を示している。ＰＷＭインバータ５０６ａは、モータ駆動回路５０ａ、モータ駆動回路５０ａに設けられた複数のＦＥＴのオン動作／オフ動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成器２０３、抵抗器２００の両端の電圧信号を増幅する増幅器３００を有する。   FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the configuration of the motor driving unit 158 in the present embodiment. As shown in FIG. 5, the motor driving unit 158 includes a PWM inverter 506a in the A phase, an A / D converter 510a, and a current value generator 530a. The motor drive unit 158 includes a B-phase PWM inverter 506b, an A / D converter 510b, and a current value generator 530b. Note that the PWM inverter 506 shown in FIG. 3 includes a PWM inverter 506a and a PWM inverter 506b. The A / D converter 510 shown in FIG. 3 includes an A / D converter 510a and an A / D converter 510b. Furthermore, the current value generator 530 shown in FIG. 3 includes a current value generator 530a and a current value generator 530b. As described above, the PWM inverter, the A / D converter, and the current value generator are provided corresponding to the A phase and the B phase of the motor 509, and are driven independently for each phase. Since the configuration of the PWM inverter 506a and the configuration of the PWM inverter 506b are the same, FIG. 5 shows a specific configuration of the PWM inverter 506a. The PWM inverter 506a amplifies the voltage signal at both ends of the motor drive circuit 50a, the PWM generator 203 that generates a PWM signal for controlling the on / off operation of the plurality of FETs provided in the motor drive circuit 50a, and the resistor 200. An amplifier 300 is provided.

また、図５に示すように、モータ制御部１５７は、Ａ相の巻線に発生する誘起電圧の値を決定する誘起電圧決定器５１２ａとＢ相の巻線に発生する誘起電圧の値を決定する誘起電圧決定器５１２ｂとを有する。なお、図３に示す誘起電圧決定器５１２には誘起電圧決定器５１２ａと誘起電圧決定器５１２ｂとが含まれる。   Further, as shown in FIG. 5, the motor control unit 157 determines the value of the induced voltage generated in the B-phase winding and the induced voltage determiner 512a that determines the value of the induced voltage generated in the A-phase winding. And an induced voltage determiner 512b. The induced voltage determiner 512 shown in FIG. 3 includes an induced voltage determiner 512a and an induced voltage determiner 512b.

以下に、モータ駆動部１５８がＡ相の巻線に駆動電流を供給する方法、及び、モータ駆動部１５８がＡ相の巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する方法について説明する。なお、Ｂ相については、Ａ相と同様の構成であるため説明を省略する。また、図１５及び図１６において説明した内容と同様の部分については、説明を省略する。   Hereinafter, a method in which the motor driving unit 158 supplies a driving current to the A-phase winding and a method in which the motor driving unit 158 detects a current value of the driving current flowing in the A-phase winding will be described. In addition, about B phase, since it is the structure similar to A phase, description is abbreviate | omitted. Also, description of the same parts as those described in FIGS. 15 and 16 is omitted.

＜駆動電流を供給する方法＞
まず、モータ駆動部１５８が巻線に駆動電流を供給する方法について説明する。 <Method of supplying drive current>
First, a method in which the motor driving unit 158 supplies a driving current to the winding will be described.

図６は、本実施形態におけるＰＷＭ生成器２０３がＰＷＭ信号を生成する構成を説明する図である。図６に示すように、本実施形態におけるＰＷＭ生成器２０３は、変調波と搬送波とを比較する比較器２０３ａを有する。ＰＷＭ生成器２０３は、比較器２０３ａを用いて変調波と搬送波とを比較することによってＰＷＭ信号を生成している。なお、本実施形態においては、ＰＷＭ生成器２０３が所定の周波数の三角波搬送波を生成しているものとする。また、該三角波搬送波の値が極小値となるタイミングから次に極小値となるタイミングまでの期間を一周期とした場合に、該三角波搬送波の波形は、１周期において該三角波搬送波の値が極大値となるタイミングを基準として線対称となるような波形とする。また、Ａ相における三角波搬送波とＢ相における三角波搬送波は同期されているものとする。   FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration in which the PWM generator 203 according to the present embodiment generates a PWM signal. As shown in FIG. 6, the PWM generator 203 in the present embodiment includes a comparator 203a that compares the modulated wave and the carrier wave. The PWM generator 203 generates a PWM signal by comparing the modulated wave and the carrier wave using the comparator 203a. In the present embodiment, it is assumed that the PWM generator 203 generates a triangular wave carrier wave having a predetermined frequency. Further, when the period from the timing when the value of the triangular wave carrier wave becomes a minimum value to the timing when the triangular wave carrier value becomes the next minimum value is set as one cycle, the waveform of the triangular wave carrier wave has the maximum value of the triangular wave carrier wave in one cycle. The waveform is symmetric with respect to the timing. Further, it is assumed that the triangular wave carrier wave in the A phase and the triangular wave carrier wave in the B phase are synchronized.

図７は、ＰＷＭ生成器２０３がＰＷＭ信号を生成する方法を説明する図である。以下に、図５乃至図７を用いて、ＰＷＭ生成器２０３がＰＷＭ信号を生成する方法を説明する。   FIG. 7 is a diagram illustrating a method in which the PWM generator 203 generates a PWM signal. Hereinafter, a method in which the PWM generator 203 generates a PWM signal will be described with reference to FIGS.

図５に示すように、モータ制御部１５７から出力された駆動電圧Ｖαは、ＰＷＭ生成器２０３に入力される。ＰＷＭ生成器２０３は、比較器２０３ａを用いて変調波としての駆動電圧Ｖαと三角波搬送波とを比較し、駆動電圧Ｖαが三角波搬送波よりも大きい期間（ハイ期間）は‘Ｈ’、駆動電圧Ｖαが三角波搬送波よりも小さい期間（ロー期間）は‘Ｌ’としてＰＷＭ＋を生成する。また、ＰＷＭ生成器２０３は、ＰＷＭ＋の位相を反転させたＰＷＭ−を生成する。   As shown in FIG. 5, the drive voltage Vα output from the motor control unit 157 is input to the PWM generator 203. The PWM generator 203 uses the comparator 203a to compare the drive voltage Vα as a modulated wave with the triangular wave carrier wave, and when the drive voltage Vα is larger than the triangular wave carrier wave (high period), the drive voltage Vα is “H”. During a period smaller than the triangular wave carrier wave (low period), PWM + is generated as 'L'. The PWM generator 203 generates PWM− in which the phase of PWM + is inverted.

図５に示すように、ＰＷＭ生成器２０３は、ＰＷＭ＋をＦＥＴ Ｑ１及びＱ４に出力し、ＰＷＭ−をＦＥＴ Ｑ２及びＱ３に出力する。ＦＥＴ Ｑ１乃至Ｑ４は、ＰＷＭ＋とＰＷＭ−によって、オン動作／オフ動作が制御される。この結果、Ａ相の巻線Ｌ１に供給する駆動電流の大きさ及び向きを制御することができる。   As shown in FIG. 5, the PWM generator 203 outputs PWM + to the FETs Q1 and Q4, and outputs PWM− to the FETs Q2 and Q3. The FETs Q1 to Q4 are controlled to be turned on / off by PWM + and PWM−. As a result, the magnitude and direction of the drive current supplied to the A-phase winding L1 can be controlled.

本実施形態においては、駆動電圧が２４Ｖである場合はデューティ比が１００％、駆動電圧が０Ｖである場合はデューティ比が５０％、駆動電圧が−２４Ｖである場合はデューティ比が０％に対応する。即ち、本実施形態においては、駆動電圧ＶαはＰＷＭ＋のデューティ比に対応する値である。なお、本実施形態においては、ＰＷＭ＋の周期に対するハイ期間の割合をデューティ比と定義するが、ＰＷＭ＋の周期に対するロー期間の割合をデューティ比と定義しても良い。   In this embodiment, when the drive voltage is 24V, the duty ratio is 100%, when the drive voltage is 0V, the duty ratio is 50%, and when the drive voltage is -24V, the duty ratio is 0%. To do. That is, in the present embodiment, the drive voltage Vα is a value corresponding to the duty ratio of PWM +. In this embodiment, the ratio of the high period to the PWM + period is defined as the duty ratio, but the ratio of the low period to the PWM + period may be defined as the duty ratio.

＜電流検出方法＞
次に、モータ駆動部１５８が巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する方法について説明する。 <Current detection method>
Next, a method for detecting the current value of the drive current flowing through the winding by the motor drive unit 158 will be described.

前述したように、巻線に流れる駆動電流は抵抗器２００にかかる電圧Ｖｓｎｓに基づいて検出される。増幅器３００は、電圧Ｖｓｎｓの信号を増幅してＡ／Ｄ変換器５１０ａに出力する。Ａ／Ｄ変換器５１０ａは、電圧Ｖｓｎｓをアナログ値からデジタル値へと変換して、電流値生成器５３０ａに出力する。また、電流値生成器５３０ａには、モータ制御部１５７から出力される駆動電圧Ｖα及びＰＷＭ生成器２０３から出力される三角波搬送波の情報としての周波数及び位相の情報が入力される。   As described above, the drive current flowing through the winding is detected based on the voltage Vsns applied to the resistor 200. The amplifier 300 amplifies the signal of the voltage Vsns and outputs it to the A / D converter 510a. The A / D converter 510a converts the voltage Vsns from an analog value to a digital value and outputs it to the current value generator 530a. In addition, the current value generator 530 a receives the drive voltage Vα output from the motor control unit 157 and the frequency and phase information as the triangular wave carrier information output from the PWM generator 203.

