JP2018156032A - 光変調器モジュール - Google Patents

Abstract

【課題】変調帯域を損なうことなく、電気信号の反射を低減すること。【解決手段】光変調器モジュール１０は、一端から他端に電気信号を伝送する伝送線路１１と、ＥＡ変調器２２と、終端抵抗素子１３と、伝送線路１１、ＥＡ変調器２２、及び終端抵抗素子１３を接続するコイル部１４と、を備え、コイル部１４は、インダクタ４１とインダクタ４２とを含む変成器４０を備え、インダクタ４１の一端は伝送線路１１の他端に電気的に接続され、インダクタ４１の他端はＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａに電気的に接続され、インダクタ４２の一端はＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａに電気的に接続され、インダクタ４２の他端は終端抵抗素子１３の一端に電気的に接続され、インダクタ４１及びインダクタ４２は、入力インピーダンスＺｉｎ（ｓ）が終端抵抗素子１３のインピーダンスＲＴと等しくなるように構成される。【選択図】図２

Description

本発明は、光変調器モジュールに関する。

昨今、光通信分野においても伝送レートの高速化に伴い、光信号の伝送速度は高速化されている。高速の光信号伝送を可能とする素子としては、電界吸収型の外部変調素子（以下、「ＥＡ（Electro-Absorption）変調器」という。）が有望視されている。ＥＡ変調器はＤＦＢ−ＬＤ（Distributed FeedBack Laser Diode）とともに集積され、集積型分布帰還型レーザダイオード（ＥＭＬ：Electro-absorption Modulator integrated with DFB Laser diode）モジュールとして使用されている。ＥＡ変調器は、ＥＭＬのＤＦＢ−ＬＤから供給されるＣＷ（Continuous Wave）光に対して、光を吸収又は通過させることにより光の強度変調を行う素子である。

ＥＡ変調器は、光を吸収するための半導体構造を有しており、接合容量を有する。このため、ＥＡ変調器を駆動する駆動回路からＥＡ変調器を見ると、ＥＡ変調器は容量性負荷となる。高速変調を実現するためには、低容量のＥＡ変調器が必要になるが、１０〜４０Ｇｂｉｔ／秒程度の伝送速度の場合、０．２〜０．５ｐＦ程度の接合容量を有する素子がＥＡ変調器として使用されることがある。この容量により変調帯域が制限されたり、ＥＡ変調器からの電気信号の反射が生じたりすることがある。特許文献１〜４には、ＥＡ変調器と伝送線路との間、及びＥＡ変調器と終端抵抗との間をそれぞれボンディングワイヤで接続することにより、ボンディングワイヤのインダクタンス成分でＥＡ変調器の接合容量をキャンセルし、変調帯域及び電気信号の反射を改善することが記載されている。

特開２００１−２５７４１２号公報 特開２００１−３０８１３０号公報 特開２００２−３５０７９２号公報 特開２０１５−１２５１５３号公報

しかしながら、光信号の伝送速度の高速化に伴い、電気信号の反射に対して更なる特性の向上が望まれている。本発明は、変調帯域を損なうことなく、電気信号の反射を低減可能な光変調器モジュールを提供する。

本発明の一側面に係る光変調器モジュールは、一端から他端に電気信号を伝送する伝送線路と、電気信号に応じて光信号を変調する電界吸収型の光変調器と、終端抵抗素子と、伝送線路、光変調器、及び終端抵抗素子を接続するコイル部と、を備える。コイル部は、伝送線路の他端と光変調器の一端との間に設けられた第１インダクタと、光変調器の一端と終端抵抗素子との間に設けられた第２インダクタと、を含む変成器を備える。第１インダクタの一端は、伝送線路の他端に電気的に接続され、第１インダクタの他端は、光変調器の一端に電気的に接続される。第２インダクタの一端は、光変調器の一端に電気的に接続され、第２インダクタの他端は、終端抵抗素子の一端に電気的に接続される。第１インダクタ及び第２インダクタは、第１インダクタの一端におけるコイル部の入力インピーダンスが終端抵抗素子のインピーダンスと等しくなるように構成される。

本発明によれば、変調帯域を損なうことなく、電気信号の反射を低減できる。

図１は、一実施形態に係る光変調器モジュールを含む光送信器を模式的に示す構成図である。 図２は、図１の光変調器モジュールの構成例を示す図である。 図３は、図１のコイル部及びその周辺の等価回路を示す図である。 図４は、ＥＡ変調器に印加される電圧の帯域拡大係数及びＱ値の結合係数依存性を示す図である。 図５は、ＥＡ変調器に印加される電圧の帯域拡大係数及びＱ値のワイヤインダクタンス依存性を示す図である。 図６は、ＥＡ変調器に印加される電圧の周波数特性（変調周波数特性）を示す図である。 図７は、比較例の光変調器モジュールの概略構成を示す図である。 図８は、図１の光変調器モジュール及び図７の光変調器モジュールの変調周波数特性を示す図である。 図９は、図１の光変調器モジュール及び図７の光変調器モジュールのリターンロス特性を示す図である。 図１０は、駆動回路のリターンロス特性を示す図である。 図１１は、５３Ｇｂａｕｄ／秒の４値パルス振幅変調信号の例を示す図である。 図１２の（ａ）〜（ｄ）は、図７の光変調器モジュールにおける各電気長での変調周波数特性を示す図である。 図１３の（ａ）〜（ｄ）は、図７の光変調器モジュールにおける各電気長での４値パルス振幅変調信号のアイパターンを示す図である。 図１４の（ａ）〜（ｄ）は、図１の光変調器モジュールにおける各電気長での変調周波数特性を示す図である。 図１５の（ａ）〜（ｄ）は、図１の光変調器モジュールにおける各電気長での４値パルス振幅変調信号のアイパターンを示す図である。 比率を変えた場合の変調周波数特性を示す図である。 比率を変えた場合のリターンロス特性を示す図である。

