JP2017229140A - 電源制御装置、半導体集積回路、および共振型コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧を監視することなく、過電流保護を適切に行う。
【解決手段】実施形態の電源制御装置１は、共振型コンバータ１００に用いられ、トランスＴの１次巻線Ｔ１に流れる電流を制御する半導体スイッチＱ１，Ｑ２をオン／オフする電源制御装置１であって、半導体スイッチＱ１またはＱ２がオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、１次巻線Ｔ１に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部１０と、過電流判定部１０により、１次巻線Ｔ１に流れる電流が過電流であると判定された場合、半導体スイッチＱ１またはＱ２のスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部２０と、を備える。
【選択図】図３

Description

本発明は、電源制御装置、半導体集積回路、および共振型コンバータに関する。

従来、共振型コンバータの一つとしてＬＬＣ電流共振電源が知られている。このＬＬＣ電流共振電源では、トランスの漏れインダクタンスと、トランスの１次巻線に接続された共振コンデンサとの共振を利用して１次巻線に流れる電流（共振電流）を正弦波に近づけることで、ノイズの低減や変換効率の向上を図っている。

ＬＬＣ電流共振電源では過電流保護対策として、共振電流が過電流保護閾値（以下、「ＯＣＰ閾値」ともいう。ＯＣＰ：Ｏｖｅｒ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎ）を超えたことを検出すると、出力電圧を抑制する動作を行う。ＬＬＣ電流共振電源の前段（入力段）には、ＰＦＣ回路（力率改善回路）が設けられることが多い。ＰＦＣ回路が設けられる場合、ＬＬＣ電流共振電源の入力電圧の変動は小さい。このため、ＯＣＰ閾値を一定としても特段の問題は生じなかった。

ところが近年、ＬＬＣ電流共振電源の前段にＰＦＣ回路が設けられないケースが増えてきている。ＬＬＣ電流共振電源の入力電圧が変動すると、共振電流のピーク値が大きく変動する。このため、ＯＣＰ閾値を一定にした場合、過電流保護がかかるポイント（出力電流値）が大きく変動する（図５（ａ）参照）。その結果、ＬＬＣ電流共振電源の構成素子に大きなストレスが加わることがある。例えば、１次巻線に流れる電流を制御するための半導体スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ等）に過電流が流れて破壊に到るおそれがある。

特許文献１には、入力電圧を抵抗で分圧して得られた電圧を用いてＯＣＰ閾値を生成することで、入力電圧に応じてＯＣＰ閾値を変化させるようにしたスイッチング電源装置が記載されている。

特開２０１２−１７０２１８号公報

しかしながら、特許文献１の場合、高い入力電圧を分圧するための抵抗が必要となるため、共振型コンバータの部品点数の増加、製造コストおよび実装面積の増大という問題がある。さらに、分圧用の抵抗に電流が流れることで損失が増大するという問題がある。また、長期間使用した場合に電食等に伴う抵抗値の変化により誤動作の可能性が高まるといった問題もある。

そこで、本発明は、入力電圧を監視することなく、過電流保護を適切に行うことが可能な電源制御装置、半導体集積回路、および共振型コンバータを提供することを目的とする。

本発明に係る電源制御装置は、
共振型コンバータに用いられ、トランスの１次巻線に流れる電流を制御する半導体スイッチをオン／オフする電源制御装置であって、
前記半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記１次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
前記過電流判定部により、前記１次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
を備えることを特徴とする。

また、前記電源制御装置において、
前記１次巻線に流れる電流に応じた電圧を入力するモニタ端子と、
前記共振型コンバータの出力電圧に基づく電圧を入力するフィードバック端子と、
をさらに備えてもよい。

また、前記電源制御装置において、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子の電圧を入力する第１の入力端子と、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を入力する第２の入力端子とを有し、前記第１の入力端子の電圧が前記第２の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する第１の比較器を有してもよい。

また、前記電源制御装置において、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子の電圧を入力する第３の入力端子と、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を入力する第４の入力端子とを有し、前記第３の入力端子の電圧が前記第４の入力端子の電圧に基づく電圧よりも低い場合に過電流検出信号を出力する第２の比較器を有してもよい。

また、前記電源制御装置において、
前記出力電圧抑制部は、第１の主電極が前記フィードバック端子に電気的に接続され、第２の主電極が接地され、前記過電流検出信号を受信するとオン状態になる放電加速用半導体スイッチを有してもよい。

また、前記電源制御装置において、
予め設定された電圧を入力する勾配設定端子と、
前記フィードバック端子の電圧に前記勾配設定端子の電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を出力する乗算器と、をさらに備え、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子に電気的に接続された第１の入力端子と、前記乗算器の出力端子に電気的に接続された第２の入力端子とを有し、前記第１の入力端子の電圧が前記第２の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する第１の比較器を有してもよい。

また、前記電源制御装置において、
前記１次巻線に流れる電流に応じた電圧を入力するモニタ端子と、
前記共振型コンバータの出力電圧に基づく電圧を入力するフィードバック端子と、
前記過電流保護閾値の勾配を設定するための勾配設定端子と、をさらに備え、
前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に前記勾配設定端子の電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を出力する乗算器を有してもよい。

また、前記電源制御装置において、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子に電気的に接続された第１の入力端子と、前記乗算器の出力端子に電気的に接続された第２の入力端子とを有し、前記第１の入力端子の電圧が前記第２の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する第１の比較器をさらに有してもよい。

また、前記電源制御装置において、
前記過電流判定部は、
前記モニタ端子に電気的に接続された第３の入力端子と、前記乗算器の出力端子に電気的に接続された第４の入力端子とを有し、前記第３の入力端子の電圧が前記第４の入力端子の電圧よりも低い場合に過電流検出信号を出力する第２の比較器をさらに有してもよい。