電流値生成器５３０ａは、三角波搬送波の情報と駆動電圧とに基づいて、Ａ／Ｄ変換器５１０ａから出力されるデジタル値をサンプリング（検出）する。具体的には、駆動電圧Ｖαが負（デューティ比が５０％未満）の場合はロー期間にデジタル値をサンプリングする。より具体的には、ＰＷＭ生成器２０３によって生成されたＰＷＭ＋が立ち下がった（‘Ｈ’から‘Ｌ’に切り替わった）後に三角波搬送波が最初に極値となるタイミングでデジタル値をサンプリングする。また、駆動電圧が０Ｖ以上（デューティ比が５０％以上）の場合は、ハイ期間にデジタル値をサンプリングする。より具体的には、ＰＷＭ生成器２０３によって生成されたＰＷＭ＋が立ち上がった（‘Ｌ’から‘Ｈ’に切り替わった）後に三角搬送波が最初に極値となるタイミングでデジタル値をサンプリングする。このように、三角波搬送波が極値となるタイミングでデジタル値をサンプリングすることによって、ＰＷＭ信号が立ち上がる又は立ち下がるタイミングにおいてデジタル値をサンプリングすることを防止することが出来る。この結果、ＰＷＭ信号が立ち上がる又は立ち下がる際にスイッチング素子がスイッチングすることに起因して発生するノイズがサンプリングした値に含まれることを抑制することができる。   The current value generator 530a samples (detects) the digital value output from the A / D converter 510a based on the triangular wave carrier information and the drive voltage. Specifically, when the drive voltage Vα is negative (duty ratio is less than 50%), the digital value is sampled during the low period. More specifically, after the PWM + generated by the PWM generator 203 falls (switched from 'H' to 'L'), the digital value is sampled at a timing when the triangular wave carrier wave first becomes an extreme value. When the drive voltage is 0 V or higher (duty ratio is 50% or higher), the digital value is sampled during the high period. More specifically, after the PWM + generated by the PWM generator 203 rises (switches from 'L' to 'H'), the digital value is sampled at the timing when the triangular carrier wave first becomes the extreme value. In this way, by sampling the digital value at the timing when the triangular wave carrier wave reaches the extreme value, it is possible to prevent the digital value from being sampled at the timing when the PWM signal rises or falls. As a result, it is possible to prevent noise generated due to switching of the switching element when the PWM signal rises or falls from being included in the sampled value.

以上のように、デジタル値をサンプリングするタイミング（以下、サンプリングタイミングと称する）は駆動電圧Ｖαの値に基づいて決定される。   As described above, the timing for sampling the digital value (hereinafter referred to as sampling timing) is determined based on the value of the drive voltage Vα.

電流値生成器５３０ａは、サンプリングした値がハイ期間にサンプリングした値である場合は、値の極性を反転させない。また、電流値生成器５３０ａは、サンプリングした値がロー期間にサンプリングした値である場合は、値の極性を反転させる。   The current value generator 530a does not invert the polarity of the value when the sampled value is a value sampled during the high period. Further, when the sampled value is a value sampled during the low period, the current value generator 530a inverts the polarity of the value.

図８は、駆動電圧信号、三角波搬送波、ＰＷＭ＋及びサンプリングタイミングを示す図である。なお、図８に示す黒丸は、駆動電圧の値が決定されるタイミングを示しており、駆動電圧の値が決定される周期とＰＷＭ信号の周期は同期している。また、図８に示す黒塗りの逆三角形は、電流値生成器５３０ａのサンプリングタイミングを示している。前述したように、サンプリングタイミングは駆動電圧Ｖαの値に基づいて決定される。   FIG. 8 is a diagram illustrating a drive voltage signal, a triangular wave carrier wave, PWM +, and sampling timing. The black circles shown in FIG. 8 indicate the timing at which the value of the drive voltage is determined, and the period in which the value of the drive voltage is determined is synchronized with the period of the PWM signal. Also, the black inverted triangle shown in FIG. 8 indicates the sampling timing of the current value generator 530a. As described above, the sampling timing is determined based on the value of the drive voltage Vα.

図８（ａ）は、駆動電圧Ｖαが０Ｖ以上（デューティ比が５０％以上）の場合におけるサンプリングタイミングを示す図である。図８（ａ）に示すように、駆動電圧が０Ｖ以上である場合は、三角波搬送波の値が極小値となるタイミングで値をサンプリングする。   FIG. 8A is a diagram showing sampling timing when the drive voltage Vα is 0 V or more (duty ratio is 50% or more). As shown in FIG. 8A, when the drive voltage is 0 V or more, the value is sampled at a timing when the value of the triangular wave carrier wave becomes a minimum value.

図８（ｂ）は、駆動電圧Ｖαが負（デューティ比が５０％未満）の場合におけるサンプリングタイミングを示す図である。図８（ｂ）に示すように、駆動電圧が負である場合は、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングで値をサンプリングする。   FIG. 8B is a diagram showing sampling timing when the drive voltage Vα is negative (duty ratio is less than 50%). As shown in FIG. 8B, when the drive voltage is negative, the value is sampled at the timing when the value of the triangular wave carrier wave reaches the maximum value.

図８（ｃ）は、駆動電圧Ｖαが正の値から負の値へ又は負の値から正の値へと変化する場合におけるサンプリングタイミングを示す図である。図８（ｃ）に示すように、駆動電圧Ｖαが正の値から負の値へと変化する場合、サンプリングタイミングが、三角波搬送波の値が極小値となるタイミングから三角波搬送波の値が極大値となるタイミングに変わる。また、駆動電圧Ｖαが負の値から正の値へと変化する場合、サンプリングタイミングが、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングから三角波搬送波の値が極小値となるタイミングに変わる。   FIG. 8C shows the sampling timing when the drive voltage Vα changes from a positive value to a negative value or from a negative value to a positive value. As shown in FIG. 8 (c), when the drive voltage Vα changes from a positive value to a negative value, the sampling timing becomes the maximum value from the timing when the triangular wave carrier value becomes the minimum value. The timing will change. When the drive voltage Vα changes from a negative value to a positive value, the sampling timing changes from the timing at which the triangular wave carrier value becomes the maximum value to the timing at which the triangular wave carrier value becomes the minimum value.

このように、駆動電圧Ｖαの値に応じてサンプリングタイミングを変えると、一定の周期で値をサンプリングすることができなくなってしまう。   Thus, if the sampling timing is changed according to the value of the drive voltage Vα, the value cannot be sampled at a constant period.

図９は、従来の電流検出方法による各相の駆動電圧信号、三角波搬送波、ＰＷＭ＋及びサンプリングタイミングを示す図である。前述したように、Ａ相のモータ駆動回路とＢ相のモータ駆動回路とは、それぞれ独立に駆動される。駆動電圧の値に応じて値をサンプリングするタイミングを変えると、図９に示すように、Ａ相におけるサンプリングタイミングとＢ相におけるサンプリングタイミングとが一致しない場合がある。この場合、異なるタイミングで得られたＡ相の値とＢ相の値とに基づいてモータが制御されてしまう。   FIG. 9 is a diagram illustrating a driving voltage signal, a triangular wave carrier wave, PWM +, and sampling timing of each phase according to a conventional current detection method. As described above, the A-phase motor drive circuit and the B-phase motor drive circuit are driven independently. If the timing at which the value is sampled is changed according to the value of the drive voltage, the sampling timing in the A phase may not match the sampling timing in the B phase, as shown in FIG. In this case, the motor is controlled based on the A-phase value and the B-phase value obtained at different timings.

そこで、本実施形態では、以下の構成を用いることによって、異なるタイミングで得られたＡ相の値とＢ相の値とに基づいてモータが制御されてしまうことを抑制する。   Therefore, in the present embodiment, by using the following configuration, the motor is prevented from being controlled based on the A-phase value and the B-phase value obtained at different timings.

＜電流値の予測＞
図１０は、本実施形態における各相の駆動電圧信号、三角波搬送波、ＰＷＭ＋及びサンプリングタイミングを示す図である。なお、図１０に示す白抜きの逆三角形のタイミングにおける電流値は、予測された電流値である。 <Prediction of current value>
FIG. 10 is a diagram showing the drive voltage signal, triangular wave carrier wave, PWM +, and sampling timing of each phase in the present embodiment. The current value at the timing of the white inverted triangle shown in FIG. 10 is a predicted current value.

図１０に示すように、駆動電圧Ｖαが０以上の値である場合、電流値生成器５３０ａは、三角波搬送波の値が極小値となるタイミングで値をサンプリングし、サンプリングした値に基づいて電流値を生成する。更に、電流値生成器５３０ａは、生成した電流値に基づいて、サンプリングを行ったタイミングから三角波搬送波の半周期Δｔが経過したタイミング、即ち、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングにおける電流値を予測する。電流値生成器５３０ａは、予測した電流値を電流値ｉαとして出力する。   As shown in FIG. 10, when the drive voltage Vα is a value equal to or greater than 0, the current value generator 530a samples the value at a timing when the value of the triangular wave carrier wave becomes a minimum value, and the current value based on the sampled value Is generated. Furthermore, the current value generator 530a calculates the current value at the timing when the half period Δt of the triangular wave carrier wave has elapsed from the timing of sampling based on the generated current value, that is, at the timing when the value of the triangular wave carrier wave reaches the maximum value. Predict. The current value generator 530a outputs the predicted current value as the current value iα.

また、図１０に示すように、駆動電圧Ｖαが負の値である場合、電流値生成器５３０は、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングで値をサンプリングする。その後、電流値生成器５３０ａは、サンプリングした値に基づいて電流値を生成する。電流値生成器５３０ａは、電流値を予測せず、生成した電流値を電流値ｉαとして出力する。   Also, as shown in FIG. 10, when the drive voltage Vα is a negative value, the current value generator 530 samples the value at the timing when the value of the triangular wave carrier wave reaches the maximum value. Thereafter, the current value generator 530a generates a current value based on the sampled value. The current value generator 530a does not predict the current value and outputs the generated current value as the current value iα.