［本願発明の実施形態の説明］
最初に本発明の実施形態の内容を列記して説明する。

本発明の一側面に係る光変調器モジュールは、一端から他端に電気信号を伝送する伝送線路と、電気信号に応じて光信号を変調する電界吸収型の光変調器と、終端抵抗素子と、伝送線路、光変調器、及び終端抵抗素子を接続するコイル部と、を備える。コイル部は、伝送線路の他端と光変調器の一端との間に設けられた第１インダクタと、光変調器の一端と終端抵抗素子との間に設けられた第２インダクタと、を含む変成器を備える。第１インダクタの一端は、伝送線路の他端に電気的に接続され、第１インダクタの他端は、光変調器の一端に電気的に接続される。第２インダクタの一端は、光変調器の一端に電気的に接続され、第２インダクタの他端は、終端抵抗素子の一端に電気的に接続される。第１インダクタ及び第２インダクタは、第１インダクタの一端におけるコイル部の入力インピーダンスが終端抵抗素子のインピーダンスと等しくなるように構成される。

この光変調器モジュールでは、伝送線路の他端と光変調器の一端との間に第１インダクタが設けられ、光変調器の一端と終端抵抗素子との間に第２インダクタが設けられることにより、光変調器の接合容量をキャンセルしている。さらに、第１インダクタの一端における入力インピーダンスが終端抵抗素子のインピーダンスと等しくなるように、第１インダクタ及び第２インダクタが構成される。このため、電気信号の周波数による入力インピーダンスの変動が抑制される。例えば、伝送線路の特性インピーダンスを終端抵抗素子のインピーダンスと一致させることにより、電気信号の反射をさらに低減することが可能となる。一方で、特許文献１〜４に記載の技術と同様に、変調周波数特性は２次の伝達特性になることから、適切なピーキングにより変調帯域を拡大することができる。その結果、特許文献１〜４に記載の技術と比較して、変調帯域を損なうことなく、電気信号の反射をさらに低減することが可能となる。

上記光変調器モジュールは、第１インダクタの一端と第２インダクタの他端との間に、結合容量を更に備えてもよい。第１インダクタの一端と第２インダクタの他端とは、結合容量を介して互いに電気的に接続されていてもよい。コイル部の入力インピーダンスが終端抵抗素子のインピーダンスと等しくなるように、結合容量の容量値、並びに第１インダクタのインダクタンス及び第２インダクタのインダクタンスが設定されてもよい。第１インダクタの一端と第２インダクタの他端との間に生じる結合容量の容量値、第１インダクタのインダクタンス、及び第２インダクタのインダクタンスは、入力インピーダンスに影響を与える。このため、第１インダクタの一端と第２インダクタの他端との間に生じる結合容量の容量値、並びに第１インダクタのインダクタンス及び第２インダクタのインダクタンスにより、第１インダクタの一端における入力インピーダンスを制御することができる。

上記光変調器モジュールは、光変調器の一端と第１インダクタの他端及び第２インダクタの一端とを電気的に接続するワイヤを更に備えてもよい。第１インダクタの他端及び第２インダクタの一端は、ワイヤを介して、光変調器の一端に電気的に接続されてもよい。この場合、ワイヤを用いることにより、光変調器モジュールの製造を容易化することができる。

第１インダクタ及び第２インダクタの結合係数は、ワイヤのインダクタンスに応じて設定されてもよい。変調帯域は、光変調器の接合容量、ワイヤのインダクタンス、及び第１インダクタと第２インダクタとの結合係数に基づいて定まる。このため、ワイヤのインダクタンスに応じて、変調帯域が大きくなるように結合係数が設定され得る。

第１インダクタ及び第２インダクタは差動スパイラルインダクタであってもよい。この場合、小さな面積で第１インダクタと第２インダクタとの結合係数を大きくすることができる。

伝送線路は、伝送線路の特性インピーダンスが終端抵抗素子のインピーダンスと等しくなるように構成されてもよい。この場合、電気信号の反射をさらに低減することが可能となる。

［本願発明の実施形態の詳細］
本発明の実施形態に係る光変調器モジュールの具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

図１は、一実施形態に係る光変調器モジュールを含む光送信器を模式的に示す構成図である。図１に示される光送信器１は、駆動回路２と、コンデンサ３と、インダクタ４と、電流源５と、光変調器モジュール１０と、伝送線路ＴＬ１と、伝送線路ＴＬ２と、を備える。

駆動回路２は、後述のＥＡ変調器２２（光変調器）を駆動する回路である。駆動回路２は、例えば、集積回路（ＩＣ：Integrated Circuit）で構成されている。駆動回路２は、電気信号である変調信号を出力する。伝送線路ＴＬ１は、駆動回路２から出力された変調信号を光変調器モジュール１０に向けて伝送する。伝送線路ＴＬ１は、所定の特性インピーダンスを持つように形成される。コンデンサ３は、駆動回路２と光変調器モジュール１０との間に設けられ、変調信号のＤＣ（Direct Current）成分を除去するためのコンデンサである。コンデンサ３により、駆動回路２と光変調器モジュール１０とは、ＡＣ（Alternating Current）結合される。伝送線路ＴＬ２は、駆動回路２から出力された変調信号を光変調器モジュール１０に伝送する。伝送線路ＴＬ２は、所定の特性インピーダンスを持つように形成される。より詳細には、コンデンサ３によってＤＣ成分が除去される前の変調信号が伝送線路ＴＬ１を介して駆動回路２からコンデンサ３まで伝送され、コンデンサ３によってＤＣ成分が除去され、後述のインダクタ４によってバイアスされた変調信号が伝送線路ＴＬ２を介してコンデンサ３から光変調器モジュール１０まで伝送される。

