JP2016158340A - 交流−交流変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来の交流−交流変換器よりも同数以下のスイッチング素子数で従来と同等以上の線間電圧レベルをもつ交流−交流変換装置を提供する。【解決手段】三相交流電源と三相各相の入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔの間に三相の入力リアクトル１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔを各々接続し、前記入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと三相各相の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの間に、単相インバータ２０を各相毎に複数個カスケード接続し、第１の相側の、互いに隣接するいずれか２つの単相インバータどうしの共通接続点（端子Ｒ’とＵ’の共通接続点）と、第２の相側の、互いに隣接するいずれか２つの単相インバータどうしの共通接続点（端子Ｓ’とＶ’の共通接続点）と、第３の相側の、互いに隣接するいずれか２つの単相インバータどうしの共通接続点（端子Ｔ’とＷ’の共通接続点）とに、三相インバータ３０の各相の端子Ｕ”，Ｖ”，Ｗ”を各々接続した。【選択図】図１

Description

本発明は、交流入力電圧を複数レベルの交流出力電圧に変換する多重構成の交流−交流変換装置に関する。

従来、交流−交流変換装置の一例として非特許文献１に記載のものが提案されていた。非特許文献１に示されているモジュラーマトリックスコンバータは、三相交流電源Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相にＬＣフィルタを介して単位変換器を入力し、三相交流Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相を出力する交流−交流変換器である。

図４に、モジュラーマトリックスコンバータに用いる単位変換器を示す。図４において、単位変換器は、４個のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をブリッジ接続し、橋絡点間に１個のコンデンサＣ１を接続してＨブリッジ回路を構成し（図４（ｂ））、そのＨブリッジ回路を相毎に多段接続して構成されている（図４（ａ））。

Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の各入力端子に前記Ｈブリッジ回路をＮ個（Ｎは２以上の正数）カスケード接続し、３相の各最終段のＨブリッジ回路の出力をＹ結線し、その中点を出力端子ＯＵＴに接続している。

図中のＳ５〜Ｓ８は最終段のスイッチング素子であり、Ｃ２は最終段のコンデンサである。尚、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８には、ＩＧＢＴなどの自己消弧形電力用半導体が用いられる。

図４の単位変換器を３組用いることにより、図５のように三相交流−三相交流変換器を実現できる。図５は非特許文献１に示されているモジュラーマトリックスコンバータと同じ構成である。

図５の構成によれば、単位変換器のＨブリッジ回路をＮ個カスケード接続した場合に、スイッチング素子数３６Ｎ個、コンデンサ数９Ｎ個で三相交流−三相交流変換器を実現できる。

ここで、図４、図５における電圧レベル数について説明する。

図４の単位変換器の各Ｈブリッジ回路のコンデンサＣ１、Ｃ２、…の電圧をすべてＶ_cとすると、この単位変換器のＲ端子〜ＯＵＴ端子間の電圧レベル数は、Ｎ×Ｖ_c、（Ｎ−１)×Ｖ_c、…、０、…、−（Ｎ−１)×Ｖ_c、−Ｎ×Ｖ_cの（２Ｎ＋１)レベルとなる。

Ｎ＝２の場合の、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のスイッチングパターンとＲ端子〜ＯＵＴ端子間の電圧レベルの例を表１に示す。

表１において、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ３、Ｓ６、Ｓ７がオンするモードでは、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧が加算されて２Ｖ_cとなる。また、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ６、Ｓ７がオンするモードでは、コンデンサＣ２の電圧のみが出現するためＶ_cとなる。また、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ７がオンするモードでは、電流がスイッチング素子のみを通過するため零となる。また、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ７がオンするモードでは、コンデンサＣ１の電圧のみが出現するため−Ｖ_cとなる。また、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ８がオンするモードでは、コンデンサＣ２、Ｃ１の電圧が加算されて−２Ｖ_cとなる。