次に、電流値を予測する方法について説明する。本実施形態においては、モータの回転子が一定速度で回転しているものとする。即ち、モータの巻線に流れる駆動電流は正弦波状に変化するものとし、サンプリングした電流値を正弦波近似することによって電流値を予測する構成とするが、この限りではない。例えば、モータの巻線に流れる駆動電流の波形に応じて、直線近似を用いる等の構成であっても良い。なお、図８及び図１０においては、本実施形態の説明を行うため、便宜上、モータの巻線に流れる駆動電流が正弦波状に変化していない場合における図を示してある。   Next, a method for predicting the current value will be described. In the present embodiment, it is assumed that the rotor of the motor is rotating at a constant speed. That is, the drive current flowing in the motor winding changes in a sine wave shape, and the current value is predicted by approximating the sampled current value to a sine wave, but this is not restrictive. For example, a configuration such as linear approximation may be used in accordance with the waveform of the drive current flowing through the motor winding. In FIGS. 8 and 10, for the sake of convenience of description of the present embodiment, for the sake of convenience, diagrams in the case where the drive current flowing in the motor winding does not change in a sine wave shape are shown.

図５に示すように、電流値生成器５３０ａには、位相決定器５１３から出力される回転位相θ、速度決定器５１４から出力される回転速度ωが入力される。   As shown in FIG. 5, the current value generator 530 a receives the rotational phase θ output from the phase determiner 513 and the rotational speed ω output from the speed determiner 514.

電流値生成器５３０ａは、三角波搬送波が極小となる時刻ｔ０において検出された電流値ｉ（ｔ０）、電流値ｉ（ｔ０）に基づいて決定された回転位相θ（ｔ０）及び回転位相θ（ｔ０）に基づいて決定された回転速度ω（ｔ０）に基づいて、電流値を予測する。   The current value generator 530a includes the current value i (t0) detected at the time t0 when the triangular wave carrier wave is minimized, the rotation phase θ (t0) and the rotation phase θ (t0) determined based on the current value i (t0). The current value is predicted based on the rotation speed ω (t0) determined based on

具体的には、電流値生成器５３０ａは、以下の式（１１）を用いて正弦波近似する際の正弦波の振幅Ａを算出する。
Ａ＝ｉ（ｔ０）／ｃｏｓθ（ｔ０） （１１） Specifically, the current value generator 530a calculates the amplitude A of the sine wave when approximating the sine wave using the following equation (11).
A = i (t0) / cos θ (t0) (11)

また、電流値生成器５３０ａは、以下の式（１２）を用いて制御タイミング（時刻ｔ＋Δｔ）における回転子の回転位相θ（ｔ０＋Δｔ）を算出する。
θ（ｔ０＋Δｔ）＝θ（ｔ０）＋ω（ｔ０）＊Δｔ （１２） Further, the current value generator 530a calculates the rotational phase θ (t0 + Δt) of the rotor at the control timing (time t + Δt) using the following equation (12).
θ (t0 + Δt) = θ (t0) + ω (t0) * Δt (12)

更に、電流値生成器５３０ａは、以下の式（１３）を用いて時刻ｔ＋Δｔにおける電流値ｉ（ｔ＋ｔ０）を算出する。
ｉ（ｔ０＋Δｔ）＝Ａ＊ｃｏｓθ（ｔ０＋Δｔ） （１３） Furthermore, the current value generator 530a calculates the current value i (t + t0) at time t + Δt using the following equation (13).
i (t0 + Δt) = A * cos θ (t0 + Δt) (13)

電流値生成器５３０ａは、以上のようにして、制御タイミングにおける電流値ｉ（ｔ＋ｔ０）を予測する。   The current value generator 530a predicts the current value i (t + t0) at the control timing as described above.

図１１は、本実施形態におけるモータ制御装置６００が電流値を検出する方法を説明するフローチャートである。以下、図１１を用いて、本実施形態におけるモータ制御装置６００が電流値を検出する方法を説明する。このフローチャートの処理は、ＣＰＵ１５１ａからの指示を受けたモータ制御装置６００によって実行される。なお、図１１に示すフローチャートは、Ａ相についてのフローチャートであるが、Ｂ相についても同様の処理が行われる。   FIG. 11 is a flowchart illustrating a method for detecting a current value by the motor control device 600 according to the present embodiment. Hereinafter, a method in which the motor control device 600 according to the present embodiment detects a current value will be described with reference to FIG. The processing of this flowchart is executed by the motor control device 600 that has received an instruction from the CPU 151a. In addition, although the flowchart shown in FIG. 11 is a flowchart about A phase, the same process is performed also about B phase.

まず、Ｓ１００１において、ＣＰＵ１５１ａからモータ制御装置６００にｅｎａｂｌｅ信号‘Ｈ’が出力されると、モータ制御装置６００はＣＰＵ１５１ａから出力される指令に基づいてモータ５０９の駆動制御を開始する。   First, in S1001, when the enable signal 'H' is output from the CPU 151a to the motor control device 600, the motor control device 600 starts driving control of the motor 509 based on a command output from the CPU 151a.

次に、Ｓ１００２において、時刻ｔ０における駆動電圧Ｖαが０以上の値である場合は、Ｓ１００３において、電流値生成器５３０ａは、時刻ｔ０で値をサンプリングし、該サンプリングした値に基づいて電流値ｉα（ｔ０）を生成する。   Next, in S1002, when the drive voltage Vα at time t0 is a value equal to or greater than 0, in S1003, the current value generator 530a samples the value at time t0, and based on the sampled value, the current value iα. (T0) is generated.

その後、Ｓ１００４において、電流値生成器５３０ａは、前述した方法で電流値ｉα（ｔ０＋Δｔ）を予測する。   Thereafter, in S1004, the current value generator 530a predicts the current value iα (t0 + Δt) by the method described above.

そして、Ｓ１００５において、電流値生成器５３０ａは、Ｓ１００４において予測した電流値ｉα（ｔ０＋Δｔ）を電流値ｉαとしてモータ制御部１５７に出力する。   In S1005, the current value generator 530a outputs the current value iα (t0 + Δt) predicted in S1004 to the motor control unit 157 as the current value iα.

また、Ｓ１００２において、時刻ｔ０におけるＡ相の駆動電圧Ｖαが負の値である場合は、Ｓ１００６において、電流値生成器５３０ａは、時刻ｔ０＋Δｔで値をサンプリングし、該サンプリングした値に基づいて電流値ｉα（ｔ０＋Δｔ）を生成する。   If the A-phase drive voltage Vα at time t0 is a negative value in S1002, the current value generator 530a samples the value at time t0 + Δt in S1006, and the current value based on the sampled value. iα (t0 + Δt) is generated.

そして、Ｓ１００５において、電流値生成器５３０ａは、Ｓ１００６において生成した電流値ｉα（ｔ０＋Δｔ）を電流値ｉαとしてモータ制御部１５７に出力する。   In S1005, the current value generator 530a outputs the current value iα (t0 + Δt) generated in S1006 to the motor control unit 157 as the current value iα.

以降、ＣＰＵ１５１ａがモータ制御装置６００にｅｎａｂｌｅ信号‘Ｌ’を出力するまで、モータ制御装置６００は前述した制御を繰り返し行い、モータ５０９を制御する。   Thereafter, until the CPU 151a outputs an enable signal 'L' to the motor control device 600, the motor control device 600 repeats the above-described control to control the motor 509.

以上のように、本実施形態では、駆動電圧が０以上の値である場合、三角波搬送波の値が極小値となるタイミングで値をサンプリングし、サンプリングした値に基づいて電流値を生成する。更に、生成した電流値に基づいて、サンプリングを行ったタイミングから三角波搬送波の半周期Δｔが経過したタイミング、即ち、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングにおける電流値を予測する。そして、モータ制御部１５７は、予測された電流値に基づいてモータの制御を行う。また、駆動電圧が負の値である場合、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングで値をサンプリングし、サンプリングした値に基づいて電流値を生成する。そして、モータ制御部１５７は、サンプリングされた電流値に基づいてモータの制御を行う。このような構成にすることによって、モータ制御部１５７は、同じタイミングにおけるＡ相の電流値とＢ相の電流値とに基づいてモータを制御することができる。即ち、異なるタイミングで得られたＡ相における電流値とＢ相における電流値とに基づいてモータが制御されてしまうことを抑制することができる。この結果、モータの制御が不安定になることを抑制することができる。   As described above, in the present embodiment, when the drive voltage is a value of 0 or more, the value is sampled at the timing when the value of the triangular wave carrier wave becomes the minimum value, and the current value is generated based on the sampled value. Further, based on the generated current value, the current value at the timing when the half period Δt of the triangular wave carrier wave has elapsed from the sampling timing, that is, at the timing when the value of the triangular wave carrier wave becomes the maximum value is predicted. Then, the motor control unit 157 controls the motor based on the predicted current value. When the drive voltage is a negative value, the value is sampled at a timing when the value of the triangular wave carrier wave reaches a maximum value, and a current value is generated based on the sampled value. The motor control unit 157 controls the motor based on the sampled current value. With this configuration, the motor control unit 157 can control the motor based on the A-phase current value and the B-phase current value at the same timing. That is, it is possible to suppress the motor from being controlled based on the current value in the A phase and the current value in the B phase obtained at different timings. As a result, it is possible to prevent the motor control from becoming unstable.

なお、本実施形態においては、速度決定器５１４によって決定された回転速度ωに基づいて電流値ｉ（ｔ０＋Δｔ）を予測したが、これに限定されるものではない。例えば、ＣＰＵ１５１ａが、式（１０）を用いて、指令位相θ＿ｒｅｆの時間変化から指令速度ω＿ｒｅｆの代わりとなる回転速度ω＿ｒｅｆ´を決定する。電流値生成器５３０ａは回転速度ω＿ｒｅｆ´に基づいて電流値ｉ（ｔ０＋Δｔ）を予測する、という構成であっても良い。   In the present embodiment, the current value i (t0 + Δt) is predicted based on the rotational speed ω determined by the speed determiner 514. However, the present invention is not limited to this. For example, the CPU 151a determines a rotational speed ω_ref ′ that substitutes for the command speed ω_ref from the time change of the command phase θ_ref using Expression (10). The current value generator 530a may be configured to predict the current value i (t0 + Δt) based on the rotation speed ω_ref ′.