インダクタ４は、バイアス供給用のインダクタである。インダクタ４の一端は、不図示の電源電圧に接続され、インダクタ４の他端は、伝送線路ＴＬ２を介して光変調器モジュール１０の入力に接続されている。インダクタ４は、バイアス電圧Ｖ_ｂｉａｓを変調信号に供給する。電流源５は、所定のバイアス電流Ｉ_ＬＤを光変調器モジュール１０に供給する。電流源５の一端は不図示の電源電圧に接続され、電流源５の他端はボンディングワイヤ１６の一端に接続される。このように、変調信号は駆動回路２から出力され、伝送線路ＴＬ１によって伝送され、インダクタ４から供給されているバイアス電圧Ｖ_ｂｉａｓに重畳されて、伝送線路ＴＬ２によって伝送されて光変調器モジュール１０に入力される。伝送線路ＴＬ１と伝送線路ＴＬ２はガラスエポキシ基板等のプリント基板上に形成されてもよい。

光変調器モジュール１０は、駆動回路２から出力された変調信号に基づいて、ＣＷ光を変調し、変調したＣＷ光を光信号として出力する。図２を更に参照して光変調器モジュール１０の説明を行う。図２は、図１の光変調器モジュールの構成例を示す図である。図１及び図２に示されるように、光変調器モジュール１０は、伝送線路１１と、ＥＭＬ（Electro-absorption Modulator integrated with DFB Laser diode）１２と、終端抵抗素子１３と、コイル部１４と、ボンディングワイヤ１５（ワイヤ）と、を備える。光変調器モジュール１０の各要素は、例えば、キャリア５０上に形成される。キャリア５０は、多層基板である。キャリア５０は、例えば、後述するＤＦＢ−ＬＤ（Distributed FeedBack Laser Diode）２１の放熱性と伝送線路１１の誘電体損とを考慮し、窒化アルミ基板であってもよい。

伝送線路１１は、伝送線路１１の一端から他端に変調信号を伝送する。伝送線路１１の一端は、上述したように、伝送線路ＴＬ２、コンデンサ３、及び伝送線路ＴＬ１を介して駆動回路２の出力に接続されている。伝送線路１１の他端は、コイル部１４に接続されている。伝送線路１１の特性インピーダンスは、終端抵抗素子１３のインピーダンスＲ_Ｔと等しく設定され、例えば、４５〜５５Ωである。図２に示される例では、伝送線路１１は、信号電極１１ａと、接地電極１１ｂと、を含むマイクロストリップラインとして構成されている。信号電極１１ａは、一方向に直線状に延びている。接地電極１１ｂは、接地電位に接続されている。接地電極１１ｂは、信号電極１１ａに沿って、信号電極１１ａから所定の距離だけ離れて設けられている（信号電極１１ａと接地電極１１ｂとの間のスペースは一定の幅を持っている）。

ＥＭＬ１２は、集積型分布帰還型レーザダイオードモジュールである。ＥＭＬ１２は、ＤＦＢ−ＬＤ２１と、ＥＡ（Electro-Absorption）変調器２２と、を備える。ＤＦＢ−ＬＤ２１及びＥＡ変調器２２は、単一のキャリア５０上にモノリシックに集積される。

ＤＦＢ−ＬＤ２１は、分布帰還型レーザダイオードである。ＤＦＢ−ＬＤ２１は、ＣＷ光をＥＡ変調器２２に供給する。ＤＦＢ−ＬＤ２１は、アノード電極２１ａと、導波路２１ｂと、カソード電極２１ｃと、を備える。カソード電極２１ｃは、キャリア５０の裏面の接地電位（レファレンス電位）に接続されている。ＤＦＢ−ＬＤ２１のアノード電極２１ａには、ボンディングワイヤ１６の他端が接続されている。ＤＦＢ−ＬＤ２１は、電流源５からバイアス電流Ｉ_ＬＤを受けて順方向にバイアスされて、発振する。これにより、ＤＦＢ−ＬＤ２１はＣＷ光を生じ、導波路２１ｂを介してＣＷ光をＥＡ変調器２２に供給する。

ＥＡ変調器２２は、電界吸収型の光変調器である。ＥＡ変調器２２は、変調信号に応じてＤＦＢ−ＬＤ２１から出力されるＣＷ光を変調する。ＥＡ変調器２２は、光を吸収するための半導体構造を有しており、容量値Ｃ_ＥＡの接合容量を有する。ＥＡ変調器２２は、アノード電極２２ａと、導波路２２ｂと、カソード電極２２ｃと、を備える。カソード電極２２ｃは、キャリア５０の裏面の接地電位（レファレンス電位）に接続されている。ＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａには、ボンディングワイヤ１５の他端が接続されている。ＥＡ変調器２２の導波路２２ｂは、ＤＦＢ−ＬＤ２１の導波路２１ｂと連接しており、ＤＦＢ−ＬＤ２１からのＣＷ光を導波している。アノード電極２２ａには、負電圧のバイアス電圧Ｖｂｉａｓが印加され、ＥＡ変調器２２は逆方向にバイアスされる。すなわち、アノード電極２２ａは、カソード電極２２ｃよりも低い電位となっている。アノード電極２２ａには、さらに変調信号が印加される。これにより、ＥＡ変調器２２は、変調信号に応じてＣＷ光を透過又は吸収することによって、ＣＷ光を変調し、光信号を生成する。ＥＡ変調器２２は、光信号を不図示のファイバケーブルに出力する。

終端抵抗素子１３は、変調信号を終端する抵抗素子である。終端抵抗素子１３のインピーダンス（抵抗値）Ｒ_Ｔは、伝送線路１１の特性インピーダンスと同じ値に設定され、例えば、４５〜５５Ωである。終端抵抗素子１３の一端はコイル部１４に接続されている。終端抵抗素子１３の他端は接地電極１１ｂと同じ接地電位に接続されている。

コイル部１４は、伝送線路１１、ＥＡ変調器２２、及び終端抵抗素子１３を接続する回路部である。伝送線路１１から出力された変調信号の信号電圧Ｖ_ｉｎ（ｓ）は、コイル部１４を介して、ＥＡ変調器２２及び終端抵抗素子１３に接続される。コイル部１４は、変成器（トランス）４０を備える。変成器４０は、インダクタ４１（第１インダクタ）と、インダクタ４２（第２インダクタ）と、を備える。

