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JP2007006614A - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】過負荷時や起動時などで共振はずれの状態に陥っても、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが短絡状態になることを防止する。
【解決手段】交流電源１の交流電圧を整流する入力整流回路２，３の出力両端に、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが直列に接続された直列回路と、スイッチング素子Ｑ２の両端に、１次巻線Ｐ１と電流共振コンデンサＣｒｉとが直列に接続された共振回路と、スイッチング素子Ｑ１又はスイッチング素子Ｑ２のオン期間に２次巻線Ｓに発生する電圧を整流平滑する整流平滑回路Ｄ０，Ｃ０と、整流平滑回路からの電圧に基づきスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせる制御回路１０と、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧が所定の電圧以上になったときに電圧検出信号を出力する電圧検出回路１２とを備え、制御回路は、電圧検出信号によりスイッチング素子Ｑ１をオンさせる。
【選択図】図１

Description

本発明は、共振型のスイッチング電源装置に関し、特にスイッチング電源装置の貫通電流防止に関する。
従来の共振型のスイッチング電源装置の回路構成図を図１４に示す。図１４において、全波整流回路２（入力整流回路に対応）は、商用の交流電源１の交流電圧を整流して全波整流電圧を平滑コンデンサ３に出力する。平滑コンデンサ３は、全波整流回路２の全波整流電圧を平滑することにより直流電源Ｖｉｎを得る。
この平滑コンデンサ３の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されている。
スイッチング素子Ｑ２には並列に、リアクトルＬｒとトランスＴ１の一次巻線Ｐ１（巻数Ｎ１）と電流共振コンデンサＣｒｉとからなる直列共振回路と電圧共振コンデンサＣｒｖとが接続されている。リアクトルＬｒはトランスＴ１の一次二次巻線間のリーケージインダクタンスでも良い。
トランスＴ１の一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓ（巻数Ｎ２）とは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の二次巻線Ｓには、整流器Ｄ０と平滑コンデンサＣ０とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴ１の二次巻線Ｓに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力Ｖｏを図示しない負荷に出力する。
帰還回路５は、平滑コンデンサＣ０と整流器Ｄ０との接続点に接続され、平滑コンデンサＣ０の出力電圧を検出し、検出信号を制御回路７に出力する。制御回路７は、帰還回路５からの検出電圧に基づき、ＰＷＭ制御によりスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせることにより負荷の電圧を一定電圧に制御するようになっている。この場合、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の各ゲートにデッドタイムを持たせた電圧を印加し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせる。
次にこのように構成された従来の共振型のスイッチング電源装置の動作を図１５のタイミングチャートを参照しながら説明する。図１５は従来のスイッチング電源装置の定常時の各部における信号のタイミングチャートである。
なお、図１５乃至図１７において、ＶＱ１ｇｓはスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間のゲート信号、ＶＱ２ｇｓはスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間のゲート信号、ＶＱ２ｄｓはスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧、ＩＱ２はスイッチング素子Ｑ２のドレインに流れる電流、ＩＱ１はスイッチング素子Ｑ１のドレインに流れる電流、ＩＬｒｉはリアクトルＬｒに流れる電流、Ｖｃｒｉは電流共振コンデンサＣｒｉの両端電圧、ＩＤ０は整流器Ｄ０に流れる電流を示している。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、数１００ｎＳ程度のデッドタイムを有してゲート信号ＶＱ１ｇｓ，ＶＱ２ｇｓにより交互にオン／オフするようになっている。
まず、スイッチング素子Ｑ１のオン期間（例えば、時刻ｔ１１〜ｔ１２）において、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒ（トランスＴ１の一次二次間のリーケージインダクタンス）を介して電流共振コンデンサＣｒｉにエネルギーが蓄えられる。
次に、スイッチング素子Ｑ２のオン期間（例えば、時刻ｔ１２〜ｔ１４）において、電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えられたエネルギーをトランスＴ１の二次側に送出するとともに、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスの励磁エネルギーをリセットする。
スイッチング素子Ｑ２のオン期間において、一次巻線Ｐ１には、電流共振コンデンサＣｒｉの電圧を一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒとで分圧した電圧が印加される。整流器Ｄ０の順方向電圧降下をＶｆとすると、一次巻線Ｐ１の電圧が（Ｖｏ＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ２となったところでクランプされ、電流共振コンデンサＣｒｉとリアクトルＬｒによる共振電流が二次側へ送出され、整流器Ｄ０に電流ＩＤ０が流れる。一次巻線Ｐ１の電圧が（Ｖｏ＋Ｖｆ）×Ｎ１／Ｎ２未満のときには、トランスＴ１の二次側へはエネルギーは伝達されず、トランスＴ１の一次側のみの共振動作となる。
このスイッチング電源装置では、制御回路７によりスイッチング素子Ｑ１のオン期間を変化させて電流共振コンデンサＣｒｉの電圧を変えることで、二次側に送るエネルギー量を制御している。スイッチング素子Ｑ２のオン期間は、周波数固定の制御の場合にはスイッチング素子Ｑ１のＰＷＭ制御により決まる時間、あるいは二次側へ電流を送る共振期間より設定されることが一般的である。
また、スイッチング素子Ｑ１がオフした直後（例えば時刻ｔ１２直後）に、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒによる励磁電流がスイッチング素子Ｑ２のボディダイオードを通して流れる。この間にスイッチング素子Ｑ２をオンさせるので、スイッチング素子Ｑ２のゼロ電圧、ゼロ電流スイッチングとなり、スイッチングロスが発生しない。
スイッチング素子Ｑ２のオフ時（例えば時刻ｔ１４）は二次側へのエネルギー伝達が終わり、一次側での循環電流のみ流れている期間であるので、電流のピークが低く、また、電圧共振コンデンサＣｒｖにより電圧擬似共振動作となるため、スイッチングロスは極めて小さい。スイッチング素子Ｑ２のオフ直後に循環電流は、スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードを通して直流電源Ｖｉｎに回生され、この期間にスイッチング素子Ｑ１をオンさせるので、スイッチング素子Ｑ１のゼロ電圧、ゼロ電流スイッチングとなり、スイッチングロスが発生しない。
ところで、スイッチング電源装置では、起動時にはまだ出力電圧が低い。また、一般的に出力電流が過負荷になると、過電流保護により電力が制限されて出力電圧が低下する。
