JP2018038040A - 位相補償つきフィルタデバイスとこれを含む電子デバイス - Google Patents

Abstract

【課題】アンテナデュプレクサのアイソレーション特性を改善する。【解決手段】フィルタ４００は、入力及び出力間に接続されて第１位相特性を有する主要フィルタ回路４１０と、当該主要フィルタ回路に並列接続された位相シフト回路４２０とを含む。位相シフト回路４２０は、第１キャパシタ素子４２２と、第２キャパシタ素子４２８と、当該第１キャパシタ素子及び第２キャパシタ素子間に直列接続された一対の弾性波素子４２４、４２６とを含む。一対の弾性波素子は、弾性波素子を通るように弾性波が伝播する一つの弾性波経路において互いから離間して配置された一対の傾斜指ＩＤＴ電極を含む。位相シフト回路は、主要フィルタ回路の阻止帯域の少なくとも一部分に対応する減衰帯域において第１位相特性とは逆の第２位相特性を有する。【選択図】図３Ｂ

Description

フィルタ、特に高周波フィルタは、多くの異なるアプリケーション及び機能を目的として多様な電子デバイスにおいて使用されている。無線通信デバイス、例えばアンテナデュプレクサ、において使用される高周波フィルタの一般的な一つの実装は、図１に示されるようなラダー型フィルタである。図１を参照すると、フィルタ１００は、入／出力端子１０２及び１０４、信号線１０６、一以上の直列腕共振器１０８、並びに複数の並列腕共振器１１０を含む。信号線１０６は、図示のように入／出力端子１０２及び１０４間に接続される。直列腕共振器（複数可）１０８は、信号線１０６に沿って互いに直列に接続される。並列腕共振器（複数可）１１０は、信号線１０６及び基準電位１１２間に接続される。基準電位１１２はグランドでよい。直列腕共振器１０８及び並列腕共振器１１０は一緒になってラダー回路を形成し、通過帯域及び阻止帯域を有する帯域通過フィルタとして機能する。所定の例では、インダクタのような位相シフタ１１４を、特にフィルタ１００がアンテナデュプレクサにおいて使用されている場合に整合コンポーネントとして含めることができる（図１に示す）。

例えば携帯電話機のような所定の現代的な通信デバイスにおいては、こうしたデバイスを小型化することが現在進行中の傾向であるから、当該デバイスの通信「フロントエンド」部分（例えば無線周波数部分）において使用されるコンポーネントの数を低減することが望ましい。所定の無線通信デバイスの無線周波数回路部分において、コンポーネントの数は、信号送信経路及び受信経路における段間フィルタの数を減らすことによって低減できる。しかしながら、これには、アンテナデュプレクサが非常に良好なアイソレーション特性を有する必要がある。その結果、アンテナデュプレクサにおいて使用される帯域通過フィルタは、阻止帯域（複数可）に非常に高い減衰を有する必要がある。こうした設計要求は難関であり、従来のラダー型フィルタによっては満たされない。

図１に示されるようなラダー型フィルタに基づく所定のアンテナデュプレクサ設計は、デュプレクサのアイソレーション特性を改善するべく位相影響回路の使用を組み入れる。例えば、特許文献１は、アンテナデュプレクサを含む電子デバイスの様々な例及び実施形態を開示する。アンテナデュプレクサは、一以上のフィルタを含む主要回路に並列接続された補助回路を組み入れる。補助回路は、所定の周波数において主要回路とは逆の位相特性を有する。特許文献１は、圧電基板に形成された一以上の弾性表面波（ＳＡＷ）共振器を含み得る補助回路のいくつかのバリエーションを開示する。特許文献１に開示されるように、主要回路は、自身に含まれるフィルタの通過帯域及び阻止帯域に対応する所定の周波数応答を有し得る。その周波数応答は、通過特性とも称される。補助回路は、所定の周波数帯域内において、振幅が主要回路の通過特性の振幅に実質的に類似し、位相が主要回路の通過特性の位相とは逆になる通過特性を有するように設計することができる。その結果、所定の周波数帯域において、主要回路からの主要信号出力は、補助回路からの補助信号出力によって少なくとも部分的に相殺されるので、アンテナデュプレクサのアイソレーション特性が改善される。

米国特許第９，２４６，５３３号明細書

複数の側面及び実施形態が、様々な通信装置及びシステムに使用される一以上のフィルタを含む電子デバイスに関する。

一実施形態によれば、フィルタは、入力端子と、出力端子と、当該入力端子及び出力端子間に接続された主要フィルタ回路と、当該入力及び出力間で主要フィルタ回路に並列接続された位相シフト回路とを含む。主要フィルタ回路は、第１位相特性、第１通過帯域及び第１阻止帯域を有する。位相シフト回路は、第１キャパシタ素子と、第２キャパシタ素子と、当該第１キャパシタ素子及び第２キャパシタ素子間に直列接続された一対の弾性波素子とを含み、当該一対の弾性波素子は、弾性波素子を通るように弾性波が伝播する一つの弾性波経路において互いから離間して配置された一対の傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極を含む。位相シフト回路は、第１阻止帯域の少なくとも一部分に対応する減衰帯域において第１位相特性とは逆の第２位相特性を有する。

フィルタの一例において、各傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極は、互いの指が組み合わされた第１及び第２櫛形電極を含み、第１及び第２櫛形電極はそれぞれ複数の電極指を有し、各電極指は曲線形状を有する。他例において、各傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極は、互いの指が組み合わされた第１及び第２櫛形電極を含み、第１及び第２櫛形電極はそれぞれ、バスバーと、当該バスバーから９０度に等しくならない角度で延びる複数の傾斜電極指とを有する。

フィルタの一例において、主要フィルタ回路は複数のフィルタ共振器を含み、位相シフト回路の一対の弾性波素子と当該複数のフィルタ共振器とが、一つの共通圧電基板に形成される。主要フィルタ回路の複数のフィルタ共振器は、入力端子と出力端子とを接続する信号線に沿って互いに直列接続された複数の直列腕フィルタ共振器と、当該信号線と基準電位との間に接続された複数の並列腕フィルタ共振器とを含んでよい。複数の直列腕フィルタ共振器及び複数の並列腕フィルタ共振器は一緒になってラダー回路を形成する。複数の直列腕フィルタ共振器及び複数の並列腕フィルタ共振器は、例えば弾性表面波共振器又はバルク弾性波共振器でよい。

一例において、第１キャパシタ素子は一対の弾性波素子と入力端子との間に接続され、第２キャパシタ素子は当該一対の弾性波素子と出力端子との間に接続され、第１キャパシタ素子の第１容量は、第２キャパシタ素子の第２容量よりも小さい。

位相シフト回路は、一対の弾性波素子に直列接続された少なくとも一つの付加弾性波素子を含んでよい。少なくとも一つの付加弾性波素子は傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極を含む。

他実施形態によれば、デュプレクサが、入力端子と、出力端子と、共通端子と、当該入力端子及び共通端子間に接続された送信フィルタ並びに当該共通端子及び出力端子間に接続された受信フィルタを、当該送信フィルタ及び受信フィルタが当該入力端子及び出力端子間に直列接続されるように含むフィルタ回路と、当該入力端子及び共通端子間で当該送信フィルタ回路に並列接続された位相シフト回路とを含む。送信フィルタは第１通過帯域及び第１阻止帯域を有し、受信フィルタは、当該第１通過帯域とは異なるが少なくとも一部分が当該第１阻止帯域と重複する第２通過帯域を有する。位相シフト回路は、第１キャパシタ素子、第２キャパシタ素子、第１傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極及び第２傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極を含む。位相シフト回路は、減衰帯域において送信フィルタの第２位相特性とは逆の第１位相特性を有する。減衰帯域は、第１阻止帯域内かつ第２通過帯域内にある。

デュプレクサの一例において、第１及び第２傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極は、圧電基板において、第１及び第２傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極を通るように弾性波が伝播する一つの弾性波経路に沿って互いから離間して配置される。送信フィルタは、圧電基板に配置された複数のフィルタ共振器を含んでよい。一例において、複数のフィルタ共振器は、入力端子と共通端子とを接続する信号線に沿って互いに直列接続された複数の直列腕フィルタ共振器と、当該信号線と基準電位との間に接続された複数の並列腕フィルタ共振器とを含む。複数の直列腕フィルタ共振器及び複数の並列腕フィルタ共振器は一緒になってラダー回路を形成する。基準電位は、例えばグランドでよい。

デュプレクサの一例において、第１キャパシタ素子は第１傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極及び入力端子間に接続され、第２キャパシタ素子は第２傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極及び出力端子間に接続される。一例において、第１キャパシタ素子の第１容量は、第２キャパシタ素子の第２容量よりも小さい。

他例において、デュプレクサはさらに、共通端子及びグランド間に接続されたインダクタを含む。

デュプレクサの他例において、位相シフト回路はさらに、第３傾斜指インターディジタルトランスデューサを含む。

他実施形態は無線デバイスに関し、当該無線デバイスは、デュプレクサの一例と、当該デュプレクサの共通端子に接続されたアンテナと、当該デュプレクサの入力端子に接続された送信器回路と、当該デュプレクサの出力端子に接続された受信器回路とを含む。送信器回路は、アンテナが送信する送信信号を生成するように構成される。送信信号は、第１通過帯域内の周波数を有する。

他実施形態によれば、電子デバイスは、入力端子と、出力端子と、当該入力端子及び出力端子間に接続された第１フィルタと、当該入力端子及び出力端子間で当該第１フィルタに並列接続された位相シフト回路とを含む。第１フィルタは、第１通過帯域、第１阻止帯域及び第１位相特性を有する。位相シフト回路は、第１キャパシタ素子、第２キャパシタ素子、第１弾性波素子及び第２弾性波素子を含み、当該第１及び第２弾性波素子は、当該第１キャパシタ素子及び第２キャパシタ素子間に接続され、弾性波素子を通るように弾性波が伝播する一つの弾性波経路において互いから離間して配置される。第１及び第２弾性波素子はそれぞれ、傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極である。位相シフト回路は、第１阻止帯域内にある減衰帯域において第１位相特性とは逆の第２位相特性を有する。

電子デバイスの一例において、第１及び第２弾性波素子それぞれに対し、傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極は、互いの指が組み合わされた複数の電極指を有する一対の櫛形電極を含み、各電極指は曲線形状を有する。電子デバイスの他例において、第１及び第２弾性波素子それぞれに対し、傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極は、互いの指が組み合わされた一対の櫛形電極を有し、各櫛形電極は、バスバーから９０度に等しくならない角度で延びる複数の電極指を有する。