本発明に係る半導体集積回路は、上記電源制御装置を半導体基板に形成したことを特徴とする。

本発明に係る共振型コンバータは、
１次巻線および２次巻線を有するトランスと、
前記１次巻線に直列接続された共振コンデンサと、
前記トランスの前記２次巻線に発生した電圧を整流および平滑する整流平滑部と、
前記１次巻線に流れる共振電流に応じた電圧を入力するモニタ端子、フィードバック端子、第１のゲート信号出力端子および第２のゲート信号出力端子を有する電源制御装置と、
前記整流平滑部の出力電圧に応じた光量で発光する発光ダイオードと、
一端が前記フィードバック端子に電気的に接続され、他端が接地されたコンデンサと、
コレクタ端子が前記フィードバック端子に電気的に接続され、エミッタ端子が接地され、前記発光ダイオードの光量に応じて電流伝達比が変わるフォトトランジスタと、
ドレイン端子が直流電源の正極に電気的に接続され、ゲート端子が前記第１のゲート信号出力端子に接続された第１の半導体スイッチと、
ドレイン端子が前記第１の半導体スイッチのソース端子に電気的に接続され、ソース端子が接地され、ゲート端子が前記第２のゲート信号出力端子に接続された第２の半導体スイッチと、を備え、
前記電源制御装置は、
前記第１の半導体スイッチまたは第２の半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記１次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
前記過電流判定部により、前記１次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記第１および第２の半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
を有することを特徴とする。

また、前記共振型コンバータにおいて、
前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を前記過電流保護閾値として用いてもよい。

また、前記共振型コンバータにおいて、
前記電源制御装置は、前記過電流保護閾値の勾配を設定するための勾配設定端子をさらに有し、
前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に前記勾配設定端子の電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を前記過電流保護閾値として用いてもよい。

本発明では、トランスの１次巻線に流れる電流を制御する半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、１次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定し、１次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させて、共振型コンバータの出力電圧を抑制する。これにより、本発明によれば、入力電圧を監視することなく、過電流保護を適切に行うことができる。

本実施形態に係る共振型コンバータ１００の概略的構成を示す図である。 共振型コンバータ１００の出力電圧のスイッチング周波数特性を示すグラフである。 実施形態に係る電源制御装置１の概略的構成を示す図である。 フィードバック端子の電圧および共振電流の時間波形を示す図である。 （ａ）はＯＣＰ閾値を一定にした場合における、共振型コンバータの出力電流と出力電圧の特性を示すグラフであり、（ｂ）はＯＣＰ閾値を実施形態のように変化させた場合における、共振型コンバータの出力電流と出力電圧の特性を示すグラフである。 別の実施形態に係る電源制御装置１Ａの概略的構成を示す図である。 電源制御装置１Ａを用いた場合における各種信号の時間波形の一例を示す図である。

以下、図面を参照しつつ本発明の実施形態に係るについて説明する。

＜共振型コンバータ１００＞
まず、図１を参照して、本発明の実施形態に係る共振型コンバータ１００について説明する。

共振型コンバータ１００は、直流電源Ｖｉｎから入力した電力を変換して得られた直流電力を負荷２００に供給する。この共振型コンバータ１００の入出力特性については、図２に示すように、出力電圧は、入力電圧が高いほど、スイッチング周波数の全域にわたって高くなる。なお、スイッチング周波数ｆは、共振周波数ｆ０よりも高い周波数が選択される。

共振型コンバータ１００は、図１に示すように、電源制御装置１と、半導体スイッチＱ１と、半導体スイッチＱ２と、トランスＴと、共振コンデンサＣ１と、整流平滑部１１０と、出力電圧検出部１２０と、電流電圧変換部１３０と、発光ダイオードＰＣ１と、フォトトランジスタＰＣ２とを備えている。なお、共振型コンバータ１００には、入力電圧（直流電源Ｖｉｎの電圧）を監視するための回路は設けられていない。

以下、共振型コンバータ１００の各構成要素について説明する。

電源制御装置１は、共振型コンバータ１００に用いられる。この電源制御装置１については後ほど詳しく説明するが、半導体スイッチＱ１，Ｑ２をオン／オフするように構成されている。なお、電源制御装置１は、例えばＩＣチップとして構成される。即ち、電源制御装置１は、半導体基板上に形成された半導体集積回路として構成することが可能である。

トランスＴの１次巻線Ｔ１には、半導体スイッチＱ１，Ｑ２に流れる電流が流れる。半導体スイッチＱ１，Ｑ２は、トランスＴの１次巻線Ｔ１に流れる電流を制御する。半導体スイッチＱ１（第１の半導体スイッチ）はハイサイドスイッチであり、半導体スイッチＱ２（第２の半導体スイッチ）はローサイドスイッチである。半導体スイッチＱ１，Ｑ２は、例えばＮ型ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）により構成される。なお、半導体スイッチＱ１，Ｑ２は、その他、ＳｉＣパワーデバイス、ＧａＮパワーデバイス、シリコンパワーデバイス、ＩＧＢＴなどであってもよい。

図１に示すように、直列接続された半導体スイッチＱ１および半導体スイッチＱ２が、直流電源Ｖｉｎの正極と負極の間に接続されている。より詳しくは、半導体スイッチＱ１は、ドレイン端子が直流電源Ｖｉｎの正極に電気的に接続され、ゲート端子が電源制御装置１のゲート信号出力端子Ｇ１（第１のゲート信号出力端子）に電気的に接続されている。半導体スイッチＱ２は、ドレイン端子が半導体スイッチＱ１のソース端子に電気的に接続され、ソース端子が接地され、ゲート端子が電源制御装置１のゲート信号出力端子Ｇ２（第２のゲート信号出力端子）に電気的に接続されている。

トランスＴは、１次巻線Ｔ１および２次巻線Ｔ２，Ｔ３を有する。１次巻線Ｔ１と２次巻線Ｔ２，Ｔ３との間が絶縁されている。１次巻線Ｔ１は、半導体スイッチＱ２と並列に接続されている。２次巻線Ｔ２，Ｔ３は整流平滑部１１０に接続されている。

共振コンデンサＣ１は、１次巻線Ｔ１に直列接続されている。なお、共振コンデンサＣ１の配置は、これに限られず、例えば、半導体スイッチＱ１と半導体スイッチＱ２の接続点Ｎと、１次巻線Ｔ１との間に共振コンデンサＣ１が設けられてもよい。