スイッチング素子Ｑ２がオンの時、通常では、二次側へエネルギーを伝達する期間が終了したとき、循環電流は、正となっている（図１５のＩＬｒｉの破線部分、時刻ｔ１２〜ｔ１３）が、起動時や過負荷時などで出力電圧が低下すると、スイッチング素子Ｑ２のオン期間に一次巻線Ｐ１にかかる電圧は通常より低い電圧でクランプされることになり、励磁エネルギーのリセット時間が長くなり、二次側へのエネルギーの伝達が終了したときに、循環電流は負のままとなる（図１６ののＩＬｒｉの破線部分、時刻ｔ２２〜ｔ２３）の破線部分）。
また、過電流保護回路を備えず、過負荷に出力電圧が低下しない電源においても、周波数一定あるいはスイッチング素子Ｑ２のオン期間を二次側へのエネルギー伝達期間により決定している場合、より大きいエネルギーを電流共振コンデンサＣｒｉに蓄えるために循環電流が負に重畳し、二次側へのエネルギー伝達が終了したときに循環電流は負のままとなる。
この状態では、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１の励磁エネルギーがリセットできていない状態であり、このとき、循環電流はスイッチング素子Ｑ２のボディダイオードを介して逆方向に流れる共振はずれと呼ばれる状態になる。この状態で、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、ボディダイオードに直流電源の電圧Ｖｉｎが逆方向に印加され、逆回復電流が流れる。一般に、スイッチング素子に寄生的に作られるボディダイオードは、逆回復時間が長いので、大きな電流が流れ、最悪の場合には回路が破損することもある。
この問題を回避するためには、ボディダイオードに電流が流れていない時に逆方向に電圧が印加されれば良い。二次側へエネルギーを伝達している途中（スイッチング素子Ｑ２の電流が正の時）に、スイッチング素子Ｑ２をオフさせ、スイッチング素子Ｑ１をオンさせることが考えられる。この方法による信号のタイミングチャートを図１７に示す。
しかし、二次側へエネルギーを伝達している期間（例えば時刻ｔ３３）にスイッチング素子Ｑ２をオフさせると、その直後にリアクトルＬｒの励磁エネルギーにより、リアクトルＬｒと電圧共振コンデンサＣｒｖとの高い周波数での共振動作が発生し、電流ＩＬｒｉが急峻に循環電流まで降下する（例えば時刻ｔ３３〜ｔ３４）。
このときの循環電流は、負（例えば時刻ｔ３４）であるので、やはりボディダイオードに電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１がオンしたとき、大きな逆回復電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２をオフし、電流が循環電流まで降下している途中で、電流が正の時にスイッチング素子Ｑ１をオンさせれば良いが、スイッチング素子Ｑ２がオフしてからスイッチング素子Ｑ１がオンするまでには両方のスイッチング素子がオンするのを防止するためにデッドタイムが設けられるので、この急峻な電流変化の間にスイッチング素子Ｑ２をオフさせてからスイッチング素子Ｑ１をオンさせるのは難しい。
また、二次側へエネルギーを伝達している期間にスイッチング素子Ｑ２をオフさせると、整流器Ｄ０のリカバリー電流による損失が発生する。また、サージ電圧が発生するので、高耐圧の整流器を使用しスナバを追加しなければならなくなる。
また、これらの問題を解決する方法として、特許文献１がある。この特許文献１に記載されたスイッチング電源装置は、ボディダイオードの電流を電流状態検出回路により検出して、ボディダイオードに電流が流れている間は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフさせないようにしたものである。
特開２００５−５１９１８号公報
しかしながら、特許文献１に記載されたスイッチング電源装置にあっては、電流状態検出回路において、損失が発生し効率が低下する。
本発明は、過負荷時や起動時などで共振はずれの状態に陥っても、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが短絡状態になることを防止することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
本発明は前記課題を解決するために、以下の手段を採用した。請求項１の発明は、交流電源の交流電圧を整流する入力整流回路の出力両端又は直流電源の両端に、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された直列回路と、前記いずれかのスイッチング素子の両端に、トランスの１次巻線と電流共振コンデンサとが直列に接続された共振回路と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑する少なくとも１組の整流平滑回路と、この整流平滑回路からの電圧に基づき前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、前記少なくとも１組の整流平滑回路へ電力を伝達するときオンする一方のスイッチング素子の両端電圧が所定の電圧以上になったときに電圧検出信号を出力する電圧検出回路とを備え、前記制御回路は、前記電圧検出回路からの電圧検出信号により他方のスイッチング素子をオンさせることを特徴とする。
請求項２の発明は、交流電源の交流電圧を整流する入力整流回路の出力両端又は直流電源の両端に、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された直列回路と、前記いずれかのスイッチング素子の両端に、トランスの１次巻線と電流共振コンデンサとが直列に接続された共振回路と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑する少なくとも１組の整流平滑回路と、この整流平滑回路からの電圧に基づき前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、前記少なくとも１組の整流平滑回路へ電力を伝達するときオフしている一方のスイッチング素子の両端電圧が所定の電圧以下になったときに電圧検出信号を出力する電圧検出回路とを備え、前記制御回路は、前記電圧検出回路からの電圧検出信号により前記一方のスイッチング素子をオンさせることを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記電圧検出回路は、前記スイッチング素子の両端電圧の変化を検出して電圧検出信号を出力することを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項１又は請求項３記載のスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記少なくとも１組の整流平滑回路へ電力を伝達するときオンしている一方のスイッチング素子がオフしたとき、前記電圧検出回路からの電圧検出信号がない場合には、前記一方のスイッチング素子がオフしたときから所定期間経過後に前記他方のスイッチング素子をオンさせることを特徴とする。
請求項５の発明は、請求項２又は請求項３記載のスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記少なくとも１組の整流平滑回路へ電力を伝達するときオンしている前記他方のスイッチング素子がオフしたとき、前記電圧検出回路からの電圧検出信号がない場合には、前記他方のスイッチング素子がオフしたときから所定期間経過後に前記一方のスイッチング素子をオンさせることを特徴とする。
請求項６の発明は、請求項４又は請求項５記載のスイッチング電源装置において、出力電圧を検出する出力電圧検出回路を備え、前記制御回路は、前記出力電圧検出回路で検出された出力電圧に応じて前記所定期間を変化させることを特徴とする。
請求項７の発明は、請求項６記載のスイッチング電源装置において、前記出力電圧検出回路は、前記トランスに巻回された補助巻線を有し、該補助巻線に発生した電圧を前記出力電圧として前記制御回路に出力することを特徴とする。