電子デバイスの一例において、位相シフト回路はさらに、第１キャパシタ素子及び第２キャパシタ素子間に接続された第３弾性波素子を含む。

電子デバイスの他例において、第１フィルタは複数のフィルタ共振器を含み、位相シフト回路の第１及び第２弾性波素子と当該複数のフィルタ共振器とが一つの共通圧電基板に形成される。一例において、複数のフィルタ共振器は、入力端子と出力端子とを接続する信号線に沿って互いに直列接続された複数の直列腕フィルタ共振器と、当該信号線と基準電位との間に接続された複数の並列腕フィルタ共振器とを含む。複数の直列腕フィルタ共振器及び複数の並列腕フィルタ共振器は一緒になってラダー回路を形成する。基準電位は、例えばグランドでよい。

電子デバイスの一例において、第１キャパシタ素子は第１弾性波素子及び入力端子間に接続され、第２キャパシタ素子は第２弾性波素子及び出力端子間に接続され、第１キャパシタ素子の容量は、第２キャパシタ素子の容量よりも小さい。

他例において、電子デバイスはさらに、出力端子及びグランド間に接続されたインダクタを含む。

他実施形態はデュプレクサに関し、当該デュプレクサは、入力端子と、出力端子と、共通端子と、当該入力端子及び共通端子間に接続された送信フィルタと、当該共通端子及び出力端子間に接続された受信フィルタとを含む。送信フィルタは、第１通過帯域と、第１阻止帯域と、当該第１阻止帯域の少なくとも一部分に対応する減衰帯域内における第１位相特性とを有する。受信フィルタは、第１阻止帯域と重複する第２通過帯域と、第１通過帯域と重複する第２阻止帯域とを有する。デュプレクサはさらに、共通端子に接続された第１キャパシタ素子と、入力端子に接続された第２キャパシタ素子と、当該第１及び第２キャパシタ素子に接続されたトランスバーサルフィルタとを含む位相シフト回路を含む。トランスバーサルフィルタは、少なくとも２つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極を含み、当該少なくとも２つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極は、当該少なくとも２つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極を通るように弾性波が伝播する一つの弾性波経路において互いから離間して配置される。位相シフト回路は、減衰帯域において第１位相特性とは逆の第２位相特性を有する。

デュプレクサの一例において、位相シフト回路は入力端子及び共通端子間で送信フィルタに並列接続され、トランスバーサルフィルタは第１キャパシタ素子及び第２キャパシタ素子間に直列接続される。一例において、第１キャパシタ素子の第１容量は、第２キャパシタ素子の第２容量よりも小さい。

デュプレクサの一例において、トランスバーサルフィルタは、５つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極を含む。一例において、５つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極は、第１キャパシタ素子に接続された第１傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極と、第２キャパシタ素子に接続された第２傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極とを含む。位相シフト回路はさらに、共通端子に接続された第３キャパシタ素子と、入力端子に接続された第４キャパシタ素子と、出力端子に接続された第５キャパシタ素子とを含み、トランスバーサルフィルタはさらに、当該第３キャパシタ素子に接続された第３傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極と、当該第４キャパシタ素子に接続された第４傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極と、当該第５キャパシタ素子に接続された第５傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極とを含む。一例において、受信フィルタは、共通端子及び出力端子間に直列接続された２端子共振器、第１縦結合共振器及び第２縦結合共振器を含む。他例において、送信フィルタは、入力端子と出力端子とを接続する信号線に沿って互いに直列接続された複数の直列腕共振器と、当該信号線と基準電位との間に接続された複数の並列腕共振器とを含む。複数の直列腕共振器及び複数の並列腕共振器は一緒になってラダー回路を形成する。基準電位は、例えばグランドでよい。

デュプレクサ一例において、送信フィルタは複数のフィルタ共振器を含み、位相シフト回路の少なくとも２つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極と当該複数のフィルタ共振器とが一つの共通圧電基板に形成される。複数のフィルタ共振器は、入力端子と出力端子とを接続する信号線に沿って互いに直列接続された複数の直列腕フィルタ共振器と、当該信号線と基準電位との間に接続された複数の並列腕フィルタ共振器とを含んでよい。複数の直列腕フィルタ共振器及び複数の並列腕フィルタ共振器は一緒になってラダー回路を形成する。基準電位は、例えばグランドでよい。

デュプレクサの他例において、少なくとも２つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極はそれぞれ、互いの指が組み合わされた複数の電極指を有する一対の櫛形電極を含み、各電極指は曲線形状を有する。他例において、少なくとも２つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極はそれぞれ、互いの指が組み合わされた一対の櫛形電極を含み、各櫛形電極は、バスバーから９０度に等しくならない角度で延びる複数の電極指を有する。

なおも他の側面、実施形態、並びにこれらの典型的な側面及び実施形態の利点が以下に説明される。ここに開示される実施形態は、ここに開示の原理の少なくとも一つに整合する任意の態様で他実施形態と組み合わせてよく、「一実施形態」、「いくつかの実施形態」、「代替実施形態」、「様々な実施形態」、「一つの実施形態」等の言及は、必ずしも相互に排他的というわけではなく、記載された特定の特徴、構造又は特性が少なくとも一つの実施形態に含まれ得ることを示すように意図される。ここで当該用語が登場しても、必ずしもすべてが同じ実施形態を言及しているわけではない。

少なくとも一つの実施形態の様々な側面が、縮尺どおりに描かれることを意図するわけではない添付図面を参照して以下に説明される。図面は、様々な側面及び実施形態の例示及びさらなる理解を与えるべく含まれ、本明細書に組み入れられ及び本明細書の一部をなすが、本発明の制限の画定として意図されるわけではない。図面において、様々な図面に例示される同一又はほぼ同一のコンポーネントはそれぞれ、同じ参照番号によって代表される。明確性を目的として、すべてのコンポーネントを、すべての図面において標識するわけではない。

従来型ラダー型フィルタの一例のブロック図である。 本発明の複数の側面に係るアンテナデュプレクサを含む電子デバイスのための、フロントエンドモジュールの一例のブロック図である。 本発明の複数の側面に係る図２のアンテナデュプレクサに使用できるフィルタの一例の回路図である。 本発明の複数の側面に係る図３Ａのフィルタの主要フィルタ回路の一例を示す回路図である。 本発明の複数の側面に係る図３Ａ及び３Ｂに示されたフィルタのバリエーションを示す回路図である。 図４Ａは、曲線電極指を有する傾斜指インターディジタルトランスデューサ（ＳＦＩＴ）電極の一例の図である。図４Ｂは、傾斜電極指を有するＳＦＩＴ電極の他例の図である。図４Ｃは、段状外形を備えた電極指を有するＳＦＩＴ電極の他例の図である。 本発明の複数の側面に係る一対のＳＦＩＴ電極を含む位相シフト回路のシミュレーションアプローチを示す図である。 本発明の複数の側面に係る一対のＳＦＩＴ電極を含む位相シフト回路の一例の図である。 本発明の複数の側面に係る送信回路に並列接続された位相シフト回路を含むアンテナデュプレクサの他例の図である。 本発明の複数の側面に係る図７のアンテナデュプレクサの一例のシミュレーション特性チャートである。 本発明の複数の側面に係る図７のアンテナデュプレクサの一例のシミュレーション特性チャートである。 本発明の複数の側面に係る図７のアンテナデュプレクサの一例のシミュレーション特性チャートである。 図８Ａ〜Ｃに示されるシミュレーション結果に対応する測定データを表す特性チャートである。 図８Ａ〜Ｃに示されるシミュレーション結果に対応する測定データを表す特性チャートである。 図８Ａ〜Ｃに示されるシミュレーション結果に対応する測定データを表す特性チャートである。 本発明の複数の側面に係る５つのＳＦＩＴ電極を含むＳＦＩＴ電極アセンブリの一例の図である。 ５つの従来型ＩＤＴ電極を含むＩＤＴ電極アセンブリの比較例の図である。 本発明の複数の側面に係る送信回路に並列接続された位相シフト回路を含むアンテナデュプレクサの他例を示す図である。 本発明の複数の側面に係る図１１Ａのアンテナデュプレクサにおけるフィルタ回路の例を示す図である。 本発明の複数の側面に係る図１１Ｂのアンテナデュプレクサの例の、シミュレーションされたアイソレーション特性を示すグラフである。 本発明の複数の側面に係る送信回路に並列接続された位相シフト回路を含むアンテナデュプレクサの他例の図である。 本発明の複数の側面に係るアンテナデュプレクサを含む電子デバイスの一例のブロック図である。

上述のように、フィルタは、無線通信デバイスを含む多くの電子デバイスにおいて広く使用されている。高度な電力増幅器及びアンテナデュプレクサモジュールでは、電子コンポーネントの少なくとも半数がフィルタである。さらに、無線通信デバイスにおいて使用される高度なフロントエンド無線周波数（ＲＦ）モジュールでは、いくつかの（例えば３〜８つの）フィルタベースのデュプレクサが存在し得る。近似的に−５５ｄＢから−７０ｄＢまでの範囲となり得る送信フィルタから受信フィルタまでの電力アイソレーション仕様は、デュプレクサにとって最も重要なパラメータの一つとなり得る。上述のように、アンテナデュプレクサにおいて、当該デュプレクサのフィルタ間の高度なアイソレーションを達成するべく補助回路を使用することは、特許文献１に開示されている。特許文献１に開示される補助回路は、電極指が直線状の従来型インターディジタルトランスデューサを備えるように形成された弾性波素子を使用する。以下に詳述されるように、複数の側面及び実施形態は、例えばフィルタ回路の特性を改善するべく、随意的にアンテナデュプレクサの、フィルタ回路と組み合わせて使用され得る位相シフト回路における傾斜指インターディジタルトランスデューサ（ＳＦＩＴ）電極の使用に関する。特に、所定の実施形態において、位相シフト回路は、フィルタの阻止帯域における減衰を、当該フィルタの送信帯域（通過帯域とも称する）にマイナスの影響を与えることなく改善するべく使用される。その結果、フィルタが使用されるアンテナデュプレクサのアイソレーション特性を改善することができる。ＳＦＩＴ電極の使用により、付加的な設計自由度が得られるので、広い周波数帯域にわたって位相形状を最適化する能力、さらにはアイソレーション特性を、他の回路設計を使用して達成され得るものを超えるように改善する能力の拡大が許容される。

わかることだが、ここに説明される方法及び装置の複数の実施形態は適用上、以下の説明に記載され又は添付図面に例示される構造の詳細及びコンポーネントの配列に限られない。本方法及び装置は、他の実施形態に実装すること、及び様々な方法で実施することが可能である。特定の実装例は、例示のみを目的としてここに与えられ、限定されることを意図しない。また、ここで使用される表現及び用語は、説明目的であって、限定としてみなすべきではない。ここでの「含む」、「備える」、「有する」、「包含する」及びこれらの変形の使用は、以降に列挙される項目及びその均等物並びに付加項目の包括を意味する。「又は（若しくは）」の言及は、「又は（若しくは）」を使用して記載される任意の用語が、当該記載の用語の一つの、一を超える、及びすべてのものを示すように解釈され得る。