インダクタ４１は、伝送線路１１の他端とＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａとの間に設けられる。つまり、インダクタ４１の一端は、伝送線路１１の他端に電気的に接続され、インダクタ４１の他端は、ＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａに電気的に接続されている。インダクタ４２は、ＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａと終端抵抗素子１３の一端との間に設けられる。つまり、インダクタ４２の一端は、ＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａに電気的に接続され、インダクタ４２の他端は、終端抵抗素子１３の一端に電気的に接続されている。

具体的には、インダクタ４１の他端とインダクタ４２の一端とは互いに接続されており、ボンディングワイヤ１５を介してＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａに接続されている。つまり、ボンディングワイヤ１５は、ＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａとインダクタ４１の他端及びインダクタ４２の一端とを接続する。なお、ボンディングワイヤ１５はインダクタンスＬ_ＥＡを有している。インダクタ４１の一端とインダクタ４２の他端との間には、寄生容量４３が生じている。インダクタ４１の一端とインダクタ４２の他端とは、寄生容量４３を介して互いに接続されている。つまり、インダクタ４１の一端とインダクタ４２の他端とは、ＡＣ結合されている。寄生容量４３は、容量値Ｃ_Ｂを有している。インダクタ４１とインダクタ４２とは、変成器４０を構成し、互いに結合係数ｋで磁界結合している。

図２に示される例では、インダクタ４１及びインダクタ４２は、差動スパイラルインダクタである。伝送線路１１の信号電極１１ａが光変調器モジュール１０の入力端から終端抵抗素子１３まで延びている。信号電極１１ａには、ギャップＧｐが形成されており、ギャップＧｐを挟んで信号電極１１ａの２つの端部が対向している。これらの２つの端部のうち、光変調器モジュール１０の入力側の端部にインダクタ４１の一端が接続され、終端抵抗素子１３側の端部にインダクタ４２の他端が接続されている。このギャップＧｐによって寄生容量４３が形成される。一般的に、寄生容量と呼ばれるものは、値が無視できるほど小さいか、あるいは無いことが好ましいとされるが、寄生容量４３は、後述するように意図して形成され利用される（以下、寄生容量を結合容量ということもある）。

インダクタ４１とインダクタ４２との間には、タップ４４が設けられている。ボンディングワイヤ１５の一端は、タップ４４に接続され、ボンディングワイヤ１５の他端は、ＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａに接続されている。インダクタ４１及びインダクタ４２は、ボンディングワイヤ１５に重なる直線を軸としてほぼ対称な形状となっている。インダクタ４１及びインダクタ４２は、インダクタ４１の一端におけるコイル部１４の入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）が終端抵抗素子１３のインピーダンスＲ_Ｔと等しくなるように構成される。

次に、終端抵抗素子１３、コイル部１４、及びＥＡ変調器２２の等価回路について説明する。図３は、図１のコイル部及びその周辺の等価回路を示す図である。インダクタ４１とインダクタ４２とは、結合係数ｋで結合しているので、インダクタ４１とインダクタ４２との相互インダクタンスＭは、インダクタ４１の自己インダクタンスＬ_ｉｎ（インダクタンス）及びインダクタ４２の自己インダクタンスＬ_ｏｕｔ（インダクタンス）を用いて以下の式（１）で表される。

図３に示されるように、ＥＡ変調器２２の接合容量（容量値Ｃ_ＥＡ）に対して直列に負の相互インダクタンスＭが接続される。つまり、タップ４４からＥＡ変調器２２側にインダクタンス−Ｍが等価的に生じる。したがって、タップ４４からＥＡ変調器２２側のインダクタンスは、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスＬ_ＥＡと合わせて、−Ｍ＋Ｌ_ＥＡとなる。また、変調信号の入力側のインダクタンスには、相互インダクタンスＭが加算されるので、変調信号の入力側のインダクタンスは、Ｌ_ｉｎ＋Ｍとなる、同様に、終端抵抗素子１３側のインダクタンスには、相互インダクタンスＭが加算されるので、終端抵抗素子１３側のインダクタンスは、Ｌ_ｏｕｔ＋Ｍとなる。ここで、説明を簡単化するために、Ｌ_ｉｎ＝Ｌ_ｏｕｔ＝Ｌ_Ｔとし、図３に示されるΔ回路をΔ−Ｙ変換することにより、入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）は、複素周波数ｓ平面の伝達関数として以下の式（２）で表される。

入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）の分子及び分母は、ともに複素周波数ｓの多項式で表されている。また、入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）の分子及び分母において、複素周波数ｓの０次の項、２次の項、及び４次の項は互いに等しい。入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）は、インピーダンスＲ_Ｔと等しいので、入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）の分子の１次の項と分母の１次の項とは、互いに等しい。このため、インダクタンスＬ_Ｔは、以下の式（３）で表される。

同様に、入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）の分子の３次の項と分母の３次の項とは、互いに等しい。このため、式（３）を代入することにより、寄生容量４３（結合容量）の容量値Ｃ_Ｂは、以下の式（４）で表される。

つまり、インダクタンスＬ_Ｔが式（３）の関係を満たし、容量値Ｃ_Ｂが式（４）の関係を満たす場合、式（２）の右辺の分子及び分母は一致する。このため、入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）はインピーダンスＲ_Ｔとなり、複素周波数ｓに依存しない固定値となる。言い換えると、寄生容量４３（結合容量）の容量値Ｃ_Ｂ、並びにインダクタ４１の自己インダクタンスＬ_ｉｎ及びインダクタ４２の自己インダクタンスＬ_ｏｕｔは、入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）が終端抵抗素子１３のインピーダンスＲ_Ｔと等しくなるように設定される。伝送線路１１の特性インピーダンスは、インピーダンスＲ_Ｔと等しいので、無反射の光変調器モジュール１０が得られる。