請求項１の発明によれば、一方のスイッチング素子をオフさせても、ボディダイオードに電流が流れている時には、一方のスイッチング素子の両端に発生する電圧は、ダイオードの順方向電圧降下であり、回路の基準電位に対して負の電圧になる。このため、一方のスイッチング素子の両端電圧を検出して所定の電圧以上になったときにボディダイオードに電流が流れていないと判断し、他方のスイッチング素子をオンさせる。このとき、ボディダイオードに電流が流れていないので、逆方向回復電流は極めて少ない。
即ち、出力電圧が低下して、一方のスイッチング素子のオフ時に循環電流が負となるような状態でも、励磁エネルギーがリセットされ、一方のスイッチング素子のボディダイオードの電流が切れるまで、他方のスイッチング素子をオンさせないので、他方のスイッチング素子のオン時に一方のスイッチング素子のボディダイオードの逆回復時間による貫通電流を防止できる。
請求項２の発明によれば、電圧検出回路は、少なくとも１組の整流平滑回路へ電力を伝達するときオフしている一方のスイッチング素子の両端電圧が所定の電圧以下になったときに電圧検出信号を出力し、制御回路は、電圧検出回路からの電圧検出信号により一方のスイッチング素子をオンさせるので、請求項１の効果と同様な効果が得られる。
請求項３の発明のように、スイッチング素子の両端電圧の変化を検出して電圧検出信号を出力しても良い。
請求項４の発明のように、一方のスイッチング素子をオフしたときに、電圧検出回路からの電圧検出信号がない場合には、トランスの励磁エネルギーが十分リセットされるだけの所定期間経過してから他方のスイッチング素子をオンさせても良い。
請求項５の発明のように、他方のスイッチング素子をオフしたときに、電圧検出回路からの電圧検出信号がない場合には、トランスの励磁エネルギーが十分リセットされるだけの所定期間経過してから一方のスイッチング素子をオンさせても良い。
請求項６では、出力電圧を検出して、出力電圧に応じて、所定期間を変化させることで、トランスの励磁エネルギーが十分リセットされた後に、他方のスイッチング素子をオンさせることができるので、他方のスイッチング素子のオン時に一方のスイッチング素子のボディダイオードの逆回復時間による循環電流を防止できる。
請求項７では、出力電圧検出回路は、補助巻線に発生した電圧を出力電圧として制御回路に出力するので、制御回路は、出力電圧に応じて、所定期間を変化させることができる。
以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
図１は実施例１のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。図１に示す実施例１のスイッチング電源装置は、図１４に示す従来のスイッチング電源装置に対して、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点と制御回路１０とに接続された電圧検出回路１２を備えたことを特徴とする。
図１において、全波整流回路２（入力整流回路に対応）は、商用の交流電源１の交流電圧を整流して全波整流電圧を平滑コンデンサ３に出力する。平滑コンデンサ３は、全波整流回路２の全波整流電圧を平滑することにより直流電源Ｖｉｎを得る。
この平滑コンデンサ３の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されている。
スイッチング素子Ｑ２には並列に、リアクトルＬｒとトランスＴ１の一次巻線Ｐ１（巻数Ｎ１）と電流共振コンデンサＣｒｉからなる直列共振回路と電圧共振コンデンサＣｒｖとが接続されている。
トランスＴ１の一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓ（巻数Ｎ２）とは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の二次巻線Ｓには、整流器Ｄ０と平滑コンデンサＣ０とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴ１の二次巻線Ｓに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力Ｖｏを図示しない負荷に出力する。
帰還回路５は、平滑コンデンサＣ０と整流器Ｄ０との接続点に接続され、平滑コンデンサＣ０の出力電圧を検出し、検出信号を制御回路１０に出力する。制御回路１０は、帰還回路５からの検出信号に基づき、ＰＷＭ制御によりスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせることにより負荷の電圧を一定電圧に制御するようになっている。この場合、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の各ゲートにデッドタイムを持たせた電圧を印加し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせる。
電圧検出回路１２は、スイッチング素子Ｑ２がオフした後に、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧が所定の電圧以上になったときに電圧検出信号を制御回路１０に出力する。
制御回路１０は、電圧検出回路１２から電圧検出信号を入力したときに、スイッチング素子Ｑ１のゲートにスイッチング素子Ｑ１をオンさせるためのオン信号を出力する。
このように構成された実施例１のスイッチング電源装置によれば、定常負荷状態では、スイッチング素子Ｑ２がオフした直後に、循環電流により電圧共振コンデンサＣｒｖが充電され、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧が所定電圧以上に上昇する。このため、電圧検出回路１２が電圧検出信号を制御回路１０に出力し、制御回路１０は、電圧検出回路１２からの電圧検出信号により、スイッチング素子Ｑ１のゲートにオン信号を印加する。
一方、過負荷状態で共振はずれ状態になったときには、スイッチング素子Ｑ２がオフしても、循環電流は、スイッチング素子Ｑ２のボディダイオードを流れている状態となる。このとき、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧は所定電圧まで上昇しないため、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との両方のオフ期間が維持される。
このとき、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスの励磁エネルギーがリセットされると、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスとリアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振動作により、循環電流は逆方向に流れようとする。
この循環電流により電圧共振コンデンサＣｒｖが充電され、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧が上昇する。この上昇した電圧が所定電圧以上になったことを電圧検出回路１２が検出すると、電圧検出回路１２は、電圧検出信号を制御回路１０に出力する。制御回路１０は、電圧検出回路１２からの電圧検出信号により、スイッチング素子Ｑ１のゲートにオン信号を印加する。このため、ボディダイオードの逆回復時間の影響を受けず、短絡電流を防止することができる。
このように、スイッチング素子Ｑ２をオフさせても、ボディダイオードに電流が流れている時には、スイッチング素子Ｑ２の両端に発生する電圧は、ダイオードの順方向電圧降下であり、回路の基準電位に対して負の電圧になる。このため、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧を検出して所定の電圧以上になったときにボディダイオードに電流が流れていないと判断し、スイッチング素子Ｑ２をオンさせる。このとき、ボディダイオードに電流が流れていないので、逆方向回復電流は極めて少ない。
即ち、出力電圧が低下して、スイッチング素子Ｑ２のオフ時に循環電流が負となるような状態でも、励磁エネルギーがリセットされ、スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードの電流が切れるまで、スイッチング素子Ｑ１をオンさせないので、スイッチング素子Ｑ１のオン時にスイッチング素子Ｑ２のボディダイオードの逆回復時間による循環電流を防止できる。