〔第２実施形態〕
画像形成装置及びモータ制御装置の構成が第１実施形態と同様である部分については、説明を省略する。 [Second Embodiment]
The description of the parts of the image forming apparatus and the motor control apparatus that are the same as those in the first embodiment will be omitted.

第１実施形態においては、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングにおける電流値を、正弦波近似を行うことによって予測した。本実施形態においては、連続してサンプリングされた２つの電流値に基づいて、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングにおける電流値を予測する。   In the first embodiment, the current value at the timing when the value of the triangular wave carrier wave reaches the maximum value is predicted by performing sine wave approximation. In the present embodiment, the current value at the timing when the value of the triangular wave carrier wave reaches the maximum value is predicted based on two current values sampled successively.

図１２は、本実施形態における各相の駆動電圧信号、三角波搬送波、ＰＷＭ＋及びサンプリングタイミングを示す図である。図１２に示す黒塗りの逆三角形は、電流値生成器５３０ａのサンプリングタイミングを示している。また、図１２に示す白抜きの逆三角形のタイミングにおける電流値は、予測された電流値である。   FIG. 12 is a diagram showing the driving voltage signal, triangular wave carrier wave, PWM +, and sampling timing of each phase in the present embodiment. A black inverted triangle shown in FIG. 12 indicates the sampling timing of the current value generator 530a. Further, the current value at the timing of the white inverted triangle shown in FIG. 12 is the predicted current value.

図１２（ａ）に示すように、時刻ｔ１において決定された駆動電圧が０以上の値であって、時刻ｔ２において決定された駆動電圧が０以上の値である場合、電流値生成器５３ａ０は、時刻ｔ１＋Δｔにおける電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）を、式（１４）を用いて予測する。即ち、電流値ｉ（ｔ１）と電流値ｉ（ｔ２）との平均値を演算することによって電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）を予測する。
ｉ（ｔ１＋Δｔ）＝｛ｉ（ｔ１）＋ｉ（ｔ２）｝／２ （１４） As shown in FIG. 12A, when the drive voltage determined at time t1 is a value of 0 or more and the drive voltage determined at time t2 is a value of 0 or more, the current value generator 53a0 The current value i (t1 + Δt) at time t1 + Δt is predicted using equation (14). That is, the current value i (t1 + Δt) is predicted by calculating the average value of the current value i (t1) and the current value i (t2).
i (t1 + Δt) = {i (t1) + i (t2)} / 2 (14)

電流値生成器５３０ａは、予測した電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）を電流値ｉαとして出力する。   The current value generator 530a outputs the predicted current value i (t1 + Δt) as the current value iα.

また、図１２（ｂ）に示すように、時刻ｔ１において決定された駆動電圧が負の値である場合、電流値生成器５３０は、時刻ｔ１＋Δｔにおいて値をサンプリングし、サンプリングした値に基づいて電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）を生成する。更に、時刻ｔ２において駆動電圧が負の値である場合、電流値生成器５３０は、時刻ｔ２＋Δｔにおいて値をサンプリングし、サンプリングした値に基づいて電流値ｉ（ｔ２＋Δｔ）を生成する。その後、電流値生成器５３０ａは、電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）を電流値ｉαとして出力する。   Also, as shown in FIG. 12B, when the drive voltage determined at time t1 is a negative value, the current value generator 530 samples the value at time t1 + Δt, and the current based on the sampled value. Generate the value i (t1 + Δt). Further, when the drive voltage is a negative value at time t2, current value generator 530 samples the value at time t2 + Δt, and generates current value i (t2 + Δt) based on the sampled value. Thereafter, the current value generator 530a outputs the current value i (t1 + Δt) as the current value iα.

また、図１２（ｃ）に示すように、時刻ｔ１において決定された駆動電圧が０以上の値であって、時刻ｔ２において決定された駆動電圧が負の値である場合、電流値生成器５３０は、以下の式（１５）を用いて電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）を予測する。
ｉ（ｔ１＋Δｔ）＝｛ｉ（ｔ１）＊２＋ｉ（ｔ２＋Δｔ）｝／３ （１５） Also, as shown in FIG. 12C, when the drive voltage determined at time t1 is a value greater than or equal to 0 and the drive voltage determined at time t2 is a negative value, the current value generator 530 Predicts the current value i (t1 + Δt) using the following equation (15).
i (t1 + Δt) = {i (t1) * 2 + i (t2 + Δt)} / 3 (15)

電流値生成器５３０ａは、予測した電流値を電流値ｉαとして出力する。   The current value generator 530a outputs the predicted current value as the current value iα.

また、図１２（ｃ）に示すように、時刻ｔ２において決定された駆動電圧が負の値である場合、電流値生成器５３０は、時刻ｔ２＋Δｔにおいて値をサンプリングし、サンプリングした値に基づいて電流値ｉ（ｔ２＋Δｔ）を生成する。更に、時刻ｔ３において駆動電圧が０以上の値である場合、電流値生成器５３０は時刻ｔ３において値をサンプリングし、サンプリングした値に基づいて電流値ｉ（ｔ３）を生成する。その後、流値生成器５３０ａは、電流値ｉ（ｔ２＋Δｔ）を電流値ｉαとして出力する。即ち、電流値生成器５３０は、電流値を予測しない。   Also, as shown in FIG. 12C, when the drive voltage determined at time t2 is a negative value, the current value generator 530 samples the value at time t2 + Δt, and the current based on the sampled value. The value i (t2 + Δt) is generated. Further, when the drive voltage is a value equal to or greater than 0 at time t3, current value generator 530 samples the value at time t3, and generates current value i (t3) based on the sampled value. Thereafter, the flow value generator 530a outputs the current value i (t2 + Δt) as the current value iα. That is, the current value generator 530 does not predict a current value.

以上のように、時刻ｔ１において決定された駆動電圧が０以上の値である場合は、式（１４）又は式（１５）を用いて、電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）を予測する。   As described above, when the drive voltage determined at time t1 is a value of 0 or more, the current value i (t1 + Δt) is predicted using the equation (14) or the equation (15).

図１３は、本実施形態におけるモータ制御装置６００が電流値を検出する方法を説明するフローチャートである。以下、図１３を用いて、本実施形態におけるモータ制御装置６００が電流値を検出する方法を説明する。このフローチャートの処理は、ＣＰＵ１５１ａからの指示を受けたモータ制御装置６００によって実行される。なお、図１３に示すフローチャートは、Ａ相についてのフローチャートであるが、Ｂ相についても同様の処理が行われる。   FIG. 13 is a flowchart for explaining a method of detecting a current value by the motor control device 600 according to this embodiment. Hereinafter, a method in which the motor control device 600 according to the present embodiment detects a current value will be described with reference to FIG. The processing of this flowchart is executed by the motor control device 600 that has received an instruction from the CPU 151a. The flowchart shown in FIG. 13 is a flowchart for the A phase, but the same process is performed for the B phase.

まず、Ｓ２００１において、ＣＰＵ１５１ａからモータ制御装置６００にｅｎａｂｌｅ信号‘Ｈ’が出力されると、モータ制御装置６００はＣＰＵ１５１ａから出力される指令に基づいてモータ５０９の駆動制御を開始する。   First, in S2001, when the enable signal 'H' is output from the CPU 151a to the motor control device 600, the motor control device 600 starts driving control of the motor 509 based on a command output from the CPU 151a.

次に、Ｓ２００２において、時刻ｔ１における駆動電圧が０以上の値である場合は、Ｓ２００３において、電流値生成器５３０ａは、時刻ｔ１で値をサンプリングし、該サンプリングした値に基づいて電流値ｉ（ｔ１）を生成する。   Next, in S2002, when the drive voltage at time t1 is a value greater than or equal to 0, in S2003, the current value generator 530a samples the value at time t1, and based on the sampled value, the current value i ( t1) is generated.

その後、Ｓ２００４において、時刻ｔ２における駆動電圧が０以上の値である場合は、
Ｓ２００５において、電流値生成器５３０ａは、時刻ｔ２、即ち、三角波搬送波の値が極小値となるタイミングで値をサンプリングし、該サンプリングした値に基づいて電流値ｉ（ｔ２）を生成する。そして、Ｓ２００６において、電流値生成器５３０ａは、式（１４）を用いて、前述した方法で電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）を予測し、電流値ｉαとしてモータ制御部１５７に出力する。 After that, in S2004, when the driving voltage at time t2 is a value of 0 or more,
In S2005, the current value generator 530a samples the value at time t2, that is, the timing at which the value of the triangular wave carrier wave becomes a minimum value, and generates a current value i (t2) based on the sampled value. In S2006, the current value generator 530a predicts the current value i (t1 + Δt) by the above-described method using Expression (14), and outputs the current value iα to the motor control unit 157.

また、Ｓ２００４において、時刻ｔ２における駆動電圧が負の値である場合は、Ｓ２００７において、電流値生成器５３０ａは、時刻ｔ２＋Δｔで値をサンプリングし、該サンプリングした値に基づいて電流値ｉ（ｔ２＋Δｔ）を生成する。そして、Ｓ２００６において、電流値生成器５３０ａは、式（１５）を用いて、前述した方法で電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）を予測し、電流値ｉαとしてモータ制御部１５７に出力する。   In S2004, if the drive voltage at time t2 is a negative value, in S2007, the current value generator 530a samples the value at time t2 + Δt, and the current value i (t2 + Δt) based on the sampled value. Is generated. In S2006, the current value generator 530a predicts the current value i (t1 + Δt) by the above-described method using the equation (15), and outputs the current value iα to the motor control unit 157.

