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JP2014081300A - Flux-gate magnetic element and magnetic sensor - Google Patents

Flux-gate magnetic element and magnetic sensor Download PDF

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JP2014081300A
JP2014081300A JP2012229905A JP2012229905A JP2014081300A JP 2014081300 A JP2014081300 A JP 2014081300A JP 2012229905 A JP2012229905 A JP 2012229905A JP 2012229905 A JP2012229905 A JP 2012229905A JP 2014081300 A JP2014081300 A JP 2014081300A
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JP
Japan
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coil
magnetic
feedback
magnetic field
wiring layer
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Application number
JP2012229905A
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Japanese (ja)
Inventor
Yasuto Chiba
康人 千葉
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Fujikura Ltd
Original Assignee
Fujikura Ltd
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Publication date
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Abstract

【課題】消費電力を大きくすることなく、励磁コイルおよび検出コイルの巻き数を減らすことがなく、フィードバック効率を高めることが可能な、小型で大電流を高精度に検出することが可能な磁気センサを提供する。
【解決手段】磁性体コア１と、この磁性体コアに巻回された励磁コイル９と検出コイル１０と、励磁コイルおよび検出コイルの巻き数を減らすことなく、フィードバックコイル２１は、励磁コイルおよび検出コイルとは異なる外側の階層に巻回される。
【選択図】図４A compact magnetic sensor capable of detecting a large current with high accuracy without increasing power consumption, without reducing the number of turns of an excitation coil and a detection coil, and improving feedback efficiency. I will provide a.
Without reducing the number of turns of a magnetic core, an excitation coil and a detection coil wound around the magnetic core, and an excitation coil and a detection coil, a feedback coil is provided with an excitation coil and a detection coil. It is wound on an outer layer different from the coil.
[Selection] Figure 4

Description

本発明は、フラックスゲート型磁気素子、磁気センサに係り、特に、フィードバック磁界を印加するためのフィードバックコイルを有するフラックスゲート型磁気素子およびこれを利用した磁気センサ、電流センサに用いて好適な技術に関する。   The present invention relates to a fluxgate type magnetic element and a magnetic sensor, and more particularly to a fluxgate type magnetic element having a feedback coil for applying a feedback magnetic field, a technique suitable for use in a magnetic sensor and a current sensor using the same. .

昨今、ハイブリッド自動車や電気自動車が普及する中で、バッテリーの使用量や充電時の電力量をモニターするために、例えば電流センサが使用されている。電流が流れる導体（バスバー）の周囲には、流れている電流の大きさに比例した磁界が発生しているため、電流センサはこの磁界を測定することで導体に流れている電流値を出力する。電流センサとしては、特許文献１に示すように、バスバーの周囲を囲むように磁気コアを配置し、この磁気コアに設けた空隙（ギャップ）に配置した磁気検出素子により磁界を検出し、電流を測定する。このように磁気コアで導体を包み込む形式のものをクローズドループ方式と呼ぶが、大きな電流値を測定しようとする場合は磁気コアも大きくせざるを得ず、電流センサの重量、及びサイズの増大を招いている。
また、導体の周囲を磁気コアで包み込むという形状から、一度設置したら取り外しや交換が容易でないといった問題もある。 In recent years, with the spread of hybrid vehicles and electric vehicles, for example, current sensors are used to monitor the amount of battery used and the amount of power during charging. Since a magnetic field proportional to the magnitude of the flowing current is generated around the conductor (bus bar) through which the current flows, the current sensor outputs the current value flowing through the conductor by measuring this magnetic field. . As a current sensor, as shown in Patent Document 1, a magnetic core is disposed so as to surround the bus bar, a magnetic field is detected by a magnetic detection element disposed in a gap (gap) provided in the magnetic core, and a current is detected. taking measurement. Such a type that wraps a conductor with a magnetic core is called a closed loop method, but when measuring a large current value, the magnetic core must be made large, increasing the weight and size of the current sensor. Invited.
Another problem is that it is not easy to remove or replace the conductor once it is installed because of the shape in which the conductor is surrounded by a magnetic core.