次に電圧検出回路及び制御回路の具体例の動作を説明する。図２は実施例１のスイッチング電源装置の電圧検出回路及び制御回路の詳細を示す回路構成図である。
図２において、電圧検出回路１２ａは、一端がスイッチング素子Ｑ２のドレインに接続されたコンデンサＣ１と、一端がコンデンサＣ１の一端に接続され他端が接地されたコンデンサＣ２と、＋端子に入力される基準電圧Ｖｒと−端子に入力される、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２との分圧電圧とを比較する比較器２１とを有する。帰還回路５は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧と図示しない基準電圧との誤差電圧を求め、この誤差電圧を誤差信号として出力する。
次に、制御回路１０の詳細な構成について説明する。比較器２２は、＋端子に入力される基準電圧Ｖｒｃと−端子に入力されるコンデンサＣ４の電圧とを比較する。基準電圧Ｖｒｃは、帰還回路５からの誤差信号に比例して生成された電圧である。フリップフロップ２３は、セット端子Ｓに比較器２１の比較出力を入力し、リセット端子Ｒに比較器２２の比較出力を入力し、出力端子Ｑから出力が出力される。
フリップフロップ２３の出力端子Ｑには、抵抗Ｒ１の一端とダイオードＤ１のカソードとが接続され、抵抗Ｒ１の他端とダイオードＤ１のアノードとコンデンサＣ３の一端とバッファ２４の入力端とが共通接続され、コンデンサＣ３は接地され、バッファ２４の出力端は図示していないレベルシフト回路（ハイサイドドライバーあるいはドライブトランスなど）を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続される。
また、フリップフロップ２３の出力端子Ｑには、抵抗Ｒ２の一端とダイオードＤ２のカソードとが接続され、抵抗Ｒ２の他端とダイオードＤ２のアノードとコンデンサＣ４の一端とが比較器２２の−端子に接続され、コンデンサＣ４の他端は接地されている。
さらに、フリップフロップ２３の出力端子Ｑには、インバータ２５の入力端と抵抗Ｒ３の一端とダイオードＤ３のアノードとが接続され、インバータ２５の出力端がアンド回路２６の一方の入力端に接続され、抵抗Ｒ３の他端とダイオードＤ３のカソードとコンデンサＣ５の一端がアンド回路２６の他方の入力端に接続され、コンデンサＣ５は接地されている。アンド回路２６の出力端子には抵抗Ｒ４の一端とダイオードＤ４のカソードが接続され、抵抗Ｒ４の他端とダイオードＤ４のアノードとコンデンサＣ６の一端とはバッファ２７の入力端に接続され、バッファ２７の出力端はスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続される。コンデンサＣ６の他端は接地されている。
次にこのように構成された図２に示す電圧検出回路１２ａ及び制御回路１０の動作を図４に示す信号のタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図４における出力Ｖａ〜Ｖｅは、図２に示すａ点〜ｅ点の電圧を示している。
まず、時刻ｔ１において、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓが立ち上がり、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とで分圧した電圧が基準電圧Ｖｒ以上になると、比較器２１の出力、即ちｅ点における出力Ｖｅ及びフリップフロップ２３のセット端子Ｓの入力レベルは、Ｌレベルになる。
フリップフロップ２３の出力、即ちａ点における出力ＶａはＨレベルとなる。すると、出力Ｖａを抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３とによる時定数だけ遅延させ、波形整形用のバッファ２４を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート信号ＶＱ１ｇｓとしてスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力する。このとき、出力Ｖａにより抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ４が充電され、コンデンサＣ４の電圧、即ちｃ点における電圧Ｖｃは、時刻ｔ１から時刻ｔ２において抵抗Ｒ２とコンデンサＣ３とによる時定数を持って上昇する。
また、出力ＶａのＨレベルはインバータ２５で反転されてＬレベルとなり、コンデンサＣ５は、出力ＶａのＨレベルによりダイオードＤ３を介して急速に充電されてＨレベルとなる。このため、アンド回路２６の出力は、Ｌレベルの状態であり、バッファ２７の出力もＬレベルであるため、スイッチング素子Ｑ２へゲート信号ＶＱ２ｇｓは出力されない。
次に、時刻ｔ２において、ｃ点の電圧がＶｒｃに達すると、比較器２２の出力、即ちｄ点における出力Ｖｄは、Ｌレベルになり、フリップフロップ２３の出力は、リセットされてＬレベルに反転する。すると、コンデンサＣ３の電圧は、ダイオードＤ１を介して急速に放電され、バッファ２４の出力はＬレベルになり、スイッチング素子Ｑ１へのゲート信号ＶＱ１ｇｓは出力されず、スイッチング素子Ｑ１はオフする。
即ち、電圧Ｖｒｃの大きさによって、時刻ｔ１から時刻ｔ２になる期間が変化する。また、帰還回路５からの信号によって、時刻ｔ１から時刻ｔ２になる期間、即ちスイッチング素子Ｑ１がオンしている期間を調整して、出力電圧Ｖ０を制御することができる。
スイッチング素子Ｑ１がオンしている時に、Ｖｉｎ→Ｑ１→Ｌｒ→Ｐ１→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で流れていた電流が、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、Ｌｒ→Ｐ１→Ｃｒｉ→Ｑ２の寄生ダイオード→Ｌｒの経路で流れるようになり、スイッチング素子Ｑ２に印加されていた電圧はなくなる。このため、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とで分圧された電圧もなくなるので、比較器２１の出力はＨレベルとなる。
また、コンデンサＣ４の電圧Ｖｃは、ダイオードＤ２を介して急速に放電して、Ｌレベルになる。このため、比較器２２の出力は、ＬレベルからＨレベルに反転する。
フリップフロップ２３のａ点における出力Ｖａが、Ｌレベルになると、インバータ２５の出力はＨレベルになり、充電されたコンデンサＣ５の電圧Ｖｂにより、アンド回路２６の入力は、ともにＨレベルとなるので、アンド回路２６の出力は、Ｈレベルになる。このＨレベルにより、抵抗Ｒ４を介してコンデンサＣ６が充電され、誤動作防止のため、僅かな遅延を有して、バッファ２７を介してスイッチング素子Ｑ２へゲート信号ＶＱ２ｇｓが出力される。また、コンデンサＣ５の電圧Ｖｂは、抵抗Ｒ３を介して徐々に放電を開始する。
次に、コンデンサＣ５の電圧Ｖｂが徐々に低下して、閾値Ｖｔｈ（アンド回路２６の閾値）になると（時刻ｔ３）、アンド回路２６の入力がＬレベルになり、アンド回路２６の出力は、Ｌレベルに反転する。すると、コンデンサＣ６の電圧は、ダイオードＤ４を介して放電し、バッファ２７の出力はＬレベルとなるため、スイッチング素子Ｑ２へゲート信号ＶＱ２ｇｓは出力されなくなる。
図４に示す例では、時刻ｔ３において、スイッチング素子Ｑ２がオフしても、リアクトルＬｒに流れる電流ＩＬｒｉは、負の電流であるので、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓは立ち上がらないから、この状態を維持する。
次に、時刻ｔ４において、リアクトルＬｒに流れる電流ＩＬｒｉが正の電流になり、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓが立ち上がる。そして、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とで分圧した電圧が所定電圧としての基準電圧Ｖｒ以上になると、比較器２１の出力、即ちｅ点における出力Ｖｅ及びフリップフロップ２３のセット端子Ｓの入力レベルは、Ｌレベルになる。このため、時刻ｔ１の動作と同様な動作に戻る。以上の動作を繰り返し行う。
