JP2010088150A - 充電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】耐環境性を重視しつつ、高力率かつ短時間に２次電池の充電を行うことが可能な小型の充電装置を提供する。
【解決手段】交流入力電圧Ｖacin、交流入力電流Ｉacinおよび最大出力電圧Ｖmaxに基づき、スイッチング素子ＳＷ１に対するスイッチング駆動の際の時比率を制御する。適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧Ｖoutによる充電が可能となり、定電圧かつ定電流によって充電を行う場合と比べ、容量の小さな平滑コンデンサ１５Ｃを使用することが可能となる。また、交流入力電流Ｉacinに含まれる高調波電流も低減されるため、力率が向上する。さらに、このような時比率の制御の際に、交流入力電流Ｉacinの波形が、基本波成分とその高調波成分とを含むものとなるようにする。目標とする力率の値に応じて、交流入力電流Ｉacinにおける最大電流の時間軸に沿った分散の度合いが、調整可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子を含んで構成されると共に２次電池に対して充電を行うための充電装置に関する。

従来、スイッチング素子を含んで構成されたスイッチング電源装置として、種々のものが提案されている（例えば、特許文献１）。このうち、２次電池を充電するためのスイッチング電源装置（充電装置）では、例えば、商用電源から入力された交流電圧（商用電圧）を整流した後、この整流した電圧をスイッチング素子によりスイッチングすると共に、このスイッチングにより得られた電圧を平滑コンデンサなどにより平滑し、これにより得られる直流電圧に基づき、定電圧かつ定電流により２次電池を充電するようになっている。またこの際、商用電源から電力を得るには、規格により、入力側の高調波電流をある程度低減させる必要がある。

特開２００４−３０４９６１号公報

そこで、従来より、様々な力率改善方式の充電装置が提案されている。これらの充電装置では、大容量の平滑コンデンサ等を用いて交流電力を直流化することが必須となっている。これは、十分な容量の平滑コンデンサ等を用いないと、充電装置からの出力電圧が脈流を含むものとなってしまい、上記したような直流電圧による定電圧かつ定電流の充電が困難となってしまうからである。このような理由から、従来の力率改善方式の充電装置では、出力電圧の変化を低減させるために、電解コンデンサなどの大容量の平滑コンデンサが用いられている。電解コンデンサは、容量、コスト、体積の観点から、平滑コンデンサに最適なデバイスである。

ところが、この電解コンデンサは、耐環境性に問題があることが判っている。近年注目されている車載用２次電池の充電用途では、前述の力率改善方式の充電装置を、車に搭載する必要がある。このとき、充電装置には、車載環境に耐えられることが求められる。このような要求に対し、電解コンデンサを用いた充電装置では、特性安定性や寿命特性を満たすことができない。そこで、現在は大容量および高耐圧のフィルムコンデンサを用いた充電装置が使用されているが、充電装置自体が大型化してしまうという問題があった。

ここで、上記特許文献１のスイッチング電源装置では、出力電流の平均値および出力電圧値を補正用帰還ループの入力信号として用いることにより、スイッチング素子を駆動する際の時比率（デューティ比）を制御するようになっている。そこで、このような時比率の制御動作を、充電装置内のスイッチング素子に対しても適用することが考えられる。しかしながら、この特許文献１では、出力電流の平均値を用いて時比率を制御しているため、高力率を得るには上述したような大容量の平滑コンデンサを用いる必要があり、耐環境性を考慮した２次電池の充電装置に用いるには、装置の小型化が難しいと考えられる。

このように従来の技術では、耐環境性を重視した装置構成を大型化させることなく、高力率により２次電池の充電を行うことが困難であり、改善の余地があった。

そこで、スイッチング駆動の際の時比率を制御することにより、２次電池に対し、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧による充電を行うことが考えられる。このような構成とした場合、交流入力電流に含まれる高調波電流が低減され得るため、従来よりも力率を向上させることが可能となると共に、従来のように定電圧かつ定電流によって充電を行う場合と比べ、容量の小さな平滑コンデンサを使用することが可能となると考えられるからである。

ところが、このような手法を用いた場合、２次電池のＩ−Ｖ特性（電流−電圧特性）に起因して、２次電池に対する充電が進行するのに従って、充電電流の最大値が徐々に小さくなってしまう。したがって、充電時間がある程度長くかかってしまうことになり、この手法においてもまだ改善の余地があった。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、耐環境性を重視しつつ、高力率かつ短時間に２次電池の充電を行うことが可能な小型の充電装置を提供することにある。

本発明の第１の充電装置は、２次電池に対して充電を行うためのものであって、交流入力電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、この整流電圧をスイッチングしてパルス電圧を生成するためのスイッチング素子と、このパルス電圧を平滑化することによって２次電池へ供給するための出力電圧を生成する平滑コンデンサと、スイッチング素子に対してパルス幅変調によりスイッチング駆動を行う制御部とを備えたものである。ここで、この制御部は、上記交流入力電圧と、上記整流回路へ流入する交流入力電流と、上記出力電圧における所定期間内の最大値である最大出力電圧とに基づいて、上記交流入力電流の波形が、交流入力電圧に対応する正弦波からなる基本波成分とその高調波成分とを含むものとなるように、上記スイッチング駆動の際の時比率を制御するようになっている。なお、「交流入力電圧」とは、電気機器の電源電圧として使用される電圧を含み、いわゆる商用電源に好適に用いられる。

本発明の第１の充電装置では、交流入力電圧が整流回路において整流されることにより整流電圧が生成され、この整流電圧がスイッチング素子によってスイッチングされることによりパルス電圧が生成され、このパルス電圧が平滑コンデンサによって平滑化されることにより出力電圧が生成され、この出力電圧が２次電池へ供給されることによって、２次電池に対する充電がなされる。また、上記交流入力電圧、上記交流入力電流および上記最大出力電圧に基づいて、スイッチング素子に対するパルス幅変調によるスイッチング駆動の際の時比率が制御されることにより、２次電池に対し、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧による充電がなされ得るようになる。これにより、交流入力電流に含まれる高調波電流が低減され得る。さらに、このような時比率の制御の際に、交流入力電流の波形が、交流入力電圧に対応する正弦波からなる基本波成分とその高調波成分とを含むものとなるようになされるため、交流入力電流におけるピーク電流が時間軸に沿って分散されると共に、充電の際の目標とする力率の値に応じて、この分散の度合いの調整が可能となる。

本発明の第１の充電装置では、上記制御部が、出力電圧から最大出力電圧を上記所定期間ごとに検出すると共にこの検出した最大出力電圧を用いて時比率の制御を行うようにすることが可能である。また、この場合において、上記制御部が、最大出力電圧と、充電の際の目標とする力率とに基づいて、基本波成分の波高値と高調波成分の波高値とを決定するようにすることが可能である。また、上記制御部が、最大出力電圧の検出を、交流入力電圧における周期の少なくとも半周期分の期間ごとに行うようにすることが可能である。

本発明の第１の充電装置では、上記制御部が、最大出力電圧に基づいて、交流入力電流における所定期間内の目標値であり、かつ高調波成分を加味した目標入力電流を設定すると共に、この設定した目標入力電流を用いて時比率の制御を行うようにするのが好ましい。このように構成した場合、所定期間内の出力電圧の最大値である最大出力電圧の大きさに応じて、所定期間内の交流入力電流の目標値が設定されることにより、最大出力電圧の大きさに応じた入力電流値の調整が可能となり、２次電池に対し、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧による充電がなされ得るようになる。これにより、交流入力電流に含まれる高調波電流の抑制が可能になる。また、このような目標入力電流の設定の際に、高調波成分が加味されていることにより、充電の際の目標とする力率の値に応じて、目標入力電流の設定が可能となる。

この場合において、上記制御部が、最大出力電圧と所定の第１閾値電圧との比較結果に基づいて目標入力電流の設定を行うようにすることが可能である。具体的には、例えば、上記制御部が、最大出力電圧（Ｖmax）が上記第１閾値電圧（Ｖｔ１）よりも大きい場合には、以下の（１）式を用いて前記目標入力電流（Ｉ０）の設定を行うと共に、最大出力電圧（Ｖmax）が上記第１閾値電圧（Ｖｔ１）以下である場合には、以下の（２）式を用いて、現在の目標入力電流（Ｉ０（ｎ））から新たな目標入力電流（Ｉ０（ｎ＋１））へ目標入力電流の再設定を行うようにすることが可能である。なお、（２）式中のＧａｉｎは、高調波成分を加味することによる交流入力電流の増加分に対応するゲインを表している。このように構成した場合、最大出力電圧の大きさに応じて、目標入力電流が目標最大電流値となるような設定がなされることにより、２次電池に対し適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧による充電がなされ得るようになる。これにより、交流入力電流に含まれる高調波電流の抑制が可能になる。また、（２）式において、Ｇａｉｎを乗じていることにより、基本波成分に高調波成分が加味され、交流入力電流の増加が可能となる。
Ｉ０＝Ｉmax（所定の目標最大電流値） …（１）
Ｉ０（ｎ＋１）＝Ｉ０（ｎ）×（Ｖｔ１／Ｖmax）×Ｇａｉｎ …（２）