整流平滑部１１０は、ダイオードＤ１，Ｄ２と、平滑コンデンサＣ５と、を有し、トランスＴの２次巻線Ｔ２，Ｔ３に発生した電圧を整流および平滑する。整流平滑部１１０の出力側には、負荷２００が接続される。また、整流平滑部１１０の出力には、発光ダイオードＰＣ１および出力電圧検出部１２０がそれぞれ電気的に接続されている。

発光ダイオードＰＣ１は、アノード端子が整流平滑部１１０の出力に抵抗Ｒ８を介して接続され、カソード端子が出力電圧検出部１２０に接続されている。この発光ダイオードＰＣ１は、整流平滑部１１０の出力電圧に応じた光量で発光する。

発光ダイオードＰＣ１から出射された光は、フォトトランジスタＰＣ２で受光される。フォトトランジスタＰＣ２は、発光ダイオードＰＣ１に対応して設けられ、発光ダイオードＰＣ１から出射される光を受光することが可能な位置に配置されている。フォトトランジスタＰＣ２は、コレクタ端子が電源制御装置１のフィードバック端子ＦＢに電気的に接続され、エミッタ端子が接地されている。フォトトランジスタＰＣ２は、発光ダイオードＰＣ１の光量に応じて電流伝達比が変わる。これにより、フォトトランジスタＰＣ２に流れる電流は、受光した光の光量が増加するにつれて増加する。

フォトトランジスタＰＣ２のコレクタ端子は、抵抗Ｒ４を介して電源制御装置１のフィードバック端子ＦＢに接続されている。また、抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ３が、フォトトランジスタＰＣ２と抵抗Ｒ４に並列接続されている。

出力電圧検出部１２０は、負荷２００に供給される直流電圧を監視し、この直流電圧が高くなるにつれて、発光ダイオードＰＣ１に流れる電流を増加させて、発光ダイオードＰＣ１から出射される光の光量を増加させる。

電流電圧変換部１３０は、トランスＴの１次巻線Ｔ１に流れる電流（共振電流）を電圧に変換し、電源制御装置１のモニタ端子ＭＯＮに出力する。共振電流が大きくなるにつれて、電流電圧変換部１３０が出力する電圧は高くなる。本実施形態では、電流電圧変換部１３０は、図１に示すように、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７と、コンデンサＣ４と、を有する。

＜電源制御装置１＞
次に、主に図３を参照して、電源制御装置１について詳しく説明する。

電源制御装置１は、フィードバック端子ＦＢの電圧と、モニタ端子ＭＯＮの電圧とに応じて、半導体スイッチＱ１，Ｑ２をスイッチングさせるゲート信号（スイッチング信号）を生成するように構成されている。

まず、電源制御装置１が有する各種端子について説明する。電源制御装置１は、モニタ端子ＭＯＮと、フィードバック端子ＦＢと、ゲート信号出力端子Ｇ１と、ゲート信号出力端子Ｇ２と、グランド端子ＧＮＤとを有する。

モニタ端子ＭＯＮは、トランスＴの１次巻線Ｔ１に流れる電流（共振電流）に応じた電圧を入力する。より詳しくは、モニタ端子ＭＯＮは、トランスＴの１次巻線Ｔ１に流れる電流が電流電圧変換部１３０により変換された電圧を入力する。

フィードバック端子ＦＢは、共振型コンバータ１００の出力電圧に基づく電圧を入力する。電源制御装置１は、フィードバック端子ＦＢの電圧に応じた周波数で半導体スイッチＱ１，Ｑ２をオンオフする。フィードバック端子ＦＢは、コンデンサＣ３を介して接地され、抵抗Ｒ３を介して接地され、また、直列に接続された抵抗Ｒ４およびフォトトランジスタＰＣ２を介して接地される。したがって、フィードバック端子ＦＢに流れる電流は、抵抗Ｒ３に流れる電流と、抵抗Ｒ４およびフォトトランジスタＰＣ２に流れる電流とからなる。コンデンサＣ３の放電期間（後述の半導体スイッチＱ４がオフ状態の期間）においては、フィードバック端子ＦＢの電圧は時間が経過するにつれて降下する。以下に説明するように、フィードバック端子ＦＢの電圧は、コンデンサＣ３の蓄電状態や、フォトトランジスタＰＣ２が受光する光量に応じて変化する。

フィードバック端子ＦＢの電圧は、図１に示すように、コンデンサＣ３の電極間電圧に等しい。コンデンサＣ３は、一端がフィードバック端子ＦＢに電気的に接続され、他端が接地されており、電源制御装置１の電流源ＣＳ（後述）により充電される。コンデンサＣ３に充電された電荷は、抵抗Ｒ３と、直列接続された抵抗Ｒ４およびフォトトランジスタＰＣ２とを介して放電される。より詳しくは、コンデンサＣ３に充電された電荷は、抵抗Ｒ３により、常時放電されるとともに、フォトトランジスタＰＣ２において受光される光量に応じて、抵抗Ｒ４およびフォトトランジスタＰＣ２により放電される。なお、詳しくは後述するが、電源制御装置１内の半導体スイッチ（放電加速用半導体スイッチ）Ｑ３がオン状態になることで、コンデンサＣ３の放電時間が短くなる。

ゲート信号出力端子Ｇ１は、半導体スイッチＱ１をオン／オフするためのゲート信号を出力するための端子である。ゲート信号出力端子Ｇ２は、半導体スイッチＱ２をオン／オフするためのゲート信号を出力するための端子である。

グランド端子ＧＮＤは、接地される。本実施形態では、グランド端子ＧＮＤは、直流電源の負極に接続されている。

次に、電源制御装置１の内部構成について図３を参照して説明する。

電源制御装置１は、図３に示すように、過電流判定部１０と、出力電圧抑制部２０と、制御部３０と、駆動部４０と、基準電圧生成部５０と、半導体スイッチＱ１Ｈ，Ｑ１Ｌ，Ｑ２Ｈ，Ｑ２Ｌとを備えている。なお、半導体スイッチＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を所与のソフトスタート周波数でソフトスタート動作させるためのソフトスタート制御部（図示せず）が電源制御装置１に設けられてもよい。