また、Ｓ２００２において、時刻ｔ１における駆動電圧が負の値である場合は、Ｓ２００８において、電流値生成器５３０は、時刻ｔ１＋Δｔで値をサンプリングし、該サンプリングした値に基づいて電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）を生成する。そして、電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）を電流値ｉαとしてモータ制御部１５７に出力する。   In S2002, when the driving voltage at time t1 is a negative value, in S2008, the current value generator 530 samples the value at time t1 + Δt, and based on the sampled value, the current value i (t1 + Δt). Is generated. Then, the current value i (t1 + Δt) is output to the motor control unit 157 as the current value iα.

以降、ＣＰＵ１５１ａがモータ制御装置６００にｅｎａｂｌｅ信号‘Ｌ’を出力するまで、モータ制御装置６００は前述した制御を繰り返し行い、モータ５０９を制御する。   Thereafter, until the CPU 151a outputs an enable signal 'L' to the motor control device 600, the motor control device 600 repeats the above-described control to control the motor 509.

以上のように、本実施形態では、連続してサンプリングされた２つの電流値に基づいて、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングにおける電流値を予測する。具体的には、時刻ｔ１において決定された駆動電圧が０以上の値である場合は、制御タイミングにおける電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）を予測する。より具体的には、時刻ｔ１において決定された駆動電圧が０以上の値であって、時刻ｔ２において決定された駆動電圧が０以上の値である場合は、式（１４）を用いて電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）を予測する。また、時刻ｔ１において決定された駆動電圧が０以上の値であって、時刻ｔ２において決定された駆動電圧が負の値である場合は、式（１５）を用いて電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）を予測する。そして、モータ制御部１５７は、予測された電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）に基づいてモータを制御する。更に、時刻ｔ１において決定された駆動電圧が負の値である場合は、電流値生成器５３０は、時刻ｔ１＋Δｔにおいて値をサンプリングし、サンプリングした値に基づいて電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）を生成する。そして、モータ制御部１５７は、生成された電流値ｉ（ｔ１＋Δｔ）に基づいてモータを制御する。   As described above, in the present embodiment, the current value at the timing when the value of the triangular wave carrier wave reaches the maximum value is predicted based on the two current values sampled successively. Specifically, when the drive voltage determined at time t1 is 0 or more, the current value i (t1 + Δt) at the control timing is predicted. More specifically, when the drive voltage determined at time t1 is a value greater than or equal to 0 and the drive voltage determined at time t2 is a value greater than or equal to 0, the current value is calculated using equation (14). i (t1 + Δt) is predicted. Further, when the drive voltage determined at time t1 is 0 or more and the drive voltage determined at time t2 is a negative value, the current value i (t1 + Δt) is calculated using equation (15). Predict. Then, the motor control unit 157 controls the motor based on the predicted current value i (t1 + Δt). Furthermore, when the drive voltage determined at time t1 is a negative value, current value generator 530 samples the value at time t1 + Δt, and generates current value i (t1 + Δt) based on the sampled value. Then, the motor control unit 157 controls the motor based on the generated current value i (t1 + Δt).

このような構成にすることによって、モータ制御部１５７は、同じタイミングにおけるＡ相の電流値とＢ相の電流値とに基づいてモータを制御することができる。即ち、異なるタイミングで得られたＡ相における電流値とＢ相における電流値とに基づいてモータが制御されてしまうことを抑制することができる。この結果、モータの制御が不安定になることを抑制することができる。   With this configuration, the motor control unit 157 can control the motor based on the A-phase current value and the B-phase current value at the same timing. That is, it is possible to suppress the motor from being controlled based on the current value in the A phase and the current value in the B phase obtained at different timings. As a result, it is possible to prevent the motor control from becoming unstable.

第１実施形態及び第２実施形態においては、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングにおける電流値に基づいて、モータ制御部１５７がモータの制御を行うようにしたが、この限りではない。例えば、三角波搬送波の値が極小値となるタイミングにおける電流値に基づいて、モータ制御部１５７がモータの制御を行うようにしても良い。三角波搬送波の値が極小値となるタイミングにおける電流値に基づいて、モータ制御部１５７がモータの制御する際は、駆動電圧が０以上の値である場合は、電流値を予測しない。即ち、サンプリングした電流値がモータの制御に用いられる。また、駆動電圧が負の値である場合は、前述した方法で電流値を予測し、予測した電流値がモータの制御に用いられる。   In the first embodiment and the second embodiment, the motor control unit 157 controls the motor based on the current value at the timing when the value of the triangular wave carrier wave reaches the maximum value, but this is not restrictive. For example, the motor control unit 157 may control the motor based on the current value at the timing when the value of the triangular wave carrier wave becomes the minimum value. When the motor control unit 157 controls the motor based on the current value at the timing when the value of the triangular wave carrier wave becomes the minimum value, the current value is not predicted when the drive voltage is a value of 0 or more. That is, the sampled current value is used for controlling the motor. Further, when the drive voltage is a negative value, the current value is predicted by the method described above, and the predicted current value is used for controlling the motor.

なお、第１実施形態及び第２実施形態におけるベクトル制御では、前述した位相フィードバック制御を行うことによってモータ５０９を制御しているが、これに限定されるものではない。例えば、回転子４０２の回転速度ωをフィードバックしてモータ５０９を制御する構成であっても良い。具体的には、図１４に示すように、ＣＰＵ１５１ａが回転子の目標速度を表す指令速度ω＿ｒｅｆを出力する。更に、モータ制御装置内部に速度制御器５００を設け、速度制御器５００が回転速度ωと指令速度ω＿ｒｅｆとの偏差が小さくなるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する構成とする。このような速度フィードバック制御を行うことによって、モータ５０９を制御する構成であっても良い。このような構成においては回転速度をフィードバックしているため、回転子の回転速度が所定の速度になるように制御することができる。したがって、画像形成装置において、記録媒体への画像形成を適切に行うために回転速度を一定速度に制御する必要がある負荷（例えば、感光ドラム、搬送ベルト等）を駆動するモータに速度フィードバック制御を用いたベクトル制御を適用する。この結果、記録媒体への画像形成を適切に行うことができる。   In the vector control in the first embodiment and the second embodiment, the motor 509 is controlled by performing the above-described phase feedback control. However, the present invention is not limited to this. For example, the motor 509 may be controlled by feeding back the rotational speed ω of the rotor 402. Specifically, as shown in FIG. 14, the CPU 151a outputs a command speed ω_ref representing the target speed of the rotor. Further, a speed controller 500 is provided inside the motor control device, and the speed controller 500 generates the q-axis current command value iq_ref and the d-axis current command value id_ref so that the deviation between the rotational speed ω and the command speed ω_ref becomes small. Output. A configuration in which the motor 509 is controlled by performing such speed feedback control may be employed. In such a configuration, since the rotation speed is fed back, the rotation speed of the rotor can be controlled to be a predetermined speed. Therefore, in the image forming apparatus, speed feedback control is performed on a motor that drives a load (for example, a photosensitive drum, a conveyor belt, etc.) that needs to control the rotation speed to a constant speed in order to appropriately form an image on a recording medium. Apply the vector control used. As a result, it is possible to appropriately form an image on the recording medium.

また、第１実施形態及び第２実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器５１０ａから出力されるデジタル値を、ロー期間とハイ期間とのいずれか一方の期間においてサンプリングしたが、これに限定されるものではない。例えば、ロー期間とハイ期間との両方の期間で値をサンプリングし、駆動電圧が負である場合はロー期間の値を採用し、駆動電圧が０Ｖ以上である場合はハイ期間の値を採用する、という構成であっても良い。また、本実施形態においては、デューティ比が５０％（所定値）を境に値をサンプリングする期間をロー期間とハイ期間とで切り替えたが、これに限定されるものではない。例えば、デューティ比が７０％を境に値をサンプリングする期間をロー期間とハイ期間とで切り替える構成であっても良い。   In the first embodiment and the second embodiment, the digital value output from the A / D converter 510a is sampled in one of the low period and the high period, but the present invention is not limited to this. It is not a thing. For example, the values are sampled in both the low period and the high period, and when the drive voltage is negative, the value of the low period is adopted, and when the drive voltage is 0 V or more, the value of the high period is adopted. It may be configured as. In the present embodiment, the period for sampling the value with the duty ratio of 50% (predetermined value) as the boundary is switched between the low period and the high period, but the present invention is not limited to this. For example, a configuration in which a period during which a value is sampled with a duty ratio of 70% as a boundary may be switched between a low period and a high period.