図２を参照すると、例示されるのは、例えば、無線通信デバイス（例えば携帯電話機）のような電子デバイスにおいて使用されるフロントエンドモジュール２００の一例のブロック図である。フロントエンドモジュール２００は、共通端子３０２、入力端子３０４及び出力端子３０６を有するアンテナデュプレクサ３００を含む。共通端子３０２にはアンテナ２１０が接続される。フロントエンドモジュール２００はさらに、デュプレクサ３００の入力端子３０４に接続された送信器回路２２２と、デュプレクサ３００の出力端子３０６接続された受信器回路２２４とを含む。送信器回路２２２は、アンテナ２１０を介して送信される信号を生成することができる。受信器回路２２４は、アンテナ２１０を介して受信された信号を、受信及び処理することができる。いくつかの実施形態において、かかる受信及び送信機能は、図２に例示されるように別個のコンポーネントに実装可能であり、又は、さらに以下に説明されるように、共通の送受信器回路／モジュールに実装可能である。本開示の利益が与えられる当業者にわかることだが、フロントエンドモジュール２００は、例示されないスイッチ、電磁結合器、増幅器、プロセッサ等のような、ただしこれらに限られない他のコンポーネントを含んでよい。

アンテナデュプレクサ３００は、入力端子３０４及び共通端子３０２間に接続された一以上の送信フィルタ３１０と、共通端子３０２及び出力端子３０６間に接続された一以上の受信フィルタ３２０とを含んでよい。共通端子３０２には、インダクタ２３０又は他の整合コンポーネントを接続することができる。デュプレクサ３００のアイソレーション特性とは、入力端子３０４から出力端子３０６までの通過特性のことである。アイソレーション特性の改善は、フィルタ３１０及び３２０の通過帯域において、入力端子３０４及び出力端子３０６間を通過する信号のレベルを低減することによって得ることができる。上述のように、これを達成可能とする一つの態様は、フィルタ３１０又は３２０の少なくとも一方の阻止帯域における信号減衰を改善することである。所定の実施形態によれば、このアイソレーション特性改善を達成する補助とするべく、以下に詳述されるように、送信フィルタ３１０、受信フィルタ３２０、又はこれらの組み合わせの任意の一以上に、関連フィルタの阻止帯域において減衰を改善するように構成された位相シフト回路を含ませることができる。特に、位相シフト回路が帯域通過フィルタである（それゆえ一を超える阻止帯域を有し得る）送信フィルタ３１０と組み合わせて使用される場合、当該位相シフト回路は、一以上の受信フィルタ３２０の通過帯域と周波数が重複する送信フィルタ３１０の阻止帯域における減衰を改善するように構成してよい。同様に、位相シフト回路が帯域通過フィルタである受信フィルタ３２０と組み合わせて使用される場合、当該位相シフト回路は、一以上の送信フィルタ３１０の通過帯域と周波数が重複する受信フィルタ３１０の阻止帯域における減衰を改善するように構成してよい。本開示の利益が与えられる当業者にわかることだが、様々な特徴及び機能がデュプレクサの文脈で以下に説明されるにもかかわらず、ここに開示の方法及びデバイスの側面及び利点は、ダイプレクサ又はマルチプレクサにも同等に適用可能であり、デュプレクサでの使用に限られない。

図３Ａを参照すると、例示されるのは、一実施形態に係るフィルタ４００の一例の模式的な回路図である。一例において、フィルタ４００は、例えばアンテナデュプレクサ３００の送信フィルタ３１０として使用可能な高周波フィルタである。フィルタ４００は、例えばデュプレクサ３００の入力端子３０４及び共通端子３０２に対応し得る入力端子３０４及び出力端子３０２間に接続された主要フィルタ回路４１０を含む。フィルタ４００はまた、入力端子３０４及び出力端子３０２間で主要フィルタ回路４１０に並列接続された位相シフト回路４２０も含む。フィルタ４００はさらに圧電基板４０２も含む。圧電基板４０２には、以下にさらに説明されるように、主要フィルタ回路４１０及び位相シフト回路４２０のコンポーネントが形成される。上述のように、インダクタ２３０は出力端子３０２に接続してよい。インダクタ２３０は、出力端子３０２及び基準電位４０４間に接続してよい。所定の例では、基準電位４０４はグランドである。

主要フィルタ回路４１０は、本開示の利益が与えられる当業者にわかるような様々な特性及び構成を有してよい。所定の例において、主要フィルタ回路４１０は、複数の弾性波共振器を含むラダー型フィルタ回路としてよい。しかしながら、他例において、主要フィルタ回路４１０はラダー型フィルタとする必要はなく、他の構成を有し得る。

図３Ｂは、主要フィルタ回路４１０がラダー型構成を有するフィルタ４００の一例を示す。この例において主要フィルタ回路４１０は、入力端子３０４を出力端子３０２に接続する信号線４１２を含む。主要フィルタ回路４１０は、複数の直列腕共振器４１４、及び複数の並列腕共振器４１６を含む。直列腕共振器４１４は、入力端子３０４及び出力端子３０２間の信号線４１２に沿って互いに直列接続される。並列腕共振器４１６は、信号線４１２及び基準電位４０４間に接続される。直列腕共振器４１４及び並列腕共振器４１６は、一緒になってラダー型フィルタを形成する。本開示の利益が与えられる当業者にわかることだが、図３Ａに示される直列腕共振器４１４及び並列腕共振器４１６の配列及び数は、ラダー型フィルタの一例にすぎず、一以上の直列腕共振器４１４及び並列腕共振器４１６の様々な組み合わせを含む多数の他のラダー型フィルタ構成が使用可能である。一例において、直列腕共振器４１４及び並列腕共振器４１６は、圧電基板４０２に形成された弾性表面波共振器である。他例において、共振器は、圧電基板４０２に形成された弾性境界波共振器又はバルク弾性波共振器である。一例において、主要フィルタ回路４１０は、通過帯域及び阻止帯域を含む周波数応答（通過特性とも称する）を有する帯域通過フィルタとして機能する。フィルタ４００がアンテナデュプレクサ３００の送信フィルタ３１０として使用されるアプリケーションにおいて、主要フィルタ回路４１０の阻止帯域は、受信フィルタ３２０の通過帯域の少なくとも一部分と周波数が重複してよい。

図３Ａ及び３Ｂに示されるように、位相シフト回路４２０は、入力端子３０４及び出力端子３０２間で主要フィルタ回路４１０に並列接続される。図示の例では、位相シフト回路４２０には、入力端子３０４及び出力端子３０２間に、第１キャパシタ素子４２２、第１ＳＦＩＴ電極４２４、第２ＳＦＩＴ電極４２６、及び第２キャパシタ素子４２８がその順で配置される。すなわち、第１キャパシタ素子４２２が第１ＳＦＩＴ電極４２４及び入力端子３０４間に接続され、第２キャパシタ素子４２８が第２ＳＦＩＴ電極４２６及び出力端子３０２間に接続され、その結果、図３Ａ及び３Ｂに示されるように２つのＳＦＩＴ電極が２つのキャパシタ素子間に接続される。ＳＦＩＴ電極４２４及び４２６は、圧電基板４０２に形成された弾性波素子（すなわち圧電基板４０２を伝播する弾性波を使用して信号を生成する素子）としてよい。したがって、ＳＦＩＴ電極４２４及び４２６はそれぞれ、互いの指が組み合わされた電極指を有する一対の櫛形電極（４２４ａと４２４ｂ、４２６ａと４２６ｂ）を含む。櫛形電極の各対の一方の櫛形電極４２４ａ、４２６ａが信号線に（すなわち第１キャパシタ素子４２２及び第２キャパシタ素子４２８それぞれに）接続され、各対の他方の櫛形電極４２４ｂ、４２６ｂが基準電位４０４に接続される。

一実施形態によれば、位相シフト回路４２０は、ここでは「減衰帯域」と称される主要フィルタ回路４１０の阻止帯域の少なくとも一部分にわたり、主要フィルタ回路４１０の周波数応答の振幅に類似する振幅の周波数応答を有する。加えて、位相シフト回路４２０は、主要フィルタ回路４１０の減衰帯域において、主要フィルタ回路４１０の位相特性とは逆の位相特性を有し得る。主要フィルタ回路４１０が、入力端子３０４での入力信号の受信に応答して、出力端子３０２において主要信号を与えるように構成され、位相シフト回路４２０は、出力端子３０２において補助信号を与えるように構成される。位相シフト回路４２０は、特定の周波数帯域（例えば主要フィルタ回路４１０の減衰帯域）にわたって補助信号が、主要信号とは振幅が類似し位相が逆となるように構成される。その結果、補助信号が少なくとも部分的に主要信号を「相殺」するので、減衰帯域における信号減衰が増加し、フィルタ４００が使用されている場合にデュプレクサ３００のアイソレーション特性が改善可能となる。以下に詳述するように、位相シフト回路４２０の周波数応答の形状、周波数範囲、振幅及び位相、ひいては補助信号の特性は、ＳＦＩＴ電極４２４及び４２６並びにキャパシタ素子４２２及び４２８の設計によって決定することができる。特に、ＳＦＩＴ電極４２４及び４２６を使用することにより、従来型インターディジタル電極に対して付加的な設計自由度が得られるので、位相シフト回路の周波数応答を、広い周波数帯域にわたって細かくチューニングすることができる。これにより、所望の信号減衰特性を、主要フィルタ回路４１０の通過帯域にマイナスの影響を与えることなく改善することができる。

キャパシタ素子４２２及び４２８の容量を調整することによって、位相シフト回路４２０周波数応答の振幅、特に減衰帯域における信号減衰量を調整することができる。キャパシタ素子４２２及び４２８は、上述したように、減衰帯域において位相シフト回路４２０の通過特性の振幅が、主要フィルタ回路４１０の通過特性の振幅に類似するように適切に設計することができる。所定の例では、キャパシタ素子４２２及び４２８の容量は、ＳＦＩＴ電極４２４及び４２６の容量よりも小さい。加えて、所定の例では、入力端子３０４に近いキャパシタ素子４２２の容量は、出力端子３０２に近いキャパシタ素子４２８の容量よりも小さい。この配列により、位相シフト回路４２０からの補助信号出力の振幅を、主要フィルタ回路４１０からの主要信号出力の振幅に実質的に等しくすることができるので、減衰帯域における信号減衰量が増加する。

上述されかつ図３Ａ及び３Ｂに図示されるように、ＳＦＩＴ電極４２４及び４２６は、２つのキャパシタ素子４２２及び４２８間に接続される。この配列により、第１及び第２ＳＦＩＴ電極４２４及び４２６を、電流が位相シフト回路４２０へと流れないように保護し、そうでなければ電流により引き起こされかねない潜在的な損傷から保護することができる。特に、主要フィルタ回路４１０から位相シフト回路４２０へと流れる電流は、キャパシタ素子４２２及び４２８の静電容量を調整することによって抑制することができるので、ＳＦＩＴ電極４２４及び４２６を損傷から保護する機能が果たされる。