そこで近年、特許文献２に示すような、磁気コアを設けずに被測定導体近傍に磁気センサを配置する形式のコアレス型の電流センサ（オープンループ方式）が提案されている。コアレスにすることにより電流センサ自体を小型軽量化することができ、且つ取り付けや取り外しが容易で設置の自由度の高い電流センサが実現可能である。この電流センサに用いられる磁気素子としては、ホール素子や磁気抵抗効果（ＭＲ）素子、磁気インピーダンス（ＭＩ）素子やフラックスゲート（ＦＧ）素子などの各種磁気検出素子が挙げられる。磁気検出素子は、半導体分野における薄膜プロセスや微細配線加工プロセスを用いて、小型なサイズで作製可能である。   Therefore, in recent years, a coreless type current sensor (open loop method) in which a magnetic sensor is arranged in the vicinity of a conductor to be measured without providing a magnetic core as shown in Patent Document 2 has been proposed. By making the coreless, the current sensor itself can be reduced in size and weight, and it is possible to realize a current sensor that can be easily attached and detached and has a high degree of freedom in installation. Examples of the magnetic element used in the current sensor include various magnetic detection elements such as a Hall element, a magnetoresistive effect (MR) element, a magnetic impedance (MI) element, and a fluxgate (FG) element. The magnetic detection element can be manufactured in a small size by using a thin film process or a fine wiring processing process in the semiconductor field.

特開２０１０−１２１９８３号公報JP 2010-121983 特開２０１１−１８５７８８号公報JP 2011-185788 A 特開平１１−１０９００６号公報JP-A-11-109006

しかし、電気自動車などでは数百Ａという大電流が流れるため、小型の磁気センサを用いた電流センサでは、磁気素子が有する磁性体コアが磁気飽和してしまいダイナミックレンジが足りなくなる。それを解消するために、フィードバックコイルを用いたフィードバック方式が用いられる。即ち、磁気素子が有する磁性体コアにおける磁界が零になるように、被測定磁界の方向とは反対向きのフィードバック磁界をフィードバックコイルにより発生させ、このフィードバック磁界を発生させるためにフィードバックコイルに供給した電流から被測定磁界を算出する。このフィードバックコイルは例えば磁気検出素子の周囲に配置したボビンにより実現することが可能であるが、そうした場合には半導体加工技術を応用することによって実現される小型化というメリットが薄れてしまう。そこで、半導体加工技術を応用することによりフィードバックコイルを形成した磁気検出素子（特許文献３）が提案されている。
特許文献３においては磁気検出素子として磁気インピーダンス素子を用いている。フィードバックコイルは検出コイル形成工程において同時に形成され、その結果、検出コイルと同一階層に存在する。 However, since a large current of several hundreds A flows in an electric vehicle or the like, in a current sensor using a small magnetic sensor, the magnetic core of the magnetic element is magnetically saturated and the dynamic range becomes insufficient. In order to solve this problem, a feedback system using a feedback coil is used. That is, a feedback magnetic field opposite to the direction of the magnetic field to be measured is generated by the feedback coil so that the magnetic field in the magnetic core of the magnetic element is zero, and the feedback coil is supplied to generate the feedback magnetic field. Calculate the measured magnetic field from the current. This feedback coil can be realized by, for example, a bobbin arranged around the magnetic detection element. In such a case, the merit of miniaturization realized by applying semiconductor processing technology is diminished. Therefore, a magnetic detection element (Patent Document 3) in which a feedback coil is formed by applying semiconductor processing technology has been proposed.
In Patent Document 3, a magnetic impedance element is used as a magnetic detection element. The feedback coil is formed at the same time in the detection coil formation process, and as a result, exists in the same layer as the detection coil.

この特許文献３の素子構造をフラックスゲート型磁気素子に適用した場合には、フィードバックコイルは励磁コイル及び検出コイルの形成工程において同時に形成される。その結果、フィードバックコイルは、励磁コイル及び検出コイルと同一階層に存在する構造が考えられる。
即ち、従来のフラックスゲート素子の構造としては、図１５から図１７に示すように、非磁性基板３３１上に、励磁コイル３０９、検出コイル３１０及びフィードバックコイル（負帰還コイル）３２１の下部配線を形成する第一配線層３０４と、第一樹脂層３０５を介して第一配線層３０４上に形成された磁気コア３０１と、磁気コア３０１上に形成された第二樹脂層３０６と、第二樹脂層３０６の上に形成された負帰還コイル、励磁コイル、検出コイルの上部配線を形成する第二配線層３０７と、を有する構造が考えられる。
しかし、上述のように、各コイルを同一階層に形成すると、フィードバックコイルの巻き数が制限されてしまい、フィードバック効率を向上させることができない。また、フィードバックコイルを巻き回した分だけ検出コイル、及び、励磁コイルの巻き数が減少し、それによる励磁効率の低下や検出信号を検出しづらいといった問題がある。各コイルの巻き数を多くするために、コイル配線のサイズを小さくすることが考えられるが、その場合は配線抵抗が大きくなり、磁気検出素子の消費電力が大きくなってしまうという問題がある。 When the element structure of Patent Document 3 is applied to a fluxgate type magnetic element, the feedback coil is formed simultaneously in the formation process of the excitation coil and the detection coil. As a result, it is conceivable that the feedback coil has a structure existing on the same level as the excitation coil and the detection coil.
That is, as the structure of the conventional fluxgate element, as shown in FIGS. 15 to 17, the lower wiring of the excitation coil 309, the detection coil 310 and the feedback coil (negative feedback coil) 321 is formed on the nonmagnetic substrate 331. First wiring layer 304, magnetic core 301 formed on first wiring layer 304 via first resin layer 305, second resin layer 306 formed on magnetic core 301, and second resin layer A structure including a negative feedback coil formed on 306, an excitation coil, and a second wiring layer 307 that forms the upper wiring of the detection coil is conceivable.
However, as described above, when the coils are formed on the same layer, the number of turns of the feedback coil is limited, and the feedback efficiency cannot be improved. In addition, the number of turns of the detection coil and the excitation coil is reduced by the amount of winding of the feedback coil, thereby causing a problem that the excitation efficiency is lowered and it is difficult to detect the detection signal. In order to increase the number of turns of each coil, it is conceivable to reduce the size of the coil wiring. In this case, however, there is a problem that the wiring resistance increases and the power consumption of the magnetic detection element increases.