５０ モータ駆動回路
１５７ モータ制御部
１５８ モータ駆動部
２００ 抵抗器
４０２ 回転子
５０２ 位相制御器
５０６ ＰＷＭインバータ
５０９ ステッピングモータ
５１３ 位相決定器
５３０ 電流値生成器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 50 Motor drive circuit 157 Motor control part 158 Motor drive part 200 Resistor 402 Rotor 502 Phase controller 506 PWM inverter 509 Stepping motor 513 Phase determiner 530 Current value generator

Claims (19)

モータの回転子の目標位相を表す指令位相に基づいて前記モータを制御するモータ制御装置において、
搬送波としての第１の三角波に基づいて生成された、第１レベルの信号と前記第１レベルと異なる第２レベルの信号とを有する第１のＰＷＭ信号によってオン動作、オフ動作が制御される第１の複数のスイッチング素子を有する第１駆動回路であって、ブリッジ接続された前記第１の複数のスイッチング素子を橋絡するように前記モータの第１相の巻線が接続された前記第１駆動回路を駆動する第１駆動手段と、
搬送波としての第２の三角波に基づいて生成された、第３レベルの信号と前記第３レベルと異なる第４レベルの信号とを有する第２のＰＷＭ信号によってオン動作、オフ動作が制御される第２の複数のスイッチング素子を有する第２駆動回路であって、ブリッジ接続された前記第２の複数のスイッチング素子を橋絡するように前記モータの第２相の巻線が接続された前記第２駆動回路を駆動する第２駆動手段と、
前記回転子の回転位相を決定する位相決定手段と、
前記指令位相と前記位相決定手段によって決定された前記回転位相との偏差が小さくなるように、前記第１相の巻線に流れる駆動電流と前記第２相の巻線に流れる駆動電流とを制御することによって前記モータを制御する制御手段と、
を有し、
前記第１の三角波と前記第２の三角波は同期されており、
前記第１駆動手段は、前記第１のＰＷＭ信号の周期に対する前記第１のＰＷＭ信号が第１レベルである第１期間の割合を表すデューティ比によって決まる検出タイミングにおいて前記第１相の巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する第１検出手段を有し、
前記第２駆動手段は、前記第２のＰＷＭ信号の周期に対する前記第２のＰＷＭ信号が第３レベルである第３期間の割合を表すデューティ比によって決まる検出タイミングにおいて前記第２相の巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する第２検出手段を有し、
前記第１検出手段は、前記デューティ比が所定値以上である場合は前記第１期間に前記電流値を検出し、前記デューティ比が前記所定値未満である場合は前記第１のＰＷＭ信号が第２レベルである第２期間に前記電流値を検出して出力し、
更に、前記第１検出手段は、前記第１期間に前記電流値を検出した場合は、前記第２期間において前記第１相の巻線に流れる駆動電流の電流値を、検出した電流値に基づいて予測して出力し、
前記第２検出手段は、前記デューティ比が所定値より大きい場合は前記第３期間に前記電流値を検出し、前記デューティ比が前記所定値より小さい場合は前記第２のＰＷＭ信号が第４レベルである第４期間に前記電流値を検出して出力し、
更に、前記第２検出手段は、前記第３期間に前記電流値を検出した場合は、前記第４期間において前記第２相の巻線に流れる駆動電流の電流値を、検出した電流値に基づいて予測して出力し、
前記位相決定手段は、前記第１検出手段から出力された電流値と前記第２検出手段から出力された電流値とに基づいて前記回転子の回転位相を決定し、
前記制御手段は、前記第１検出手段から出力された電流値と前記第２検出手段から出力された電流値とに基づいて前記モータを制御することを特徴とするモータ制御装置。 In a motor control device that controls the motor based on a command phase representing a target phase of a rotor of the motor,
On-operation and off-operation are controlled by a first PWM signal generated based on a first triangular wave as a carrier wave and having a first level signal and a second level signal different from the first level. A first drive circuit having a plurality of switching elements, wherein the first phase windings of the motor are connected so as to bridge the bridge-connected first switching elements. First driving means for driving the driving circuit;
On-operation and off-operation are controlled by a second PWM signal generated based on a second triangular wave as a carrier wave and having a third level signal and a fourth level signal different from the third level. A second drive circuit having a plurality of switching elements, wherein the second phase winding of the motor is connected so as to bridge the bridge-connected second switching elements. Second driving means for driving the driving circuit;
Phase determining means for determining the rotational phase of the rotor;
The drive current flowing in the first phase winding and the drive current flowing in the second phase winding are controlled so that the deviation between the command phase and the rotational phase determined by the phase determining means is small. Control means for controlling the motor by
Have
The first triangular wave and the second triangular wave are synchronized,
The first drive means applies the first phase winding to the first phase winding at a detection timing determined by a duty ratio representing a ratio of a first period in which the first PWM signal is at a first level with respect to a cycle of the first PWM signal. First detection means for detecting a current value of the flowing drive current;
The second driving means applies the second-phase winding to the second-phase winding at a detection timing determined by a duty ratio that represents a ratio of a third period in which the second PWM signal is at a third level with respect to a cycle of the second PWM signal. Having a second detection means for detecting a current value of the flowing drive current;
The first detection means detects the current value during the first period when the duty ratio is greater than or equal to a predetermined value, and the first PWM signal is detected when the duty ratio is less than the predetermined value. Detecting and outputting the current value in a second period of two levels;
Further, when the first detection means detects the current value during the first period, the first detection means determines the current value of the drive current flowing through the first phase winding during the second period based on the detected current value. Predict and output
The second detecting means detects the current value during the third period when the duty ratio is larger than a predetermined value, and the second PWM signal is at a fourth level when the duty ratio is smaller than the predetermined value. Detecting and outputting the current value during the fourth period,
Further, when the second detection means detects the current value in the third period, the current value of the drive current flowing in the second phase winding in the fourth period is based on the detected current value. Predict and output
The phase determining means determines the rotational phase of the rotor based on the current value output from the first detecting means and the current value output from the second detecting means;
The said control means controls the said motor based on the electric current value output from the said 1st detection means and the electric current value output from the said 2nd detection means, The motor control apparatus characterized by the above-mentioned. モータの回転子の目標速度を表す指令速度に基づいて前記モータを制御するモータ制御装置において、
搬送波としての第１の三角波に基づいて生成された、第１レベルの信号と前記第１レベルと異なる第２レベルの信号とを有する第１のＰＷＭ信号によってオン動作、オフ動作が制御される第１の複数のスイッチング素子を有する第１駆動回路であって、ブリッジ接続された前記第１の複数のスイッチング素子を橋絡するように前記モータの第１相の巻線が接続された前記第１駆動回路を駆動する第１駆動手段と、
搬送波としての第２の三角波に基づいて生成された、第３レベルの信号と前記第３レベルと異なる第４レベルの信号とを有する第２のＰＷＭ信号によってオン動作、オフ動作が制御される第２の複数のスイッチング素子を有する第２駆動回路であって、ブリッジ接続された前記第２の複数のスイッチング素子を橋絡するように前記モータの第２相の巻線が接続された前記第２駆動回路を駆動する第２駆動手段と、
前記回転子の回転位相を決定する位相決定手段と、
前記位相決定手段によって決定された回転位相の時間変化に基づいて前記回転子の回転速度を決定する速度決定手段と、
前記指令速度と前記速度決定手段によって決定された前記回転速度との偏差が小さくなるように、前記第１相の巻線に流れる駆動電流と前記第２相の巻線に流れる駆動電流とを制御することによって前記モータを制御する制御手段と、
を有し、
前記第１の三角波と前記第２の三角波は同期されており、
前記第１駆動手段は、前記第１のＰＷＭ信号の周期に対する前記第１のＰＷＭ信号が第１レベルである第１期間の割合を表すデューティ比によって決まる検出タイミングにおいて前記第１相の巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する第１検出手段を有し、
前記第２駆動手段は、前記第２のＰＷＭ信号の周期に対する前記第２のＰＷＭ信号が第３レベルである第３期間の割合を表すデューティ比によって決まる検出タイミングにおいて前記第２相の巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する第２検出手段を有し、
前記第１検出手段は、前記デューティ比が所定値以上である場合は前記第１期間に前記電流値を検出し、前記デューティ比が前記所定値未満である場合は前記第１のＰＷＭ信号が第２レベルである第２期間に前記電流値を検出して出力し、
更に、前記第１検出手段は、前記第１期間に前記電流値を検出した場合は、前記第２期間において前記第１相の巻線に流れる駆動電流の電流値を、検出した電流値に基づいて予測して出力し、
前記第２検出手段は、前記デューティ比が所定値より大きい場合は前記第３期間に前記電流値を検出し、前記デューティ比が前記所定値より小さい場合は前記第２のＰＷＭ信号が第４レベルである第４期間に前記電流値を検出して出力し、
更に、前記第２検出手段は、前記第３期間に前記電流値を検出した場合は、前記第４期間において前記第２相の巻線に流れる駆動電流の電流値を、検出した電流値に基づいて予測して出力し、
前記位相決定手段は、前記第１検出手段から出力された電流値と前記第２検出手段から出力された電流値とに基づいて前記回転子の回転位相を決定し、
前記制御手段は、前記第１検出手段から出力された電流値と前記第２検出手段から出力された電流値とに基づいて前記モータを制御することを特徴とするモータ制御装置。 In a motor control device that controls the motor based on a command speed that represents a target speed of the rotor of the motor,
On-operation and off-operation are controlled by a first PWM signal generated based on a first triangular wave as a carrier wave and having a first level signal and a second level signal different from the first level. A first drive circuit having a plurality of switching elements, wherein the first phase windings of the motor are connected so as to bridge the bridge-connected first switching elements. First driving means for driving the driving circuit;
On-operation and off-operation are controlled by a second PWM signal generated based on a second triangular wave as a carrier wave and having a third level signal and a fourth level signal different from the third level. A second drive circuit having a plurality of switching elements, wherein the second phase winding of the motor is connected so as to bridge the bridge-connected second switching elements. Second driving means for driving the driving circuit;
Phase determining means for determining the rotational phase of the rotor;
Speed determining means for determining the rotational speed of the rotor based on a temporal change of the rotational phase determined by the phase determining means;
The drive current flowing in the first phase winding and the drive current flowing in the second phase winding are controlled so that the deviation between the command speed and the rotation speed determined by the speed determination means is small. Control means for controlling the motor by
Have
The first triangular wave and the second triangular wave are synchronized,
The first drive means applies the first phase winding to the first phase winding at a detection timing determined by a duty ratio representing a ratio of a first period in which the first PWM signal is at a first level with respect to a cycle of the first PWM signal. First detection means for detecting a current value of the flowing drive current;
The second driving means applies the second-phase winding to the second-phase winding at a detection timing determined by a duty ratio that represents a ratio of a third period in which the second PWM signal is at a third level with respect to a cycle of the second PWM signal. Having a second detection means for detecting a current value of the flowing drive current;
The first detection means detects the current value during the first period when the duty ratio is greater than or equal to a predetermined value, and the first PWM signal is detected when the duty ratio is less than the predetermined value. Detecting and outputting the current value in a second period of two levels;
Further, when the first detection means detects the current value during the first period, the first detection means determines the current value of the drive current flowing through the first phase winding during the second period based on the detected current value. Predict and output