なおも図３Ａ及び３Ｂを参照すると、位相シフト回路４２０の第１及び第２ＳＦＩＴ電極４２４、４２６が、弾性波が伝播する一つの音響経路５０２に沿って所定距離だけ互いから離間して配置され、一緒になってトランスバーサルフィルタを形成する。減衰帯域における位相シフト回路４２０の周波数応答は、このトランスバーサルフィルタを設計することによって調整される。例えば、位相シフト回路の位相特性は、ＳＦＩＴ電極４２４、４２６間の音響経路５０２に沿った距離を調整することによって、補助信号が減衰帯域において主要信号の位相成分とは逆の位相成分を包含するように細かく調整することができる。逆の位相は、（入力端子３０４における信号入力への応答となる）主要フィルタ回路４１０からの主要信号出力と位相シフト回路４２０からの補助信号出力との間の、必ずしも正確に１８０度というわけではないが、近似的に１８０度となる位相差として画定される。位相シフト回路４２０の位相特性が主要フィルタ回路４１０の位相特性の逆なので、主要フィルタ回路４１０からの主要信号出力の、減衰帯域における振幅が少なくとも部分的に相殺され、結果的に、上述したように減衰帯域における信号減衰量が増加する。所定の例では、主要信号及び補助信号間の位相差の絶対値は、１８０度が理想である。しかしながら、位相差の絶対値が９０度以上であれば、補助信号が主要信号の位相成分と逆の位相成分を有することとなるので、依然として、主要信号を少なくとも部分的に相殺して減衰が改善される。位相シフト回路４２０からの補助信号出力の位相はさらに、以下にさらに説明されるように、ＳＦＩＴ電極４２４及び４２６の形状又は他の設計パラメータを調整することと併せて、キャパシタ素子４２２及び４２８の容量を調整することによって調整可能である。

所定の実施形態によれば、主要フィルタ回路４１０及び位相シフト回路４２０は双方とも、弾性波素子を使用して実装される。この構成により、周囲温度の変化によりもたらされる主要フィルタ回路４１０の通過特性の変化を、当該周囲温度の変化によりもたらされる位相シフト回路４２０の通過特性の変化に類似させることができるので、周囲温度の変化に起因する減衰劣化が低減される。

上述のように、所定の実施形態において、主要フィルタ回路４１０及び位相シフト回路４２０双方の弾性波素子は、一つの圧電基板４０２に配置される。この構造により、主要フィルタ回路４１０及び位相シフト回路４２０の周波数応答への温度変化の影響が、特に温度変化による減衰特性の劣化が低減される。主要フィルタ回路４１０の通過特性と位相シフト回路４２０の通過特性との双方が、周囲温度の変化に応じて同様に変化するからである。加えて、この配列によりフィルタ４００には、すべての弾性波素子を一つの圧電基板４０２に形成することによって小さなサイズ及び優れた周波数応答がもたらされる。

所定の例では、図３Ａ及び３Ｂに示されるように、第１ＳＦＩＴ電極４２４の櫛形電極４２４ｂの、第２ＳＦＩＴ電極４２６に最も近い少なくとも一つの電極指が、基準電位４０４に接続される。この構造により、位相シフト回路４２０の、主要フィルタ回路４１０の通過帯域における減衰量を低減することができるので、フィルタ４００の、主要フィルタ回路４１０の通過帯域における挿入損失も低減することができる。

図３Ｃは、フィルタ４００の他例の回路図である。図３Ａ及び３Ｂに示されるフィルタ４００の例では、位相シフト回路４２０のＳＦＩＴ電極４２４、４２６間には電極が配置されない。図３Ｃに示されるフィルタ４００の例では、位相シフト回路４２０はさらに遮蔽電極５０４を含む。遮蔽電極５０４は、２つのＳＦＩＴ電極４２４及び４２６間に配置され、かつ、基準電位４０４に接続される。遮蔽電極５０４は、位相シフト回路４２０の、主要フィルタ回路４１０の通過帯域における減衰量を低減することができるので、フィルタ４００の、主要フィルタ回路４１０の通過帯域における挿入損失も低減することができる。

図３Ａ〜３Ｃに示されるフィルタ４００の所定の例では、ＳＦＩＴ電極４２４、４２６は、同じ数の電極指を含む。しかしながら、他例では、第１ＳＦＩＴ電極４２４の電極指の数は、第２ＳＦＩＴ電極４２６の電極指の数とは異なり得る。所定の例では、電極指の数を２つのＳＦＩＴ電極４２４、４２６で変えることにより、位相シフト回路４２０の、主要フィルタ回路４１０の通過帯域における減衰量を低減することができるので、フィルタ４００の、主要フィルタ回路４１０の通過帯域における挿入損失を低減することができる。

図３Ｂ及び３Ｃは、主要フィルタ回路４１０及び位相シフト回路４２０の特定例を例示する。しかしながら、ここに開示される位相シフト回路設計の、以下にさらに説明されるＳＦＩＴ電極の使用も含む特徴及び利点は、図３Ａ〜３Ｃに示される例を含むが、これらに限られない任意の構成を有する位相シフト回路４２０に適用可能である。

従来型インターディジタルトランスデューサ（ＩＤＴ）電極は、互いに平行に延びるように配列された直線電極指を有する。上述のように、複数の側面及び実施形態は、位相シフト回路４２０における、従来型ＩＤＴ電極の代わりとなる一以上のＳＦＩＴ電極の使用に関する。図４Ａ〜Ｃを参照すると、従来型ＩＤＴ電極に類似するＳＦＩＴ電極５１０は、それぞれが電極指５１２を有する２つの櫛形電極を含む。電極指５１２は、バスバー５１４から延びて互いの指が組み合わされてはいるが、電極指が直線ではない点で従来型ＩＤＴ電極とは異なる。例えば、ＳＦＩＴ電極の電極指５１２は、直線となる（すなわちバスバー５１４から垂直に延びる）のではなく、曲線となり（例えば図４Ａに図示）、傾斜し（例えば図４Ｂに図示）、又は「段状」外形を有する（例えば図４Ｃに図示）。その結果、ＳＦＩＴ電極の設計において、付加的な設計自由度（例えば、傾斜度／湾曲程度、段状外形における「段」の数及びサイズ等）が得られる。これは、位相シフト回路４２０に使用される場合のような所定のアプリケーションにおいて有利となり得る。例えば、設計の付加的自由度により、位相シフト回路４２０の位相特性の形状を、従来型ＩＤＴ電極を使用して達成されるよりも広い周波数帯域にわたって精密にあつらえることができる。

ＳＦＩＴ電極は、（新たな回路設計を引き出すのに必要なシミュレーションに含まれる）設計及び製造の複雑性を増大させる。これは、当該ＳＦＩＴ電極が使用される電子デバイスの製造の時間及びコストも増大させ得る。したがって、従来の知恵は、多くの場合においてＳＦＩＴ電極の使用を回避することが好ましいと示唆する。しかしながら、ここに開示されるように、位相シフト回路４２０の特定のアプリケーション及び機能に対しては、ＳＦＩＴ電極の使用によって得られる付加的自由度が有利となり得る。位相シフト回路４２０は、使用される電子デバイスのサイズ及びコンポーネント数を著しく増加させることのないように、非常に小さくされ、例えば２つのＳＦＩＴ電極４２４、４２６のみを含み得る。加えて、ＳＦＩＴ電極４２４又は４２６もまた小さくされ、例えば各櫛形電極に少数の電極指のみを含み得る。さらに、位相シフト回路４２０は、極めて特定の目的を達成するように、すなわち、特定の具体的な周波数帯域内で主要フィルタ回路４１０の通過特性に振幅が極めて類似するが位相が逆の通過特性を与えるように設計される。したがって、高性能が所望されるとともに、特定の性能パラメータを達成するべく利用可能なコンポーネントが限られるアプリケーションにおいて、ＳＦＩＴ電極の使用により得られる付加的な設計自由度は非常に有利であり、関連する付加的な複雑性を正当化することができる。これとは対照的に、例えば、主要フィルタ回路４１０が、それぞれが大きい（多数の電極指を有する）多くの共振器１０８又は１１０を含み、（共振器の相対的に大きな数及びサイズにより達成された）十分な設計柔軟性がすでに存在すると、ＳＦＩＴ電極の付加的な複雑性は、このタイプの回路では正当性を欠き、従来型ＩＤＴ電極が使用され得る。

位相シフト回路４２０において従来型ＩＤＴ電極ではなくＳＦＩＴ電極を使用することにより、広い周波数帯域にわたり実質的に一定の位相特性を達成することが許容され、広い周波数帯域にわたり位相形状を最適化する付加的な自由度が得られる。従来型ＩＤＴ電極では、当該電極の周波数応答の振幅又は位相を改変するべく、電極指間の間隔（電極指ピッチと称する）及び電極指の数を調整することができる一方、ＳＦＩＴ電極では、周波数応答をチューニングするべく、様々な他の構造的特徴も調整することができる。例えば、図４Ａを参照すると、曲線電極指を備えたＳＦＩＴ電極５１０の場合、形状、方向、及び湾曲の程度を調整することができる。例えば、湾曲を双曲線状としてよく、隣接するＳＦＩＴ電極の電極指を、同じ又は異なる方向に（すなわち互いに向かい合い又は互いから離れるように）曲げてよい。さらに、異なる電極指間で、形状、方向、又は湾曲の程度が変わる。図４Ｂを参照すると、傾斜電極指５１２を備えたＳＦＩＴ電極５１０の場合、バスバー５１４に対する傾斜角度を変えてよく、隣接するＳＦＩＴ電極の電極指を、互いに向かい合い又は互いから離れるように傾斜させてよい。例えば、図５は、傾斜電極指５１２が互いの方に向かうように傾斜する一対のＳＦＩＴ電極５１０ａ、５１０ｂを例示する。傾斜の角度又は方向は、異なる電極指同士で異なり得る。