本発明は上記課題に鑑み、消費電力を大きくすることなく、励磁効率の低下や検出信号を検出しづらいといった問題を生じることなく、フィードバック効率を高めることが可能なフラックスゲート型磁気素子を実現することで、大電流を高精度に検出することが可能な磁気センサを提供することを目的とする。   In view of the above problems, the present invention realizes a fluxgate magnetic element capable of increasing feedback efficiency without increasing power consumption, without causing problems such as a decrease in excitation efficiency and difficulty in detecting a detection signal. Thus, an object is to provide a magnetic sensor capable of detecting a large current with high accuracy.

本発明の請求項１にかかるフラックスゲート型磁気素子は、非磁性基板上に長手方向を有する形状の磁性体コアと、前記磁性体コアに巻回されるように第１のソレノイドコイルおよび第２のソレノイドコイルと、が形成され、前記第１のソレノイドコイルおよび第２のソレノイドコイルの一方が励磁コイルとされ他方が検出コイルとされたフラックスゲート型磁気素子であって、
前記磁性体コアに巻回され、前記第１のソレノイドコイルおよび第２のソレノイドコイルの外側に設けられた第３のソレノイドコイルがフィードバックコイルとされていることを特徴とする。 According to a first aspect of the present invention, there is provided a magnetic flux core type magnetic element having a longitudinal direction on a nonmagnetic substrate, a first solenoid coil and a second magnetic core wound around the magnetic core. A flux-gate type magnetic element in which one of the first solenoid coil and the second solenoid coil is an excitation coil and the other is a detection coil,
A third solenoid coil wound around the magnetic core and provided outside the first solenoid coil and the second solenoid coil is a feedback coil.

本発明の請求項１にかかるフラックスゲート型磁気素子によれば、磁性体コアに巻回された励磁コイルと検出コイルとのさらに外側にフィードバックコイルが巻回されるように形成されて、励磁コイルおよび検出コイルとは異なる階層にフィードバックコイルが位置しているため、所定長さの磁性体コアに対して、フィードバックコイルに対する長さを考慮することなく励磁コイルおよび検出コイルを巻回して磁気素子を構成することができるため、励磁コイルおよび検出コイルの巻き数を減らすことなくフィードバックコイルを設けて、励磁効率の低下や検出信号波形が減少するといった素子特性の劣化を防止することができる。   According to the flux gate type magnetic element of the first aspect of the present invention, the excitation coil is formed so that the feedback coil is wound on the outer side of the excitation coil and the detection coil wound around the magnetic core. Since the feedback coil is located at a different level from the detection coil, the excitation element and the detection coil are wound around the magnetic core of a predetermined length without considering the length with respect to the feedback coil. Since it can be configured, a feedback coil can be provided without reducing the number of turns of the excitation coil and the detection coil, and deterioration of element characteristics such as a decrease in excitation efficiency and a decrease in detection signal waveform can be prevented.

本発明の請求項２にかかる磁気センサは、請求項１記載のフラックスゲート型磁気素子と、
前記磁性体コアにおける被測定磁界を打ち消すフィードバック磁界を発生させるように、前記フィードバックコイルにフィードバック電流を供給するとともに、該フィードバック電流の値に基づいて被測定磁界の強度を出力する制御用集積回路と、
を具備してなることを特徴とする。 A magnetic sensor according to a second aspect of the present invention includes the fluxgate magnetic element according to the first aspect,
A control integrated circuit that supplies a feedback current to the feedback coil so as to generate a feedback magnetic field that cancels the measured magnetic field in the magnetic core, and outputs the strength of the measured magnetic field based on the value of the feedback current; ,
It is characterized by comprising.