このとき、ＥＡ変調器２２（アノード電極２２ａ）に印加される信号電圧Ｖ_ＥＡ（ｓ）を図３に示される等価回路を用いて算出すると、信号電圧Ｖ_ＥＡ（ｓ）は、伝送線路１１から出力される変調信号の信号電圧Ｖ_ｉｎ（ｓ）を用いて以下の式（５）で表される。

ω_１とＱ_１とを用いて、式（５）を２次応答の一般式に置き換えると、以下の式（６）が得られる。

ここで、ω_１及びＱ_１は、それぞれ以下の式（７）、及び式（８）で表される。

ここで、ω_０及びＱ_０は、それぞれ以下の式（９）、及び式（１０）で表される。

式（６）を用いて、信号電圧Ｖ_ＥＡ（ｓ）の絶対値が１／√２となるω_１を３ｄＢ帯域ｆ_３ｄＢ（＝ω_１／２π）として求めると、３ｄＢ帯域ｆ_３ｄＢは、以下の式（１１）で表される。

図４は、ＥＡ変調器に印加される電圧の帯域拡大係数及びＱ値（Ｑ_１）の結合係数依存性を示す図である。図４の縦軸は帯域拡大係数及びＱ値を示し、横軸は結合係数ｋを示している。帯域拡大係数は、３ｄＢ帯域ｆ_３ｄＢの１／（πＲ_ＴＣ_ＥＡ）に対する比率である。なお、自己インダクタンスＬ_ｉｎ及び自己インダクタンスＬ_ｏｕｔが０である場合、変調特性は、インピーダンスＲ_Ｔ／２と接合容量の容量値Ｃ_ＥＡとの時定数で決まる本質的な応答となるので、１次応答の３ｄＢ帯域ｆ_３ｄＢは１／（πＲ_ＴＣ_ＥＡ）で計算される。ここで、接合容量の容量値Ｃ_ＥＡ＝０．３ｐＦ、インピーダンスＲ_Ｔ＝５０Ω、インダクタンスＬ_ＥＡ＝５０ｐＨとし、式（３）で求められたインダクタンスＬ_Ｔと、式（４）で求められた容量値Ｃ_Ｂと、を用いて帯域拡大係数及びＱ値を計算した。

図４に示されるように、帯域拡大係数は、結合係数ｋが０．６程度で最大となる。インダクタンスＬ_ＥＡが相互インダクタンスＭによって相殺されるので、インダクタンスＬ_ＥＡが大きいほど、帯域拡大係数が最大となる結合係数ｋは、１に近づく。つまり、結合係数ｋは、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスＬ_ＥＡに応じて設定される。また、式（８）及び式（１０）から、Ｑ値は、結合係数ｋが小さいほど大きくなる。

図５は、ＥＡ変調器に印加される電圧の帯域拡大係数及びＱ値（Ｑ_１）のワイヤインダクタンス（インダクタンスＬ_ＥＡ）依存性を示す図である。図６は、ＥＡ変調器に印加される電圧の周波数特性を示す図である。図５の縦軸は帯域拡大係数及びＱ値を示し、横軸はインダクタンスＬ_ＥＡ（ｐＨ）を示している。図６の縦軸はＶ_ＥＡ（ｓ）／Ｖ_ｉｎ（ｓ）（ｄＢ）を示し、横軸は周波数（ＧＨｚ）を示している。ここで、接合容量の容量値Ｃ_ＥＡ＝０．３ｐＦ、インピーダンスＲ_Ｔ＝５０Ω、結合係数ｋ＝０．６６とし、式（３）で求められたインダクタンスＬ_Ｔと、式（４）で求められた容量値Ｃ_Ｂと、を用いて帯域拡大係数及びＱ値を計算した。同様に、式（５）を用いて、信号電圧Ｖ_ＥＡ（ｓ）を計算した。図５及び図６に示されるように、インダクタンスＬ_ＥＡが６０ｐＨよりも大きくなるにつれ、帯域拡大係数が小さくなり、Ｑ値が大きくなっている。特に、インダクタンスＬ_ＥＡが３０〜１１０ｐＨの範囲において、１．３５倍以上の帯域拡大係数が得られる。

次に、比較例の光変調器モジュールと比較しながら、光変調器モジュール１０の作用効果を説明する。図７は、比較例の光変調器モジュールの概略構成を示す図である。図７に示されるように、光変調器モジュール１００は、コイル部１４に代えてコイル部１４０を備える点において、光変調器モジュール１０と相違する。コイル部１４０は、コイル部１４と比較して、インダクタ４１に代えてボンディングワイヤ１４１を備え、インダクタ４２に代えてボンディングワイヤ１４２を備える点で相違する。ボンディングワイヤ１４１のインダクタンスは、インダクタ４１の自己インダクタンスＬ_ｉｎと等しい。ボンディングワイヤ１４２のインダクタンスは、インダクタ４２の自己インダクタンスＬ_ｏｕｔと等しい。ボンディングワイヤ１４１及びボンディングワイヤ１４２は、磁気的に結合されておらず（あるいは、磁気的な結合がそれぞれの自己インダクタンスと比べて無視できるほど小さい）、ボンディングワイヤ１４１とボンディングワイヤ１４２との間に寄生容量（結合容量）は生じていない。

伝送線路１１、及び駆動回路２は、終端抵抗素子１３に対して完全にインピーダンス整合されており、伝送線路１１及び駆動回路２は無損失であり、インダクタ４の帯域は仮想的に無限大であると仮定する。この場合、光変調器モジュール１００において、ＥＡ変調器２２（アノード電極２２ａ）に印加される信号電圧Ｖ_ＥＡ（ｓ）は、信号電圧Ｖ_ｉｎ（ｓ）を用いて、以下の式（１２）で表される。