図５を参照すると、ＳＦＩＴ電極の動作がモデル化され、以下のように説明される。信号源５２２が電流を生成し、当該電流は、インピーダンス素子５２４の両端間の電圧に変換されてＳＦＩＴ電極５１０ａのバスバー５１４ａ及び５１４ｂに印加される。これにより、ＳＦＩＴ電極５１０ａ及び５１０ｂを通って伝播する弾性波が生成され、インピーダンス素子５２０の両端間で読み出される信号が生成される。各ＳＦＩＴ電極指５１２は、信号源５２２からの印加電圧励振に同期する表面弾性波を設定する。インターディジタルトランスデューサの周波数応答は、電極指ピッチに依存する。直線電極指を備えた従来型ＩＤＴでは、電極指ピッチは、電極指の長さにわたって一定であるから、ＩＤＴは狭い周波数帯域のみにわたって効率的に動作する。従来型ＩＤＴ電極とは対照的に、ＳＦＩＴ電極では、電極指ピッチが電極指の長さに沿って（線Ａ及びＢ間の領域にある上側バスバー５１４ａと下側バスバー５１４ｂとの距離に沿って）、傾斜又は湾曲を構成するように変化する。したがって、ＳＦＩＴ電極では、同期周波数は、（各ＳＦＩＴ電極の２つのバスバー５１４ａ、５１４ｂ間の距離により画定される）音響アパチャに沿った位置の関数となる。ＳＦＩＴ電極は、入力信号の周波数成分を音響アパチャにわたって空間的に分離するように作用するので、ＳＦＩＴ電極の周波数応答が広帯域となる。音響アパチャにわたって（電極指の長さに沿って）変化する電極指ピッチを制御することにより、異なる周波数の位相シフトを改変することができるので、相対的に広い周波数帯域にわたって位相特性をあつらえることができる。加えて、ＳＦＩＴ電極５１０ａ、５１０ｂから送信される音響パワーは、当該指の傾斜又は湾曲の関数となる音響アパチャの座標に沿った同期周波数の分布に依存する。すなわち、図４Ａの曲線指の例に対しては、電極指５１２の湾曲を変えることにより、ＳＦＩＴ電極４２４及び４２６の周波数応答の振幅の形状を改変し、あつらえられた振幅特性を、位相シフト回路４２０の通過帯域又は阻止帯域にもたらすことができる。同様に、図４Ｂ及び５に示される例のような傾斜指の例に対しては、傾斜の角度を変えることにより、ＳＦＩＴ電極４２４及び４２６の周波数応答の位相特性及び振幅特性をあつらえることができる。

所定の実施形態によれば、ＳＦＩＴ電極５１０は、例えば図４Ｃに示されるように、電極指５１２に対する段状外形を使用して実装可能である。段状外形は、傾斜（図４Ｃに図示）又は曲線電極指５１２に近似させるべく使用可能である。図４Ａ及び４Ｂの傾斜及び曲線電極指の例に対し、ＳＦＩＴ電極は、電極指の長さに沿った電極指ピッチの平均である有効な又は「巨視的な」電極指ピッチを有する。所定の実施形態によれば、電極指ピッチはまた、電極指５１２の長さに沿って変わっても良い。これにより、多数の異なる周波数のために位相をチューニングすることができる。例えば、図４Ｃを参照すると、各電極指５１２は、傾斜領域δＡ１、δＡｉ等を介して互いから分離された複数の直線領域Ａ１〜Ａｎに「分割」することができる。ここで、ｎは、１よりも大きな整数であり、ｉは１〜ｎの範囲に及ぶ。図示の例では、ＳＦＩＴ電極５１０は３つの領域Ａｉを有する。しかしながら、任意数の領域も使用可能である。各領域Ａｉにおける電極指５１２の厚さは、同じでも異なってもよい。複数の傾斜領域δＡｉは同じ又は異なってよく、領域Ａｉ間に同じ又は異なる電極指ピッチがもたらされる。図４Ｃに示される例において、傾斜領域δＡｉは、電極指５１２の近似的な傾斜又は湾曲をもたらすべく使用される。しかしながら、他例では、電極指の傾斜領域を作製のではなく、電極指は単に、垂直方向に切れ目のない又はほぼ切れ目のない直線セグメントに分割されてよい。当該セグメントが側方に互いにずれて近似的な傾斜又は曲線形状がもたらされる。

ＳＦＩＴ電極を使用して実装された多重弾性波素子は、圧電基板において互いに隣接するように配置できる。所与のＳＦＩＴ電極５１０内で電極指ピッチを変える能力に加え、ＳＦＩＴ電極４２４及び４２６間のような隣接するＳＦＩＴ電極間の間隔又はピッチも変えることができる。これにより、位相シフト回路４２０の周波数応答の位相又は振幅特性をさらにチューニングすることが可能となる。図６は、図４Ａに示される例においてのように、ＳＦＩＴ電極４２４及び４２６が曲線電極指を有する位相シフト回路４２０の一例を例示する。他例では、ＳＦＩＴ電極４２４及び４２６は、上述のような傾斜電極指又は段状電極指を有してよい。

すなわち、側面及び実施形態は、主要フィルタ回路４１０からの主要信号出力を、特定の関心周波数帯域にわたって有効に相殺し得る補助信号を与えるように構成され得る位相シフト回路４２０を与えるので、一以上のフィルタ４００を含むアンテナデュプレクサ３００又は類似の電子デバイスのアイソレーション特性が大幅に改善される。位相シフト回路４２０において従来型ＩＤＴ電極の代わりにＳＦＩＴ電極を使用することにより、有利なことに位相シフト回路４２０のサイズを小さくかつコンポーネント数を少なく維持したまま、優れた性能を達成することができる。上述のように、ＳＦＩＴ電極を使用することにより、位相シフト回路４２０の、付加的な回路設計自由度が得られる。特に、電極指ピッチ及びＳＦＩＴ電極間隔を異なる周波数に対して最適化するＳＦＩＴ電極設計において多重「チャネル」を使用することにより、位相特性を広い周波数帯域にわたってあつらえることができる。その結果、位相シフト回路４２０の周波数応答を拡張し、主要フィルタ回路４１０からの信号の、広い周波数帯域にわたる所望の減衰又は相殺が可能となる。

図７は、図８Ａ〜Ｃ及び９Ａ〜Ｃを参照して以下に説明される様々な性能特性をシミュレーション及び測定するべく使用されたアンテナデュプレクサ３００の特定例を示す図である。フィルタ４００の一実施形態は、アンテナデュプレクサ３００の送信フィルタとして使用される。この例では、主要フィルタ回路４１０は、図示されるように配列された複数の直列腕共振器４１４及び並列腕共振器４１６を含む。位相シフト回路４２０は、第１キャパシタ素子４２２、第１ＳＦＩＴ電極４２４、第２ＳＦＩＴ電極４２６及び第２キャパシタ素子４２８を含み、入力端子３０４及び共通端子３０２間で送信フィルタ４１０に並列接続される。この例では、受信フィルタ３２０は、図７示されるように、共通端子３０２及び出力端子３０６間に直列接続された２端子共振器３２２、第１縦結合共振器３２４及び第２縦結合共振器３２６を含む。

図８Ａ〜Ｃは、図７のアンテナデュプレクサ３００の一例の様々な特性シミュレーションを示すグラフである。位相シフト回路４２０の動作によって当該デュプレクサのアイソレーション特性が改善されることが実証される。シミュレーションに対し、ＳＦＩＴ電極４２４には２３の電極指が含まれ、ＳＦＩＴ電極４２６には１９の電極指が含まれた。図８Ａ〜Ｃ及び９Ａ〜Ｃはまた、図７に示されるのと同じ構成を有するが、位相シフト回路が、ＳＦＩＴ電極ではなく２つの従来型ＩＤＴ電極を含むアンテナデュプレクサの比較例の特性シミュレーションも示す。図８Ａ〜Ｃは、図７Ｂのアンテナデュプレクサ３００の、３ポートのＳパラメータに対するシミュレーション結果を示す。ポート１は（アンテナが結合される）共通端子３０２であり、ポート２は入力端子３０４であり、ポート３は出力端子３０６である。

図８Ａは、入力端子３０４から共通端子３０２までの主要フィルタ回路４１０の通過特性シミュレーションＳ（２，１）の振幅を示す。図８Ａにおいて、縦軸は、減衰量に対応する通過特性の振幅（ｄＢ）を表し、横軸は周波数（ＭＨｚ）を表す。トレース６０２は、上述して図７に示す２つのＳＦＩＴ電極４２４、４２６を含む位相シフト回路４２０の例（以下「位相シフト回路例」と称する）を表し、トレース６０４は、２つの従来型ＩＤＴ電極を含む位相シフト回路の比較例（以下「比較例」と称する）を表す。図７のアンテナデュプレクサ３００における送信フィルタとして作用する主要フィルタ回路４１０は、送信帯域すなわち送信通過帯域６１２及び送信阻止帯域６１４を有する。送信通過帯域６１２は、少なくとも標識ｍ１から標識ｍ２まで（近似的に８８０ＭＨｚから９１５ＭＨｚまで）延びる。位相ループ回路４２０が信号減衰の増加に寄与する減衰帯域６１６は、標識ｍ３から標識ｍ４まで（近似的に９２５ＭＨｚから９６０ＭＨｚまで）延びて主要フィルタ回路４１０の送信阻止帯域６１４と重複する。位相シフト回路シミュレーション及び比較例シミュレーションの減衰は、送信通過帯域６１６内で極めて類似する（実際には、図８Ａにおいて、互いに重なり視覚的に区別できないくらいに類似する）が、図８Ａに示されるように、位相シフト回路例シミュレーションは、減衰帯域６１６の少なくとも一部分において著しく改善された減衰を実証する。図８Ａにおいて、トレース６０２ａは、縦軸の縮尺がトレース６０２に対する増分１０ｄＢの代わりに増分１ｄＢとなる（図８Ａにかっこ書きで示す）トレース６０２の「拡大」図を表す。図８Ａに示されるように、位相シフト回路４２０の存在は、送信通過帯域６１２において主要フィルタ回路４１０の周波数応答にマイナスの影響を与えてはいない。

所定の例によれば、位相シフト回路４２０の第１及び第２ＳＦＩＴ電極４２４、４２６の巨視的な電極指ピッチは、減衰帯域６１６を所望どおりに位置決めするように制御可能である。例えば、（図８Ａに示されるように）減衰帯域６１６の最低周波数が、主要フィルタ回路４１０の送信通過帯域６１２の最高周波数よりも高い場合、図７に示される位相シフト回路４２０のＳＦＩＴ電極の隣接電極指間の巨視的な電極指ピッチは、主要フィルタ回路４１０の共振器における電極指ピッチよりも小さい。減衰帯域６１６の最高周波数が、主要フィルタ回路４１０の送信通過帯域６１２の最低周波数よりも低い代替的な場合は、ＳＦＩＴ電極の隣接電極指間の巨視的な電極指ピッチは、主要フィルタ回路４１０の共振器の電極指ピッチよりも大きい。すなわち、巨視的な電極指ピッチは、減衰帯域６１６を位置決めするように制御可能である。加えて、電極指の湾曲又は傾斜のようなＳＦＩＴ電極の他の特徴は、位相特性と同様に減衰帯域６１６の帯域幅も細かくチューニングするようにあつらえることができる。