本発明の請求項２にかかる磁気センサは、請求項１記載のフラックスゲート型磁気素子を用いて磁界強度を測定することができる。     The magnetic sensor according to claim 2 of the present invention can measure the magnetic field strength using the fluxgate type magnetic element according to claim 1.

本発明の請求項１にかかるフラックスゲート型磁気素子によれば、磁気素子の感磁方向における磁性体コアの長さ寸法の全長に亘って励磁コイルおよび検出コイルを巻回するとともに、その外側で磁性体コアの長さ寸法の全長に亘ってフィードバックコイルを巻回することが可能となるため、励磁効率の低下や検出信号波形が減少するといった素子特性の劣化を来すことなく、素子長さ寸法を縮小することができる。同様に、素子長さを大きくすることなく、励磁効率の低下や検出信号波形が減少するといった素子特性の劣化を防止することが可能になる。   According to the fluxgate type magnetic element of the first aspect of the present invention, the excitation coil and the detection coil are wound over the entire length of the length of the magnetic core in the magnetic sensing direction of the magnetic element. Since the feedback coil can be wound over the entire length of the magnetic core, the length of the element can be reduced without deteriorating the element characteristics such as a decrease in excitation efficiency and a decrease in the detection signal waveform. The dimensions can be reduced. Similarly, it is possible to prevent deterioration of element characteristics such as a decrease in excitation efficiency and a decrease in detection signal waveform without increasing the element length.

図１は、本発明に係る磁気センサの第１実施形態におけるフラックスゲート型磁気素子を用いた電流センサを示す模式図である。FIG. 1 is a schematic diagram showing a current sensor using a fluxgate magnetic element in the first embodiment of the magnetic sensor according to the present invention. 図２は、本発明に係る磁気センサの第１実施形態におけるフラックスゲート型磁気素子の動作原理を示すグラフである。FIG. 2 is a graph showing the principle of operation of the fluxgate type magnetic element in the first embodiment of the magnetic sensor according to the present invention. 図３は、本発明に係るフラックスゲート型磁気素子の第１実施形態における磁性体コアの磁化状態の時間による変化を示すヒステリシス曲線である。FIG. 3 is a hysteresis curve showing the change with time of the magnetization state of the magnetic core in the first embodiment of the fluxgate magnetic element according to the present invention. 図４は、本発明に係るフラックスゲート型磁気素子の第１実施形態を示す模式図である。FIG. 4 is a schematic view showing a first embodiment of a fluxgate magnetic element according to the present invention. 図５は、本発明に係るフラックスゲート型磁気素子の第１実施形態を示す模式側断面図である。FIG. 5 is a schematic cross-sectional side view showing a first embodiment of a fluxgate magnetic element according to the present invention. 図６は、本発明に係るフラックスゲート型磁気素子の第１実施形態における製造工程を示す正断面図である。FIG. 6 is a front sectional view showing a manufacturing process in the first embodiment of the fluxgate magnetic element according to the present invention. 図７は、本発明に係るフラックスゲート型磁気素子の第１実施形態における製造工程を示す断面図である。FIG. 7 is a sectional view showing a manufacturing process in the first embodiment of the fluxgate type magnetic element according to the present invention. 図８は、本発明に係るフラックスゲート型磁気素子の第１実施形態における励磁コイルおよび検出コイルを示す上面図である。FIG. 8 is a top view showing the excitation coil and the detection coil in the first embodiment of the fluxgate type magnetic element according to the present invention. 図９は、本発明に係るフラックスゲート型磁気素子の第１実施形態における他の例を示す模式側断面図である。FIG. 9 is a schematic side sectional view showing another example of the fluxgate type magnetic element according to the first embodiment of the present invention. 図１０は、本発明に係るフラックスゲート型磁気素子の第２実施形態における製造工程を示す断面図である。FIG. 10 is a sectional view showing a manufacturing process in the second embodiment of the fluxgate type magnetic element according to the present invention. 図１１は、本発明に係るフラックスゲート型磁気素子の第２実施形態における製造工程を示す断面図である。FIG. 11 is a cross-sectional view showing a manufacturing process in the second embodiment of the fluxgate type magnetic element according to the present invention. 図１２は、本発明に係る磁気センサの第１実施形態におけるフラックスゲート型磁気センサの動作原理を示すグラフである。FIG. 12 is a graph showing the principle of operation of the fluxgate type magnetic sensor in the first embodiment of the magnetic sensor according to the present invention. 図１３は、本発明に係る磁気センサの第１実施形態におけるフラックスゲート型磁気センサの動作原理を示すグラフである。FIG. 13 is a graph showing the principle of operation of the fluxgate type magnetic sensor in the first embodiment of the magnetic sensor according to the present invention. 図１４は、本発明に係る磁気センサの第１実施形態におけるフラックスゲート型磁気センサの動作原理を示すグラフである。FIG. 14 is a graph showing the operation principle of the fluxgate type magnetic sensor in the first embodiment of the magnetic sensor according to the present invention. 図１５は、従来のフィードバックコイルを有するフラックスゲート型磁気素子を示す模式上面図である。FIG. 15 is a schematic top view showing a flux gate type magnetic element having a conventional feedback coil. 図１６は、従来のフィードバックコイルを有するフラックスゲート型磁気素子を示す模式正断面図である。FIG. 16 is a schematic front sectional view showing a fluxgate type magnetic element having a conventional feedback coil. 図１７は、従来のフィードバックコイルを有するフラックスゲート型磁気素子を示す模式側断面図である。FIG. 17 is a schematic side sectional view showing a fluxgate type magnetic element having a conventional feedback coil.