また、上記制御部が、最大出力電圧と、上記第１閾値電圧よりも低電圧である第２閾値電圧との比較結果に基づいて、目標入力電流の設定を行うようにするのが好ましい。このように構成した場合、例えば、第１閾値電圧を、２次電池に対する正常な充電が可能な最大出力電圧値に設定すると共に、第２閾値電圧を、交流入力電流に含まれる高調波電流低減のための最大出力電圧値に設定することにより、入力側の高調波電流を低減しつつ、過大な充電による２次電池の劣化が回避可能となる。

また、上記制御部が、目標入力電流の設定を、交流入力電圧における周期の半周期分の期間ごとに行うようにすることが可能である。この場合、上記制御部が、目標入力電流の設定を、交流入力電圧におけるゼロクロスポイント付近のタイミングで行うようにするのが好ましい。このように構成した場合、交流入力電流に含まれる高調波電流が、より効果的に低減される。また、この場合、上記制御部が、交流入力電圧におけるゼロクロスポイントを検出すると共に、このゼロクロスポイント検出部により検出されたゼロクロスポイントに同期させて交流入力電圧を演算で求め、求まった交流入力電圧を用いて目標入力電流の設定を行うようにするのがより好ましい。このように構成した場合、ノイズ等に起因して交流入力電流が正弦波形から歪んでいるような場合であっても、交流入力電圧の波形によらず、入力側の高調波電流が確実に低減される。

本発明の第１の充電装置では、上記高調波成分が、上記基本波成分に対する複数種類の高調波成分が混合されることにより構成されているようにしてもよい。また、上記高調波成分の波形が、例えば、目標とする力率の変更などに応じて、複数種類の波形間で任意に切替可能となっているようにしてもよい。

本発明の第１の充電装置では、上記交流入力電圧を検出する交流入力電圧検出部を設けると共に、上記制御部が、この交流入力電圧検出部により検出された交流入力電圧を用いて時比率の制御を行うようにすることが可能である。また、上記交流入力電流を検出する交流入力電流検出部を設けると共に、上記制御部が、この交流入力電流検出部により検出された交流入力電流を用いて時比率の制御を行うようにすることが可能である。また、上記出力電圧を検出する出力電圧検出部を設けると共に、上記制御部が、この出力電圧検出部により検出された出力電圧を用いて時比率の制御を行うようにすることが可能である。

本発明の第１の充電装置では、上記スイッチング素子を、整流電圧を昇圧して上記パルス電圧を生成するための昇圧回路内に設けるようにしてもよい。

本発明の第１の充電装置では、上記平滑コンデンサが、フィルムコンデンサを用いて構成されているようにすることが好ましい。このように構成した場合、従来の電解コンデンサを用いた場合と比べ、平滑コンデンサおよび装置全体が小型化しやすくなると共に、より高耐環境化が図れるため、装置の信頼性も向上する。

本発明の第１の充電装置では、上記２次電池が、リチウムイオン電池を用いて構成されているようにすることが好ましい。このように構成した場合、脈流を含んだ出力電圧による充電が許容されているため、そのような充電手法により適合したものとなる。

本発明の第２の充電装置は、第１および第２の入出力端子対のうちの一方の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて他方の入出力端子対から出力電圧を出力し、この出力電圧を用いて充電を行うためのものであって、第１の入出力端子側に配置され、第１のスイッチング素子を有するスイッチング回路と平滑コンデンサとを含んで構成されたＡＣ／ＤＣ変換部と、第２の入出力端子側に配置され、第２のスイッチング素子を含んで構成されたＤＣ／ＤＣ変換部と、第１および第２のスイッチング素子に対してパルス幅変調によりスイッチング駆動を行う制御部とを備えたものである。ここで、この制御部は、上記ＡＣ／ＤＣ変換部において第１の入出力端子対から入力される交流入力電圧に基づいて２次電池に対して充電を行うときの基となる直流出力電圧を生成する際に、この交流入力電圧と、上記スイッチング回路へ流入する交流入力電流と、上記直流出力電圧における所定期間内の最大値である最大出力電圧とに基づいて、上記交流入力電流の波形が、交流入力電圧に対応する正弦波からなる基本波成分とその高調波成分とを含むものとなるように、上記第１のスイッチング素子に対するスイッチング駆動の際の時比率を制御するようになっている。

本発明の第２の充電装置では、順方向動作時には、第１の入出力端子対から交流入力電圧が入力され、ＡＣ／ＤＣ変換部において、整流回路およびインバータ回路として機能するスイッチング回路と、平滑コンデンサとによって、この交流入力電圧に基づいて直流出力電圧が生成される。そして、ＤＣ／ＤＣ変換部において、この直流出力電圧に基づいて電圧変換が行われることにより、２次電池に対して充電を行うための直流電圧が生成され、第２の入出力端子対から出力される。一方、逆方向動作時には、第２の入出力端子対から直流入力電圧が入力され、ＤＣ／ＤＣ変換部において、この直流入力電圧に基づいて電圧変換が行われ、変圧された直流電圧が生成される。そして、ＡＣ／ＤＣ変換部において、この変圧された直流電圧に基づいて交流出力電圧が生成され、第１の入出力端子対から出力される。また、このような順方向動作時および逆方向動作時に、第１および第２のスイッチング素子に対し、パルス幅変調によりスイッチング駆動が行われる。ここで、上記ＡＣ／ＤＣ変換部において、上記交流入力電圧に基づいて上記直流出力電圧を生成する際（順方向動作時）に、上記交流入力電圧、上記交流入力電流および上記最大出力電圧に基づいて、第１のスイッチング素子に対するスイッチング駆動の際の時比率が制御されることにより、２次電池に対し、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧による充電がなされ得るようになる。これにより、交流入力電流に含まれる高調波電流が低減され得る。さらに、このような第１のスイッチング素子に対する時比率の制御の際に、交流入力電流の波形が、交流入力電圧に対応する正弦波からなる基本波成分とその高調波成分とを含むものとなるようになされるため、交流入力電流におけるピーク電流が時間軸に沿って分散されると共に、充電の際の目標とする力率の値に応じて、この分散の度合いの調整が可能となる。

本発明の充電装置によれば、上記交流入力電圧、上記交流入力電流および上記最大出力電圧に基づいて、スイッチング素子（第１のスイッチング素子）に対するパルス幅変調によるスイッチング駆動の際の時比率を制御するようにしたので、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧による２次電池への充電が可能となり、従来のように定電圧かつ定電流によって充電を行う場合と比べ、容量の小さな平滑コンデンサを使用することが可能となる。また、このような制御によって、交流入力電流に含まれる高調波電流を低減することもでき、力率を向上させることが可能となる。さらに、このような時比率の制御の際に、交流入力電流の波形が、上記基本波成分とその高調波成分とを含むものとなるようにしたので、充電の際の目標とする力率の値に応じて、交流入力電流におけるピーク電流の時間軸に沿った分散の度合いを調整することが可能となり、従来よりも力率を向上させつつ、脈流電流を増加させて有効電力を増やすことができる。よって、耐環境性を重視しつつ、高力率かつ短時間に２次電池を充電する小型の充電装置を実現することが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施の形態に係る充電装置（充電装置１）の回路構成を表すものである。この充電装置１は、例えば自動車などに適用されるものであって、商用電源１０から供給される交流入力電圧Ｖacin（いわゆる商用電圧）に基づいて２次電池であるリチウムイオン電池２０を充電するものであり、入力電圧検出回路１１と、整流回路１２と、コンデンサＣ１と、入力電流検出回路１３と、スイッチング素子ＳＷ１を含む昇圧回路１４と、平滑コンデンサ１５Ｃを含む平滑回路１５と、出力電圧検出回路１６と、スイッチング素子ＳＷ１をスイッチング駆動するための制御部１７とを備えている。

入力電圧検出回路１１は、接続ラインＨ１，Ｌ１上において、入力端子Ｔ１，Ｔ２と後述する整流回路１２との間に配置されており、入力端子Ｔ１，Ｔ２を介して商用電源１０から供給される交流入力電圧Ｖacinを検出すると共に、この検出した交流入力電圧Ｖacinに対応する検出信号Ｓ（Ｖacin）を制御部１７へ出力するものである。なお、この入力電圧検出回路１１の具体的な回路構成としては、例えば、接続ラインＨ１，Ｌ１間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって交流入力電圧Ｖacinを検出してこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。