過電流判定部１０は、半導体スイッチ（半導体スイッチＱ１またはＱ２）がオン状態になってからの経過時間に応じて低下するＯＣＰ閾値を用いて、１次巻線Ｔ１に流れる電流（共振電流）が過電流であるか否かを判定するように構成されている。この過電流判定部１０は、後述するように、フィードバック端子ＦＢの電圧に基づく電圧をＯＣＰ閾値として用いる。

過電流判定部１０は、比較器ＣＭＰ１，２と、立ち上がり検出部１１，１２と、ＯＲゲート１３と、電圧レベル調整部１４と、ＮＯＴゲート１５と、を有している。

電圧レベル調整部１４は、フィードバック端子ＦＢの電圧を比較器ＣＭＰ１，２の入力電圧に適した電圧にレベル調整して出力する。なお、電圧レベル調整部１４の電圧入力線は図３では２本であるが、１本であってもよい。ＮＯＴゲート１５は、電圧レベル調整部１４と比較器ＣＭＰ２との間に接続されており、電圧レベル調整部１４の出力電圧を反転させて比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子（＋）に出力する。このＮＯＴゲート１５は、電圧レベル調整部１４に含まれてもよい。

比較器ＣＭＰ１（第１の比較器）は、半導体スイッチＱ１がオン状態のときの１次巻線Ｔ１に流れる電流が過電流であるか否かを検知する。この比較器ＣＭＰ１は、モニタ端子ＭＯＮに電気的に接続された第１の入力端子（＋）（非反転入力端子）と、フィードバック端子ＦＢに電圧レベル調整部１４を介して電気的に接続された第２の入力端子（−）（反転入力端子）とを有する。第１の入力端子はモニタ端子ＭＯＮの電圧を入力し、第２の入力端子はフィードバック端子ＦＢの電圧に基づく電圧（本実施形態では、電圧レベル調整部１４によりレベル調整した後の電圧）を入力する。

比較器ＣＭＰ２（第２の比較器）は、半導体スイッチＱ２がオン状態のときの１次巻線Ｔ１に流れる電流が過電流であるか否かを検知する。この比較器ＣＭＰ２は、モニタ端子ＭＯＮに電気的に接続された第３の入力端子（−）と、フィードバック端子ＦＢに電圧レベル調整部１４およびＮＯＴゲート１５を介して電気的に接続された第４の入力端子（＋）とを有する。第３の入力端子はモニタ端子ＭＯＮの電圧を入力し、第４の入力端子はフィードバック端子ＦＢの電圧に基づく電圧（本実施形態では、電圧レベル調整部１４によりレベル調整し、ＮＯＴゲート１５により反転した後の電圧）を入力する。

比較器ＣＭＰ１は、第１の入力端子の電圧が第２の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する。比較器ＣＭＰ２は、第３の入力端子の電圧が第４の入力端子の電圧よりも低い場合に過電流検出信号を出力する。なお、本実施形態では、過電流検出信号はＨレベル信号であるが、これに限らない。

立ち上がり検出部１１は、比較器ＣＭＰ１から入力した電圧がＬレベルからＨレベルに変化したことを検出する。同様に、立ち上がり検出部１２は、比較器ＣＭＰ２から入力した電圧がＬレベルからＨレベルに変化したことを検出する。立ち上がり検出部１１，１２の出力信号はＯＲゲート１３に入力される。ＯＲゲート１３は、立ち上がり検出部１１，１２の論理和をとって出力電圧抑制部２０（半導体スイッチＱ３のゲート端子）に出力する。

上記のように、比較器ＣＭＰ１，２は、フィードバック端子ＦＢの電圧に基づいて過電流判定を行う。換言すれば、本実施形態では、フィードバック端子ＦＢの電圧に基づいてＯＣＰ閾値を決定する。

出力電圧抑制部２０は、過電流判定部１０により、１次巻線Ｔ１に流れる電流が過電流であると判定された場合、半導体スイッチＱ１および半導体スイッチＱ２のスイッチング周波数を増加させる（すなわち、オン／オフ周期を短くする）ように構成されている。本実施形態では、出力電圧抑制部２０は、図３に示すように、半導体スイッチ（放電加速用半導体スイッチ）Ｑ３から構成される。この半導体スイッチＱ３は、比較器ＣＭＰ１または比較器ＣＭＰ２から過電流検出信号が出力された場合にオンする。半導体スイッチＱ３は、例えばＮ型ＭＯＳＦＥＴである。この場合、半導体スイッチＱ３は、ドレイン端子（第１の主電極）がフィードバック端子ＦＢに電気的に接続され、ソース端子（第２の主電極）が接地され、過電流検出信号を受信するとオン状態になる。なお、過電流検出信号がＬレベル信号となるように過電流判定部１０が構成された場合、半導体スイッチＱ３にはＰ型ＭＯＳＦＥＴを用いる。

半導体スイッチＱ３がオン状態になると、コンデンサＣ３に蓄えられた電荷は半導体スイッチＱ３を通って放電されるため、コンデンサＣ３の放電時間が短くなる。これにより、半導体スイッチＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数が高くなる。その結果、図２で説明した共振型コンバータ１００の特性から分かるように、共振型コンバータ１００の出力電圧は低下することとなる。

制御部３０は、フィードバック端子ＦＢの電圧に基づいてスイッチング周波数を制御する。この制御部３０は、電流源ＣＳと、半導体スイッチＱ４と、比較器（駆動パルス生成用比較器）ＣＭＰと、を有する。電流源ＣＳは、定電流を出力する電流源であり、半導体スイッチＱ４を介してフィードバック端子ＦＢに接続されている。この電流源ＣＳは、フィードバック端子ＦＢに接続されたコンデンサＣ３を充電するための電流源である。より詳しくは、電流源ＣＳは、半導体スイッチＱ４がオン状態のときにコンデンサＣ３を充電する。