以下、本発明に係るフラックスゲート型磁気素子、磁気センサ（電流センサ）の第１実施形態を、図面に基づいて説明する。
図１は、本実施形態における磁気センサにおける主要部同士の機能的関係を示す模式図であり、図において、符号ＭＳ１０は磁気センサを示している。 Hereinafter, a first embodiment of a fluxgate magnetic element and a magnetic sensor (current sensor) according to the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a schematic diagram showing a functional relationship between main parts of a magnetic sensor according to the present embodiment. In the figure, reference numeral MS10 denotes a magnetic sensor.

本実施形態の磁気センサＭＳ１０は、図１に示すように、フラックスゲート型磁気素子Ｍ１２と、制御用集積回路（信号処理回路）ＭＴ１０とからなる。
フラックスゲート型磁気素子Ｍ１２は、軟磁性材料からなる磁性体コア１に巻回された励磁コイル９、検出コイル１０、フィードバックコイル２１、を有する。
制御用集積回路ＭＴ１０は、励磁電流発生回路ＭＴ１１、センスアンプＭＴ１２、コンパレータＭＴ１３、フィードバック制御回路（ＦＢ制御回路）ＭＴ１４、電流アンプＭＴ１５、出力端子ＭＴ１６を有する。
磁気センサＭＳ１０は、例えば導電路に流れる電流が作る被測定磁界を測定するための電流センサなどである。 As shown in FIG. 1, the magnetic sensor MS10 of this embodiment includes a flux gate type magnetic element M12 and a control integrated circuit (signal processing circuit) MT10.
The fluxgate magnetic element M12 includes an excitation coil 9, a detection coil 10, and a feedback coil 21 wound around a magnetic core 1 made of a soft magnetic material.
The control integrated circuit MT10 includes an exciting current generation circuit MT11, a sense amplifier MT12, a comparator MT13, a feedback control circuit (FB control circuit) MT14, a current amplifier MT15, and an output terminal MT16.
The magnetic sensor MS10 is, for example, a current sensor for measuring a magnetic field to be measured created by a current flowing through a conductive path.

励磁コイル９には、励磁電流発生回路ＭＴ１１が接続され、後述するように連続波形とされる励磁電流信号が供給される。
検出コイル１０には、センスアンプＭＴ１２が接続されている。検出コイル１０からの出力信号は、センスアンプＭＴ１２によって増幅される。センスアンプＭＴ１２は、コンパレータＭＴ１３に接続されており、コンパレータＭＴ１３は、フィードバック制御回路ＭＴ１４に接続され、フィードバック制御回路ＭＴ１４は、電流アンプＭＴ１５が接続され、電流アンプＭＴ１５は、フィードバックコイル２１および出力端子ＭＴ１６が接続される。 An excitation current generation circuit MT11 is connected to the excitation coil 9, and an excitation current signal having a continuous waveform is supplied as will be described later.
A sense amplifier MT12 is connected to the detection coil 10. The output signal from the detection coil 10 is amplified by the sense amplifier MT12. The sense amplifier MT12 is connected to the comparator MT13. The comparator MT13 is connected to the feedback control circuit MT14. The feedback control circuit MT14 is connected to the current amplifier MT15. The current amplifier MT15 is connected to the feedback coil 21 and the output terminal MT16. Is connected.