整流回路１２は、４つの整流用のダイオード１２Ｄ１〜１２Ｄ４を有するブリッジ型の整流回路である。具体的には、ダイオード１２Ｄ１のアノードおよびダイオード１２Ｄ２のカソードが互いに接続ラインＨ１を介して入力端子Ｔ１に接続され、ダイオード１２Ｄ３のアノードおよびダイオード１２Ｄ４のカソードが互いに接続ラインＬ１を介して入力端子Ｔ２に接続されている。また、ダイオード１２Ｄ１のカソードおよびダイオード１２Ｄ３のカソードが互いに接続ラインＨ２に接続され、ダイオード１２Ｄ２のアノードおよびダイオード１２Ｄ４のアノードが互いに接続ラインＬ２に接続されている。このような構成により整流回路１２では、入力された交流入力電圧Ｖacinが整流され、接続ラインＨ２，Ｌ２間に整流電圧Ｖ１が生成されるようになっている。

コンデンサＣ１は、整流回路１２と後述する入力電流検出回路１３および昇圧回路１４との間において、接続ラインＨ２，Ｌ２間に配置されており、平滑用のコンデンサとして機能している。具体的には、後述するスイッチング素子ＳＷ１によるスイッチング動作の際のノイズ等を平滑化して低減するためのものである。

入力電流検出回路１３は、接続ラインＬ２上において、コンデンサＣ１の一端と後述する昇圧回路１４との間に配置されており、図１に示したように整流回路１２へ流入する交流入力電流Ｉacinを検出すると共に、この検出した交流入力電流Ｉacinに対応する検出信号Ｓ（Ｉacin）を制御部１７へ出力するものである。なお、この入力電流検出回路１３の具体的な回路構成としては、例えばカレントトランスを含んだものが挙げられる。

昇圧回路１４は、スイッチング素子ＳＷ１と、インダクタ１４Ｌと、ダイオード１４Ｄとを有している。具体的には、インダクタ１４Ｌは接続ラインＨ２上に挿入配置されており、一端がコンデンサＣ１の他端に接続され、他端がスイッチング素子ＳＷの一端（ドレイン）に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１は、整流電圧Ｖ１をスイッチングしてパルス電圧Ｖ２を生成するためのスイッチング素子であり、例えば電界効果型トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ；Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）や、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などにより構成される。ここでは、スイッチング素子ＳＷ１はＮチャネルのＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されており、ゲートが制御部１７から供給されるＳＷ制御信号Ｓ１の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインＬ２に接続され、ドレインが接続ラインＨ２に接続されている。また、ダイオード１４Ｄのアノードがインダクタ１４Ｌの他端およびスイッチング素子ＳＷ１のドレインに接続され、ダイオード１４Ｄのカソードが、後述する平滑コンデンサ１５Ｃの一端に接続されている。このような構成により昇圧回路１４では、詳細は後述するが、整流電圧Ｖ１に基づいて昇圧されたパルス電圧Ｖ２が生成されるようになっている。

平滑回路１５は、例えばフィルムコンデンサを用いて構成された平滑コンデンサ１５Ｃを有している。具体的には、平滑コンデンサ１５Ｃの一端が、ダイオード１４Ｄのカソードに接続され、平滑コンデンサ１５Ｃの他端が、接続ラインＬ２に接続されている。このような構成により平滑回路１５では、パルス電圧Ｖ２が平滑化されることにより、リチウムイオン電池２０へ供給するための出力電圧Ｖoutが生成されるようになっている。

出力電圧検出回路１６は、接続ラインＨ２，Ｌ２上において、平滑回路１５と出力端子Ｔ３，Ｔ４との間に配置されており、出力端子Ｔ３，Ｔ４を介してリチウムイオン電池２０へ供給される出力電圧Ｖoutを検出すると共に、この検出した出力電圧Ｖoutに対応する検出信号Ｓ（Ｖout）を制御部１７へ出力するものである。なお、この出力電圧検出回路１６の具体的な回路構成としては、入力電圧検出回路１１と同様に、例えば、接続ラインＨ２，Ｌ２間に配置された分圧抵抗（図示せず）によって出力電圧Ｖoutを検出してこれに応じた電圧を生成するものなどが挙げられる。

制御部１７は、入力電圧検出回路１１から供給される交流入力電圧Ｖacin（具体的には、検出信号Ｓ（Ｖacin））と、入力電流検出回路１３から供給される交流入力電流Ｉacin（具体的には、検出信号Ｓ（Ｉacin））と、出力電圧検出回路１６から供給される出力電圧Ｖout（具体的には、検出信号Ｓ（Ｖout））とに基づいて、ＳＷ制御信号Ｓ１を生成すると共にスイッチング素子ＳＷ１のゲートへ供給することにより、スイッチング素子ＳＷ１に対してパルス幅変調（ＰＷＭ；Pulse Width Modulation）によりスイッチング駆動を行うものである。具体的には、この制御部１７は、上記交流入力電圧Ｖacinと、上記交流入力電流Ｉacinと、上記出力電圧Ｖoutにおける所定期間内の最大値である最大出力電圧（後述する最大出力電圧Ｖmax）とに基づいて、スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング駆動の際の時比率（デューティ比）を制御するようになっている。これにより、詳細は後述するが、従来の充電装置のような定電圧かつ定電流による充電とは異なり、出力電圧Ｖoutに脈流を含んだ充電がリチウムイオン電池２０へなされるようになっている。また、制御部１７は、このような時比率の制御の際に、交流入力電流Ｉacinの波形が、交流入力電圧Ｖacinに対応する正弦波（具体的には、交流入力電圧Ｖacinと同位相かつ同周期の正弦波）からなる基本波成分と、その高調波成分とを含むものとなるように、時比率を制御するようになっている。これにより、詳細は後述するが、交流入力電流Ｉacinにおける最大電流が、時間軸に沿って分散されるようになっている。

ここで、図２を参照して、制御部１７の詳細構成について説明する。図２は、制御部１７の詳細なブロック構成を表したものである。

この制御部１７は、演算部１７１と、最大値検出部１７２と、目標電流決定部１７３と、時比率補正部１７４とを有している。

演算部１７１は、入力電圧検出回路１１から供給される交流入力電圧Ｖacin（具体的には、検出信号Ｓ（Ｖacin））と、後述する目標電流決定部から供給される目標入力電流（後述する目標入力電流Ｉ０）とに対して所定の演算処理を施すものであり、位相演算部１７１Ａと、高調波付加部１７１Ｂと、乗算部１７１Ｃとを有している。

位相演算部１７１Ａは、検出信号Ｓ（Ｖacin）において、位相の演算を行うものである。この際、位相演算部１７１Ａは、交流入力電圧Ｖacinにおけるゼロクロスポイント（具体的には、図示しない検出信号Ｓ（ｚｐ））を検出するようになっている。

高調波付加部１７１Ｂは、正弦波からなる交流入力電圧Ｖacin（基本波）に対して、その高調波（例えば、３次高調波など）を付加することにより、そのような高調波付加後の交流入力電圧Ｖacin’を生成するものである。このような高調波の波形信号は、例えば、制御部１７内のメモリー（図示せず）に記憶されている。ただし、高調波付加部１７１Ｂにおいて、所定の演算（例えば、テイラー展開）を行うことにより、そのような高調波を算出するようにしてもよい。なお、この際、位相演算部１７１Ａにより検出されたゼロクロスポイント（具体的には、検出信号Ｓ（ｚｐ））に同期させて、高調波付加後の交流入力電圧Ｖacin’を所定の演算（例えば、テイラー展開）により求めるようにするのが好ましい。これにより、ノイズ等に起因して交流入力電流Ｉacinが正弦波形から歪んでいるような場合であっても、交流入力電圧Ｖacinの波形によらず、高調波電流を確実に低減することが可能となるからである。

乗算部１７１Ｃは、高調波付加部１７１Ｂから供給される高調波付加後の交流入力電圧Ｖacin’と、上記目標入力電流Ｉ０とを乗ずると共に、その乗算結果である（Ｖacin’×Ｉ０）を、後述する時比率補正部１７４へ出力するものである。

なお、このような構成からなる演算部１７１の動作の詳細については、後述する。

最大値検出部１７２は、出力電圧検出回路１６から供給される出力電圧Ｖout（具体的には、検出信号Ｓ（Ｖout））から、所定期間ごとに最大出力電圧Ｖmaxを検出するものである。具体的には、このような最大出力電圧Ｖmaxの検出を、交流入力電圧Ｖacinにおける周期Ｔの少なくとも半周期分の期間（少なくとも、０．５×Ｔの期間）ごとに行うようになっている。