図８Ｂは、出力端子３０６から共通端子３０２までの受信フィルタ３２０の通過特性シミュレーション（トレース６２２）Ｓ（３，１）の振幅を示す。ここで、位相シフト回路例４２０は、図７に示されるように主要フィルタ回路４１０に並列接続される。このシミュレーションでは、位相シフト回路例と比較例との結果の差異は小さすぎて、描画の縮尺で図８Ｂに示すことができなかった。図８Ｂにおいて、縦軸は、減衰量に対応する通過特性の振幅（ｄＢ）を表し、横軸は周波数（ＭＨｚ）を表す。受信フィルタ回路３２０は、送信帯域すなわち受信通過帯域６３２及び受信阻止帯域６３４を有する。受信阻止帯域６３４は、少なくとも標識ｍ５から標識ｍ６まで（近似的に８８０ＭＨｚから９１５ＭＨｚまで）延びて主要フィルタ回路４１０の送信通過帯域６１２と重複し、受信通過帯域６３２は、少なくとも標識ｍ７から標識ｍ８まで（近似的に９２５ＭＨｚから９６０ＭＨｚまで）延びて主要フィルタ回路４１０の送信阻止帯域６１４及び減衰帯域６１６と重複する。トレース６２２ａは、縦軸の縮尺がトレース６２２に対する増分１０ｄＢの代わりに増分１ｄＢとなる（かっこ書きで示す）トレース６２２の「拡大」図を表す。図８Ｂに示されるように、位相シフト回路４２０の存在は、受信通過帯域６３２において受信フィルタ回路３２０の周波数応答にマイナスの影響を与えてはいない。

図８Ｃは、図７のアンテナデュプレクサ３００の例に対する、入力端子３０４及び出力端子３０６間で測定されたアイソレーション特性シミュレーションＳ（３，２）を示す。これは、位相シフト回路例（トレース６４２）及び比較例（トレース６４４）を含む。図８Ｃにおいて、縦軸はアイソレーション特性の振幅（ｄＢ）を表し、横軸は周波数（ＭＨｚ）を表す。図示されるように、位相シフト回路例を含むデュプレクサは、著しく大きな減衰を実証し、ひいては減衰帯域６１６にわたるアイソレーションの著しい改善を実証する。すなわち、これらのシミュレーション結果は、ＳＦＩＴ電極の使用が、位相シフト回路４２０の位相又は振幅特性の最適化、及びアンテナデュプレクサ３００におけるアイソレーションの改善に役立つことを実証する。

図９Ａ〜Ｃは、図８Ａ〜８Ｃに表されたシミュレーション結果に対応する測定データを示す。図９Ａは、位相シフト回路例（トレース６５２）及び比較例（トレース６５４）双方に対する入力端子３０４及び共通端子３０２間の主要フィルタ回路４１０の周波数応答の測定例Ｓ（２，１）を示す。トレース６５２ａは、縦軸の縮尺がトレース６５２に対する増分１０ｄＢの代わりに増分１ｄＢとなる（かっこ書きで示す）トレース６５２の「拡大」図を表す。図９Ｂは、位相シフト回路例（トレース６６２）及び比較例（トレース６６４）に対する、出力端子３０６及び共通端子３０２間の受信フィルタ３２０の周波数応答の測定例Ｓ（３，２）を示す。トレース６６２ａは、縦軸の縮尺がトレース６６２に対する増分１０ｄＢの代わりに増分１ｄＢとなる（かっこ書きで示す）トレース６６２の「拡大」図を表す。図９Ｃは、位相シフト回路例（トレース６７２）及び比較例（トレース６７４）に対する、入力端子３０４及び出力端子３０６間のアイソレーション特性の測定例Ｓ（３，１）を示す。図示されるように、位相シフト回路例を含むアンテナデュプレクサ３００は、少なくとも減衰帯域６１６にわたる減衰の増大、ひいてはアイソレーションの改善を実証する。測定データは、図８Ａ〜Ｃに表された対応シミュレーション結果との良好な一致を示す。

すなわち、ＳＦＩＴ電極を使用して実装された位相シフト回路４２０が、選択された周波数帯域内に位相及び振幅特性を有するように位相シフト回路からの補助信号出力をチューニングする柔軟性をもたらし、上述したように、位相シフト回路４２０が主要フィルタ回路４１０に並列接続された場合に、有利なことに、主要フィルタ回路４１０からの対応信号出力を有効に相殺することができる。その結果、位相シフト回路４２０を含むフィルタの実施形態を組み入れたデュプレクサ３００（又はダイプレクサ若しくはマルチプレクサ）は、著しく改善されたアイソレーション特性を有し得る。これは、現代の多重帯域通信仕様及び要件を満たす上で重要となり得る。上述の実施形態が、送信フィルタ３１０として使用可能な主要フィルタ回路４１０に並列接続された位相シフト回路４２０を有するにもかかわらず、他実施形態においても、デュプレクサ又は他の電子デバイスにおいて受信フィルタ３２０として使用される主要フィルタ回路に位相シフト回路４２０を並列接続することにより、類似の利益及び改善されたフィルタ性能特性を達成することができる。

上述した所定の例では、位相シフト回路４２０は一対のＳＦＩＴ電極４２４、４２６を含む。しかしながら、位相シフト回路４２０は、音響経路５０２に沿って圧電基板４０２に配置された２つを超えるＳＦＩＴ電極を含んでよい。上述したように、ＳＦＩＴ電極のいずれか又はすべてが、曲線、傾斜又は段状の電極指を使用して実装可能である。多くのＳＦＩＴ電極を使用することにより、回路の複雑性は増すが、付加的な自由度を得ることができる。

図１０Ａを参照すると、（位相シフト回路４２０の所定の例に対して使用可能な）ＳＦＩＴ電極アセンブリ ５３０の一例の模式図が例示される。これは、５つのＳＦＩＴ電極５１０ａ、５１０ｂ、５１０ｃ、５１０ｄ及び５１０ｅを含み、それぞれが、曲線形状を近似する段状外形電極指を有する。ＳＦＩＴ電極アセンブリ５３０は、（音響アパチャの寸法に対応する）垂直方向寸法５３４が、５つの水平方向チャネル５３２ａ〜ｅに「分割」される。各チャネルは、隣接するＳＦＩＴ電極の隣接する電極指間に個別にカスタマイズ可能な間隔Ｄｉｊを有する。ここで、ｉはチャネル番号（すなわち１から５）を表し、ｊは、隣接するＳＦＩＴ電極間の順次ギャップ（すなわち１から４）を表す。すなわち、間隔Ｄ２３は、第２チャネル５３２ｂにおいて、ＳＦＩＴ電極５１０ｃ及び５１０ｄ間の間隔（図面において左から数えて第３の「ギャップ」）となる。図１０Ａに例示される例では、間隔Ｄ１１、Ｄ２１、Ｄ４１及びＤ５１のいずれよりも間隔Ｄ３１が大きくなる点で第１及び第２ＳＦＩＴ電極５１０ａ及び５１０ｂが互いから「離れる」ように湾曲する一方、第２及び第３ＳＦＩＴ電極５１０ｂ及び５１０ｃは、間隔Ｄ３ｊの中で間隔Ｄ３２が最も小さくなる点で互いの方に「向かう」ように湾曲する。また、この例では、第１及び第３ＳＦＩＴ電極５１０ａ及び５１０ｃは同じ方向に湾曲し、第２、第４及び第５ＳＦＩＴ電極５１０ｂ、５１０ｄ及び５１０ｅは同じ方向に、かつ、第１及び第３ＳＦＩＴ電極の湾曲方向とは逆の方向に湾曲する。ＳＦＩＴ電極５１０ａ〜ｅの湾曲方向は設計目的に応じて変えてよく、実施形態は図１０Ａに示される配列に限られない。加えて、間隔Ｄｉｊはそれぞれ、所与のアプリケーションに対して位相シフト回路の通過特性を（周波数、振幅及び位相の点で）最適化するべく個別に選択してよい。所与のＳＦＩＴ電極内の異なるチャネルにわたる間隔は対称であってよいが、対称の必要性があるわけではない。例えば、Ｄ１１はＤ５１に等しくても又は等しくなくてもよく、Ｄ２１はＤ４１に等しくても又は等しくなくてもよい。間隔Ｄｉｊそれぞれを個別に選択できる能力により、ＳＦＩＴ電極設計に大きな柔軟性が得られるので、例えば、それぞれが相対的に少数の電極指を有する、ほんのわずかな数の（例えば１〜５つの）ＳＦＩＴ電極を位相シフト回路４２０が含む場合であっても、位相シフト回路４２０を、デュプレクサ３００において優れたアイソレーション特性が得られるように構成することができる。

さらに、上述のように、曲線電極指５１２を有するＳＦＩＴ電極５１０の場合、ＳＦＩＴ電極（複数可）を含む位相シフト回路の振幅特性を、電極指５１２の湾曲を制御することによってあつらえることができる。例えば、図１０Ａに示される段状外形設計では、ＳＦＩＴ電極サブシステム５３０も同様に含む位相シフト回路の位相特性を、間隔Ｄｉｊを適切に調整することによってあつらえることができる。特に、異なる周波数での位相応答に「重みづけ」するべく、異なるチャネルに対して異なる間隔を使用することができる。これにより、位相シフト回路の全体的な位相特性を、関心周波数帯域にわたって制御することができる。かかるＳＦＩＴ電極サブシステム５３０が位相シフト回路４２０において使用される場合、ＳＦＩＴ電極が与える設計柔軟性により、位相シフト回路の周波数応答を、関連するフィルタ４００又はアンテナデュプレクサ３００の所望の性能が達成されるように精密にあつらえることができる。

図１１Ａは、位相シフト回路の一実施形態を含むアンテナデュプレクサ３００の他例を示す図である。位相シフト回路は、５つのＳＦＩＴ電極を有するＳＦＩＴ電極アセンブリ５３０の一例を含む。図１１Ｂは、送信フィルタ３１０及び受信フィルタ３２０の特定例を示す。しかしながら、当業者にわかるように、これらのフィルタは様々な構成を有し、図１１Ｂに示される例に限られない。示される例では、送信フィルタ３１０は、図示されるように配列された複数の直列腕共振器４１４及び並列腕共振器４１６を含み、受信フィルタ３２０は、図１１Ｂに示されるように共通端子３０２及び出力端子３０６間に直列接続された２端子共振器３２２、第１縦結合共振器３２４及び第２縦結合共振器３２６を含む。図１１Ａ及び１１Ｂに示される例では、位相シフト回路は、第１ＳＦＩＴ電極５３１及び共通端子３０２間に接続された第１キャパシタ５５２と、第２ＳＦＩＴ電極５３２及び入力端子３０４間に接続された第２キャパシタ５５４と、第３ＳＦＩＴ電極５３３及び共通端子３０２間に接続された第３キャパシタ５５６と、第４ＳＦＩＴ電極５３４及び入力端子間に接続された第４キャパシタ５５８と、第５ＳＦＩＴ電極５３５及び出力端子３０６間に接続された第５キャパシタ５６０とを含む。