図８は、図１の光変調器モジュール及び図７の光変調器モジュールの変調周波数特性を示す図である。図８の縦軸はＶ_ＥＡ（ｓ）／Ｖ_ｉｎ（ｓ）（ｄＢ）を示し、横軸は周波数（ＧＨｚ）を示している。接合容量の容量値Ｃ_ＥＡ＝０．３ｐＦ、インピーダンスＲ_Ｔ＝５０Ω、インダクタンスＬ_ＥＡ＝５０ｐＨ、結合係数ｋ＝０．６６とし、式（３）で求められたインダクタンスＬ_Ｔ（＝Ｌ_ｉｎ＝Ｌ_ｏｕｔ）と、式（４）で求められた容量値Ｃ_Ｂと、を用いて、式（５）及び式（１２）から、光変調器モジュール１０，１００におけるＶ_ＥＡ（ｓ）／Ｖ_ｉｎ（ｓ）をそれぞれ計算した。

図８に示されるように、３ｄＢ帯域ｆ_３ｄＢは、光変調器モジュール１０と光変調器モジュール１００とに差はなく、３０ＧＨｚ程度であることがわかる。ＥＡ変調器２２の本質的な応答における３ｄＢ帯域ｆ_３ｄＢは１／（πＲ_ＴＣ_ＥＡ）によって計算されるので、上記条件では２１．２ＧＨｚとなる。光変調器モジュール１０及び光変調器モジュール１００では、それぞれ、式（６）及び式（１２）に示されるように、変調特性が２次の伝達関数で表されるので、ＥＡ変調器２２の本質的な応答に対して、１．４１倍の変調帯域が得られることがわかる。

図９は、図１の光変調器モジュール及び図７の光変調器モジュールのリターンロス特性（電気反射特性）を示す図である。図９の縦軸はリターンロスＳ１１（ｄＢ）を示し、横軸は周波数（ＧＨｚ）を示している。ここでリターンロス｜Ｓ１１｜は、以下の式（１３）で表される。

図９に示されるように、光変調器モジュール１００では、接合容量の容量値Ｃ_ＥＡがボンディングワイヤ１４１のインダクタンスとボンディングワイヤ１４２のインダクタンスによってキャンセルされるので、コイル部１４０を備えない場合と比較して、リターンロス特性は一定程度改善されている。しかし、光変調器モジュール１００のリターンロスは、１１ＧＨｚ以上で−１０ｄＢを超えている。現在、ＩＥＥＥ（Institute of Electrical and Electronic Engineers）で検討されている４００Ｇ光伝送システムでは、５３Ｇｂａｕｄ／秒の信号が検討されている。その基本周波数である２６．５ＧＨｚでは、光変調器モジュール１００のリターンロスは−３ｄＢであり、約半分の電力が返ってくることになる。

一方、光変調器モジュール１０では、インダクタ４１及びインダクタ４２は、インダクタ４１の一端におけるコイル部１４の入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）が終端抵抗素子１３のインピーダンスＲ_Ｔと等しくなるように構成される。このため、光変調器モジュール１０では、インピーダンスが完全に整合しており、計算上では反射は０（無反射）となるので、リターンロスは理想的にはマイナス無限大である（小さいので図９には表示されていない）。言い換えると、理想的には、光変調器モジュール１０から電気信号の反射はほとんど発生しない。実際には、ボンディングワイヤ１５の長さのばらつき、並びにインダクタ４１及びインダクタ４２の非対称性等によって、光変調器モジュール１０で反射は生じ得るが、リターンロス特性を大幅に改善することができる。

図１０は、駆動回路のリターンロス特性（反射特性）を示す図である。図１１は、５３Ｇｂａｕｄ／秒の４値パルス振幅変調（ＰＡＭ４：4-level Pulse-Amplitude Modulation）信号の例を示す図である。図１２の（ａ）〜（ｄ）は、図７の光変調器モジュールにおける各電気長ＥＬ＝０，０．５，１．０，３．０でのそれぞれの変調周波数特性を示す図である。図１３の（ａ）〜（ｄ）は、図７の光変調器モジュールにおける各電気長での４値パルス振幅変調信号のアイパターンを示す図である。図１４の（ａ）〜（ｄ）は、図１の光変調器モジュールにおける各電気長ＥＬ＝０，０．５，１．０，３．０でのそれぞれの変調周波数特性を示す図である。図１５の（ａ）〜（ｄ）は、図１の光変調器モジュールにおける各電気長での４値パルス振幅変調信号のアイパターンを示す図である。図１０の縦軸はリターンロスＳ１１（ｄＢ）を示し、横軸は周波数（ＧＨｚ）を示している。図１１、図１３の（ａ）〜（ｄ）、及び図１５の（ａ）〜（ｄ）の縦軸は電圧（ｍＶ）を示し、横軸は時間（ｐｓ）を示している。図１２の（ａ）〜（ｄ）、及び図１４の（ａ）〜（ｄ）の縦軸はＶ_ＥＡ（ｓ）／Ｖ_ｉｎ（ｓ）（ｄＢ）を示し、横軸は周波数（ＧＨｚ）を示している。

なお、アイパターンの計算には、５３Ｇｂａｕｄ／ｓの電気信号（変調信号）が用いられた。ここで、電気長ＥＬは、実際の実装形態における電気長に近い０，０．５，１．０，３．０とした。電気長ＥＬ＝０，０．５の場合は、光変調器モジュール１０，１００の内部に駆動回路２を搭載する構成（例えば、伝送線路ＴＬ１と伝送線路ＴＬ２とは存在しないか、それぞれの電気長が無視できるほど短い）を想定し、電気長ＥＬ＝３．０の場合は、光変調器モジュール１０，１００の外部に駆動回路２が設けられる構成（例えば、伝送線路ＴＬ１と伝送線路ＴＬ２とにより電気長が相対的に長くなる場合）を想定している。０，０．５，１．０，３．０の電気長ＥＬは、２６．５ＧＨｚにおけるＦＲ−４のガラスエポキシ基板上にマイクロストリップラインとして伝送線路１１と伝送線路ＴＬ１と伝送線路ＴＬ２とが形成された際の３つの伝送線路全体の実際の長さをガラスエポキシ基板相当に換算すると、長さＰＬ＝０ｍｍ，２．６ｍｍ，５．３ｍｍ，１６ｍｍに相当する。また、光変調器モジュール１０では、自己インダクタンスＬ_ｉｎは、自己インダクタンスＬ_ｏｕｔと同じとした。