単位変換器のＳ端子〜ＯＵＴ端子間、Ｔ端子〜ＯＵＴ端子間も表１と同様の電圧レベルとなる。

したがって、図５の三相交流−三相交流変換器の線間出力電圧（各単位変換器のＯＵＴ端子間の電圧）のレベル数は、例えばＵＶ相の線間出力電圧Ｖ_uvであれば、Ｖ_uv＝Ｖ_u-r−Ｖ_v-r（Ｖ_u-r：Ｕ相単位変換器のＯＵＴ端子〜Ｒ端子間の電圧、Ｖ_v-r：Ｖ相単位変換器のＯＵＴ端子〜Ｒ端子間の電圧）のように、各出力相の相電圧の差分で表されるため、２Ｎ×Ｖ_c、（２Ｎ−１)×Ｖ_c、…、０、…、−（２Ｎ−１)×Ｖ_c、−２Ｎ×Ｖ_cの、（４Ｎ＋１)レベルとなる。

同様に、図５の三相交流−三相交流変換器の線間入力電圧（各単位変換器のＲ端子〜Ｓ端子間の電圧、など）のレベル数も、（４Ｎ＋１)レベルとなる。

宗島正和、他４名、「モジュラーマトリックスコンバータの制御」、平成２４年度産業応用部門大会、論文番号１−４８，Ｉ−２３７−２４０、２０１２年８月

図４、図５のようなモジュラーマトリックスコンバータは、Ｈブリッジ回路をＮ段カスケード接続した場合に、スイッチング素子数３６Ｎ個で三相交流−三相交流変換器が実現される。このため、多数のスイッチング素子を必要とし、交流−交流変換器のコストおよび寸法の面で問題があった。

本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、従来の交流−交流変換器よりも同数以下のスイッチング素子数で従来の交流−交流変換器と同等以上の線間電圧レベルをもつ交流−交流変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するための請求項１に記載の交流−交流変換装置は、交流入力電圧を複数レベルの交流出力電圧に変換する交流−交流変換装置であって、
三相交流電源と三相各相の入力端子の間に三相の入力リアクトルを各々接続し、
前記三相各相の入力端子と三相各相の出力端子の間に、単相インバータを各相毎に複数個カスケード接続し、
前記三相のうち第１の相側に接続された単相インバータであって、互いに隣接するいずれか２つの単相インバータどうしの共通接続点と、第２の相側に接続された単相インバータであって、互いに隣接するいずれか２つの単相インバータどうしの共通接続点と、第３の相側に接続された単相インバータであって、互いに隣接するいずれか２つの単相インバータどうしの共通接続点とに、三相インバータの各相の端子を各々接続した、
ことを特徴としている。

また、請求項２に記載の交流−交流変換装置は、請求項１において、前記三相各相の出力端子に接続される負荷が誘導負荷ではない場合に、前記三相各相の出力端子と負荷の間に接続された三相の出力リアクトルを備えたことを特徴としている。

また、請求項３に記載の交流−交流変換装置は、請求項１又は２において、前記単相インバータは、三相各相毎に、Ｍ（Ｍ≧２）個カスケード接続され、前記三相インバータの各相の端子は、前記第１の相側に接続されたｋ（１≦ｋ＜Ｍ）番目の単相インバータおよびｋ＋１番目の単相インバータの共通接続点と、前記第２の相側に接続されたｋ（１≦ｋ＜Ｍ）番目の単相インバータおよびｋ＋１番目の単相インバータの共通接続点と、前記第３の相側に接続されたｋ（１≦ｋ＜Ｍ）番目の単相インバータおよびｋ＋１番目（但し前記ｋはすべて同一数）の単相インバータの共通接続点とに、各々接続されていることを特徴としている。

また、請求項４に記載の交流−交流変換装置は、請求項１ないし３のいずれか１項において、前記単相インバータは、第１および第２のスイッチング素子の直列体と、第３および第４のスイッチング素子の直列体と、第１のコンデンサとを並列に接続して構成され、
前記三相インバータは、第５および第６のスイッチング素子の直列体と、第７および第８のスイッチング素子の直列体と、第９および第１０のスイッチング素子の直列体と、第２のコンデンサとを並列に接続した２レベル変換器で構成されていることを特徴としている。

上記構成によれば、従来の交流−交流変換器（モジュラーマトリックスコンバータ）のスイッチング素子数よりも少ない素子数で、同等の線間電圧レベルをもつ交流−交流変換装置を実現することができる。これによって、変換装置の小型化、低コスト化が達成される。