The second detecting means detects the current value during the third period when the duty ratio is larger than a predetermined value, and the second PWM signal is at a fourth level when the duty ratio is smaller than the predetermined value. Detecting and outputting the current value during the fourth period,
Further, when the second detection means detects the current value in the third period, the current value of the drive current flowing in the second phase winding in the fourth period is based on the detected current value. Predict and output
The phase determining means determines the rotational phase of the rotor based on the current value output from the first detecting means and the current value output from the second detecting means;
The said control means controls the said motor based on the electric current value output from the said 1st detection means and the electric current value output from the said 2nd detection means, The motor control apparatus characterized by the above-mentioned. 前記第１駆動手段は、前記第１のＰＷＭ信号を生成する第１のＰＷＭ手段を有し、
前記第２駆動手段は、前記第２のＰＷＭ信号を生成する第２のＰＷＭ手段を有し、
前記制御手段は、
前記第１駆動回路を駆動する駆動電圧を生成する第１生成手段と、
前記第２駆動回路を駆動する駆動電圧を生成する第２生成手段と、
を有し、
前記第１のＰＷＭ手段は、前記第１生成手段によって生成された駆動電圧と前記第１の三角波との比較結果に基づいて前記第１のＰＷＭ信号を生成し、
前記第２のＰＷＭ手段は、前記第２生成手段によって生成された駆動電圧と前記第２の三角波との比較結果に基づいて前記第２のＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。 The first driving means includes first PWM means for generating the first PWM signal,
The second driving means has second PWM means for generating the second PWM signal,
The control means includes
First generation means for generating a drive voltage for driving the first drive circuit;
Second generation means for generating a drive voltage for driving the second drive circuit;
Have
The first PWM means generates the first PWM signal based on a comparison result between the drive voltage generated by the first generation means and the first triangular wave,
The second PWM means generates the second PWM signal based on a comparison result between the drive voltage generated by the second generation means and the second triangular wave. 2. The motor control device according to 2. 前記第１検出手段は、前記第１期間に前記電流値を検出した場合は、前記第１のＰＷＭ信号のレベルが前記第１レベルと前記第２レベルとで切り替わった後に前記第１の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて前記第１相の巻線に流れる駆動電流の電流値を、検出した電流値に基づいて予測して出力し、
前記第２検出手段は、前記第３期間に前記電流値を検出した場合は、前記第２のＰＷＭ信号のレベルが前記第３レベルと前記第４レベルとで切り替わった後に前記第２の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて前記第２相の巻線に流れる駆動電流の電流値を、検出した電流値に基づいて予測して出力することを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。 When the first detection means detects the current value in the first period, the first triangular wave is detected after the level of the first PWM signal is switched between the first level and the second level. First, the current value of the drive current flowing through the first phase winding at the timing when it becomes the extreme value is predicted and output based on the detected current value,
When the second detection means detects the current value in the third period, the second triangular wave is detected after the level of the second PWM signal is switched between the third level and the fourth level. 4. The motor control device according to claim 3, wherein a current value of a drive current flowing through the second-phase winding at a timing when an extreme value is first reached is predicted and output based on the detected current value. 5. . 前記モータ制御装置は、前記位相決定手段によって決定された回転位相の時間変化に基づいて前記回転子の回転速度を決定する速度決定手段を有し、
前記第１検出手段は、前記第１期間に前記電流値を検出した場合は、前記第１のＰＷＭ信号のレベルが前記第１レベルと前記第２レベルとで切り替わった後に前記第１の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて前記第１相の巻線に流れる駆動電流の電流値を、検出した電流値と前記位相決定手段によって決定された回転位相と前記速度決定手段によって決定された回転速度とに基づいて予測して出力し、
前記第２検出手段は、前記第３期間に前記電流値を検出した場合は、前記第２のＰＷＭ信号のレベルが前記第３レベルと前記第４レベルとで切り替わった後に前記第２の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて前記第２相の巻線に流れる駆動電流の電流値を、検出した電流値と前記位相決定手段によって決定された回転位相と前記速度決定手段によって決定された回転速度とに基づいて予測して出力することを特徴とする請求項３又は４に記載のモータ制御装置。 The motor control device has speed determining means for determining a rotational speed of the rotor based on a temporal change of the rotational phase determined by the phase determining means,
When the first detection means detects the current value in the first period, the first triangular wave is detected after the level of the first PWM signal is switched between the first level and the second level. First, the current value of the drive current flowing through the first phase winding at the timing of the extreme value, the detected current value, the rotational phase determined by the phase determining means, and the rotational speed determined by the speed determining means And output based on
When the second detection means detects the current value in the third period, the second triangular wave is detected after the level of the second PWM signal is switched between the third level and the fourth level. First, the current value of the drive current flowing through the second phase winding at the timing of the extreme value, the detected current value, the rotational phase determined by the phase determining means, and the rotational speed determined by the speed determining means The motor control device according to claim 3, wherein the motor control device predicts and outputs based on 前記第１検出手段は、前記デューティ比が前記所定値より大きい場合は、前記第１のＰＷＭ信号が立ち上がった後に前記第１の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて電流値を検出し、検出した電流値に基づいて、前記第１のＰＷＭ信号が立ち下がった後に前記第１の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて前記第１相の巻線に流れる駆動電流の電流値を予測して出力し、前記デューティ比が前記所定値より小さい場合は、前記第１のＰＷＭ信号が立ち下がった後に前記第１の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて電流値を検出して出力し、
前記第２検出手段は、前記デューティ比が前記所定値より大きい場合は、前記第２のＰＷＭ信号が立ち上がった後に前記第２の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて電流値を検出し、検出した電流値に基づいて、前記第２のＰＷＭ信号が立ち下がった後に前記第２の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて前記第２相の巻線に流れる駆動電流の電流値を予測して出力し、前記デューティ比が前記所定値より小さい場合は、前記第２のＰＷＭ信号が立ち下がった後に前記第２の三角波が最初に極値となるタイミングにおいて電流値を検出して出力することを特徴とする請求項３乃至５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。 When the duty ratio is larger than the predetermined value, the first detection unit detects a current value at a timing when the first triangular wave first becomes an extreme value after the first PWM signal rises, and detects the current value Based on the measured current value, the current value of the drive current flowing through the first phase winding is predicted at the timing when the first triangular wave first becomes an extreme value after the first PWM signal falls. When the duty ratio is smaller than the predetermined value, the current value is detected and output at a timing when the first triangular wave first becomes an extreme value after the first PWM signal falls,
When the duty ratio is larger than the predetermined value, the second detection means detects a current value at a timing when the second triangular wave first becomes an extreme value after the second PWM signal rises, and detects the current value Based on the measured current value, the current value of the drive current flowing in the second-phase winding is predicted at the timing when the second triangular wave first becomes an extreme value after the second PWM signal falls. When the duty ratio is smaller than the predetermined value, the current value is detected and output at a timing when the second triangular wave first becomes an extreme value after the second PWM signal falls. The motor control device according to claim 3, wherein the motor control device is a motor control device. 前記制御手段は、
前記回転子の回転によって前記第１相の巻線に誘起される誘起電圧の値を、前記第１生成手段によって生成された駆動電圧と前記第１検出手段から出力された電流値とに基づいて決定する第１の誘起電圧決定手段と、
前記回転子の回転によって前記第２相の巻線に誘起される誘起電圧の値を、前記第２生成手段によって生成された駆動電圧と前記第２検出手段から出力された電流値とに基づいて決定する第２の誘起電圧決定手段と、
を有し、
前記位相決定手段は、前記第１の誘起電圧決定手段によって決定された誘起電圧の値と前記第２の誘起電圧決定手段によって決定された誘起電圧の値とに基づいて前記回転位相を決定することを特徴とする請求項３乃至６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The control means includes
Based on the drive voltage generated by the first generator and the current value output from the first detector, the value of the induced voltage induced in the first-phase winding by the rotation of the rotor. First induced voltage determining means for determining;
Based on the drive voltage generated by the second generation means and the current value output from the second detection means, the value of the induced voltage induced in the second phase winding by the rotation of the rotor. Second induced voltage determining means for determining;
Have
The phase determining means determines the rotational phase based on an induced voltage value determined by the first induced voltage determining means and an induced voltage value determined by the second induced voltage determining means. The motor control device according to claim 3, wherein the motor control device is a motor control device. 前記第１駆動回路と前記第２駆動回路は、
第１のスイッチング素子の一端及び第２のスイッチング素子の一端が電源に接続されており、
前記第１のスイッチング素子の他端に第３のスイッチング素子の一端が直列に接続されており、
前記第２のスイッチング素子の他端に第４のスイッチング素子の一端が直列に接続されており、
前記第３のスイッチング素子の他端と前記第４のスイッチング素子の他端とに抵抗器が接続されており、
前記抵抗器は接地されており、
前記モータの巻線は、一端が前記第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とを繋ぐ導線に接続され、他端が前記第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを繋ぐ導線に接続された回路であることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The first drive circuit and the second drive circuit are:
One end of the first switching element and one end of the second switching element are connected to a power source;
One end of a third switching element is connected in series to the other end of the first switching element,
One end of a fourth switching element is connected in series to the other end of the second switching element,
A resistor is connected to the other end of the third switching element and the other end of the fourth switching element,
The resistor is grounded;