また、図１５に示す例のような定常負荷時には時刻ｔ１４でスイッチング素子Ｑ２がオフしたとき、リアクトルＬｒｉに流れる電流ＩＬｒｉは正の電流となっているので、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓは立ち上がり、すぐにスイッチング素子Ｑ１はオンされる。
なお、電圧検出回路としては、例えば、図３に示すように、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との分圧電圧を比較器２１の−端子に入力し、基準電圧Ｖｒを比較器２１の＋端子に入力して、スイッチング素子Ｑ２が所定電圧以上になったことを検出しても良い。
実施例２は、スイッチング素子Ｑ２のオフ直後のスイッチング素子Ｑ２の両端電圧を監視し、スイッチング素子Ｑ２のオフ直後に電圧上昇がない場合、即ち、スイッチング素子Ｑ２のオフ時に循環電流がボディダイオードを流れている状態のときには、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスの励磁電流が十分リセットするだけの所定期間だけ、スイッチング素子Ｑ１をオンさせないようにしたことを特徴とする。
実施例２は、図１に示す実施例１の回路構成と略同様の回路構成であり、図５に示す電圧検出回路１２ｃ及び制御回路１０ａの構成のみが異なる。ここでは、図５に示す構成において、図２に示す構成に対して異なる部分についてのみ説明する。
図５に示す電圧検出回路１２ｃでは、比較器２１の−端子に基準電圧Ｖｒが入力され、比較器２１の＋端子にコンデンサＣ１とコンデンサＣ２との分圧電圧が入力される。
制御回路１０ａは、スイッチング素子Ｑ２がオフしたときに、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧が所定の電圧に達しない場合には、スイッチング素子Ｑ２がオフしたときから所定期間経過後にスイッチング素子Ｑ１をオンさせる。
制御回路１０ａは、図２に示す制御回路１０の構成にさらに、ナンド回路２８、アンド回路２９、インバータ３０、ノア回路３１、インバータ３２、抵抗Ｒ５〜Ｒ７、コンデンサＣ７〜Ｃ９、ダイオードＤ５〜Ｄ６が追加されて構成されている。
ナンド回路２８は、比較器２１からの出力と抵抗Ｒ７の電圧（ｆ点における電圧Ｖｆ）とのナンドをとる。アンド回路２９は、インバータ３０の出力とナンド回路２８の出力とのアンドをとり、その出力をフリップフロップ２３のセット端子Ｓに出力する。
インバータ３２の入力端は、アンド回路２６の出力端と抵抗Ｒ４の一端とダイオードＤ４のアノードに接続され、インバータ３２の出力端は、コンデンサＣ９と抵抗Ｒ７との直列回路を介して接地されている。抵抗Ｒ７とコンデンサＣ９との接続点は、ナンド回路２８の入力端に接続されている。
バッファ２７の出力端には、抵抗Ｒ６の一端とダイオードＤ６のアノードとが接続され、抵抗Ｒ６の他端とダイオードＤ６のカソードとはコンデンサＣ８の一端とノア回路３１の一方の入力端に接続され、コンデンサＣ８の他端は接地されている。ノア回路３１の他方の入力端は、フリップフロップ２３の出力端子Ｑに接続され、ノア回路３１の出力は、抵抗Ｒ５の一端とダイオードＤ５のカソードとに接続され、抵抗Ｒ５の他端とダイオードＤ５のアノードとはコンデンサＣ７の一端とインバータ３０の入力端に接続され、インバータ３０の出力端はアンド回路２９の一方の入力端に接続されている。コンデンサＣ７の他端は接地されている。
実施例２では、実施例１の構成に対して、フリップフロップ２３をセットさせるタイミングが異なる。電圧検出回路１２ｃとナンド回路２８とアンド回路２９とインバータ３２及びその周辺回路は、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓがＬレベルになったときに、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓが立ち上がっているか否かを検出し、電圧ＶＱ２ｄｓが立ち上がっている場合には、フリップフロップ２３をセットする。
スイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓがＬレベルになったときに、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓが立ち上がらず、電圧検出回路１２ｃとアンド回路２８とインバータ３２及びその周辺回路において、セット信号が出力されない場合は、インバータ３０とノア回路３１とその周辺回路は、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ７との時定数で生成される時間だけ遅延した後、フリップフロップ２３をセットする。
次にこのように構成された図５に示す電圧検出回路１２ｃ及び制御回路１０ａの動作を図６に示す信号のタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図６における出力Ｖａ〜Ｖｉは、図５に示すａ点〜ｉ点の電圧を示している。ここでは、インバータ３２及びその周辺回路、インバータ３０とノア回路３１とその周辺回路の動作を主として説明する。
まず、インバータ３２及びその周辺回路の動作を説明する。スイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓがＬレベルになり、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓが直ちに立ち上がる場合、即ち、通常の動作時には、比較器２１の出力及びナンド回路２８の一方の入力は、Ｈレベルとなる。
また、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓがＬレベルになったとき、即ちアンド回路２６の出力がＬレベルになると、インバータ３２の出力はＨレベルになる。ｆ点の電圧Ｖｆは、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ９との時定数で決まるので、ナンド回路２８の一方の入力は、時定数で決まる時間だけＨレベルになる。このため、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓがＬレベルになってから直ちにスイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓが立ち上がるときのみ、ナンド回路２８の出力は、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ９との時定数で決まる時間だけ、Ｌレベルを出力し、フリップフロップ２３をセットする。
一方、時刻ｔ３において、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓがＬレベルになり、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓが直ちに立ち上がらない場合（電圧ＶＱ２ｄｓが立ち上がるまでの時間が抵抗Ｒ７とコンデンサＣ９の時定数とナンド回路２８の閾値で決まる時間より長い場合）、比較器２１からナンド回路２８にはＬレベルの信号が入力される。このため、ナンド回路２８の出力は、Ｈレベルを維持する。
次に、インバータ３０とノア回路３１とその周辺回路の動作を説明する。ノア回路３１により、フリップフロップ２３の出力とスイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓとのノアをとる。スイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓがＬレベルになってから、直ちにフリップフロップ２３がセットされる場合、即ち、通常の動作の場合には、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓのＬレベル信号は抵抗Ｒ６とコンデンサＣ８により遅延されて入力されるので、ノア回路３１の入力がいずれもＬレベルになるタイミングはないので、ノア回路３１の出力はＬレベルを保持し、インバータ３０の出力はＨレベルのままである。