また、請求項５に記載の交流−交流変換装置は、請求項１ないし３のいずれか１項において、前記単相インバータは、第１および第２のスイッチング素子の直列体と、第３および第４のスイッチング素子の直列体と、第１のコンデンサとを並列に接続して構成され、
前記三相インバータは、第１１〜第１４のスイッチング素子の直列体と、第１５〜第１８のスイッチング素子の直列体と、第１９〜第２２のスイッチング素子の直列体と、第３および第４のコンデンサの直列体とを並列に接続し、前記第１１および第１２のスイッチング素子の共通接続点と第１３および第１４のスイッチング素子の共通接続点の間に第１および第２のダイオードを直列に接続し、前記第１５および第１６のスイッチング素子の共通接続点と第１７および第１８のスイッチング素子の共通接続点の間に第３および第４のダイオードを直列に接続し、前記第１９および第２０のスイッチング素子の共通接続点と第２１および第２２のスイッチング素子の共通接続点の間に第５および第６のダイオードを直列に接続し、前記第１および第２のダイオードの共通接続点と、第３および第４のダイオードの共通接続点と、第５および第６のダイオードの共通接続点と、前記第３および第４のコンデンサの共通接続点とを接続して中性点とした３レベル変換器で構成されていることを特徴としている。

上記構成によれば、従来の交流−交流変換器（モジュラーマトリックスコンバータ）のスイッチング素子数よりも同等もしくは少ない素子数で、より高い線間電圧レベルをもつ交流−交流変換装置を実現することができる。これによって、変換装置の小型化、低コスト化が達成される。

（１）請求項１〜５に記載の発明によれば、従来の交流−交流変換器よりも同数以下のスイッチング素子数で従来の交流−交流変換器と同等以上の線間電圧レベルをもつ交流−交流変換装置を実現することができる。これによって、変換装置の小型化、低コスト化が達成される。
（２）請求項４に記載の発明によれば、従来の交流−交流変換器のスイッチング素子数よりも少ない素子数で、同等の線間電圧レベルをもつ交流−交流変換装置を実現することができる。
（３）請求項５に記載の発明によれば、従来の交流−交流変換器のスイッチング素子数よりも同等もしくは少ない素子数で、より高い線間電圧レベルをもつ交流−交流変換装置を実現することができる。

また、より高い線間電圧レベルが得られるため、各々の電圧の高調波歪をより抑制することができる。さらに、高調波歪の抑制により、入力リアクトル、出力リアクトルを小型化できる効果が得られる。

本発明の実施形態例を示す構成図。 本発明の実施例で用いる単位変換器を表し、（ａ）は実施例１、２で用いる単相インバータの回路図、（ｂ）は実施例１で用いる三相インバータの回路図。 本発明の実施例２で用いる単位変換器（三相インバータ）の回路図。 従来のモジュラーマトリックスコンバータの単位変換器の構成図。 従来の三相交流−三相交流変換器の一例を示す構成図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。本実施形態例では、単相インバータと三相インバータを図１のように組み合わせることで、従来の交流−交流変換器よりも同数以下のスイッチング素子数で従来の交流−交流変換器と同等以上の線間電圧レベルをもつ交流−交流変換装置を実現した。

図１において、１００は三相交流−三相交流変換器１００であり、その三相各相の入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと外部入力端子Ｒ０，Ｓ０，Ｔ０の間には、入力リアクトル１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔが各々接続されている（三相の入力リアクトルをＬ_inと称する）。

外部入力端子Ｒ０，Ｓ０，Ｔ０には、図示省略の三相交流電源が接続される。三相交流−三相交流変換器１００の第１の相の入力端子Ｒと出力端子Ｕの間には、例えば後述する図２（ａ）の４個のスイッチング素子と１個のコンデンサから成る単相インバータ２０が複数個（複数段、Ｍ個（Ｍ≧２））カスケード接続され、第２の相の入力端子Ｓと出力端子Ｖの間には、前記単相インバータ２０が複数個（複数段、Ｍ個（Ｍ≧２））カスケード接続され、第３の相の入力端子Ｔと出力端子Ｗの間には、前記単相インバータ２０が複数個（複数段、Ｍ個（Ｍ≧２））カスケード接続されている。

カスケード接続された単相インバータ２０…の、各相の、互いに隣接するいずれか２つの単相インバータどうしの共通接続点には、三相インバータ３０の各相の端子Ｕ”，Ｖ”，Ｗ”が各々接続されている。