目標電流決定部１７３は、最大値検出部１７２から供給される最大出力電圧Ｖmaxに基づいて、交流入力電流Ｉacinにおける所定期間内の目標値であると共に、前述の高調波成分を加味した、目標入力電流Ｉ０を設定するものである。具体的には、最大出力電圧Ｖmaxと、予め設定された所定の閾値電圧Ｖｔ１との比較結果に基づいて、目標入力電流Ｉ０の設定を行うようになっている。また、このような目標入力電流Ｉ０の設定を、交流入力電圧Ｖacinにおける周期Ｔの少なくとも半周期分の期間（少なくとも、０．５×Ｔの期間）ごとに行う（周期Ｔの少なくとも半周期分の期間ごとに更新する）ようになっている。なお、この目標電流決定部１７３の動作の詳細については、後述する。

時比率補正部１７４は、入力電流検出回路１３から供給される交流入力電流Ｉacin（具体的には、検出信号Ｓ（Ｉacin））と、演算部１７１から供給される演算結果（乗算結果（Ｖacin’×Ｉ０））とに基づいて、スイッチング素子ＳＷ１の時比率を帰還補正することにより、このスイッチング素子ＳＷ１のＳＷ制御信号Ｓ１を生成・出力するものであり、減算部１７４Ａと、ＰＩ補償演算部１７４Ｂとを有している。減算部１７４Ａは、上記乗算結果（Ｖacin’×Ｉ０）と上記検出信号Ｓ（Ｉacin）との差分を取る（乗算結果（Ｖacin’×Ｉ０）から検出信号Ｓ（Ｉacin）の値を減算する）ことにより、減算結果であるエラー値ｅ（＝（Ｖacin’×Ｉ０）−Ｉacin）を出力するものである。また、ＰＩ補償演算部１７４Ｂは、入力したこのエラー値ｅに対して所定のＰＩ補償演算を施すことにより、時比率補正がなされたＳＷ制御信号Ｓ１を生成するものである。なお、このＰＩ補償演算部１７４Ｂにおける動作の詳細については、後述する。

なお、本実施の形態の制御部１７の機能はソフトウェアにより構成されており、制御部１７による処理は全て、デジタル信号処理装置によってなされるようになっている。したがって、前述した入力電圧検出回路１１、入力電流検出回路１３および出力電圧検出回路１６内にはそれぞれ、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部（図示せず）が設けられるようになっている。このようなデジタル信号処理装置は、例えば、ロジック回路群やマイコンにより構成され、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）により構成されるのがより望ましい。

次に、本実施の形態の充電装置１の作用および効果について説明する。

最初に、図１〜図４を参照して、充電装置１の基本動作（リチウムイオン電池２０への充電動作）について説明する。図３は、充電装置１全体の動作をタイミング波形図で表したものであり、（Ａ）は交流入力電圧Ｖacinを、（Ｂ）は整流電圧Ｖ１を、（Ｃ）は出力電圧Ｖoutを、それぞれ表している。なお、交流入力電圧Ｖacin、整流電圧Ｖ１および出力電圧Ｖoutについては、図１に示した矢印の方向が正方向を表している。

この充電装置１では、例えば図３（Ａ）に示したように、周期Ｔの正弦波からなる交流入力電圧Ｖacin（商用電圧）が入力端子Ｔ１，Ｔ２間から供給されると、整流回路１２において整流されることにより、例えば図３（Ｂ）に示したように、正の半波からなる整流電圧Ｖ１が生成される。

次に、昇圧回路１４では、整流電圧Ｖ１を基に例えば図４（Ａ），（Ｂ）に示したような昇圧動作がなされることにより、昇圧されたパルス電圧Ｖ２が生成される。具体的には、スイッチング素子ＳＷ１によって整流電圧Ｖ１がスイッチングされることにより、パルス電圧Ｖ２が生成される。より具体的には、まず、ＳＷ制御信号Ｓ１に応じてスイッチング素子ＳＷ１がオン状態となったとき（オン期間Ｔon）には、例えば図４（Ａ）に示したように、インダクタ１４Ｌからスイッチング素子ＳＷ１へと電流Ｉ１が流れ、これによりインダクタ１４Ｌに磁気エネルギーが蓄積される。そしてＳＷ制御信号Ｓ１に応じてスイッチング素子ＳＷ１がオフ状態となったとき（オフ期間Ｔoff）には、例えば図４（Ｂ）に示したように、インダクタ１４Ｌからダイオード１４Ｄ、コンデンサ１５Ｃの順に電流Ｉ２が流れ、これによりインダクタ１４Ｌに蓄積された磁気エネルギーがコンデンサ１５Ｃへ蓄積され、昇圧動作がなされる。なお、このような昇圧動作の際の整流電圧Ｖ１とパルス電圧Ｖ２との関係は、以下の（１０）式に示したようにして表される。
Ｖ２＝｛（Ｔon＋Ｔoff）／Ｔoff｝×Ｖ１ ……（１０）

次に、平滑回路１５では、入力したパルス電圧Ｖ２が平滑化され、リチウムイオン電池２０へ供給するための出力電圧Ｖoutが生成される。この出力電圧Ｖoutは、本実施の形態では、例えば図３（Ｃ）に示したように、０．５×Ｔの周期による脈流を含むものとなっている。これにより、このような脈流を含んだ出力電圧Ｖoutおよび図１中に示した出力電流Ｉoutによって、リチウムイオン電池２０に対する充電がなされる。

次に、図１〜図４に加えて図５〜図１０を参照して、本発明の特徴的部分の１つである、制御部１７によるスイッチング素子ＳＷの制御動作について、比較例と比較しつつ詳細に説明する。ここで、図５は、比較例に係る充電装置における充電動作を特性図（充電電圧と充電電流との関係を表す特性図）で表したものである。

この比較例に係る充電装置では、制御部において、交流入力電圧Ｖacin、交流入力電流Ｉacinおよび最大出力電圧Ｖmaxに基づき、スイッチング素子ＳＷ１に対するスイッチング駆動の際の時比率（ＳＷ制御信号Ｓ１におけるデューティ比）が制御される。これにより、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧Ｖoutによる充電が可能となると共に、交流入力電流Ｉacinにおいて交流入力電圧Ｖacinと同位相および同波形を得ることが可能となるため、交流入力電流Ｉacinに含まれる高調波電流が低減されるようになっている。

この際、上記のように、交流入力電流Ｉacinにおいて交流入力電圧Ｖacinと同位相および同波形が得られるため、この比較例において生成される出力電圧Ｖoutは、例えば図３（Ｃ）中の符号Ｐ１０１で示したように、正弦波となる（図３（Ｃ）中の破線の波形）。ところが、このような正弦波からなる出力電圧Ｖoutを用いて、リチウムイオン電池２０に対して充電を行う場合、以下説明するような改善点が生じることになる。

図５は、比較例に係る充電装置における充電動作の際の、リチウムイオン電池におけるＩ−Ｖ特性（充電電流−充電電圧）特性の一例を模式的に表したものである。この図において、特性線Ｐ２０１は、リチウムイオン電池における充電状態が空の状態（充電が全くなされていない状態）のときの特性線を表している。また、特性線Ｐ２０２，Ｐ２０３は、図中の矢印Ｐ２００で示したように、リチウムイオン電池における充電が進行していったときの特性線を、それぞれ表している。

ここで、この比較例に係る充電装置では、充電の開始時には、まず、特性線Ｐ２０１に沿って充電が行われる。このとき、充電電流の最大値（後述する目標最大電流値Ｉmaxに相当）以下の脈流電流（図中の目標電流Ｉ０１）によって、充電が行われる。次に、充電が進行していくと、特性線Ｐ２０２に沿って充電が行われる。ここで、充電は、充電電圧の最大値（前述の最大出力電圧Ｖmaxに相当）以下の充電電圧に対応する充電電流によってなされるため、このときの充電は、図中の目標電流Ｉ０２による脈流電流によって行われることになる。そして、さらに充電が進行していくと、特性線Ｐ２０３に沿って充電が行われる。このときの充電は、上記理由により、図中の目標電流Ｉ０３による脈流電流によって行われることになる。このようにして、この比較例では、リチウムイオン電池のＩ−Ｖ特性に起因して、充電が進行するのに従って、充電電流の最大値が徐々に小さくなってしまうため（図中の目標電流Ｉ０１→Ｉ０２→Ｉ０３参照）、充電時間がある程度長くかかってしまうことになる。

また、この比較例に係る充電装置では、商用電源１０に同期した正弦波からなる出力電圧Ｖoutを用いることにより、充電の際に、例えば９９％以上の非常に高い力率が実現され得る。しかしながら、実際の使用の際には、そこまで高い力率が要求されることは稀である。例えば、高調波規制のＪＩＳ−Ｓ−６１０００−３−２を、１００Ｖおよび２００Ａの充電システムに適用した場合、この規格によって求められる力率は、９３．７％以上となっている。