一方、時刻ｔ３において、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓがＬレベルになり、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓが直ちに立ち上がらない場合には、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓがＬレベルになっても、フリップフロップ２３の出力Ｖａは、時刻ｔ３〜時刻ｔ４において、Ｌレベルのままであり、ノア回路３１の出力ＶｈはＨレベルになる。このＨレベルにより、抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ７が充電される。
次に、時刻ｔ４において、コンデンサＣ７の電圧Ｖｉがインバータ３０の閾値Ｖｔｈに達すると、インバータ３０の出力は、Ｌレベルに反転する。このＬレベルがアンド回路２９に入力され、フリップフロップ２３の出力Ｖａは、Ｈレベルになる。このため、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号ＶＱ１ｇｓが出力される。
また、ノア回路３１の出力は、Ｌレベルとなり、コンデンサＣ７はダイオードＤ５を介して急速に放電されるので、インバータ３０の入力はＬレベルになり、インバータ３０の出力はＨレベルに戻る。
このように、実施例２では、スイッチング素子Ｑ２のオフ直後のスイッチング素子Ｑ２の両端電圧を監視し、スイッチング素子Ｑ２のオフ直後に電圧上昇がない場合、即ち、スイッチング素子Ｑ２のオフ時に循環電流がボディダイオードを流れている状態のときには、一次巻線Ｐ１の励磁インダクタンスの励磁電流が十分リセットするだけの所定期間だけ、スイッチング素子Ｑ１をオンさせないようにしたので、スイッチング素子Ｑ１のオン時にスイッチング素子Ｑ２のボディダイオードの逆回復時間による貫通電流を防止できる。
図７は実施例３のスイッチング電源装置の電圧検出回路及び制御回路の詳細を示す回路構成図である。
実施例３は、図５に示す実施例２の回路構成に対して、電圧検出回路１２ｃを削除し補助巻線Ｐ２を設けるとともに、図７に示す制御回路１０ｂの構成が異なる。ここでは、図７に示す構成において、図５に示す構成に対して異なる部分についてのみ説明する。
制御回路１０ｂは、スイッチング素子Ｑ２がオフしたときに、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧が所定の電圧に達しない場合には、スイッチング素子Ｑ２がオフしたときから所定期間経過後にスイッチング素子Ｑ１をオンさせるとともに、前記所定時間を補助巻線Ｐ２からの出力電圧に応じて変化させる。
補助巻線Ｐ２（巻数Ｎ３）は、二次巻線Ｓに密結合し、二次巻線Ｓで発生した電圧、即ち出力電圧Ｖｏに応じた電圧を取り出し、ダイオードＤ７及びコンデンサＣ１０とで整流平滑した電圧をナンド回路２８の一方の入力端に出力する。補助巻線Ｐ２とダイオードＤ７とコンデンサＣ１０とは本発明の出力電圧検出回路に対応する。
制御回路１０ｂは、図５に示す制御回路１０ａの構成に対して、インバータ３２、コンデンサＣ９、抵抗Ｒ７を削除し、バッファ２７の出力とナンド回路２８の入力とに接続されたインバータ３３を設けるとともに、補助巻線Ｐ２、ダイオードＤ７、コンデンサＣ１０からなる出力電圧検出回路を設けたことを特徴とする。
即ち、実施例２では、インバータ３２の周辺回路により、フリップフロップ２３がセットされているかを判定して、セットされていない場合（スイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓがＬレベルになってもスイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓが立ち上がらない。）、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ７とで生成される時定数だけ時間を遅延した後、フリップフロップ２３をセットさせたが、実施例３では、インバータ３２周辺回路を削除し、代わりに、トランスＴ１の補助巻線Ｐ２からの電圧とインバータ３３からの電圧とによってフリップフロップ２３をセットするものである。
スイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓがＬレベルになってもスイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓが立ち上がらない現象は、通常の動作では起こらない。この現象は、起動時、過電流保護回路が動作した時などのように、出力電圧が所定電圧より低下したときに発生する。
このため、実施例３では、補助巻線Ｐ２に発生する電圧をダイオードＤ７とコンデンサＣ１０とで整流平滑して、ナンド回路２８に入力する。この電圧が所定の電圧よりも高い場合には、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓがＬレベルになると、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓが立ち上がるとして、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓを検出して、フリップフロップ２３をセットする。即ち、ナンド回路２８の出力がＬレベルとなり、アンド回路２９の出力がＬレベルになるので、フリップフロップ２３がセットされる。
一方、補助巻線Ｐ２に発生する電圧をダイオードＤ７とコンデンサＣ１０とで整流平滑して、この電圧が所定の電圧よりも低い場合には、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓがＬレベルになっても、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓが立ち上がらないとし、実施例２の制御回路１０ａのインバータ３０、ノア回路３１の周辺回路によって、所定の時間を経過した後、フリップフロップ２３をセットする。
このように、補助巻線Ｐ２の出力電圧を検出して、出力電圧に応じて、所定期間を変化させることで、トランスＴ１の励磁エネルギーが十分リセットされた後に、スイッチング素子Ｑ１をオンさせることができるので、スイッチング素子Ｑ１のオン時に第２スイッチング素子のボディダイオードの逆回復時間による貫通電流を防止できる。
図８は実施例４のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。図８に示す実施例４のスイッチング電源装置は、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置に対して、トランスＴ２の一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓとを同極性とし、スイッチング素子Ｑ１がオンしたときに一次側のエネルギーを二次側の整流平滑回路に伝達するようになっている。
また、電圧検出回路１２ｄは、二次側へエネルギーを伝達するときオフしているスイッチング素子Ｑ２の両端電圧が所定の電圧以下になったときに電圧検出信号を出力する。制御回路１０ｃは、電圧検出回路１２ｄからの電圧検出信号によりスイッチング素子Ｑ２をオンさせる。
図９は実施例４のスイッチング電源装置の電圧検出回路及び制御回路の詳細を示す回路構成図である。
図９において、電圧検出回路１２ｄは、一端がスイッチング素子Ｑ２のドレインに接続された抵抗Ｒ１１と、一端が抵抗Ｒ１１の一端に接続され他端が接地された抵抗Ｒ１２と、−端子に入力される基準電圧Ｖｒと＋端子に入力される、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との分圧電圧とを比較する比較器２１とを有する。
抵抗Ｒ１とダイオードＤ１とコンデンサＣ３とバッファ２４とは、図２に示す制御回路１０では、フリップフロップ２３の出力端子Ｑとスイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に設けたが、図９に示す制御回路１０ｃでは、フリップフロップ２３の出力端子Ｑとスイッチング素子Ｑ２のゲートとの間に設けている。