半導体スイッチＱ４は、コンデンサＣ３に充電するか否かを制御するためのスイッチであり、比較器（駆動パルス生成用比較器）ＣＭＰの出力信号に基づいて動作する。この半導体スイッチＱ４は、本実施形態では、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴにより構成される。半導体スイッチＱ４のソース端子が電流源ＣＳの出力に接続され、ドレイン端子がフィードバック端子ＦＢに電気的に接続される。そして、ゲート端子にＬレベル信号が入力されると半導体スイッチＱ４がオン状態になり、コンデンサＣ３は電流源ＣＳによって充電される。

比較器ＣＭＰは、フィードバック端子ＦＢの電圧に基づいて駆動パルス信号を出力する。より詳しくは、この比較器ＣＭＰは、フィードバック端子ＦＢの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆよりも高い場合にＨレベル信号（第１の信号）を出力し、フィードバック端子ＦＢの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆよりも低い場合にＬレベル信号（第２の信号）を出力する。なお、比較器ＣＭＰは、好ましくはヒステリシスコンパレータであるが、通常の比較器であってもよい。

制御部３０は、フィードバック端子ＦＢの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆに達するまでの期間は、電流源ＣＳによりコンデンサＣ３を充電する。その後、参照電圧Ｖｒｅｆに達すると、半導体スイッチＱ４がオフ状態になり、制御部３０はコンデンサＣ３の充電を停止する。その後、フィードバック端子ＦＢの電圧が参照電圧Ｖｒｅｆまで低下すると、半導体スイッチＱ４がオン状態になり、コンデンサＣ３は電流源ＣＳにより再び充電される。なお、コンデンサＣ３の放電期間の長さは、例えば、コンデンサＣ３の静電容量や抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値によって調整することが可能である。

駆動部４０は、図３に示すように、Ｔ型フリップフロップ４１と、ＡＮＤゲート４２，４３と、デッドタイム生成部４４とを有している。

駆動部４０は、制御部３０（比較器ＣＭＰ）から供給される駆動パルス信号に基づいて、半導体スイッチＱ１Ｈ，Ｑ１Ｌ，Ｑ２Ｈ，Ｑ２Ｌのゲート端子に供給されるゲート信号を生成する。なお、駆動部４０は、半導体スイッチＱ１Ｈ，Ｑ１Ｌ，Ｑ２Ｈ，Ｑ２Ｌに対応した振幅レベルで、駆動パルス信号の周波数に応じた発振周波数のゲート信号を生成する。それにより、ゲート信号出力端子Ｇ１，Ｇ２から、デッドタイムを挟んで半導体スイッチＱ１，Ｑ２が交互にオン状態になるように半導体スイッチＱ１，Ｑ２を制御するゲート信号が出力される。ここで、デッドタイムとは、半導体スイッチＱ１，Ｑ２の双方がオフとなる期間のことである。

本実施形態では、半導体スイッチＱ１Ｈ，Ｑ２ＨはＰ型ＭＯＳＦＥＴであり、半導体スイッチＱ１Ｌ，Ｑ２ＬはＮ型ＭＯＳＦＥＴである。図３に示すように、ゲート信号出力端子Ｇ１には、半導体スイッチＱ１Ｈのドレイン端子と、半導体スイッチＱ１Ｌのドレイン端子とが接続される。半導体スイッチＱ１Ｈのソース端子には、基準電圧を生成する基準電圧生成部５０が接続される。半導体スイッチＱ１Ｌのソース端子は、基準電位源（グランド等）に接続される。半導体スイッチＱ１Ｈ，Ｑ１Ｌのそれぞれのゲート端子には、駆動部４０が接続される。

基準電圧生成部５０は、基準電圧を生成し、駆動部４０と、半導体スイッチＱ１Ｈおよび半導体スイッチＱ２Ｈのソース端子とに基準電圧を供給する。

＜共振型コンバータ１００の動作＞
次に、上記のように構成された共振型コンバータ１００の動作について説明する。

共振型コンバータ１００は、電源制御装置１によって生成されたゲート信号によってデッドタイムを挟んで半導体スイッチＱ１，Ｑ２を交互にオンさせて１次巻線Ｔ１を流れる電流を制御する。そして、整流平滑部１１０から出力される直流電圧が負荷２００に供給される。

半導体スイッチＱ１がオン状態で、且つ、半導体スイッチＱ２がオフ状態である期間では、直流電源Ｖｉｎの正極から出力された電流が半導体スイッチＱ１を介してトランスＴの１次巻線Ｔ１に供給される。したがって、トランスＴの１次巻線Ｔ１の正方向に（すなわち、接続点Ｎから共振コンデンサＣ１に向かって）電流が流れる。すると、トランスＴの２次巻線Ｔ２，Ｔ３には、正方向と反対の負方向に電流を流そうとする起電力がそれぞれ発生し、ダイオードＤ１ではアノードの電圧がカソードの電圧より高くなり、ダイオードＤ１が導通する。その結果、２次巻線Ｔ２，Ｔ３に発生した起電力が整流され、平滑コンデンサＣ５で平滑されて、負荷２００に供給される。

一方、半導体スイッチＱ１がオフ状態で、且つ、半導体スイッチＱ２がオン状態である期間では、１次巻線Ｔ１の正方向に電流が流れた期間にトランスＴに蓄えられたエネルギーが用いられる。すなわち、この期間では、トランスＴに蓄えられたエネルギーにより、トランスＴの１次巻線Ｔ１から半導体スイッチＱ２を介して直流電源Ｖｉｎの負極に電流が供給される。すなわち、１次巻線Ｔ１の負方向に電流が流れる。すると、トランスＴの２次巻線Ｔ２，Ｔ３には、１次巻線Ｔ１の正方向に電流を流そうとする起電力がそれぞれ発生し、ダイオードＤ２ではアノードの電圧がカソードの電圧より高くなり、ダイオードＤ２が導通する。その結果、トランスＴの２次巻線Ｔ２，Ｔ３に発生した起電力が整流され、平滑コンデンサＣ５で平滑されて、負荷２００に供給される。