すなわち、各相のＭ個の単相インバータ２０のうち、入力端子（Ｒ，Ｓ，Ｔ）側のｋ（１≦ｋ＜Ｍ）番目の単相インバータ２０の、出力端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）側の端子Ｒ’，Ｓ’，Ｔ’と、出力端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）側のｋ＋１番目の単相インバータ２０の、入力端子（Ｒ，Ｓ，Ｔ）側の端子Ｕ’，Ｖ’，Ｗ’との各共通接続点には、三相インバータ３０の各相の端子Ｕ”，Ｖ”，Ｗ”が各々接続されている。

本実施形態例では、入力端子（Ｒ，Ｓ，Ｔ）側の単相インバータ２０のカスケード接続個数と出力端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）側の単相インバータ２０のカスケード接続個数を同一としている（すなわち、三相インバータ３０の接続点を、カスケード接続された単相インバータ２０…の中間点としている）（例えば各相ともにカスケード接続個数Ｍを４としｋを２としている）が、これに限らず両者を異なる接続個数としてもよい。

すなわち、各相の単相インバータ２０のカスケード接続個数Ｍを３としｋを１又は２とする、Ｍを４としｋを１又は２又は３とする等に構成してもよい。

三相交流−三相交流変換器１００の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗと外部出力端子Ｕ０，Ｖ０，Ｗ０の間には、出力リアクトル１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗが各々接続されている（三相の出力リアクトルをＬ_OUTと称する）。外部出力端子Ｕ０，Ｖ０，Ｗ０には図示省略の負荷が接続される。尚、誘導性の負荷が接続される場合は、前記出力リアクトルＬ_OUTを省略することができる。

以上のように本実施形態例は、複数個の単相インバータ２０と１個の三相インバータ３０を組み合わせ、および、入力のインダクタンス成分（入力リアクトルＬ_in）と出力のインダクタンス成分（出力リアクトルＬ_OUT又は誘導性負荷のインダクタンス）を利用して、単相インバータ２０のコンデンサ電圧を制御し、三相インバータ３０からの出力電圧に各単相インバータの電圧を加減算することで、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔ、出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗにマルチレベル電圧波形を発生させるように構成している。

以下、具体的な実施例を説明する。

本実施例１では、図１の単相インバータ２０…に、図２（ａ）に示す単位変換器を各々用い、図１の三相インバータ３０に、図２（ｂ）に示す２レベル変換器を用いて、三相交流−三相交流変換器１００を構成した。

図２（ａ）における、単相インバータ２０は、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の直列体と、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の直列体と、コンデンサＣ１とを並列に接続することで、４個のスイッチング素子と１個のコンデンサから成るＨブリッジ回路を構成している。

図２（ｂ）における三相インバータ３０は、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の直列体と、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の直列体と、スイッチング素子Ｓ９およびＳ１０の直列体と、コンデンサＣ２とを並列に接続することで、６個のスイッチング素子と１個のコンデンサから成る２レベル変換器を構成している。

尚、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の共通接続点はＵ相の端子Ｕ”に接続され、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の共通接続点はＶ相の端子Ｖ”に接続され、スイッチング素子Ｓ９およびＳ１０の共通接続点はＷ相の端子Ｗ”に接続されている。

また、下アーム側のスイッチング素子Ｓ６，Ｓ８，Ｓ１０およびコンデンサＣ２の共通接続点を中性点端子Ｎとしている。本実施例１におけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１０は、例えばＩＧＢＴなどの自己消弧形電力用半導体が用いられる。

三相各相にカスケード接続された単相インバータ２０の個数を、入力側（図１の端子Ｒ，Ｓ，ＴとＲ’，Ｓ’，Ｔ’の間に接続された単相インバータ２０）、出力側（図１の端子Ｕ，Ｖ，ＷとＵ’，Ｖ’，Ｗ’の間に接続された単相インバータ２０）それぞれｋ個とすると、スイッチング素子は、各相の入力側に４ｋ個、出力側に４ｋ個、三相インバータ３０に６個必要となる。