励磁電流発生回路ＭＴ１１が発生させる三角波の励磁電流が励磁コイル９に供給され、それに伴い励磁磁界が磁性体コア１に発生する。磁性体コア１に発生した励磁磁界は、正負交互に磁界の向きが変動する。検出コイル１０においては、磁界の向きが切り替わるタイミングでパルス状の誘導電圧信号（検出信号）が発生する。検出コイル１０に発生したパルス状の誘導電圧信号（検出信号）は、検出コイル１０に接続された端子を通してセンスアンプＭＴ１２へ入力される。センスアンプＭＴ１２は、この検出信号を後段のコンパレータＭＴ１３が動作可能な程度まで増幅する。   A triangular wave exciting current generated by the exciting current generating circuit MT11 is supplied to the exciting coil 9, and an exciting magnetic field is generated in the magnetic core 1 accordingly. The direction of the magnetic field of the exciting magnetic field generated in the magnetic core 1 varies alternately between positive and negative. In the detection coil 10, a pulsed induced voltage signal (detection signal) is generated at the timing when the direction of the magnetic field is switched. A pulse-like induced voltage signal (detection signal) generated in the detection coil 10 is input to the sense amplifier MT12 through a terminal connected to the detection coil 10. The sense amplifier MT12 amplifies this detection signal to the extent that the subsequent comparator MT13 can operate.

コンパレータＭＴ１３には、センスアンプＭＴ１２で増幅された検出信号が入力される。コンパレータＭＴ１３は、この増幅された検出信号の電圧値と、予め定められた閾値電圧値とを比較し、その結果に応じてＨｉｇｈ値またはＬｏｗ値の信号を出力する。このように、コンパレータＭＴ１３は、検出信号をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）波形に変換する。
コンパレータＭＴ１３が出力したＨｉｇｈ値の維持時間とＬｏｗ値の維持時間との比は、Ｄｕｔｙ比と呼ばれる。このＤｕｔｙ比が５０：５０であれば外部磁界（被測定磁界）が印加されていない状態である。５０：５０から外れていれば、外部磁界（被測定磁界）が印加されている状態である。５０：５０から大きく外れるほど、大きな外部磁界（被測定磁界）が印加されていることを示す。 The detection signal amplified by the sense amplifier MT12 is input to the comparator MT13. The comparator MT13 compares the voltage value of the amplified detection signal with a predetermined threshold voltage value, and outputs a high value signal or a low value signal according to the result. Thus, the comparator MT13 converts the detection signal into a PWM (Pulse Width Modulation) waveform.
The ratio between the high value maintaining time and the low value maintaining time output by the comparator MT13 is called a duty ratio. If the duty ratio is 50:50, an external magnetic field (magnetic field to be measured) is not applied. If it deviates from 50:50, an external magnetic field (magnetic field to be measured) is being applied. A larger deviation from 50:50 indicates that a larger external magnetic field (magnetic field to be measured) is being applied.

フィードバック制御回路ＭＴ１４は、コンパレータＭＴ１３からの出力であるＨｉｇｈ値の維持時間とＬｏｗ値の維持時間のＤｕｔｙ比が５０：５０からずれた場合に、そのずれ量に応じた値の直流電圧信号を出力する。
電流アンプＭＴ１５は、フィードバック制御回路ＭＴ１４が出力した直流電圧信号を基にして、Ｄｕｔｙ比を５０：５０に近づけるためのフィードバック電流をフィードバックコイル２１に供給する。これにより、磁性体コア１における磁化状態は、実効的には外部磁界が印可されていない状態となる。 The feedback control circuit MT14 outputs a DC voltage signal having a value corresponding to the amount of deviation when the duty ratio between the high value maintenance time and the low value maintenance time output from the comparator MT13 is deviated from 50:50. To do.
The current amplifier MT15 supplies the feedback coil 21 with a feedback current for bringing the duty ratio close to 50:50 based on the DC voltage signal output from the feedback control circuit MT14. Thereby, the magnetization state in the magnetic core 1 is effectively a state in which no external magnetic field is applied.

本実施形態の磁界強度の測定方法を、磁気センサＭＳ１０を構成するフラックスゲート型磁気素子Ｍ１２等の動作原理を通して説明する。
図２は、フラックスゲート型磁気素子の動作原理を示すグラフである。図２（ａ）は、励磁コイル９に供給される三角波励磁電流の時間変化を示すグラフである。図２（ｂ）は、磁性体コア１の磁化状態の時間変化を示すグラフである。図２（ｃ）は、検出コイル１０に生じる検出信号の時間変化を示すグラフである。図３は、フラックスゲート型磁気素子Ｍ１２の磁性体コア１の磁化状態の時間による変化を示すＢ−Ｈ曲線（ヒステリシス曲線）である。 The method for measuring the magnetic field strength of the present embodiment will be described through the operating principle of the fluxgate type magnetic element M12 and the like constituting the magnetic sensor MS10.
FIG. 2 is a graph showing the operating principle of the fluxgate magnetic element. FIG. 2A is a graph showing the change over time of the triangular wave exciting current supplied to the exciting coil 9. FIG. 2B is a graph showing the change over time of the magnetization state of the magnetic core 1. FIG. 2C is a graph showing the change over time of the detection signal generated in the detection coil 10. FIG. 3 is a BH curve (hysteresis curve) showing a change with time of the magnetization state of the magnetic core 1 of the fluxgate type magnetic element M12.