そこで、本実施の形態の充電装置１では、制御部１７において、交流入力電流Ｉacinの波形が、交流入力電圧Ｖacinに対応する正弦波からなる基本波成分とその高調波成分とを含むものとなるように、スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング駆動の際の時比率を制御する。これにより、例えば図３（Ｃ）中の符号Ｐ１で示したように、充電装置１において生成される出力電圧Ｖoutは、例えば図３（Ｃ）中の符号Ｐ１および矢印で示したように、正弦波からなる基本波成分とその高調波成分とを含む波形のものとなる（図３（Ｃ）中の実線の波形）。

具体的には、まず、制御部１７内の目標電流決定部１７３は、例えば図６に示したような、充電の際の目標とする力率と、Ｇａｉｎ（高調波成分を加味することによる交流入力電流Ｉacinの増加分に対応するゲイン）との関係に応じて、後述する目標電流Ｉ０の際に用いるＧａｉｎの値を保持している。なお、図６は、高調波成分として３次高調波を用いた場合のものである。この図６により、３次高調波を用いた場合には、目標とする力率＝９８．６％付近で、Ｇａｉｎが最大値（約１．１５倍）となることが分かる。この力率＝９８・６％という値は、高調波規制の規格を十分に満たす値である。なお、これよりもさらに高力率が必要となる場合などには、図６に示した特性曲線により定まるＧａｉｎの値を適宜用いるようにすればよい。

また、制御部１７内の高調波付加部１７１Ｂは、正弦波からなる交流入力電圧Ｖacin（基本波）に対して付加するための、目標とする力率の値に応じた高調波の波形信号を保持している。これにより、例えば図７に示したように、目標とする力率の値に応じた交流入力電流Ｉacinの波形（交流入力電圧Ｖacinに対応する正弦波からなる基本波成分と、その高調波成分とを含むもの）が得られることとなる。

なお、図６および図７では、付加する高調波として３次高調波を用いているが、この他にも、２次高調波や４次高調波、５次高調波など、任意の高調波を用いることが可能である。また、付加する高調波も１つだけでなく、複数種類の高調波を同時に付加するようにしてもよい（例えば、基本波に対して、３次高調波および５次高調波を同時に付加するようにしてもよい）。すなわち、高調波成分が、基本波成分に対する複数種類の高調波成分が混合されることにより構成されているようにしてもよい。ただし、例えば高調波規制のＪＩＳ−Ｓ−６１０００−３−２では、３次高調波電流に対し、他の高調波電流よりも大きな値を許容している。したがって、付加する高調波としては、３次高調波を主成分とする（３次高調波を含むようにする）ことが望ましいと言える。

また、高調波付加部１７１Ｂが、予め複数種類の高調波を保持するようにすると共に、例えば、目標とする力率の変更などに応じて、付加する高調波を任意に切り替えることができるようにしてもよい。この場合、目標電流決定部１７３もまた、複数種類の高調波にそれぞれ対応する複数種類のＧａｉｎの値を保持していることとなる。また、上記したように、高調波成分が、基本波成分に対する複数種類の高調波成分が混合されることにより構成されている場合には、それら複数種類の高調波成分間の混合比を、目標とする力率の変更などに応じて任意に切り替えることができるようにしてもよい。

この際、このような目標入力電流Ｉ０の設定の際に、高調波成分が加味されていることにより、充電の際の目標とする力率の値に応じて、目標入力電流Ｉ０の設定が可能となる。具体的には、詳細は後述するが、最大出力電圧Ｖmaxと、充電の際の目標とする力率とに基づいて、基本波成分の波高値および高調波成分の波高値が決定されることとなる。

このようにして本実施の形態では、例えば図７中の矢印Ｐ２１〜Ｐ２３に示したように、交流入力電流Ｉacinにおけるピーク電流が、時間軸に沿って分散されるようになる。具体的には、図中の矢印Ｐ２１で示したように、正弦波単体からなる基本波（力率＝１００％のもの）と比べて、目標とする力率が減少するのに応じて電流ピークの値が減少する一方、図中の矢印Ｐ２２，Ｐ２３で示したように、分散された部分の電流ピークの値が増加している。したがって、充電の際の目標とする力率の値に応じて、交流入力電流Ｉacinにおけるピーク電流の時間軸に沿った分散の度合いを調整することが可能となり、従来よりも力率を向上させつつ、脈流電流を増加させて有効電力を増やすことができる。

この際、より具体的には、制御部１７全体では、図８に示した制御動作がなされる。図８は、このような制御部１７による制御動作（目標電流決定部１７３による目標入力電流Ｉ０の決定処理）の一例を流れ図で表したものである。

まず、上記充電動作の際には、入力電圧検出回路１１によって交流入力電圧Ｖacinが検出され、入力電流検出回路１３によって交流入力電流Ｉacinが検出され、出力電圧検出回路１６によって出力電圧Ｖoutが検出される。そして、入力電圧検出回路１１から検出信号Ｓ（Ｖacin）が、入力電流検出回路１３から検出信号Ｓ（Ｉacin）が、出力電圧検出回路１６から検出信号Ｓ（Ｖout）が、それぞれ制御部１７へ供給される。

そして制御部１７では、上記検出信号Ｓ（Ｖacin）、検出信号Ｓ（Ｉacin）および検出信号Ｓ（Ｖout）に基づき、以下説明するような制御動作が行われることにより、時比率補正がなされたＳＷ制御信号Ｓ１が生成される。

まず、図２に示したように、演算部１７１内の位相演算部１７１Ａにおいて、検出信号Ｓ（Ｖacin）から、交流入力電圧Ｖacinの位相が算出される。また、この際、位相演算部１７１Ａでは、交流入力電圧Ｖacinにおけるゼロクロスポイントが検出される。

一方、最大値検出部１７２では、例えば図３（Ｃ）中に示した最大出力電圧Ｖmax(ｎ−１），Ｖmax（ｎ），Ｖmax（ｎ＋１），…のように、検出信号Ｓ（Ｖout）から、交流入力電圧Ｖacinにおける周期Ｔの半周期分の期間（０．５×Ｔの期間）ごとに、その期間内の出力電圧Ｖoutの最大値である最大出力電圧Ｖmaxが検出される。

次に、目標電流決定部１７３では、入力される最大出力電圧Ｖmaxに基づいて、例えば図８に示したようにして、交流入力電流Ｉacinにおける所定期間内（ここでは、交流入力電圧Ｖacinにおける周期Ｔの半周期分の期間（０．５×Ｔの期間）内）の目標値であると共に高調波成分を加味した目標入力電流Ｉ０が、この０．５×Ｔの期間ごとに随時設定される（随時更新される）。また、本実施の形態では、例えば図３（Ｃ）に示したように、このような目標入力電流Ｉ０の設定が、交流入力電圧Ｖacinにおけるゼロクロスポイント付近のタイミングで行われる。

より具体的には、目標電流決定部１７３では、まず、最大出力電圧Ｖmaxと閾値電圧Ｖｔ１との大小が比較される（図８のステップＳ１１）。ここで、最大出力電圧Ｖmaxが閾値電圧Ｖｔ１以下の場合には（ステップＳ１１：Ｎ）、以下の（１１）式を用いて目標入力電流Ｉ０が設定される（ステップＳ１２）。一方、最大出力電圧Ｖmaxが閾値電圧Ｖｔ１よりも大きい場合には（ステップＳ１１：Ｙ）、以下の（１２）式を用いて、現在の目標入力電流（Ｉ０（ｎ））から新たな目標入力電流（Ｉ０（ｎ＋１））へ目標入力電流Ｉ０の再設定がなされる（ステップＳ１３）。なお、その後は、目標入力電流Ｉ０の決定処理全体を終了させるか否かを判断し（ステップＳ１４）、終了させない場合には（ステップＳ１４：Ｎ）、ステップＳ１１へと処理が戻ると共に、終了させる場合には（ステップＳ１４：Ｙ）、目標入力電流Ｉ０の決定処理全体が終了となる。
Ｉ０＝Ｉmax（所定の目標最大電流値） …（１１）
Ｉ０（ｎ＋１）＝Ｉ０（ｎ）×（Ｖｔ１／Ｖmax）×Ｇａｉｎ …（１２）
（Ｇａｉｎ：高調波成分を加味することによる交流入力電流Ｉacinの増加分に対応するゲイン）

なお、上記したＳＷ制御信号Ｓ１における時比率は、交流入力電圧Ｖacinの絶対値に比例して交流入力電流Ｉacinを変動させるようにしたものとなっており、この交流入力電圧Ｖacinの絶対値が最大になるときの交流入力電流Ｉacinが、目標入力電流Ｉ０に対応している。また、Ｉmaxは充電対象の２次電池の最大定格入力電流値に対応した値であり、Ｖｔ１は充電対象の２次電池の最大定格入力電圧値に対応した値である。また、上記（１２）式の代わりに、以下の（１３）式を用いるようにしてもよい。
Ｉ０（ｎ＋１）＝Ｉmax×Ｇａｉｎ …（１３）