負荷２００に供給される直流電圧は、抵抗Ｒ８を介して発光ダイオードＰＣ１に供給されるとともに、出力電圧検出部１２０に供給される。フォトトランジスタＰＣ２に流れる電流は受光した光の光量が増加するにつれて増加する。このため、共振型コンバータ１００の出力電圧が高くなるにつれてコンデンサＣ３の放電速度が高くなり、その結果、半導体スイッチＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数が高くなる。

図４は、フィードバック端子ＦＢの電圧Ｖ_ＦＢの時間波形と、１次巻線Ｔ１を流れる電流Ｉ_Ｄの時間波形を、共振型コンバータ１００の入力電圧ごとに示している。なお、図４において電流Ｉ_Ｄの時間波形は、半導体スイッチＱ１がオン状態のときの波形を示しており、半導体スイッチＱ２がオン状態のときの波形は図示していない。

図４に示すように、入力電圧が低い場合は、半導体スイッチＱ１のスイッチング周波数が比較的低く、半導体スイッチＱ１のオン期間が比較的長い。入力電圧が高くになるにつれて、半導体スイッチＱ１のスイッチング周波数が高くなり、半導体スイッチＱ１のオン期間が短くなる。また、１次巻線Ｔ１を流れる電流Ｉ_Ｄについて見ると、入力電圧が低い場合、電流Ｉ_Ｄのピーク値は比較的高く、ピーク値に達するタイミング（オン期間における位相）が早い。入力電圧が高くになるにつれて、電流Ｉ_Ｄのピーク値は低くなり、ピーク値に達するタイミング（オン期間における位相）が遅くなる。このように、入力電圧に応じて、電流のピーク値およびピーク値に達するタイミングが変動する。

従来は、前述したように、入力電圧を監視し、入力電圧に応じてＯＣＰ閾値を設定していた。これに対し、本実施形態では、フィードバック端子ＦＢの電圧を用いてＯＣＰ閾値を設定する。フィードバック端子ＦＢの電圧は、図４に示すように、オン期間中、コンデンサＣ３の放電によりなだらかに低下する。入力電圧が高くなるにつれて、１次巻線Ｔ１に流れる電流Ｉ_Ｄがピークに達するタイミングは遅くなるとともに、ピークは低くなる。このことを利用して、フィードバック端子ＦＢの電圧に応じてＯＣＰ閾値を設定することで、入力電圧に応じた適切なＯＣＰ閾値を設定することができるようになる。

前述のように、ＯＣＰ閾値は、フィードバック端子ＦＢの電圧Ｖ_ＦＢを用いて設定されるため、半導体スイッチＱ１（またはＱ２）がオン状態になってからの経過時間に応じて低下する。低入力電圧時は、共振電流のピークは高く位相が早いところ、ＯＣＰ閾値も高いため、低入力電圧に応じた過電流検出が可能である。一方、高入力電圧時は、共振電流のピークは低く位相が遅いところ、ＯＣＰ閾値も低いため、高入力電圧に応じた過電流検出が可能である。このようにして、本実施形態によれば、入力電圧の変動に対応して適切なＯＣＰ閾値を設定することができる。その結果、図５（ｂ）に示すように、入力電圧がＤＣ３６０Ｖ，３９０Ｖ，４２０Ｖと変動した場合であっても、過電流保護機能が動作するポイント（出力電流値）の変動を抑制することができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、入力電圧が変動する場合であっても、入力電圧を監視することなく、過電流保護を適切に行うことができる。

さらに、本実施形態によれば、入力電圧を監視するための抵抗が不要となるため、共振型コンバータの部品点数が減少し、製造コストおよび実装面積を削減することができる。また、従来の共振型コンバータでは、長期間使用した場合、電食等に伴う抵抗値の変化により誤動作のおそれがあったが、本実施形態では、入力電圧を監視するための抵抗が無いのでこのようなおそれはない。

また、本実施形態では、比較器ＣＭＰ１およびＣＭＰ２を用いることで、ハイサイドスイッチ（半導体スイッチＱ１）およびローサイドスイッチ（半導体スイッチＱ２）の両方についてオン期間中の過電流を監視する。このため、半導体スイッチＱ１（または半導体スイッチＱ２）のオン期間中にのみ瞬間的な過電流が流れる場合にも、過電流保護動作を行うことができる。

さらに、本実施形態では、フィードバック端子ＦＢの電圧に基づいてＯＣＰ閾値を設定するので、共振電流の位相から負荷の状態を正確に把握して過電流保護動作を行うことができる。よって、入力電圧を用いて過電流保護動作を行う場合と比べて、過電流保護の信頼性を向上させることができる。

なお、上記実施形態では、半導体スイッチＱ１および半導体スイッチＱ２を流れる電流を比較器ＣＭＰ１およびＣＭＰ２でそれぞれ監視していたが、いずれか一方の半導体スイッチに流れる電流のみを監視するようにしてもよい。この場合、比較器ＣＭＰ１およびＣＭＰ２のうちいずれか一方、および削除する比較器に付随する立ち上がり検出部の他、ＯＲゲート１３も削除することができる。その結果、部品点数を減らし、コスト削減を図ることができる。また、上記実施形態では、図４で説明したようにコンデンサＣ３の放電期間に半導体スイッチＱ１をオンにしていたが、コンデンサＣ３の充電期間にオンするようにしてもよい。

＜電源制御装置１Ａ＞
次に、別の実施形態に係る電源制御装置１Ａについて、図６を参照して説明する。前述の電源制御装置１との相違点の一つは、ＯＣＰ閾値の勾配を設定するための勾配設定端子ＳＳＤが設けられている点である。なお、図６では、電源制御装置１と同様の構成要素については同一符号を付している。