また、インバータ２５、抵抗Ｒ３とダイオードＤ３とコンデンサＣ５とアンド回路２６と抵抗Ｒ４とダイオードＤ４とコンデンサＣ６とバッファ２７とは、図２に示す制御回路１０では、フリップフロップ２３の出力端子Ｑとスイッチング素子Ｑ２のゲートとの間に設けたが、図９に示す制御回路１０ｃでは、フリップフロップ２３の出力端子Ｑとスイッチング素子Ｑ１のゲートとの間に設けている。
次にこのように構成された図９に示す電圧検出回路１２ｄ及び制御回路１０ｃの動作を図１０に示す信号のタイミングチャートを参照しながら説明する。
まず、時刻ｔ１において、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓが立ち下がり、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２とで分圧した電圧が基準電圧Ｖｒ以下になると、比較器２１の出力、即ちｅ点における出力Ｖｅ及びフリップフロップ２３のセット端子Ｓの入力レベルは、Ｌレベルになる。
フリップフロップ２３の出力、即ちａ点における出力ＶａはＨレベルとなる。すると、出力Ｖａを抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３とによる時定数だけ遅延させ、波形整形用のバッファ２４を介してスイッチング素子Ｑ２のゲート信号ＶＱ２ｇｓとしてスイッチング素子Ｑ２のゲートに出力する。このとき、出力Ｖａにより抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ４が充電され、コンデンサＣ４の電圧、即ちｃ点における電圧Ｖｃは、時刻ｔ１から時刻ｔ２において抵抗Ｒ２とコンデンサＣ３とによる時定数を持って上昇する。
また、出力ＶａのＨレベルはインバータ２５で反転されてＬレベルとなり、コンデンサＣ５は、出力ＶａのＨレベルによりダイオードＤ３を介して急速に充電されてＨレベルとなる。このため、アンド回路２６の出力は、Ｌレベルの状態であり、バッファ２７の出力もＬレベルであるため、スイッチング素子Ｑ１へゲート信号ＶＱ１ｇｓは出力されない。
次に、時刻ｔ２において、ｃ点の電圧がＶｒｃに達すると、比較器２２の出力、即ちｄ点における出力Ｖｄは、Ｌレベルになり、フリップフロップ２３の出力は、リセットされてＬレベルに反転する。すると、コンデンサＣ３の電圧は、ダイオードＤ１を介して急速に放電され、バッファ２４の出力はＬレベルになり、スイッチング素子Ｑ２へのゲート信号ＶＱ２ｇｓは出力されず、スイッチング素子Ｑ２はオフする。
即ち、電圧Ｖｒｃの大きさによって、時刻ｔ１から時刻ｔ２になる期間が変化する。また、帰還回路５からの信号によって、時刻ｔ１から時刻ｔ２になる期間、即ちスイッチング素子Ｑ２がオンしている期間を調整して、出力電圧Ｖ０を制御することができる。
また、コンデンサＣ４の電圧Ｖｃは、ダイオードＤ２を介して急速に放電して、Ｌレベルになる。このため、比較器２２の出力は、ＬレベルからＨレベルに反転する。
フリップフロップ２３のａ点における出力Ｖａが、Ｌレベルになると、インバータ２５の出力はＨレベルになり、充電されたコンデンサＣ５の電圧Ｖｂにより、アンド回路２６の入力は、ともにＨレベルとなるので、アンド回路２６の出力は、Ｈレベルになる。このＨレベルにより、抵抗Ｒ４を介してコンデンサＣ６が充電され、誤動作防止のため、僅かな遅延を有して、バッファ２７を介してスイッチング素子Ｑ１へゲート信号ＶＱ１ｇｓが出力される。また、コンデンサＣ５の電圧Ｖｂは、抵抗Ｒ３を介して徐々に放電を開始する。
次に、コンデンサＣ５の電圧Ｖｂが徐々に低下して、閾値Ｖｔｈ（アンド回路２６の閾値）になると（時刻ｔ３）になると、アンド回路２６の入力がＬレベルになり、アンド回路２６の出力は、Ｌレベルに反転する。すると、コンデンサＣ６の電圧は、ダイオードＤ４を介して放電し、バッファ２７の出力はＬレベルとなるため、スイッチング素子Ｑ１へゲート信号ＶＱ１ｇｓは出力されなくなる。
図１０に示す例では、時刻ｔ３において、スイッチング素子Ｑ１がオフしても、リアクトルＬｒに流れる電流ＩＬｒｉは、負の電流であるので、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓは立ち下がらないから、この状態を維持する。
次に、時刻ｔ４において、リアクトルＬｒに流れる電流ＩＬｒｉが正の電流になり、スイッチング素子Ｑ２の電圧ＶＱ２ｄｓが立ち下がる。そして、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２とで分圧した電圧が所定電圧としての基準電圧Ｖｒ以下になると、比較器２１の出力、即ちｅ点における出力Ｖｅ及びフリップフロップ２３のセット端子Ｓの入力レベルは、Ｌレベルになる。このため、時刻ｔ１の動作と同様な動作に戻る。以上の動作を繰り返し行う。
このように実施例４のスイッチング電源装置によれば、電圧検出回路１２ｄは、スイッチング素子Ｑ２の両端電圧が所定の電圧以下になったときに電圧検出信号を出力し、制御回路１０ｃは、電圧検出回路１２ｄからの電圧検出信号によりスイッチング素子Ｑ２をオンさせるので、過負荷状態で共振はずれ状態になったときでも、ボディダイオードの逆回復時間の影響を受けず、短絡電流を防止することができる。
図１１は実施例５のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。図１１に示す実施例５のスイッチング電源装置は、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置の構成に対して、スイッチング素子Ｑ１に並列に、リアクトルＬｒとトランスＴ１の一次巻線Ｐ１（巻数Ｎ１）と電流共振コンデンサＣｒｉとからなる直列共振回路と電圧共振コンデンサＣｒｖとを接続している。
また、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓ（巻数Ｎ２）とを互いに逆相電圧が発生するように巻回し、トランスＴ１の二次巻線Ｓに、整流器Ｄ０と平滑コンデンサＣ０とからなる整流平滑回路を接続している。
また、電圧検出回路１２ｄは、二次側へエネルギーを伝達するときオフしているスイッチング素子Ｑ２の両端電圧が所定の電圧以下になったときに電圧検出信号を出力する。制御回路１０ｃは、電圧検出回路１２ｄからの電圧検出信号によりスイッチング素子Ｑ２をオンさせる。
このような実施例５のスイッチング電源装置によれば、実施例４のスイッチング電源装置の動作と略同様に動作し、実施例４のスイッチング電源装置の効果と同様な効果が得られる。
図１２は実施例６のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。図１２に示す実施例６のスイッチング電源装置は、図８に示す実施例４のスイッチング電源装置の構成に対して、スイッチング素子Ｑ１に並列に、リアクトルＬｒとトランスＴ２の一次巻線Ｐ１（巻数Ｎ１）と電流共振コンデンサＣｒｉとからなる直列共振回路と電圧共振コンデンサＣｒｖとを接続している。
また、トランスＴ２の一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓ（巻数Ｎ２）とを互いに同相電圧が発生するように巻回し、トランスＴ２の二次巻線Ｓに、整流器Ｄ０と平滑コンデンサＣ０とからなる整流平滑回路を接続している。
また、電圧検出回路１２は、二次側へエネルギーを伝達するときオンしているスイッチング素子Ｑ２の両端電圧が所定の電圧以上になったときに電圧検出信号を出力する。制御回路１０は、電圧検出回路１２からの電圧検出信号によりスイッチング素子Ｑ１をオンさせる。
このような実施例６のスイッチング電源装置によれば、実施例１のスイッチング電源装置の動作と略同様に動作し、実施例１のスイッチング電源装置の効果と同様な効果が得られる。
図１３は電圧検出回路の他の構成例を示す図である。図１３に示す電圧検出回路は、スイッチング素子Ｑ２のドレインに一端が接続されるコンデンサＣ１１と、このコンデンサＣ１１の他端がトランジスタＱ１１のベースに接続され、トランジスタＱ１１のコレクタが制御回路１０に接続され、エミッタが接地されている。この電圧検出回路は、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧の変化を検出し、検出信号を制御回路１０に出力する。