次に、演算部１７１内の乗算部１７１Ｃにおいて、高調波付加部１７１Ｂから供給される高調波付加後の交流入力電圧Ｖacin’と、目標電流決定部１７３から供給される目標入力電流Ｉ０とが互いに乗ずられ、その乗算結果である（Ｖacin’×Ｉ０）が、時比率補正部１７４へ出力される。

次に、時比率補正部１７４では、入力電流検出回路１３から供給される検出信号Ｓ（Ｉacin）と、演算部１７１から供給される乗算結果（Ｖacin’×Ｉ０）とに基づいて、スイッチング素子ＳＷ１の時比率が帰還補正されることにより、ＳＷ制御信号Ｓ１が生成される。具体的には、まず、減算部１７４Ａにおいて、乗算結果（Ｖacin’×Ｉ０）と検出信号Ｓ（Ｉacin）との差分が取られる（乗算結果（Ｖacin’×Ｉ０）から検出信号Ｓ（Ｉacin）の値が減算される）ことにより、減算結果であるエラー値ｅ（＝（Ｖacin’×Ｉ０）−Ｉacin）が出力される。そしてＰＩ補償部１７４Ｂでは、スイッチング周波数と同期して、以下の（１４）式および（１５）式を用いることにより、入力したエラー値ｅに対して所定のＰＩ補償演算が施され、時比率補正がなされたＳＷ制御信号Ｓ１が生成される。

そして、昇圧回路１４内のスイッチング素子ＳＷ１では、このようにして時比率補正がなされたＳＷ制御信号Ｓ１に応じてスイッチング動作が行われ、これにより前述したパルス電圧Ｖ２の生成動作および昇圧動作がなされることとなる。

このようにして本実施の形態の充電装置１では、交流入力電圧Ｖacinが整流回路１２において整流されることにより整流電圧Ｖ１が生成され、この整流電圧Ｖ１がスイッチング素子ＳＷ１によってスイッチングされることによりパルス電圧Ｖ２が生成され、このパルス電圧Ｖ２が平滑コンデンサＣ１によって平滑化されることにより出力電圧Ｖoutが生成され、この出力電圧Ｖoutがリチウムイオン電池２０へ供給されることによって、このリチウムイオン電池２０に対する充電がなされる。これにより、リチウムイオン電池２０に対し、脈流を含んだ出力電圧Ｖoutによる充電がなされる。

この際、制御部１７では、交流入力電圧Ｖacin、交流入力電流Ｉacinおよび最大出力電圧Ｖmaxに基づき、スイッチング素子ＳＷ１に対するスイッチング駆動の際の時比率（ＳＷ制御信号Ｓ１におけるデューティ比）が制御されることにより、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧Ｖoutによる充電が可能となるため、交流入力電流Ｉacinに含まれる高調波電流が低減される。

また、このような時比率の制御の際に、交流入力電流Ｉacinの波形が、交流入力電圧Ｖacinに対応する正弦波（具体的には、交流入力電圧Ｖacinと同位相かつ同周期の正弦波）からなる基本波成分と、その高調波成分とを含むものとなるようになされるため、交流入力電流Ｉacinにおけるピーク電流が時間軸に沿って分散されると共に、充電の際の目標とする力率の値に応じて、この分散の度合いの調整が可能となる。また、前述の（２）式において、Ｇａｉｎを乗じていることにより、基本波成分に高調波成分が加味され、交流入力電流Ｉacinの増加が可能となる。

この際、最大出力電圧Ｖmaxと、充電の際の目標とする力率とに基づいて、基本波成分の波高値および高調波成分の波高値が決定される。これにより、例えば、図９（基本波成分に対して３次高調波成分を付加したもの）や図１０（基本波成分に対して３次高調波成分および５次高調波成分を付加したもの）に示したような、交流入力電流Ｉacinが得られることとなる。具体的には、例えば図９に示したように３次高調波成分を付加する場合において、目標とする力率＝９８．６％とすると、基本波成分の目標電流Ｉ０および３次高調波成分Ｉ０’はそれぞれ、以下のようにして求められる。まず、｛Ｉ０／√（Ｉ０^２＋Ｉ０’^２）｝＝０．９８６により、Ｉ０’＝（０．１６９×Ｉ０）となる。次に、（Ｖｔ１／Ｖmax）＝０．８に変化したため、３次高調波を加味するものとすると、前述の（１２）式により、Ｉ０（ｎ＋１）＝Ｉ（ｎ）×０．８×１．１５となり、Ｉ０’＝｛０．１６９×Ｉ（ｎ＋１）｝となる。したがって、例えばＩ０（ｎ）＝１５Ａであったときには、Ｉ０（ｎ＋１）＝１３．８Ａ、Ｉ０’＝２．６２Ａとなり、合成されたピーク電流は、１２Ａとなる。すなわち、図５中に示したＶmaxが、０．８倍となり小さくなる。このとき、交流入力電圧Ｖacin＝１００Ｖとすると、有効電力は１．３８ｋＷとなり、正弦波のみの場合の有効電力（１．２０ｋＷ）に対して、１．１５倍の大きさとなる。これにより、前述の比較例に係る充電装置と比べて、より短い時間での充電が可能になることが分かる。

以上のように本実施の形態では、交流入力電圧Ｖacin、交流入力電流Ｉacinおよび最大出力電圧Ｖmaxに基づいて、スイッチング素子ＳＷ１に対するスイッチング駆動の際の時比率（ＳＷ制御信号Ｓ１におけるデューティ比）を制御するようにしたので、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧Ｖoutによるリチウムイオン電池２０への充電が可能となり、従来のように定電圧かつ定電流によって充電を行う場合と比べ、容量の小さな平滑コンデンサ１５Ｃを使用することが可能となる。また、このような制御によって、交流入力電流Ｉacinに含まれる高調波電流を低減することもでき、力率を向上させることが可能となる。さらに、このような時比率の制御の際に、交流入力電流Ｉacinの波形が、交流入力電圧Ｖacinに対応する正弦波からなる基本波成分とその高調波成分とを含むものとなるようにしたので、充電の際の目標とする力率の値に応じて、交流入力電流Ｉacinにおけるピーク電流の時間軸に沿った分散の度合いを調整することが可能となり、従来よりも力率を向上させつつ、脈流電流を増加させて有効電力を増やすことができる。よって、耐環境性を重視しつつ、高力率かつ短時間に２次電池を充電する小型の充電装置を実現することが可能となる。

また、最大出力電圧Ｖmaxに基づいて交流入力電流Ｉacinにおける所定期間内の目標値であり、かつ高調波成分を加味した目標入力電流Ｉ０を設定すると共に、この設定した目標入力電流Ｉ０を用いて時比率の制御を行うようにしたので、所定期間内の出力電圧Ｖoutの最大値である最大出力電圧Ｖmaxの大きさに応じて、所定期間内の交流入力電流Ｉacinの目標値を設定することができるため、最大出力電圧Ｖmaxの大きさに応じた入力電流値の調整が可能となり、リチウムイオン電池２０に対し、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧Ｖoutによる充電がなされ得るようになる。これにより、交流入力電流Ｉacinに含まれる高調波電流の抑制が可能となる。また、このような目標入力電流Ｉ０の設定の際に、高調波成分を加味するようにしたので、充電の際の目標とする力率の値に応じて、目標入力電流Ｉ０を設定することが可能となる。

また、最大出力電圧Ｖmaxが閾値電圧Ｖｔ１以下の場合には、上記（１１）式を用いて目標入力電流Ｉ０の設定を行うと共に、最大出力電圧Ｖmaxが閾値電圧Ｖｔ１よりも大きい場合には、上記（１２）式を用いて、現在の目標入力電流Ｉ０（ｎ）から新たな目標入力電流Ｉ０（ｎ＋１）へ目標入力電流の再設定を行うようにしたので、最大出力電圧Ｖmaxの大きさに応じて、目標入力電流Ｉ０が目標最大電流値Ｉmaxとなるように設定することができ、リチウムイオン電池２０に対し、適切な大きさの脈流を含んだ出力電圧Ｖoutによる充電がなされ得るようになる。これにより、交流入力電流Ｉacinに含まれる高調波電流の抑制が可能となる。また、上記（１２）式において、Ｇａｉｎ（高調波成分を加味することによる交流入力電流Ｉacinの増加分に対応するゲイン）を乗ずるようにしたので、基本波成分に高調波成分が加味され、交流入力電流Ｉacinを増加させることが可能となる。

また、目標入力電流Ｉ０の設定を、交流入力電圧Ｉacinにおけるゼロクロスポイント付近のタイミングで行うようにしたので、交流入力電流Ｉacinに含まれる高調波電流を、より効果的に低減することが可能となる。