したがって、三相交流−三相交流変換器１００としては２４ｋ＋６個のスイッチング素子で実現可能である。

次に、本実施例１の回路の電圧レベル数について説明する。

図２（ａ）の回路を適用した図１の各単相インバータ２０のコンデンサＣ１の電圧をＶ_c、図２（ｂ）を適用した三相インバータ３０のコンデンサＣ２の電圧をＶ_cとする。

単相インバータ２０の出力電圧（スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の共通接続点と、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の共通接続点との間の電圧）のレベル数はＶ_c、０、−Ｖ_cの３レベルであり、そのスイッチングパターン例を表２に示す。

表２において、出力電圧レベルは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンするモードではコンデンサＣ１の電圧が出現するためＶ_cとなり、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンするモードおよびスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオンするモードでは電流がスイッチング素子のみを通過するため零となり、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオンするモードではコンデンサＣ１の前記と逆向きの電圧が出現するため−Ｖ_cとなる。

また、三相インバータ３０のＵ相出力電圧（Ｕ”端子〜Ｎ端子間の電圧）のレベル数はＶ_c，０の２レベルであり、そのスイッチングパターン例を表３に示す。

表３において、出力電圧レベルは、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ８，Ｓ１０がオンするモードではコンデンサＣ２の電圧が出現するためＶ_cとなり、スイッチング素子Ｓ６，Ｓ７，Ｓ９がオンするモードでは電流がスイッチング素子のみを通過するため零となる。

Ｖ相出力電圧（Ｖ”端子〜Ｎ端子間の電圧）およびＷ相出力電圧（Ｗ”端子〜Ｎ端子間の電圧）も同様となる。

よって、三相インバータ３０のＮ端子と図１の出力端子（Ｕ端子もしくはＶ端子もしくはＷ端子）間の電圧（各出力相の相電圧）のレベル数は、（ｋ＋１）×Ｖ_c、ｋ×Ｖ_c、…、０、…、−ｋ×Ｖ_cの、（２ｋ＋２）レベルとなる。

すなわち、ｋ＝１の場合は２Ｖ_c、Ｖ_c、０、−Ｖ_cの４レベルとなる。またｋ＝２の場合は３Ｖ_c、２Ｖ_c、Ｖ_c、０、−Ｖ_c、−２Ｖ_c、の６レベルとなる。またｋ＝３の場合は４Ｖ_c、３Ｖ_c、２Ｖ_c、Ｖ_c、０、−Ｖ_c、−２Ｖ_c、−３Ｖ_cの８レベルとなる。

したがって、図１の三相交流−三相交流変換器１００の線間出力電圧（Ｕ端子〜Ｖ端子間の電圧など）のレベル数は、各出力相の相電圧（Ｕ”端子〜Ｎ端子間の電圧など）の差分で表されるため、（２ｋ＋１）×Ｖ_c、２ｋ×Ｖ_c、…、０、…、−２ｋ×Ｖ_cの、（４ｋ＋２）レベルとなる。

すなわちｋ＝１の場合は３Ｖ_c、２Ｖ_c、Ｖ_c、０、−Ｖ_c、−２Ｖ_c、の６レベルとなる。またｋ＝２の場合は５Ｖ_c、４Ｖ_c、３Ｖ_c、２Ｖ_c、Ｖ_c、０、−Ｖ_c、−２Ｖ_c、−３Ｖ_c、−４Ｖ_cの１０レベルとなる。

但し、線間出力電圧波形の正極側波形と負極側波形の均等性を考慮すると、（２ｋ＋１）×Ｖ_cの電圧は、対応する負極側の電圧レベル−（２ｋ＋１）×Ｖ_cが無いため、（２ｋ＋１）×Ｖ_cを適用することができず、実施例１における適用可能な線間出力電圧レベル数は（４ｋ＋２）−１＝（４ｋ＋１）レベルとなる。

すなわち、例えばｋ＝１の場合、３Ｖ_c、２Ｖ_c、Ｖ_c、０、−Ｖ_c、−２Ｖ_c、には、３Ｖ_cに対応する−３Ｖ_cが存在しないため３Ｖ_cを適用することができず、また例えばｋ＝２の場合、５Ｖ_c、４Ｖ_c、３Ｖ_c、２Ｖ_c、Ｖ_c、０、−Ｖ_c、−２Ｖ_c、−３Ｖ_c、−４Ｖ_cには、５Ｖ_cに対応する−５Ｖ_cが存在しないため５Ｖ_cを適用することができない。