図１２は、図１１Ｂに示されたアンテナデュプレクサ３００の例に対する、入力端子３０４及び出力端子３０６間で測定されたアイソレーション特性シミュレーションＳ（３，２）を示す。図１２において、縦軸はアイソレーション特性の振幅（ｄＢ）を表し、横軸は周波数（ＭＨｚ）を表す。トレース６８２が、図１０Ａに示される配列を有するＳＦＩＴ電極アセンブリ５３０を有する位相シフト回路を含む図１１Ｂのアンテナデュプレクサ３００のアイソレーション特性シミュレーションを表す。トレース６８４が、ＳＦＩＴ電極アセンブリ５３０が図１０Ｂに示される従来型ＩＤＴ配列に置換された比較例を表す。

すなわち、側面及び実施形態は、２以上のＳＦＩＴ電極を使用して実装された位相シフト回路４２０を与える。位相シフト回路は、関連フィルタ回路の周波数応答を補完するように構成され、当該フィルタ回路及び位相シフト回路が使用される電子デバイスの性能改善が達成される。特に、上述のように、所定の実施形態において、位相シフト回路４２０は、アンテナデュプレクサ３００の送信フィルタ３１０又は受信フィルタ３２０に関連して使用してよい。図１３は、入力端子３０４及び共通端子３０２間で送信フィルタ３１０に並列接続された位相シフト回路４２０の一実施形態を含むアンテナデュプレクサ３００の一例の図である。一例において、送信フィルタ３１０は、図３Ｂに示される主要フィルタ回路４１０の構成を有する。しかしながら、上述のように、多数の他構成の送信フィルタが実装可能である。同様に、受信フィルタ３２０は、（例えば図７及び１１Ｂに示されるように）縦結合共振器、ラダー型フィルタ配列、又は任意の他のフィルタ構成を使用して実装可能である。送信フィルタ３１０及び受信フィルタ３２０の正確な構成は、例えば、期待される動作周波数範囲（複数可）、又は他の性能若しくは設計仕様に依存し得る。例えば、通過帯域及び阻止帯域間の遷移の「シャープネス」、通過帯域若しくは阻止帯域において許容可能な「リップル」、又は他の因子に依存し得る。位相シフト回路４２０においてＳＦＩＴ電極を使用することにより、特に、周波数応答の位相形状及び振幅特性において相対的に広い範囲の周波数にわたって高度な設計柔軟性が得られるので、多様な異なる送信又は受信フィルタ構成に対する所望の性能仕様を満たすことができる。上述のように、２以上のＳＦＩＴ電極を使用して実装された位相シフト回路４２０により、位相シフト回路からの補助信号出力を、入力端子３０４及び出力端子３０６間を進行する主要信号の少なくとも一部分を有効に相殺する振幅及び位相を有するようにあつらえることができる。これにより、この信号を著しく減衰させて当該２端子間の望ましくない漏洩を低減し、アンテナデュプレクサ３００のアイソレーション特性を改善することができる。

上述のようにＳＦＩＴ電極を使用して実装された位相シフト回路４２０を備えたアンテナデュプレクサ３００又はフィルタ４００の実施形態は、有利なことに、様々な電子デバイスに使用してよい。電子デバイスの例は、家庭用電子製品、家庭用電子製品の部品、電子試験機器、基地局のようなセルラー通信インフラストラクチャ等を含んでよいがこれらに限られない。電子デバイスの例は、スマートフォンのような携帯電話機、電話機、テレビジョン、コンピュータモニタ、コンピュータ、モデム、ハンドヘルドコンピュータ、ラップトップコンピュータ、タブレットコンピュータ、電子書籍リーダ、スマートウォッチのようなウェアラブルコンピュータ、パーソナルデジタルアシスタント（ＰＤＡ）、家電機器、自動車、ステレオシステム、ＤＶＤプレーヤ、ＣＤプレーヤ、ＭＰ３プレーヤのようなデジタル音楽プレーヤ、ラジオ、ビデオカメラ、カメラ、デジタルカメラ、携帯型メモリチップ、ヘルスケアモニタリングデバイス、自動車エレクトロニクスシステム又は航空エレクトロニクスシステムのような車両電子機器、周辺デバイス、腕時計、置き時計等を含んでよいが、これらに限られない。さらに、電子デバイスは、未完成の製品を含んでよい。

図１４は、アンテナデュプレクサ３００を含む無線デバイス７００の一例のブロック図である。アンテナデュプレクサ３００は、所定の実施形態に係るＳＦＩＴ電極を使用して実装された位相シフト回路４２０を有するフィルタ４００を含む。無線デバイス７００は、音声又はデータ通信のために構成されたセルラー電話機、スマートフォン、タブレット、モデム、通信ネットワーク、又は任意の他のポータブル若しくは非ポータブルデバイスであってよい。無線デバイス７００は、アンテナ２１０から信号を受信及び送信できる。無線デバイスは、上述したデュプレクサ３００を含むフロントエンドモジュール２００を含む。フロントエンドモジュール２００はさらにアンテナスイッチ２４０を含む。これは、例えば送信モード及び受信モードのような、異なる周波数帯域又はモード間の切り替えのために構成してよい。図１４に例示される例では、アンテナスイッチ２４０は、デュプレクサ３００及びアンテナ２１０間に位置決めされる。しかしながら、他例では、デュプレクサ３００をアンテナスイッチ２４０及びアンテナ２１０間に位置決めし、又はアンテナスイッチ２４０及びデュプレクサ３００を一つのモジュールに統合してよい。

フロントエンドモジュール２００は、送信信号を生成し又は受信信号を処理するように構成された送受信器２２０を含む。送受信器は、図２に示されるように、デュプレクサ３００の入力端子３０４に接続可能な送信器回路２２２、及びデュプレクサ３００の出力端子３０６に接続可能な受信器回路２２４を含んでよい。送信器回路２２２による送信のために生成された信号は、電力増幅器（ＰＡ）モジュール２５０によって受信される。電力増幅器モジュール２５０は、送受信器２２０からの生成信号を増幅する。当業者にわかることだが、電力増幅器モジュール２５０は一以上の電力増幅器を含んでよい。電力増幅器モジュール２５０は、多様なＲＦ又は他の周波数帯域の送信信号を増幅するべく使用してよい。例えば、電力増幅器モジュール２５０は、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）信号又は任意の他の適切なパルス信号を送信する補助となるように、電力増幅器の出力をパルス化するべく使用可能なイネーブル信号を受信することができる。電力増幅器モジュール２５０は、例えば、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ）（登録商標）信号、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号、広帯域符号分割多元接続（Ｗ−ＣＤＭＡ）信号、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）信号又はＥＤＧＥ信号を含む様々なタイプの信号のいずれかを増幅するように構成可能である。所定の実施形態では、電力増幅器モジュール２５０、及びスイッチ等を含む関連コンポーネントは、例えば、ｐＨＥＭＴ若しくはＢｉＦＥＴトランジスタを使用してＧａＡｓ基板に作製し、又はＣＭＯＳトランジスタを使用してシリコン基板に作製してよい。フロントエンドモジュール２００はさらに低ノイズ増幅器モジュール２６０を含む。これは、アンテナ２１０からの受信信号を増幅し、当該増幅信号を送受信器２２０の受信器回路２２４に与える。

図１４の無線デバイス７００はさらに、送受信器２２０に接続されて当該無線デバイスの動作のための電力を管理する電力管理サブシステム７１０を含む。電力管理システム７１０はまた、無線デバイス７００のベース帯域サブシステム７２０及び他のコンポーネントの動作も制御可能である。電力管理システム７１０は、無線デバイス７００の様々なコンポーネントのために電力を供給する電池（図示せず）を含み又は当該電池に接続されてよい。電力管理システム７１０はさらに、例えば信号の送信を制御可能な一以上のプロセッサ又は制御器を含んでよい。

一実施形態において、ベース帯域サブシステム７２０は、ユーザとの間でやりとりされる音声又はデータの様々な入力及び出力を容易にするべくユーザインタフェイス７３０に接続される。ベース帯域サブシステム７２０はまた、無線デバイス７００の動作を容易にし又はユーザのための情報記憶を与えるべく、データ又は命令を記憶するように構成されたメモリ７４０に接続されてよい。

少なくとも一つの実施形態のいくつかの側面を上述したが、様々な改変、修正及び改善が当業者にとって容易に想起されることを理解されたい。かかる改変、修正及び改善は、本開示の一部となることが意図され、かつ、本発明の範囲内にあることが意図される。したがって、上記説明及び図面は例示にすぎず、本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲及びその均等物の適切な構築から決定するべきである。

Claims (42)