また、平滑コンデンサ１５Ｃが、フィルムコンデンサを用いて構成されているようにしたので、従来の電解コンデンサを用いた場合と比べ、平滑コンデンサ１５Ｃおよび充電装置１全体を小型化しやすくなると共に、より高耐環境化が図れるため、装置の信頼性も向上させることが可能となる。

さらに、充電する対象の２次電池が、リチウムイオン電池を用いて構成されているようにしたので、脈流を含んだ出力電圧Ｖoutによる充電を許容させることができ、そのような充電手法により適合した構成とすることが可能となる。

以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

例えば、上記実施の形態では、最大出力電圧Ｖmaxと閾値電圧Ｖｔ１との大小を比較することによって目標入力電流Ｉ０の設定を行う場合で説明したが、例えば図１１に示したように、最大出力電圧Ｖmaxと、閾値電圧Ｖｔ１よりも低電圧である閾値電圧Ｖｔ２との比較結果に基づいて、目標入力電流Ｉ０の設定を行うようにしてもよい。このように構成した場合、例えば、閾値電圧Ｖｔ１を、リチウムイオン電池２０に対する正常な充電が可能な最大出力電圧値に設定すると共に、閾値電圧Ｖｔ２を、交流入力電流Ｉacinに含まれる高調波電流低減のための最大出力電圧値に設定することにより、高調波電流を低減しつつ、過大な充電によるリチウムイオン電池２０の劣化を回避することが可能となる。

また、上記実施の形態では、ＰＩ補償部１７４Ｂにおいて、上記（１３）式および（１４）式を用いてＰＩ補償演算を施すことにより、時比率補正がなされたＳＷ制御信号Ｓ１を生成する場合について説明したが、例えば、以下の（１６）式または（１７）式を用いてＰ補償演算またはＰＩＤ補償演算を施すことにより、時比率補正がなされたＳＷ制御信号Ｓ１を生成するようにしてもよい。

また、上記実施の形態では、目標入力電流Ｉ０の設定を、交流入力電圧Ｉacinにおけるゼロクロスポイント付近のタイミングで行うようにした場合で説明したが、このような目標入力電流Ｉ０の設定を、他のタイミングで行うようにしてもよい。

また、上記実施の形態で説明した整流回路、昇圧回路、平滑回路および制御部の構成は、これらには限られず、他の構成であってもよい。

例えば、上記実施形態では、整流回路と昇圧回路とを別々に設けると共に、スイッチング素子を昇圧回路内に設けている場合について説明したが、例えば図１２に示した充電装置１Ａのように、整流回路として同期整流回路１９を用いると共に、その同期整流回路１９を昇圧回路の一部として、同期整流回路１９内のスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４によって昇圧回路のスイッチング素子を兼ねるようにしてもよい。具体的には、この同期整流回路１９は、２つのインダクタ１４Ｌ１，１４Ｌ２と、４つのスイッチング素子ＳＷ１１〜ＳＷ１４と、ダイオード１４Ｄとを有している。インダクタ１４Ｌ１は接続ラインＨ１上に挿入配置され、インダクタＬ２は接続ラインＬ１上に挿入配置されている。また、スイッチング素子ＳＷ１１のゲートは制御部１７Ｂから供給されるＳＷ制御信号Ｓ１１の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインＨ１に接続され、ドレインが接続ラインＨ２に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１２のゲートは制御部１７Ｂから供給されるＳＷ制御信号Ｓ１２の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインＬ２に接続され、ドレインが接続ラインＨ１に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１３のゲートは制御部１７Ｂから供給されるＳＷ制御信号Ｓ１３の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインＬ１に接続され、ドレインが接続ラインＨ２に接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ１４のゲートは制御部１７Ｂから供給されるＳＷ制御信号Ｓ１４の信号ラインに接続され、ソースが接続ラインＬ２に接続され、ドレインが接続ラインＬ１に接続されている。また、ダイオード１４Ｄのアノードは、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１３のドレインに接続され、ダイオード１４Ｄのカソードは、平滑コンデンサ１５Ｃの一端に接続されている。このような構成により同期整流回路１９では、交流入力電圧Ｖacinが正のときには、スイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１４がオン状態となり、スイッチング素子ＳＷ１３がオフ状態となり、スイッチング素子ＳＷ１２がオン・オフ状態（時比率が制御された状態）となる。一方、交流入力電圧Ｖacinが負のときには、スイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ１３がオン状態となり、スイッチング素子ＳＷ１１がオフ状態となり、スイッチング素子ＳＷ１４がオン・オフ状態（時比率が制御された状態）となる。

また、例えば図１３〜図１６に示したＡＣ／ＤＣコンバータ５Ａのように、上記した充電装置１ＡをＡＣ／ＤＣ変換部として設けると共に、その後段にＤＣ／ＤＣ変換部３Ａを設け、ＡＣ／ＤＣコンバータ５Ａ全体を、双方向動作が可能な充電装置として構成するようにしてもよい。なお、図１３〜図１６中において、充電装置１Ａ内の制御部１７は、便宜的に、ＡＣ／ＤＣ変換部１ＡおよびＤＣ／ＤＣ変換部３Ａにおけるスイッチング動作をそれぞれ制御するための制御部４内に設けられているものとして図示している。ここで、ＡＣ／ＤＣ変換部１Ａでは、スイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４がそれぞれＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されている。また、ＤＣ／ＤＣ変換部３Ａでは、フルブリッジ型のスイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４がそれぞれＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されていると共に、ＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されてなるフルブリッジ型のスイッチング素子ＳＷ４１〜ＳＷ４４が設けられている。また、ＤＣ／ＤＣ変換部３Ａには、巻線３２１，３２２を有するトランス３２と、平滑コンデンサ３４Ｃが設けられている。この場合、スイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４，ＳＷ３１〜ＳＷ３４，ＳＷ４１〜ＳＷ４４はそれぞれ、スイッチング素子と、それらに並列接続された整流ダイオード（スイッチング素子の寄生ダイオード）とからなるとみなすことができる。このように構成した場合、上記実施の形態で説明したような、入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力される交流入力電圧Ｖacinに基づいて直流出力電圧Ｖoutを生成し、出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力する順方向動作（図１３，図１４中に示した矢印の電流経路を参照）に加え、出力端子Ｔ３，Ｔ４から入力される直流入力電圧Ｖdcinに基づいて交流出力電圧Ｖacoutを生成し、入力端子Ｔ１，Ｔ２から出力する逆方向動作（図１５，図１６中に示した矢印の電流経路を参照）も行うことが可能となる（双方向動作が可能となる）。

なお、この場合、ＡＣ／ＤＣコンバータ５Ａが本発明における「充電装置」の一具体例に対応する。また、入力端子Ｔ１，Ｔ２が本発明における「第１の入出力端子」の一具体例に対応し、出力端子Ｔ３，Ｔ４が本発明における「第２の入出力端子」の一具体例に対応する。また、スイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４が本発明における「第１のスイッチング素子」の一具体例に対応し、スイッチング素子ＳＷ３１〜ＳＷ３４，ＳＷ４１〜ＳＷ４４が本発明における「第２のスイッチング素子」の一具体例に対応する。また、スイッチング素子ＳＷ２１〜ＳＷ２４からなるフルブリッジ回路が、本発明における「スイッチング回路」の一具体例に対応し、平滑コンデンサ１５Ｃが本発明における「平滑コンデンサ」の一具体例に対応する。

また、上記実施の形態では、制御部１７の機能をソフトウェアによって構成するようにした場合で説明したが、制御部１７の機能をハードウェアによって構成するようにしてもよい。ただし、ハードウェアによって構成した場合には回路規模が大きくなると共に、各素子のばらつきを補正するのが難しいことから、上記実施の形態のようにソフトウェアによって構成するのが好ましい。

さらに、上記実施の形態では、充電する対象の２次電池がリチウムイオン電池を用いて構成されている場合について説明したが、本発明の充電装置は、リチウムイオン電池以外の２次電池に対しても適用することが可能である。

本発明の一実施の形態に係る充電装置の構成を表す回路図である。 図１に示した制御部の詳細構成を表すブロック図である。 充電装置全体の動作を説明するためのタイミング波形図である。 図１に示した昇圧回路の動作を説明するための回路図である。 比較例に係る充電装置における充電動作について説明するための特性図である。 力率とゲインとの関係の一例を表す特性図である。 力率と電流波形との関係の一例を表す特性図である。 制御部による制御動作の一例を表す流れ図である。 実施の形態に係る電流波形の一例を表す特性図である。 実施の形態に係る電流波形の他の例を表す特性図である。 本発明の変形例に係る閾値電圧について説明するための模式図である。 本発明の他の変形例に係る充電装置の構成を表す回路図である。 本発明の他の変形例に係るＡＣ／ＤＣコンバータ全体の順方向動作を説明するための回路図である。 本発明の他の変形例に係るＡＣ／ＤＣコンバータ全体の順方向動作を説明するための回路図である。 本発明の他の変形例に係るＡＣ／ＤＣコンバータ全体の逆方向動作を説明するための回路図である。 本発明の他の変形例に係るＡＣ／ＤＣコンバータ全体の逆方向動作を説明するための回路図である。