同様に、図１の三相交流−三相交流変換器１００の線間入力電圧（Ｒ端子〜Ｓ端子間の電圧など）のレベル数も（４ｋ＋１）レベルとなる。

本実施例１（図１、図２の構成）と図５の従来回路の、スイッチング素子数、線間入力電圧レベル数、線間出力電圧レベル数を比較すると表４となる。

例として表４にｋ＝１、Ｎ＝１を代入すると、本実施例１ではスイッチング素子数＝３０、電圧レベル数＝５となる。従来回路ではスイッチング素子数＝３６、電圧レベル数＝５となる。

表４から、本実施例１は、従来回路よりも少ないスイッチング素子数で同等の線間入力電圧レベル数および線間出力電圧レベル数を実現できることがわかる。

本実施例２では、図１の単相インバータ２０…に、図２（ａ）に示す単位変換器を各々用い、図１の三相インバータ３０に、図３に示す３レベル変換器を用いて、三相交流−三相交流変換器１００を構成した。

図３における三相インバータ３０は、次のように構成されている。スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４の直列回路と、スイッチング素子Ｓ１５〜Ｓ１８の直列回路と、スイッチング素子Ｓ１９〜Ｓ２２の直列回路と、コンデンサＣ３およびＣ４の直列回路は並列に接続されている。

スイッチング素子Ｓ１１およびＳ１２の共通接続点とスイッチング素子Ｓ１３およびＳ１４の共通接続点の間には図示極性のダイオードＤ１およびＤ２が直列に接続され、スイッチング素子Ｓ１５およびＳ１６の共通接続点とスイッチング素子Ｓ１７およびＳ１８の共通接続点の間には図示極性のダイオードＤ３およびＤ４が直列に接続され、スイッチング素子Ｓ１９およびＳ２０の共通接続点とスイッチング素子Ｓ２１およびＳ２２の共通接続点の間には図示極性のダイオードＤ５およびＤ６が直列に接続されている。

ダイオードＤ１およびＤ２の共通接続点と、ダイオードＤ３およびＤ４の共通接続点と、ダイオードＤ５およびＤ６の共通接続点と、コンデンサＣ３およびＣ４の共通接続点は、中性点端子Ｎに各々接続されている。

スイッチング素子Ｓ１２およびＳ１３の共通接続点はＵ相の端子Ｕ”に接続され、スイッチング素子Ｓ１６およびＳ１７の共通接続点はＶ相の端子Ｖ”に接続され、スイッチング素子Ｓ２０およびＳ２１の共通接続点はＷ相の端子Ｗ”に接続されている。

本実施例２におけるスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ２２は、例えばＩＧＢＴなどの自己消弧形電力用半導体が用いられる。

三相各相にカスケード接続された単相インバータ２０の個数を、入力側（図１の端子Ｒ，Ｓ，ＴとＲ’，Ｓ’，Ｔ’の間に接続された単相インバータ２０）、出力側（図１の端子Ｕ，Ｖ，ＷとＵ’，Ｖ’，Ｗ’の間に接続された単相インバータ２０）それぞれｋ個とすると、各相の入力側に４ｋ個、出力側に４ｋ個、三相インバータ３０に１２個のスイッチング素子と、三相インバータ３０に６個のダイオードが必要となる。

したがって、三相交流−三相交流変換器１００としては２４ｋ＋１２個のスイッチング素子と６個のダイオードとで実現可能である。

次に、本実施例２の回路の電圧レベル数について説明する。

図２（ａ）の回路を適用した図１の各単相インバータ２０のコンデンサＣ１の電圧をＶ_c、図３を適用した三相インバータ３０のコンデンサＣ３、Ｃ４の電圧を各々Ｖ_cとする。

単相インバータ２０の出力電圧レベルは、実施例１と同じ図２（ａ）の回路を用いているので、（Ｖ_c、０、−Ｖ_c）の３レベルである。三相インバータ３０のＵ相電圧（Ｕ”端子〜Ｎ端子間の電圧）のレベル数は、（Ｖ_c、０、−Ｖ_c）の３レベルであり、そのスイッチングパターン例を表５に示す。