1. フィルタであって、
   入力端子と、
   出力端子と、
   前記入力端子及び前記出力端子間に接続された主要フィルタ回路と、
   前記入力端子及び前記出力端子間で前記主要フィルタ回路に並列接続された位相シフト回路と
   を含み、
   前記主要フィルタ回路は、第１位相特性、第１通過帯域及び第１阻止帯域を含み、
   前記位相シフト回路は、第１キャパシタ素子と、第２キャパシタ素子と、前記第１キャパシタ素子及び前記第２キャパシタ素子間で直列接続された一対の弾性波素子とを含み、
   前記一対の弾性波素子は、前記弾性波素子を通るように弾性波が伝播する一つの弾性波経路において互いから離間して配置された一対の傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極を含み、
   前記位相シフト回路は、前記第１阻止帯域の少なくとも一部分に対応する減衰帯域において前記第１位相特性とは逆の第２位相特性を含むフィルタ。
2. 各傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極は、互いの指が組み合わされた第１及び第２櫛形電極を含み、
   前記第１及び第２櫛形電極はそれぞれ複数の電極指を有し、
   各電極指は曲線形状を有する請求項１のフィルタ。
3. 各傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極は、互いの指が組み合わされた第１及び第２櫛形電極を含み、
   前記第１及び第２櫛形電極はそれぞれ、バスバーと、前記バスバーから９０度に等しくならない角度で延びる複数の傾斜電極指とを有する請求項１のフィルタ。
4. 前記主要フィルタ回路は複数のフィルタ共振器を含み、
   前記位相シフト回路の一対の弾性波素子と前記複数のフィルタ共振器とが一つの共通圧電基板に形成される請求項１のフィルタ。
5. 前記主要フィルタ回路の複数のフィルタ共振器は、
   前記入力端子と前記出力端子とを接続する信号線に沿って互いに直列接続された複数の直列腕フィルタ共振器と、
   前記信号線と基準電位との間に接続された複数の並列腕フィルタ共振器と
   を含み、
   前記複数の直列腕フィルタ共振器及び前記複数の並列腕フィルタ共振器は一緒になってラダー回路を形成する請求項４のフィルタ。
6. 前記複数の直列腕フィルタ共振器及び前記複数の並列腕フィルタ共振器は弾性表面波共振器である請求項５のフィルタ。
7. 前記複数の直列腕フィルタ共振器及び前記複数の並列腕フィルタ共振器はバルク弾性波共振器である請求項５のフィルタ。
8. 前記第１キャパシタ素子は前記一対の弾性波素子と前記入力端子との間に接続され、
   前記第２キャパシタ素子は前記一対の弾性波素子と前記出力端子との間に接続され、
   前記第１キャパシタ素子の第１容量は前記第２キャパシタ素子の第２容量よりも小さい請求項１のフィルタ。
9. 前記位相シフト回路は、前記一対の弾性波素子に直列接続された少なくとも一つの付加弾性波素子を含み、
   前記少なくとも一つの付加弾性波素子は傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極を含む請求項１のフィルタ。
10. デュプレクサであって、
    入力端子と、
    出力端子と、
    共通端子と、
    前記入力端子及び前記共通端子間に接続された送信フィルタ並びに前記共通端子及び前記出力端子間に接続された受信フィルタを、前記送信フィルタ及び前記受信フィルタが前記入力端子及び前記出力端子間に直列接続されるように含むフィルタ回路と、
    前記入力端子及び前記共通端子間で前記送信フィルタに並列接続された位相シフト回路と
    を含み、
    前記送信フィルタは第１通過帯域及び第１阻止帯域を有し、
    前記受信フィルタは、前記第１通過帯域とは異なるが少なくとも一部分が前記第１阻止帯域と重複する第２通過帯域を有し、
    前記位相シフト回路は、第１キャパシタ素子、第２キャパシタ素子、第１傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極及び第２傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極を含み、
    前記位相シフト回路は、減衰帯域において前記送信フィルタの第２位相特性とは逆の第１位相特性を有し、
    前記減衰帯域は、前記第１阻止帯域内かつ前記第２通過帯域内にあるデュプレクサ。
11. 前記第１及び第２傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極は、圧電基板において、前記第１及び第２傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極を通るように弾性波が伝播する一つの弾性波経路に沿って互いから離間して配置される請求項１０のデュプレクサ。
12. 前記送信フィルタは、前記圧電基板に配置された複数のフィルタ共振器を含む請求項１１のデュプレクサ。
13. 前記複数のフィルタ共振器は、
    前記入力端子と前記共通端子とを接続する信号線に沿って互いに直列接続された複数の直列腕フィルタ共振器と、
    前記信号線と基準電位との間に接続された複数の並列腕フィルタ共振器と
    を含み、
    前記複数の直列腕フィルタ共振器及び前記複数の並列腕フィルタ共振器は一緒になってラダー回路を形成する請求項１２のデュプレクサ。
14. 前記基準電位はグランドである請求項１３のデュプレクサ。
15. 前記第１キャパシタ素子は前記第１傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極及び前記入力端子間に接続され、
    前記第２キャパシタ素子は前記第２傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極及び前記出力端子間に接続される請求項１０のデュプレクサ。
16. 前記第１キャパシタ素子の第１容量は、前記第２キャパシタ素子の第２容量よりも小さい請求項１５のデュプレクサ。
17. 前記共通端子及びグランド間に接続されたインダクタをさらに含む請求項１０のデュプレクサ。
18. 前記位相シフト回路はさらに第３傾斜指インターディジタルトランスデューサを含む請求項１０のデュプレクサ。
19. 無線デバイスであって、
    請求項１０〜１７のいずれか一項のデュプレクサと、
    前記デュプレクサの共通端子に接続されたアンテナと、
    前記デュプレクサの入力端子に接続され、前記アンテナが送信する送信信号を生成するように構成された送信器回路と、
    前記デュプレクサの出力端子に接続された受信器回路と
    を含み、
    前記送信信号は前記第１通過帯域内の周波数を有する無線デバイス。
20. 電子デバイスであって、
    入力端子と、
    出力端子と、
    前記入力端子及び前記出力端子間に接続された第１フィルタと、
    前記入力端子及び前記出力端子間で前記第１フィルタに並列接続された位相シフト回路と
    を含み、
    前記第１フィルタは、第１通過帯域、第１阻止帯域及び第１位相特性を有し、
    前記位相シフト回路は、第１キャパシタ素子、第２キャパシタ素子、第１弾性波素子及び第２弾性波素子を含み、
    前記第１及び第２弾性波素子は、前記第１キャパシタ素子及び前記第２キャパシタ素子間に接続され、前記弾性波素子を通るように弾性波が伝播する一つの弾性波経路において互いから離間して配置され、
    前記第１及び第２弾性波素子はそれぞれ、傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極であり、
    前記位相シフト回路は、前記第１阻止帯域内にある減衰帯域において前記第１位相特性とは逆の第２位相特性を有する電子デバイス。
21. 前記第１及び第２弾性波素子それぞれに対し、前記傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極は、互いの指が組み合わされた複数の電極指を有する一対の櫛形電極を含み、
    各電極指は曲線形状を有する請求項２０の電子デバイス。
22. 前記第１及び第２弾性波素子それぞれに対し、前記傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極は、互いの指が組み合わされた一対の櫛形電極を有し、
    各櫛形電極は、バスバーから９０度に等しくならない角度で延びる複数の電極指を含む請求項２０の電子デバイス。
23. 前記位相シフト回路さらに、前記第１キャパシタ素子及び前記第２キャパシタ素子間に接続された第３弾性波素子を含む請求項２０の電子デバイス。
24. 前記第１フィルタは複数のフィルタ共振器を含み、
    前記位相シフト回路の第１及び第２弾性波素子と前記複数のフィルタ共振器とが一つの共通圧電基板に形成される請求項２０の電子デバイス。
25. 前記複数のフィルタ共振器は、
    前記入力端子と前記出力端子とを接続する信号線に沿って互いに直列接続された複数の直列腕フィルタ共振器と、
    前記信号線と基準電位との間に接続された複数の並列腕フィルタ共振器と
    を含み、
    前記複数の直列腕フィルタ共振器及び前記複数の並列腕フィルタ共振器は一緒になってラダー回路を形成する請求項２４の電子デバイス。
26. 前記基準電位はグランドである請求項２５の電子デバイス。
27. 前記第１キャパシタ素子は前記第１弾性波素子及び前記入力端子間に接続され、
    前記第２キャパシタ素子は前記第２弾性波素子及び前記出力端子間に接続され、
    前記第１キャパシタ素子の容量は、前記第２キャパシタ素子の容量よりも小さい請求項２０の電子デバイス。
28. 前記出力端子及びグランド間に接続されたインダクタをさらに含む請求項２０の電子デバイス。
29. デュプレクサであって、
    入力端子と、
    出力端子と、
    共通端子と、
    前記入力端子及び前記共通端子間に接続された送信フィルタと、
    前記共通端子及び前記出力端子間に接続された受信フィルタと、
    前記共通端子に接続された第１キャパシタ素子と、前記入力端子に接続された第２キャパシタ素子と、前記第１及び第２キャパシタ素子に接続されたトランスバーサルフィルタとを含む位相シフト回路と
    を含み、
    前記送信フィルタは、第１通過帯域と、第１阻止帯域と、前記第１阻止帯域の少なくとも一部分に対応する減衰帯域内における第１位相特性とを有し、
    前記受信フィルタは、前記第１阻止帯域と重複する第２通過帯域と、前記第１通過帯域と重複する第２阻止帯域とを有し、
    前記トランスバーサルフィルタは、少なくとも２つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極を含み、
    前記少なくとも２つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極は、前記少なくとも２つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極を通るように弾性波が伝播する一つの弾性波経路において互いから離間して配置され、
    前記位相シフト回路は、前記減衰帯域において前記第１位相特性とは逆の第２位相特性を有するデュプレクサ。
30. 前記位相シフト回路は前記入力端子及び前記共通端子間で前記送信フィルタに並列接続され、
    前記トランスバーサルフィルタは前記第１キャパシタ素子及び前記第２キャパシタ素子間に直列接続される請求項２９のデュプレクサ。
31. 前記第１キャパシタ素子の第１容量は、前記第２キャパシタ素子の第２容量よりも小さい請求項３０のデュプレクサ。
32. 前記トランスバーサルフィルタは、５つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極を含む請求項２９のデュプレクサ。
33. 前記５つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極は、
    前記第１キャパシタ素子に接続された第１傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極と、
    前記第２キャパシタ素子に接続された第２傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極と
    を含む請求項３２のデュプレクサ。
34. 前記位相シフト回路はさらに、
    前記共通端子に接続された第３キャパシタ素子と、
    前記入力端子に接続された第４キャパシタ素子と、
    前記出力端子に接続された第５キャパシタ素子と
    を含み、
    前記トランスバーサルフィルタはさらに、
    前記第３キャパシタ素子に接続された第３傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極と、
    前記第４キャパシタ素子に接続された第４傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極と、
    前記第５キャパシタ素子に接続された第５傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極と
    を含む請求項３３のデュプレクサ。
35. 前記受信フィルタはさらに、前記共通端子及び前記出力端子間に直列接続された２端子共振器、第１縦結合共振器及び第２縦結合共振器を含む請求項３４のデュプレクサ。
36. 前記送信フィルタは、
    前記入力端子と前記出力端子とを接続する信号線に沿って互いに直列接続された複数の直列腕共振器と、
    前記信号線と基準電位との間に接続された複数の並列腕共振器と
    を含み、
    前記複数の直列腕共振器及び前記複数の並列腕共振器は一緒になってラダー回路を形成する請求項３５のデュプレクサ。
37. 前記基準電位はグランドである請求項３６のデュプレクサ。
38. 前記送信フィルタは複数のフィルタ共振器を含み、
    前記位相シフト回路の少なくとも２つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極と前記複数のフィルタ共振器とが一つの共通圧電基板に形成される請求項２９のデュプレクサ。
39. 前記複数のフィルタ共振器は、
    前記入力端子と前記出力端子とを接続する信号線に沿って互いに直列接続された複数の直列腕フィルタ共振器と、
    前記信号線と基準電位との間に接続された複数の並列腕フィルタ共振器と
    を含み、
    前記複数の直列腕フィルタ共振器及び前記複数の並列腕フィルタ共振器は一緒になってラダー回路を形成する請求項３８のデュプレクサ。
40. 前記基準電位はグランドである請求項３９のデュプレクサ。
41. 前記少なくとも２つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極はそれぞれ、互いの指が組み合わされた複数の電極指を有する一対の櫛形電極を含み、
    各電極指は曲線形状を有する請求項２９のデュプレクサ。
42. 前記少なくとも２つの傾斜指インターディジタルトランスデューサ電極はそれぞれ、互いの指が組み合わされた一対の櫛形電極を含み、
    各櫛形電極は、バスバーから９０度に等しくならない角度で延びる複数の電極指を有する請求項２９のデュプレクサ。
    

Images