励磁電流発生回路ＭＴ１１から、図２（ａ）に示すような三角波励磁電流を励磁コイル９に供給すると、励磁コイル９の作る励磁磁界Ｈｅｘｃにより磁性体コア１に励磁磁界が生じる。図２（ａ）の横軸は時間を、縦軸は電流値を示す。磁性体コア１は、図３に示すような磁気飽和特性を有するため、磁性体コア１における磁化状態は、図２（ｂ）に示すような時間変化をする。図２（ｂ）の横軸は時間を、縦軸は磁性体コア１における磁束密度Ｂを示す。検出コイル１０には、磁性体コア１の磁化状態の極性が反転するタイミング、すなわち時間変化ｄＢ／ｄｔが存在するタイミングにおいて、磁性体コア１の断面積Ｓ、ピックアップコイル１０の巻き数Ｎに比例した誘導電圧Ｖｐｕ＝ＮＳ×ｄＢ／ｄｔが生じる。検出コイル１０に発生する誘導電圧Ｖｐｕは、図２（ｃ）に示すような時間変化をするパルス状の誘導電圧信号（検出信号）である。図２（ｃ）の横軸は時間を、縦軸は電圧値を示す。磁性体コア１の磁束密度Ｂの時間変化ｄＢ／ｄｔが大きいほど、誘導電圧信号の波高値は高くなり、パルス幅は狭くなり、より急峻なパルス状波形の誘導電圧信号が得られる。図２（ｃ）における時間間隔ｔ１は、外部磁界（被測定磁界）Ｈｅｘｔ、磁性体コア１の磁束密度Ｂが増加する時と減少する時との磁場の強さＨのずれＨｃ、励磁コイル９の作る磁界Ｈｅｘｃ、三角波励磁電流の周期Ｔ及びコイルのインダクタンスによる遅延時間Ｔｄを用いて、式（１）のように表される。

Figure 2014081300
When a triangular wave excitation current as shown in FIG. 2A is supplied from the excitation current generation circuit MT11 to the excitation coil 9, an excitation magnetic field is generated in the magnetic core 1 by the excitation magnetic field Hexc created by the excitation coil 9. In FIG. 2A, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the current value. Since the magnetic core 1 has a magnetic saturation characteristic as shown in FIG. 3, the magnetization state in the magnetic core 1 changes with time as shown in FIG. In FIG. 2B, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the magnetic flux density B in the magnetic core 1. The detection coil 10 is proportional to the cross-sectional area S of the magnetic core 1 and the number of turns N of the pickup coil 10 at the timing when the polarity of the magnetization state of the magnetic core 1 is reversed, that is, when the time change dB / dt is present. The induced voltage Vpu = NS × dB / dt is generated. The induced voltage Vpu generated in the detection coil 10 is a pulsed induced voltage signal (detection signal) that changes with time as shown in FIG. In FIG. 2C, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the voltage value. The larger the time change dB / dt of the magnetic flux density B of the magnetic core 1, the higher the peak value of the induced voltage signal, the narrower the pulse width, and the steeper pulsed waveform of the induced voltage signal. The time interval t1 in FIG. 2C is the external magnetic field (measured magnetic field) Hext, the deviation Hc of the magnetic field strength H between when the magnetic flux density B of the magnetic core 1 increases and when it decreases, and the exciting coil 9 (1) using the magnetic field Hexc, the period T of the triangular wave excitation current, and the delay time Td due to the inductance of the coil.
Figure 2014081300

同様に、図２の（ｃ）における時間間隔ｔ２は、式（２）のように表される。

Figure 2014081300
式（１）及び式（２）より、外部磁界によって生ずる時間間隔の変化量ｔ２−ｔ１は、式（３）のように表される。
Figure 2014081300
 Similarly, the time interval t2 in (c) of FIG. 2 is expressed as in Expression (2).
Figure 2014081300
 From Expression (1) and Expression (2), the change t2-t1 of the time interval caused by the external magnetic field is expressed as Expression (3).
Figure 2014081300