符号の説明

１，１Ａ…充電装置（ＡＣ／ＤＣ変換部）、１０…商用電源、１１…入力電圧検出回路、１２…整流回路、１３…入力電流検出回路、１４…昇圧回路、１５…平滑回路、１６…出力電圧検出回路、１７，１７Ｂ…制御部、１７１…演算部、１７１Ａ…位相演算部、１７１Ｂ…高調波付加部、１７１Ｃ…乗算部、１７２…最大値検出部、１７３…目標電流決定部、１７４…時比率補正部、１７４Ａ…減算部、１７４Ｂ…ＰＩ補償演算部、１９…同期整流回路、２０…リチウムイオン電池、３Ａ…ＤＣ／ＤＣ変換部、３２…トランス、３２１，３２２…巻線、４…制御部、５Ａ…ＡＣ／ＤＣコンバータ、６０…負荷、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｈ１，Ｌ１，Ｈ２，Ｌ２…接続ライン、Ｖacin，Ｖacin’…交流入力電圧、Ｖ１…整流電圧、Ｖ２…パルス電圧、Ｖout…出力電圧、Ｖmax…最大出力電圧、Ｖｔ１，Ｖｔ２…閾値電圧、Ｖdcout…直流出力電圧、Ｉacin…交流入力電流、Ｉ０…目標入力電流、Ｉmax…目標最大電流値、Ｉout…出力電流、Ｉ１，Ｉ２…電流、Ｇａｉｎ…ゲイン、Ｓ（Ｖacin），Ｓ（Ｉacin），Ｓ（Ｖout）…検出信号、Ｓ１，Ｓ１１〜Ｓ１４…ＳＷ制御信号、１２Ｄ１〜１２Ｄ４…ダイオード、Ｃ１…コンデンサ、ＳＷ１，ＳＷ１１〜ＳＷ１４，ＳＷ２１〜ＳＷ２４，ＳＷ３１〜ＳＷ３４，ＳＷ４１〜ＳＷ４４…トランジスタ（スイッチング素子）、１４Ｌ，１４Ｌ１，１４Ｌ２…インダクタ、１４Ｄ…ダイオード、１５Ｃ，３４Ｃ…平滑コンデンサ、Ｔ…交流入力電流の周期、ｔ０〜ｔ４…タイミング。

Claims (19)

1. ２次電池に対して充電を行うための充電装置であって、
   交流入力電圧を整流して整流電圧を生成する整流回路と、
   前記整流電圧をスイッチングしてパルス電圧を生成するためのスイッチング素子と、
   前記パルス電圧を平滑化することにより、前記２次電池へ供給するための出力電圧を生成する平滑コンデンサと、
   前記スイッチング素子に対してパルス幅変調によりスイッチング駆動を行う制御部と
   を備え、
   前記制御部は、前記交流入力電圧と、前記整流回路へ流入する交流入力電流と、前記出力電圧における所定期間内の最大値である最大出力電圧とに基づいて、前記交流入力電流の波形が、前記交流入力電圧に対応する正弦波からなる基本波成分とその高調波成分とを含むものとなるように、前記スイッチング駆動の際の時比率を制御する
   ことを特徴とする充電装置。
2. 前記制御部は、前記出力電圧から前記最大出力電圧を前記所定期間ごとに検出すると共に、この検出した最大出力電圧を用いて前記時比率の制御を行う
   ことを特徴とする請求項１に記載の充電装置。
3. 前記制御部は、前記最大出力電圧と、充電の際の目標とする力率とに基づいて、前記基本波成分の波高値と前記高調波成分の波高値とを決定する
   ことを特徴とする請求項２に記載の充電装置。
4. 前記制御部は、前記最大出力電圧の検出を、前記交流入力電圧における周期の少なくとも半周期分の期間ごとに行う
   ことを特徴とする請求項２または請求項３に記載の充電装置。
5. 前記制御部は、前記最大出力電圧に基づいて、前記交流入力電流における所定期間内の目標値であり、かつ前記高調波成分を加味した目標入力電流を設定すると共に、この設定した目標入力電流を用いて前記時比率の制御を行う
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の充電装置。
6. 前記制御部は、前記最大出力電圧と所定の第１閾値電圧との比較結果に基づいて、前記目標入力電流の設定を行う
   ことを特徴とする請求項５に記載の充電装置。
7. 前記制御部は、前記最大出力電圧（Ｖmax）が前記第１閾値電圧（Ｖｔ１）以下の場合には、以下の（１）式を用いて前記目標入力電流（Ｉ０）の設定を行うと共に、前記最大出力電圧（Ｖmax）が前記第１閾値電圧（Ｖｔ１）よりも大きい場合には、以下の（２）式を用いて、現在の目標入力電流（Ｉ０（ｎ））から新たな目標入力電流（Ｉ０（ｎ＋１））へ前記目標入力電流の再設定を行う
   ことを特徴とする請求項６に記載の充電装置。
   Ｉ０＝Ｉmax（所定の目標最大電流値） …（１）
   Ｉ０（ｎ＋１）＝Ｉ０（ｎ）×（Ｖｔ１／Ｖmax）×Ｇａｉｎ …（２）
   （Ｇａｉｎ：前記高調波成分を加味することによる前記交流入力電流の増加分に対応するゲイン）
8. 前記制御部は、前記最大出力電圧と、所定の第１閾値電圧よりも低電圧である第２閾値電圧との比較結果に基づいて、前記目標入力電流の設定を行う
   ことを特徴とする請求項５に記載の充電装置。
9. 前記制御部は、前記目標入力電流の設定を、前記交流入力電圧における周期の半周期分の期間ごとに行う
   ことを特徴とする請求項５に記載の充電装置。
10. 前記制御部は、前記目標入力電流の設定を、前記交流入力電圧におけるゼロクロスポイント付近のタイミングで行う
    ことを特徴とする請求項９に記載の充電装置。
11. 前記高調波成分が、前記基本波成分に対する複数種類の高調波成分が混合されることにより構成されている
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１０のいずれか１項に記載の充電装置。
12. 前記高調波成分の波形が、複数種類の波形間で任意に切替可能となっている
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１１のいずれか１項に記載の充電装置。
13. 前記交流入力電圧を検出する交流入力電圧検出部を備え、
    前記制御部は、前記交流入力電圧検出部により検出された交流入力電圧を用いて、前記時比率の制御を行う
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１２のいずれか１項に記載の充電装置。
14. 前記交流入力電流を検出する交流入力電流検出部を備え、
    前記制御部は、前記交流入力電流検出部により検出された交流入力電流を用いて、前記時比率の制御を行う
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１３のいずれか１項に記載の充電装置。
15. 前記出力電圧を検出する出力電圧検出部を備え、
    前記制御部は、前記出力電圧検出部により検出された出力電圧を用いて、前記時比率の制御を行う
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１４のいずれか１項に記載の充電装置。
16. 前記スイッチング素子が、前記整流電圧を昇圧して前記パルス電圧を生成するための昇圧回路内に設けられている
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１５のいずれか１項に記載の充電装置。
17. 前記平滑コンデンサが、フィルムコンデンサを用いて構成されている
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１６のいずれか１項に記載の充電装置。
18. 前記２次電池が、リチウムイオン電池を用いて構成されている
    ことを特徴とする請求項１ないし請求項１７のいずれか１項に記載の充電装置。
19. 第１および第２の入出力端子対のうちの一方の入出力端子対から入力される入力電圧に基づいて他方の入出力端子対から出力電圧を出力し、この出力電圧を用いて充電を行うための充電装置であって、
    前記第１の入出力端子側に配置され、第１のスイッチング素子を有するスイッチング回路と、平滑コンデンサとを含んで構成されたＡＣ／ＤＣ変換部と、
    前記第２の入出力端子側に配置され、第２のスイッチング素子を含んで構成されたＤＣ／ＤＣ変換部と、
    前記第１および第２のスイッチング素子に対してパルス幅変調によりスイッチング駆動を行う制御部と
    を備え、
    前記制御部は、前記ＡＣ／ＤＣ変換部において、前記第１の入出力端子対から入力される交流入力電圧に基づいて２次電池に対して充電を行うときの基となる直流出力電圧を生成する際に、前記交流入力電圧と、前記スイッチング回路へ流入する交流入力電流と、前記直流出力電圧における所定期間内の最大値である最大出力電圧とに基づいて、前記交流入力電流の波形が、前記交流入力電圧に対応する正弦波からなる基本波成分とその高調波成分とを含むものとなるように、前記第１のスイッチング素子に対するスイッチング駆動の際の時比率を制御する
    ことを特徴とする充電装置。

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