電源制御装置１Ａは、図６に示すように、予め設定された電圧を入力する勾配設定端子ＳＳＤをさらに有する。この勾配設定端子ＳＳＤは、ＯＣＰ閾値の勾配を設定するための端子である。

勾配設定端子ＳＳＤに入力される電圧は、勾配設定端子ＳＳＤに外付けで接続された素子（コンデンサＣ６および抵抗Ｒ９）により予め設定される。コンデンサＣ６および抵抗Ｒ９は、勾配設定端子ＳＳＤと接地との間に接続されている。なお、コンデンサＣ６を充電する電流源（図示せず）が電源制御装置１Ａ内に設けられる。

電源制御装置１Ａは、図６に示すように、過電流判定部１０Ａと、出力電圧抑制部２０と、制御部３０と、駆動部４０と、基準電圧生成部５０と、半導体スイッチＱ１Ｈ，Ｑ１Ｌ，Ｑ２Ｈ，Ｑ２Ｌとを備えている。過電流判定部１０Ａ以外の構成は、電源制御装置１と同様であるので説明を省略する。

過電流判定部１０Ａは、比較器ＣＭＰ１，２と、立ち上がり検出部１１，１２と、ＯＲゲート１３と、乗算器１６，１７とを有している。過電流判定部１０Ａは、以下に説明するように、フィードバック端子ＦＢの電圧および勾配設定端子ＳＳＤの電圧に基づいて過電圧保護閾値を設定するように構成されている。

乗算器１６，１７は、フィードバック端子ＦＢの電圧に勾配設定端子ＳＳＤの電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を出力する。乗算器１６，１７は、乗算により得られた電圧を比較器ＣＭＰ１，２の入力電圧に適した電圧にレベル調整して出力する。なお、乗算器１７は、乗算結果の電圧を反転させて比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子（＋）に出力する。乗算器１６の出力端子は比較器ＣＭＰ１の反転入力端子に接続され、乗算器１７の出力端子は比較器ＣＭＰ２の非反転入力端子に接続されている。

比較器ＣＭＰ１（第１の比較器）は、モニタ端子ＭＯＮに電気的に接続された第１の入力端子（＋）と、乗算器１６の出力端子に電気的に接続された第２の入力端子（−）とを有する。比較器ＣＭＰ１は、第１の入力端子の電圧が第２の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号（本実施形態ではＨレベル信号）を出力する。

比較器ＣＭＰ２（第２の比較器）は、モニタ端子ＭＯＮに電気的に接続された第３の入力端子（−）と、乗算器１７の出力端子に電気的に接続された第４の入力端子（＋）とを有する。この比較器ＣＭＰ２は、第３の入力端子の電圧が第４の入力端子の電圧よりも低い場合に過電流検出信号（本実施形態ではＨレベル信号）を出力する。

上記の構成により、過電流判定部１０Ａは、乗算器１６，１７の出力電圧をＯＣＰ閾値として用いて、１次巻線Ｔ１に流れる電流が過電流であるか否かを判定する。ＯＣＰ閾値の傾きを調整することができるため、より適切なＯＣＰ閾値を設定することができる。

なお、上記の実施形態では、経過時間に応じて低下するＯＣＰ閾値を過電流判定部１０，１０Ａでフィードバック端子ＦＢの電圧に基づいて生成したが、本発明はこれに限らない。例えば、マイコンなど任意の電圧波形を生成可能な装置を用いて、半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する電圧をＯＣＰ閾値として生成し、過電流判定に用いてもよい。マイコン等の装置は、電源制御装置１，１Ａ内に設けられてもよいし、あるいは、電源制御装置１，１Ａに外付けされてもよい。

図７は、電源制御装置１Ａを用いた場合における各種信号の時間波形の一例を示している。図７において、Ｖ_ＧＨは半導体スイッチＱ１に出力されるゲート信号であり、Ｖ_ＧＬは半導体スイッチＱ２に出力されるゲート信号である。また、Ｖ_ＳＳＤは、勾配設定端子ＳＳＤの電圧である。なお、図７は、勾配設定端子ＳＳＤの電圧が、２Ｖの場合、３．５Ｖの場合、および５Ｖの場合の３つのパターンを一つにまとめた図である。

図７から分かるように、勾配設定端子ＳＳＤの電圧が高くなるにつれて、ＯＣＰ閾値の初期値Ｖ_１は変わらないのに対し、収束値Ｖ_２は高くなっていく。したがって、勾配設定端子ＳＳＤの電圧が高くなるにつれて、ＯＣＰ閾値の勾配がなだらかになる。図７の例では、勾配設定端子ＳＳＤの電圧が５Ｖのときに収束値Ｖ_２が初期値Ｖ_１に等しくなっている。このように勾配設定端子ＳＳＤの電圧を変えることで、ＯＣＰ閾値の傾きを調整することができる。その結果、より適切なＯＣＰ閾値を設定することができる。

なお、過電流判定部１０Ａにおいても過電流判定部１０の場合と同様に、半導体スイッチＱ１および半導体スイッチＱ２のうちいずれか一方の半導体スイッチに流れる電流のみを監視するようにしてもよい。この場合、比較器ＣＭＰ１およびＣＭＰ２のうちいずれか一方、削除する比較器に付随する立ち上がり検出部および乗算器の他、ＯＲゲート１３も削除することができるので、部品点数を減らし、コスト削減を図ることができる。

上記の記載に基づいて、当業者であれば、本発明の追加の効果や種々の変形を想到できるかもしれないが、本発明の態様は、上述した個々の実施形態に限定されるものではない。異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。特許請求の範囲に規定された内容及びその均等物から導き出される本発明の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更及び部分的削除が可能である。