図１０に示される駆動回路２のリターンロス特性は、駆動回路２の出力に１００ｐＨ又は２００ｐＨのインダクタンスを有するインダクタが設けられていることを想定して、計算されている。５３Ｇｂａｕｄ／秒の信号の基本周波数である２６．５ＧＨｚでは、２００ｐＨのインダクタが設けられている場合には、リターンロスは−１０ｄＢであり、１００ｐＨのインダクタが設けられている場合には、リターンロスは−１５．７ｄＢである。

駆動回路２のリターンロス特性により、光変調器モジュール１００では、駆動回路２とＥＡ変調器２２との間に設けられた伝送線路１１の電気長ＥＬに応じて伝送線路１１上に多重反射が生じ、この多重反射によって変調周波数特性及びＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａ上の信号波形が乱れている。具体的には、図１２の（ａ）〜（ｄ）に示されるように、光変調器モジュール１００では、伝送線路１１の電気長ＥＬに応じて変調周波数特性が乱れている。電気長ＥＬ＝０であっても、駆動回路２の出力に設けられた２００ｐＨのインダクタの影響を受けて複数のピークとボトムとを持つような周波数特性となる。電気長ＥＬが長くなるほど、ピークとボトムとの間隔は狭まり、それぞれの数が増える。さらに、伝送線路１１の電気長ＥＬが長くなるに従い、高周波側から低周波側に向けて多重反射による変調周波数特性のうねりが拡大する。

図１３の（ａ）〜（ｄ）に示されるアイパターンは、図１１に示される５３Ｇｂａｕｄ／秒のＰＡＭ４信号を駆動回路２から光変調器モジュール１００に入力した場合におけるＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａ上のＰＡＭ４信号のアイパターンである。図１３の（ａ）〜（ｄ）に示されるように、光変調器モジュール１００では、ＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａ上のＰＡＭ４信号は反射の影響を受け、アイ開口が良くなったり、悪くなったりする。

一方、図１４の（ａ）〜（ｄ）に示されるように、光変調器モジュール１０では、光変調器モジュール１０からの反射がないため、多重反射が発生しない。そのため、光変調器モジュール１０の変調周波数特性は、駆動回路２（信号源）側の影響をほとんど受けない。このため、伝送線路１１の電気長ＥＬによって、光変調器モジュール１０の変調周波数特性の変動が抑制される。

図１５の（ａ）〜（ｄ）に示されるアイパターンは、図１１に示される５３Ｇｂａｕｄ／秒のＰＡＭ４信号を駆動回路２から光変調器モジュール１０に入力した場合におけるＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａ上のＰＡＭ４信号のアイパターンである。図１５の（ａ）〜（ｄ）に示されるように、理想状態に近い光変調器モジュール１０では、ＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａ上のＰＡＭ４信号は反射の影響を受けないので、アイ開口が良くなったり悪くなったりすることはなく、安定したアイパターンが得られる。

光通信分野において、大容量伝送を可能にするために、従来ＮＲＺ（Non Return to Zero）変調方式で変調されていた信号が多値信号に置き換えられている。５６ＧＢａｕｄ／秒で４値多値信号を伝送すると、１波長あたりの伝送速度が１１２Ｇｂｉｔ／秒となり、４波長で４００Ｇの伝送容量を確保できることから、５６ＧＢａｕｄ／秒での多値信号伝送への期待が高まっている。５６ＧＢａｕｄ／秒での多値信号伝送の場合、高速化と同時に、シンボル間の距離がＮＲＺ変調方式の１／３となることから、従来にも増して電気信号の反射に対して改善を図る必要がある。このため、光変調器モジュール１０では、伝送線路１１の他端とＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａとの間にインダクタ４１が設けられ、ＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａと終端抵抗素子１３との間にインダクタ４２が設けられることにより、ＥＡ変調器２２の接合容量をキャンセルしている。さらに、インダクタ４１の一端におけるコイル部１４の入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）が終端抵抗素子１３のインピーダンスＲ_Ｔと等しくなるように、インダクタ４１及びインダクタ４２が構成される。

寄生容量４３（結合容量）の容量値Ｃ_Ｂ、インダクタ４１の自己インダクタンスＬ_ｉｎ、及びインダクタ４２の自己インダクタンスＬ_ｏｕｔは、入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）に影響を与える。このため、容量値Ｃ_Ｂ、自己インダクタンスＬ_ｉｎ、及び自己インダクタンスＬ_ｏｕｔにより、入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）を制御することができる。つまり、容量値Ｃ_Ｂ、自己インダクタンスＬ_ｉｎ、及び自己インダクタンスＬ_ｏｕｔは、入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）が終端抵抗素子１３のインピーダンスＲ_Ｔと等しくなるように設定される。これにより、電気信号（変調信号）の周波数による入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）の変動が抑制される。また、伝送線路１１の特性インピーダンスは、終端抵抗素子１３のインピーダンスＲ_Ｔと等しいので、電気信号の反射をさらに低減することが可能となる。その結果、変調帯域を損なうことなく、電気信号の反射をさらに低減することが可能となる。

インダクタ４１の他端及びインダクタ４２の一端は、ボンディングワイヤ１５を介して、ＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａに接続されている。ボンディングワイヤ１５を用いることにより、光変調器モジュール１０の製造を容易化することができる。

インダクタ４１及びインダクタ４２の結合係数ｋは、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスＬ_ＥＡに応じて設定される。変調帯域は、ＥＡ変調器２２の接合容量の容量値Ｃ_ＥＡ、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスＬ_ＥＡ、及びインダクタ４１とインダクタ４２との結合係数ｋに基づいて定まる。このため、ボンディングワイヤ１５のインダクタンスＬ_ＥＡに応じて、変調帯域が大きくなるように結合係数ｋが設定される。