One end of the winding of the motor is connected to a conductor connecting the first switching element and the third switching element, and the other end is connected to a conductor connecting the second switching element and the fourth switching element. The motor control device according to claim 1, wherein the motor control device is a circuit. 前記第１のＰＷＭ手段は、前記第１のＰＷＭ信号として、前記第１駆動回路における前記第１のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子とのオン動作、オフ動作を制御する第１の信号と、前記第１駆動回路における前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子とのオン動作、オフ動作を制御する第２の信号とを生成し、前記第１の信号が前記第１レベルである場合は、前記第２の信号は前記第２レベルであって、前記第１の信号が前記第２レベルである場合は、前記第２の信号は前記第１レベルであって、
前記第２のＰＷＭ手段は、前記第２のＰＷＭ信号として、前記第２駆動回路における前記第１のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子とのオン動作、オフ動作を制御する第３の信号と、前記第２駆動回路における前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子とのオン動作、オフ動作を制御する第４の信号とを生成し、前記第３の信号が前記第３レベルである場合は、前記第４の信号は前記第４レベルであって、前記第３の信号が前記第４レベルである場合は、前記第２の信号は前記第１レベルであることを特徴とする請求項８に記載のモータ制御装置。 The first PWM means has, as the first PWM signal, a first signal for controlling on / off operations of the first switching element and the fourth switching element in the first drive circuit; Generating a second signal for controlling an on operation and an off operation of the second switching element and the third switching element in the first drive circuit, and the first signal is at the first level. In some cases, the second signal is at the second level, and when the first signal is at the second level, the second signal is at the first level,
The second PWM means has, as the second PWM signal, a third signal for controlling on / off operations of the first switching element and the fourth switching element in the second drive circuit; Generating a fourth signal for controlling on / off operations of the second switching element and the third switching element in the second drive circuit, and the third signal is at the third level. In some cases, the fourth signal is at the fourth level, and when the third signal is at the fourth level, the second signal is at the first level. The motor control device according to claim 8. 前記第１の複数のスイッチング素子は、前記第１のＰＷＭ信号が前記第１レベルである場合は動作がオン状態となり、前記第１のＰＷＭ信号が前記第２レベルである場合は動作がオン状態となり、
前記第２の複数のスイッチング素子は、前記第２のＰＷＭ信号が前記第３レベルである場合は動作がオン状態となり、前記第２のＰＷＭ信号が前記第４レベルである場合は動作がオン状態となることを特徴とする請求項９に記載のモータ制御装置。 The first plurality of switching elements are turned on when the first PWM signal is at the first level, and are turned on when the first PWM signal is at the second level. And
The second plurality of switching elements are turned on when the second PWM signal is at the third level, and are turned on when the second PWM signal is at the fourth level. The motor control device according to claim 9, wherein 前記第１期間は前記第１の信号が前記第１レベルである期間であって、前記第２期間は前記第１の信号が前記第２レベルである期間であって、
前記第３期間は前記第３の信号が前記第３レベルである期間であって、前記第４期間は前記第３の信号が前記第４レベルである期間であることを特徴とする請求項１０に記載のモータ制御装置。 The first period is a period in which the first signal is at the first level, and the second period is a period in which the first signal is at the second level,
11. The third period is a period in which the third signal is at the third level, and the fourth period is a period in which the third signal is at the fourth level. The motor control device described in 1. 前記所定値は、５０％であることを特徴とする請求項１乃至１１のいずれか一項に記載のモータ制御装置。   The motor control device according to claim 1, wherein the predetermined value is 50%. 前記制御手段は、
前記指令位相と前記位相決定手段によって決定された回転位相との偏差が小さくなるように、前記回転位相を基準とした回転座標系において表される電流値の電流成分であって、前記回転子にトルクを発生させるトルク電流成分の値と前記モータの巻線を貫く磁束の強度に影響する励磁電流成分の値とを生成する位相制御手段と、
前記回転位相に基づいて、前記第１検出手段から出力された静止座標系における電流値と前記第２検出手段から出力された静止座標系における電流値とを前記回転座標系における電流値へと変換して出力する変換手段と、
前記位相制御手段から出力されたトルク電流成分の値と前記変換手段から出力されたトルク電流成分の値との偏差、及び、前記位相制御手段から出力された励磁電流成分の値と前記変換手段から出力された励磁電流成分の値との偏差が小さくなるように前記回転座標系における駆動電圧を生成する電圧生成手段と、
前記電圧生成手段によって生成された前記回転座標系における駆動電圧を前記静止座標系における駆動電圧に逆変換する逆変換手段と、
を有し、
前記第１駆動回路と前記第２駆動回路は、前記逆変換手段によって逆変換された駆動電圧によって駆動されることを特徴とする請求項１又は請求項１を引用する請求項３乃至１２のいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The control means includes
A current component of a current value represented in a rotational coordinate system based on the rotational phase so that a deviation between the command phase and the rotational phase determined by the phase determining means is small, Phase control means for generating a value of a torque current component that generates torque and a value of an excitation current component that affects the strength of magnetic flux passing through the winding of the motor;
Based on the rotational phase, the current value in the stationary coordinate system output from the first detection unit and the current value in the stationary coordinate system output from the second detection unit are converted into a current value in the rotational coordinate system. Conversion means for output,
Deviation between the value of the torque current component output from the phase control means and the value of the torque current component output from the conversion means, and the value of the excitation current component output from the phase control means and the conversion means Voltage generating means for generating a drive voltage in the rotating coordinate system such that a deviation from the value of the output excitation current component is small;
Inverse conversion means for inversely converting the driving voltage in the rotating coordinate system generated by the voltage generating means into the driving voltage in the stationary coordinate system;
Have
The first drive circuit and the second drive circuit are driven by a drive voltage that is reversely converted by the reverse conversion means. 13. The motor control device according to claim 1. 前記制御手段は、
前記指令速度と前記速度決定手段によって決定された回転速度との偏差が小さくなるように、前記回転位相を基準とした回転座標系において表される電流値の電流成分であって、前記回転子にトルクを発生させるトルク電流成分の値と前記モータの巻線を貫く磁束の強度に影響する励磁電流成分の値とを生成する速度制御手段と、
前記位相決定手段によって決定された回転位相に基づいて、前記第１検出手段から出力された静止座標系における電流値と前記第２検出手段から出力された静止座標系における電流値とを前記回転座標系の電流値へと変換して出力する変換手段と、
前記速度制御手段から出力されたトルク電流成分の値と前記変換手段から出力されたトルク電流成分の値との偏差、及び、前記速度制御手段から出力された励磁電流成分の値と前記変換手段から出力された励磁電流成分の値との偏差が小さくなるように前記回転座標系における駆動電圧を生成する電圧生成手段と、が小さくなるように前記回転座標系における駆動電圧を生成する電圧生成手段と、
前記電圧生成手段によって生成された前記回転座標系における駆動電圧を前記静止座標系における駆動電圧に逆変換する逆変換手段と、
を有し、
前記第１駆動回路と前記第２駆動回路は、前記逆変換手段によって逆変換された駆動電圧によって駆動されることを特徴とする請求項２又は請求項２を引用する請求項３乃至１２のいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The control means includes
A current component of a current value represented in a rotational coordinate system based on the rotational phase so that a deviation between the command speed and the rotational speed determined by the speed determining means is small, Speed control means for generating a value of a torque current component that generates torque and a value of an excitation current component that affects the strength of magnetic flux passing through the winding of the motor;
Based on the rotational phase determined by the phase determining means, the current value in the stationary coordinate system outputted from the first detecting means and the current value in the stationary coordinate system outputted from the second detecting means are converted into the rotational coordinates. Conversion means for converting to a system current value and outputting,
Deviation between the value of the torque current component output from the speed control means and the value of the torque current component output from the conversion means, and the value of the excitation current component output from the speed control means and the conversion means Voltage generating means for generating a drive voltage in the rotating coordinate system so as to reduce a deviation from the value of the output excitation current component, and voltage generating means for generating a drive voltage in the rotating coordinate system so as to reduce the deviation. ,
Inverse conversion means for inversely converting the driving voltage in the rotating coordinate system generated by the voltage generating means into the driving voltage in the stationary coordinate system;
Have
The first drive circuit and the second drive circuit are driven by a drive voltage that has been inversely converted by the inverse conversion means. 13. The motor control device according to claim 1. シートを搬送する搬送ローラと、
前記搬送ローラを駆動するモータと、
請求項１乃至１４のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
を有し、
前記モータ制御装置は、前記搬送ローラを駆動するモータの駆動を制御することを特徴とするシート搬送装置。 A transport roller for transporting the sheet;
A motor for driving the transport roller;
The motor control device according to any one of claims 1 to 14,
Have
The sheet conveying apparatus, wherein the motor control apparatus controls driving of a motor that drives the conveying roller. 請求項１５に記載のシート搬送装置と、
原稿を積載する原稿積載部と、
を有し、
前記原稿積載部に積載された前記原稿を前記シート搬送装置が給送することを特徴とする原稿給送装置。 A sheet conveying device according to claim 15,
A document stacking unit for loading documents,
Have
An original feeding apparatus, wherein the original loaded on the original stacking unit feeds the original. 請求項１６に記載の原稿給送装置と、
前記原稿給送装置によって給送された前記原稿を読み取る読取手段と、
を有することを特徴とする原稿読取装置。 A document feeder according to claim 16;
Reading means for reading the document fed by the document feeding device;
A document reading apparatus comprising: 請求項１５に記載のシート搬送装置と、
記録媒体に画像を形成する画像形成手段と、
を有し、
前記画像形成手段は、前記シート搬送装置によって搬送された前記記録媒体に画像を形成することを特徴とする画像形成装置。 A sheet conveying device according to claim 15,
Image forming means for forming an image on a recording medium;
Have
The image forming apparatus, wherein the image forming unit forms an image on the recording medium conveyed by the sheet conveying apparatus. 記録媒体に画像を形成する画像形成装置であって、
負荷を駆動するモータと、
請求項１乃至１４のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
を有し、
前記モータ制御装置は、前記負荷を駆動するモータの駆動を制御することを特徴とする画像形成装置。 An image forming apparatus for forming an image on a recording medium,
A motor driving the load;
The motor control device according to any one of claims 1 to 14,
Have
The image forming apparatus, wherein the motor control device controls driving of a motor that drives the load.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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