表５において、出力電圧レベルは、スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２がオンするモードではコンデンサＣ３の電圧が出現するためＶ_cとなり、スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ１３がオンするモードでは電流がスイッチング素子のみを通過するため零となり、スイッチング素子Ｓ１３，Ｓ１４がオンするモードではコンデンサＣ４の前記と逆向きの電圧が出現するため−Ｖ_cとなる。

Ｖ相出力電圧（Ｖ”端子〜Ｎ端子間の電圧）およびＷ相出力電圧（Ｗ”端子〜Ｎ端子間の電圧）も同様となる。

よって、三相インバータ３０のＮ端子と図１の出力端子（Ｕ端子もしくはＶ端子もしくはＷ端子）間の電圧（各出力相の相電圧）のレベル数は、（ｋ＋１）×Ｖ_c、ｋ×Ｖ_c、…、０、…、−ｋ×Ｖ_c、−（ｋ＋１）×Ｖ_cの、（２ｋ＋３）レベルとなる。

すなわち、ｋ＝１の場合は２Ｖ_c、Ｖ_c、０、−Ｖ_c、−２Ｖ_cの５レベルとなる。またｋ＝２の場合は３Ｖ_c、２Ｖ_c、Ｖ_c、０、−Ｖ_c、−２Ｖ_c、−３Ｖ_cの７レベルとなる。またｋ＝３の場合は４Ｖ_c、３Ｖ_c、２Ｖ_c、Ｖ_c、０、−Ｖ_c、−２Ｖ_c、−３Ｖ_c、−４Ｖ_cの９レベルとなる。

したがって、図１の三相交流−三相交流変換器１００の線間出力電圧（Ｕ端子〜Ｖ端子間の電圧など）のレベル数は、各出力相の相電圧（Ｕ”端子〜Ｎ端子間の電圧など）の差分で表されるため、２（ｋ＋１）×Ｖ_c、（２ｋ＋１）×Ｖ_c、…、０、…、−（２ｋ＋１）×Ｖ_c、−２（ｋ＋１）×Ｖ_cの、（４ｋ＋５）レベルとなる。

すなわちｋ＝１の場合は、４Ｖ_c、３Ｖ_c、２Ｖ_c、Ｖ_c、０、−Ｖ_c、−２Ｖ_c、−３Ｖ_c、−４Ｖ_cの９レベルとなる。またｋ＝２の場合は、６Ｖ_c、５Ｖ_c、４Ｖ_c、３Ｖ_c、２Ｖ_c、Ｖ_c、０、−Ｖ_c、−２Ｖ_c、−３Ｖ_c、−４Ｖ_c、−５Ｖ_c、−６Ｖ_cの１３レベルとなる。

同様に、図１の三相交流−三相交流変換器１００の線間入力電圧（Ｒ端子〜Ｓ端子間の電圧など）のレベル数も（４ｋ＋５）レベルとなる。

本実施例２（図１、図２（ａ）、図３の構成）と図５の従来回路の、スイッチング素子数、線間入力電圧レベル数、線間出力電圧レベル数を比較すると表６となる。

例として表６にｋ＝１、Ｎ＝１を代入すると、本実施例２ではスイッチング素子数＝３６、電圧レベル数＝９となる。従来回路ではスイッチング素子数＝３６、電圧レベル数＝５となる。

表６から、本実施例２は、従来回路と同数（ｋ＝Ｎ＝１の場合）、又は少ないスイッチング素子数でより高い線間入力電圧レベル数および線間出力電圧レベル数を実現できることがわかる。

また実施例１と比較すると、スイッチング素子数は増加するが、線間入力電圧および線間出力電圧のレベル数が増加しており、各々の電圧の高調波歪をより抑制できる効果を有する。さらに、電圧の高調波歪の抑制は、入力リアクトルＬ_inおよび出力リアクトルＬ_OUTの小型化の効果ももたらす。

尚、実施例２では、三相インバータ３０に図３の３レベル変換器を用いたが、そのスイッチング素子数（図３では１２個）が同数以下であれば、他の回路構成の３レベル変換器を三相インバータ３０に適用してもよい。

本実施例３では、図１の回路構成において、三相インバータ３０として、２レベル以上の電圧を出力可能な任意のマルチレベル変換器を、図２（ｂ）（実施例１）および図３（実施例２）の三相インバータの代わりに適用するものである。