なお、本発明に係る光変調器モジュールは上記実施形態に限定されない。例えば、インダクタ４１及びインダクタ４２は、インダクタ４１の一端におけるコイル部１４の入力インピーダンスＺ_ｉｎ（ｓ）が終端抵抗素子１３のインピーダンスＲ_Ｔと等しくなるように構成されていればよく、差動スパイラルインダクタでなくてもよい。

また、インダクタ４１の他端は、ＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａに直接接続されてもよい。同様に、インダクタ４２の一端は、ＥＡ変調器２２のアノード電極２２ａに直接接続されてもよい。この場合、ボンディングワイヤ１５を省略することができる。このような構成では、上述の式（２）、式（４）〜式（８）、及び式（１１）において、インダクタンスＬ_ＥＡを０とすることによって、光変調器モジュール１０と同様に説明され得る。

また、上記実施形態では、インダクタ４１の自己インダクタンスＬ_ｉｎとインダクタ４２の自己インダクタンスＬ_ｏｕｔとはインダクタンスＬ_Ｔと同じであるとして説明したが、異なっていてもよい。自己インダクタンスＬ_ｉｎと自己インダクタンスＬ_ｏｕｔとの比率ＫＫを用いて、自己インダクタンスＬ_ｉｎ及び自己インダクタンスＬ_ｏｕｔは、それぞれ以下の式（１４）、及び式（１５）で表され得る。例えば、比率ＫＫが０．１である場合、自己インダクタンスＬ_ｉｎはインダクタンスＬ_Ｔよりも１０％増加し、自己インダクタンスＬ_ｏｕｔはインダクタンスＬ_Ｔよりも１０％減少する。

図１６は、比率を変えた場合の変調周波数特性を示す図である。図１７は、比率を変えた場合のリターンロス特性を示す図である。図１６の縦軸はＶ_ＥＡ（ｓ）／Ｖ_ｉｎ（ｓ）（ｄＢ）を示し、横軸は周波数（ＧＨｚ）を示す。図１７の縦軸はリターンロスＳ１１（ｄＢ）を示し、横軸は周波数（ＧＨｚ）を示す。図１６に示されるように、比率ＫＫ＝０．１である場合、３ｄＢ帯域ｆ_３ｄＢは２８ＧＨｚであり、比率ＫＫ＝０．２である場合、３ｄＢ帯域ｆ_３ｄＢは２４．２ＧＨｚである。図１７に示されるように、比率ＫＫ＝０．１である場合、最も悪いリターンロスは−１６ｄＢであり、比率ＫＫ＝０．２である場合、最も悪いリターンロスは−１０ｄＢであり、図７の比較例のリターンロスよりも改善されている。５３Ｇｂａｕｄ／秒の電気信号については、３ｄＢ帯域ｆ_３ｄＢを考慮して、比率ＫＫは０．１以下であればよい。

１０…光変調器モジュール、１１，ＴＬ１，ＴＬ２…伝送線路、１２…ＥＭＬ、１３…終端抵抗素子、１４…コイル部、１５…ボンディングワイヤ（ワイヤ）、２２…ＥＡ変調器、２２ａ…アノード電極、４０…変成器、４１…インダクタ（第１インダクタ）、４２…インダクタ（第２インダクタ）、４３…寄生容量（結合容量）、Ｃ_Ｂ…容量値、Ｃ_ＥＡ…容量値、Ｌ_ＥＡ…インダクタンス、Ｌ_ｉｎ…自己インダクタンス（インダクタンス）、Ｌ_ｏｕｔ…自己インダクタンス（インダクタンス）、Ｒ_Ｔ…インピーダンス、Ｚ_ｉｎ（ｓ）…入力インピーダンス。

Claims (6)

1. 一端から他端に電気信号を伝送する伝送線路と、
   前記電気信号に応じて光信号を変調する電界吸収型の光変調器と、
   終端抵抗素子と、
   前記伝送線路、前記光変調器、及び前記終端抵抗素子を接続するコイル部と、
   を備え、
   前記コイル部は、前記伝送線路の他端と前記光変調器の一端との間に設けられた第１インダクタと、前記光変調器の一端と前記終端抵抗素子との間に設けられた第２インダクタと、を含む変成器を備え、
   前記第１インダクタの一端は、前記伝送線路の他端に電気的に接続され、
   前記第１インダクタの他端は、前記光変調器の一端に電気的に接続され、
   前記第２インダクタの一端は、前記光変調器の一端に電気的に接続され、
   前記第２インダクタの他端は、前記終端抵抗素子の一端に電気的に接続され、
   前記第１インダクタ及び前記第２インダクタは、前記第１インダクタの一端における前記コイル部の入力インピーダンスが前記終端抵抗素子のインピーダンスと等しくなるように構成される、光変調器モジュール。
2. 前記第１インダクタの一端と前記第２インダクタの他端との間に、結合容量を更に備え、
   前記第１インダクタの一端と前記第２インダクタの他端とは、前記結合容量を介して互いに電気的に接続され、
   前記コイル部の前記入力インピーダンスが前記終端抵抗素子のインピーダンスと等しくなるように、前記結合容量の容量値、並びに前記第１インダクタのインダクタンス及び前記第２インダクタのインダクタンスが設定される、請求項１に記載の光変調器モジュール。
3. 前記光変調器の一端と前記第１インダクタの他端及び前記第２インダクタの一端とを電気的に接続するワイヤを更に備え、
   前記第１インダクタの他端及び前記第２インダクタの一端は、前記ワイヤを介して、前記光変調器の一端に電気的に接続される、請求項１又は請求項２に記載の光変調器モジュール。
4. 前記第１インダクタ及び前記第２インダクタの結合係数は、前記ワイヤのインダクタンスに応じて設定される、請求項３に記載の光変調器モジュール。
5. 前記第１インダクタ及び前記第２インダクタは差動スパイラルインダクタである、請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。
6. 前記伝送線路は、前記伝送線路の特性インピーダンスが前記終端抵抗素子のインピーダンスと等しくなるように構成される、請求項１〜請求項５のいずれか一項に記載の光変調器モジュール。