１，１Ａ 電源制御装置
１０，１０Ａ 過電流判定部
１１，１２ 立ち上がり検出部
１３ ＯＲゲート
１４ 電圧レベル調整部
１５ ＮＯＴゲート
１６，１７ 乗算器
２０ 出力電圧抑制部
３０ 制御部
４０ 駆動部
４１ Ｔ型フリップフロップ
４２，４３ ＡＮＤゲート
４４ デッドタイム生成部
５０ 基準電圧生成部
１００ 共振型コンバータ
１１０ 整流平滑部
１２０ 出力電圧検出部
１３０ 電流電圧変換部
２００ 負荷
Ｃ１ 共振コンデンサ
Ｃ３，Ｃ４ コンデンサ
Ｃ５ 平滑コンデンサ
Ｃ６ コンデンサ
ＣＭＰ，ＣＭＰ１，ＣＭＰ２ 比較器
ＣＳ 電流源
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｇ１，Ｇ２ ゲート信号出力端子
ＦＢ フィードバック端子
ＭＯＮ モニタ端子
ＰＣ１ 発光ダイオード
ＰＣ２ フォトトランジスタ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５ 半導体スイッチ
Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９ 抵抗
ＳＳＤ 勾配設定端子
Ｔ トランス
Ｔ１ １次巻線
Ｔ２ ２次巻線
Ｖｉｎ 直流電源

Claims (13)

1. 共振型コンバータに用いられ、トランスの１次巻線に流れる電流を制御する半導体スイッチをオン／オフする電源制御装置であって、
   前記半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記１次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
   前記過電流判定部により、前記１次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
   を備えることを特徴とする電源制御装置。
2. 前記１次巻線に流れる電流に応じた電圧を入力するモニタ端子と、
   前記共振型コンバータの出力電圧に基づく電圧を入力するフィードバック端子と、
   をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の電源制御装置。
3. 前記過電流判定部は、
   前記モニタ端子の電圧を入力する第１の入力端子と、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を入力する第２の入力端子とを有し、前記第１の入力端子の電圧が前記第２の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する第１の比較器を有することを特徴とする請求項２に記載の電源制御装置。
4. 前記過電流判定部は、
   前記モニタ端子の電圧を入力する第３の入力端子と、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を入力する第４の入力端子とを有し、前記第３の入力端子の電圧が前記第４の入力端子の電圧に基づく電圧よりも低い場合に過電流検出信号を出力する第２の比較器を有することを特徴とする請求項２または３に記載の電源制御装置。
5. 前記出力電圧抑制部は、第１の主電極が前記フィードバック端子に電気的に接続され、第２の主電極が接地され、前記過電流検出信号を受信するとオン状態になる放電加速用半導体スイッチを有することを特徴とする請求項３または４に記載の電源制御装置。
6. 前記１次巻線に流れる電流に応じた電圧を入力するモニタ端子と、
   前記共振型コンバータの出力電圧に基づく電圧を入力するフィードバック端子と、
   前記過電流保護閾値の勾配を設定するための勾配設定端子と、をさらに備え、
   前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に前記勾配設定端子の電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を出力する乗算器を有することを特徴とする請求項１に記載の電源制御装置。
7. 前記過電流判定部は、
   前記モニタ端子に電気的に接続された第１の入力端子と、前記乗算器の出力端子に電気的に接続された第２の入力端子とを有し、前記第１の入力端子の電圧が前記第２の入力端子の電圧よりも高い場合に過電流検出信号を出力する第１の比較器をさらに有することを特徴とする請求項６に記載の電源制御装置。
8. 前記過電流判定部は、
   前記モニタ端子に電気的に接続された第３の入力端子と、前記乗算器の出力端子に電気的に接続された第４の入力端子とを有し、前記第３の入力端子の電圧が前記第４の入力端子の電圧よりも低い場合に過電流検出信号を出力する第２の比較器をさらに有することを特徴とする請求項６または７に記載の電源制御装置。
9. 前記出力電圧抑制部は、第１の主電極が前記フィードバック端子に電気的に接続され、第２の主電極が接地され、前記過電流検出信号を受信するとオン状態になる放電加速用半導体スイッチを有することを特徴とする請求項７または８のいずれかに記載の電源制御装置。
10. 請求項１〜９のいずれかに記載の電源制御装置を半導体基板に形成したことを特徴とする半導体集積回路。
11. １次巻線および２次巻線を有するトランスと、
    前記１次巻線に直列接続された共振コンデンサと、
    前記トランスの前記２次巻線に発生した電圧を整流および平滑する整流平滑部と、
    前記１次巻線に流れる共振電流に応じた電圧を入力するモニタ端子、フィードバック端子、第１のゲート信号出力端子および第２のゲート信号出力端子を有する電源制御装置と、
    前記整流平滑部の出力電圧に応じた光量で発光する発光ダイオードと、
    一端が前記フィードバック端子に電気的に接続され、他端が接地されたコンデンサと、
    コレクタ端子が前記フィードバック端子に電気的に接続され、エミッタ端子が接地され、前記発光ダイオードの光量に応じて電流伝達比が変わるフォトトランジスタと、
    ドレイン端子が直流電源の正極に電気的に接続され、ゲート端子が前記第１のゲート信号出力端子に接続された第１の半導体スイッチと、
    ドレイン端子が前記第１の半導体スイッチのソース端子に電気的に接続され、ソース端子が接地され、ゲート端子が前記第２のゲート信号出力端子に接続された第２の半導体スイッチと、を備え、
    前記電源制御装置は、
    前記第１の半導体スイッチまたは第２の半導体スイッチがオン状態になってからの経過時間に応じて低下する過電流保護閾値を用いて、前記１次巻線に流れる電流が過電流であるか否かを判定する過電流判定部と、
    前記過電流判定部により、前記１次巻線に流れる電流が過電流であると判定された場合、前記第１および第２の半導体スイッチのスイッチング周波数を増加させる出力電圧抑制部と、
    を有することを特徴とする共振型コンバータ。
12. 前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に基づく電圧を前記過電流保護閾値として用いることを特徴とする請求項１１に記載の共振型コンバータ。
13. 前記電源制御装置は、前記過電流保護閾値の勾配を設定するための勾配設定端子をさらに有し、
    前記過電流判定部は、前記フィードバック端子の電圧に前記勾配設定端子の電圧を乗じて得られた電圧に基づく電圧を前記過電流保護閾値として用いることを特徴とする請求項１１に記載の共振型コンバータ。

Images