このように構成することで、三相インバータ３０に、例えば３レベル以上の電圧を出力可能なマルチレベル変換器を用いた場合、より高い線間入力電圧レベル数および線間出力電圧レベル数を実現することができる。

１１Ｒ，１１Ｓ，１１Ｔ，Ｌ_in…入力リアクトル
１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ，Ｌ_OUT…出力リアクトル
２０…単相インバータ
３０…三相インバータ
１００…三相交流−三相交流変換器
Ｒ，Ｓ，Ｔ…入力端子
Ｒ０，Ｓ０，Ｔ０…外部入力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ…出力端子
Ｕ０，Ｖ０，Ｗ０…外部出力端子
Ｕ”，Ｖ”，Ｗ”…三相インバータの各相端子
Ｃ１〜Ｃ４…コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード
Ｎ…中性点端子
Ｓ１〜Ｓ２２…スイッチング素子

Claims (5)

1. 交流入力電圧を複数レベルの交流出力電圧に変換する交流−交流変換装置であって、
   三相交流電源と三相各相の入力端子の間に三相の入力リアクトルを各々接続し、
   前記三相各相の入力端子と三相各相の出力端子の間に、単相インバータを各相毎に複数個カスケード接続し、
   前記三相のうち第１の相側に接続された単相インバータであって、互いに隣接するいずれか２つの単相インバータどうしの共通接続点と、第２の相側に接続された単相インバータであって、互いに隣接するいずれか２つの単相インバータどうしの共通接続点と、第３の相側に接続された単相インバータであって、互いに隣接するいずれか２つの単相インバータどうしの共通接続点とに、三相インバータの各相の端子を各々接続した、
   ことを特徴とする交流−交流変換装置。
2. 前記三相各相の出力端子に接続される負荷が誘導負荷ではない場合に、前記三相各相の出力端子と負荷の間に接続された三相の出力リアクトルを備えたことを特徴とする請求項１に記載の交流−交流変換装置。
3. 前記単相インバータは、三相各相毎に、Ｍ（Ｍ≧２）個カスケード接続され、
   前記三相インバータの各相の端子は、前記第１の相側に接続されたｋ（１≦ｋ＜Ｍ）番目の単相インバータおよびｋ＋１番目の単相インバータの共通接続点と、前記第２の相側に接続されたｋ（１≦ｋ＜Ｍ）番目の単相インバータおよびｋ＋１番目の単相インバータの共通接続点と、前記第３の相側に接続されたｋ（１≦ｋ＜Ｍ）番目の単相インバータおよびｋ＋１番目（但し前記ｋはすべて同一数）の単相インバータの共通接続点とに、各々接続されている
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の交流−交流変換装置。
4. 前記単相インバータは、第１および第２のスイッチング素子の直列体と、第３および第４のスイッチング素子の直列体と、第１のコンデンサとを並列に接続して構成され、
   前記三相インバータは、第５および第６のスイッチング素子の直列体と、第７および第８のスイッチング素子の直列体と、第９および第１０のスイッチング素子の直列体と、第２のコンデンサとを並列に接続した２レベル変換器で構成されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の交流−交流変換装置。
5. 前記単相インバータは、第１および第２のスイッチング素子の直列体と、第３および第４のスイッチング素子の直列体と、第１のコンデンサとを並列に接続して構成され、
   前記三相インバータは、第１１〜第１４のスイッチング素子の直列体と、第１５〜第１８のスイッチング素子の直列体と、第１９〜第２２のスイッチング素子の直列体と、第３および第４のコンデンサの直列体とを並列に接続し、前記第１１および第１２のスイッチング素子の共通接続点と第１３および第１４のスイッチング素子の共通接続点の間に第１および第２のダイオードを直列に接続し、前記第１５および第１６のスイッチング素子の共通接続点と第１７および第１８のスイッチング素子の共通接続点の間に第３および第４のダイオードを直列に接続し、前記第１９および第２０のスイッチング素子の共通接続点と第２１および第２２のスイッチング素子の共通接続点の間に第５および第６のダイオードを直列に接続し、前記第１および第２のダイオードの共通接続点と、第３および第４のダイオードの共通接続点と、第５および第６のダイオードの共通接続点と、前記第３および第４のコンデンサの共通接続点とを接続して中性点とした３レベル変換器で構成されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の交流−交流変換装置。

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