即ち、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電圧に応じてコンデンサＣ１１が充電され、このコンデンサＣ１１の充電電流によりトランジスタＱ１１がオンして、制御回路１０に検出信号を出力する。
なお、本発明は実施例１乃至実施例６に限定されるものではない。本発明は、例えば、実施例４乃至実施例６の内のいずれかの実施例と実施例２又は実施例３とを組み合わせたものであってもよい。即ち、実施例４又は実施例５において、制御回路は、二次側へエネルギーを伝達するときオンしているスイッチング素子Ｑ１がオフしたとき、電圧検出回路からの電圧検出信号がない場合には、スイッチング素子Ｑ１がオフしたときから所定期間経過後にスイッチング素子Ｑ２をオンさせるようにしても良い。
また、実施例６において、制御回路は、、二次側へエネルギーを伝達するときオンしているスイッチング素子Ｑ２がオフしたとき、電圧検出回路からの電圧検出信号がない場合には、スイッチング素子Ｑ２がオフしたときから所定期間経過後にスイッチング素子Ｑ１をオンさせるようにしても良い。
また、実施例４乃至実施例６の内のいずれかの実施例において、図７に示すような補助巻線Ｐ２を設け、制御回路は、補助巻線Ｐ２で検出された出力電圧に応じて所定期間を変化させてもよい。
また、実施例１乃至実施例６では、二次側に１組の整流平滑回路Ｄ０，Ｃ０のみを設けたが、２組以上の整流平滑回路を設けてもよい。
また、実施例１乃至実施例６では、交流電源１、全波整流回路２、及び平滑コンデンサ３を用いたが、これらの代わりに、直流電源をスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の直列回路の両端に接続するようにしても良い。
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置に適用可能である。
実施例１のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。 実施例１のスイッチング電源装置の電圧検出回路及び制御回路の詳細を示す回路構成図である。 電圧検出回路の他の構成例を示す図である。 実施例１のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例２のスイッチング電源装置の電圧検出回路及び制御回路の詳細を示す回路構成図である。 実施例２のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例３のスイッチング電源装置の電圧検出回路及び制御回路の詳細を示す回路構成図である。 実施例４のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。 実施例４のスイッチング電源装置の電圧検出回路及び制御回路の詳細を示す回路構成図である。 実施例４のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例５のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。 実施例６のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。 電圧検出回路の他の構成例を示す図である。 従来のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。 従来のスイッチング電源装置の定常時の各部における信号のタイミングチャートである。 従来のスイッチング電源装置の過負荷時の各部における信号のタイミングチャートである。 従来のスイッチング電源装置の過負荷時の各部における信号のタイミングチャートである。
符号の説明
１ 交流電源
２ 全波整流回路
３ 平滑コンデンサ
５ 帰還回路
７，１０，１０ａ，１０ｂ 制御回路
１２，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ 電圧検出回路
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｃｒｉ 電流共振コンデンサ
Ｃｒｖ 電圧共振コンデンサ
Ｌｒ リアクトル
Ｔ１ トランス
Ｐ１ 一次巻線
Ｓ 二次巻線
Ｐ２ 補助巻線

Claims (7)

  1. 交流電源の交流電圧を整流する入力整流回路の出力両端又は直流電源の両端に、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された直列回路と、
    前記いずれかのスイッチング素子の両端に、トランスの１次巻線と電流共振コンデンサとが直列に接続された共振回路と、
    前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑する少なくとも１組の整流平滑回路と、
    この整流平滑回路からの電圧に基づき前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
    前記少なくとも１組の整流平滑回路へ電力を伝達するときオンする一方のスイッチング素子の両端電圧が所定の電圧以上になったときに電圧検出信号を出力する電圧検出回路とを備え、
    前記制御回路は、前記電圧検出回路からの電圧検出信号により他方のスイッチング素子をオンさせることを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 交流電源の交流電圧を整流する入力整流回路の出力両端又は直流電源の両端に、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された直列回路と、
    前記いずれかのスイッチング素子の両端に、トランスの１次巻線と電流共振コンデンサとが直列に接続された共振回路と、
    前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子のオン期間に前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑する少なくとも１組の整流平滑回路と、
    この整流平滑回路からの電圧に基づき前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
    前記少なくとも１組の整流平滑回路へ電力を伝達するときオフしている一方のスイッチング素子の両端電圧が所定の電圧以下になったときに電圧検出信号を出力する電圧検出回路とを備え、
    前記制御回路は、前記電圧検出回路からの電圧検出信号により前記一方のスイッチング素子をオンさせることを特徴とするスイッチング電源装置。
  3. 前記電圧検出回路は、前記スイッチング素子の両端電圧の変化を検出して電圧検出信号を出力することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記制御回路は、前記少なくとも１組の整流平滑回路へ電力を伝達するときオンしている一方のスイッチング素子がオフしたとき、前記電圧検出回路からの電圧検出信号がない場合には、前記一方のスイッチング素子がオフしたときから所定期間経過後に前記他方のスイッチング素子をオンさせることを特徴とする請求項１又は請求項３記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記制御回路は、前記少なくとも１組の整流平滑回路へ電力を伝達するときオンしている前記他方のスイッチング素子がオフしたとき、前記電圧検出回路からの電圧検出信号がない場合には、前記他方のスイッチング素子がオフしたときから所定期間経過後に前記一方のスイッチング素子をオンさせることを特徴とする請求項２又は請求項３記載のスイッチング電源装置。
  6. 出力電圧を検出する出力電圧検出回路を備え、
    前記制御回路は、前記出力電圧検出回路で検出された出力電圧に応じて前記所定期間を変化させることを特徴とする請求項４又は請求項５記載のスイッチング電源装置。
  7. 前記出力電圧検出回路は、前記トランスに巻回された補助巻線を有し、該補助巻線に発生した電圧を前記出力電圧として前記制御回路に出力することを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源装置。
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