式（３）より、外部磁界によって生ずる時間間隔の変化ｔ２−ｔ１は、外部磁界Ｈｅｘｔと励磁コイル９の作る励磁磁界Ｈｅｘｃの比 Ｈｅｘｔ／Ｈｅｘｃ および三角波励磁電流の周期Ｔに依存することがわかる。外部磁界に対する感度Ｓ＝ｄ（ｔ２−ｔ１）／ｄＨｅｘｔは、励磁コイル９に通電する三角波励磁電流の振幅Ｉｅｘｃ、励磁コイル９に流れる三角波励磁電流の単位電流当たりの発生磁界（励磁効率α）、及び三角波励磁電流の周期Ｔを用いて、Ｓ＝Ｔ／（２・Ｉｅｘｃ×α）で表される。よって、三角波励磁電流の振幅Ｉｅｘｃが大きいほど、フラックスゲート型磁気素子Ｍ１２の感度Ｓは小さくなる。そして、三角波励磁電流の周期Ｔが大きいほど、フラックスゲート型磁気素子の感度Ｓは大きくなる。   From the equation (3), it can be seen that the change t2-t1 of the time interval caused by the external magnetic field depends on the ratio Hext / Hexc between the external magnetic field Hext and the exciting magnetic field Hexc formed by the exciting coil 9 and the period T of the triangular wave exciting current. The sensitivity S to the external magnetic field S = d (t2−t1) / dHext is the amplitude Iexc of the triangular wave excitation current flowing through the excitation coil 9, the magnetic field generated per unit current of the triangular wave excitation current flowing through the excitation coil 9 (excitation efficiency α), And S = T / (2 · Iexc × α) using the period T of the triangular wave excitation current. Therefore, the greater the amplitude Iexc of the triangular wave excitation current, the smaller the sensitivity S of the fluxgate magnetic element M12. And the sensitivity S of a fluxgate type | mold magnetic element becomes large, so that the period T of a triangular wave exciting current is large.

励磁効率αは、フラックスゲート磁気素子Ｍ１２を構成する磁性体コア１と励磁コイル９の巻き数によって決定される値である。励磁効率αが大きいほど、同一感度で同一の磁界範囲を測定しようとした場合には、少ない電流でフラックスゲート磁気素子Ｍ１２を駆動することができる。また、式（３）において、外部磁界Ｈｅｘｔ＝励磁磁界Ｈｅｘｃとなるとき式（３）は０となり、このときの外部磁界Ｈｅｘｔが測定可能な磁界範囲の上限となる。Ｈｅｘｃ＝α×Ｉｅｘｃで表されることから、励磁効率αが大きいほど、同一の電流で駆動した場合に広い測定可能な磁界範囲を有するフラックスゲート型磁気素子となる。   The excitation efficiency α is a value determined by the number of turns of the magnetic core 1 and the excitation coil 9 constituting the fluxgate magnetic element M12. As the excitation efficiency α increases, the flux gate magnetic element M12 can be driven with a smaller current when attempting to measure the same magnetic field range with the same sensitivity. Further, in the expression (3), when the external magnetic field Hext = excitation magnetic field Hexc, the expression (3) becomes 0, and the external magnetic field Hext at this time becomes the upper limit of the measurable magnetic field range. Since it is expressed by Hexc = α × Iexc, as the excitation efficiency α increases, the flux gate type magnetic element has a wider measurable magnetic field range when driven by the same current.

この励磁効率αは、励磁コイル９に三角波励磁電流を通電することにより磁性体コア１に発生する磁束密度と、外部磁界により磁性体コア１に発生する磁束密度との比率を示すものである。励磁効率αは、磁性体コア１のヒステリシス曲線の非飽和領域における磁気密度Ｂの外部磁界Ｈｅｘｔに対する傾きｄＢ／ｄＨｅｘｔと、同じく磁性体コア１の磁束密度Ｂの励磁コイルに流れる三角波励磁電流Ｉｅｘｃに対する傾きｄＢ／ｄＩｅｘｃとの比率により決まり、式（４）で表される。

Figure 2014081300
This excitation efficiency α indicates the ratio between the magnetic flux density generated in the magnetic core 1 by passing a triangular wave excitation current through the exciting coil 9 and the magnetic flux density generated in the magnetic core 1 by an external magnetic field. The excitation efficiency α corresponds to the slope dB / dHext of the magnetic density B with respect to the external magnetic field Hext in the non-saturated region of the hysteresis curve of the magnetic core 1 and the triangular wave excitation current Iexc flowing through the excitation coil of the magnetic core 1 with the magnetic flux density B. It is determined by the ratio of the slope dB / dIexc and is expressed by the equation (4).
Figure 2014081300

すなわち、上記のように磁気センサＭＳ１０は、制御用集積回路（信号処理回路）ＭＴ１０の励磁電流発生回路ＭＴ１１から励磁コイル９へ、連続して振動する三角波形の励磁電流を供給し、磁性体コア１における磁束の向きが連続的に振動して飽和する磁場を発生させる。磁性体コア１内においては、磁束の向きが反転するタイミングでパルス状の誘導電圧が検出コイル１０にて発生する。この検出コイル１０から出力されたパルス状の誘導電圧信号の時間間隔Ｔ０を、外部磁界Ｈｅｘｔが印加されていない場合と印加されている場合とにおける差異が最小となるように、磁性体コア１に巻回されたフィードバックコイル２１にフィードバック電流を供給する。     That is, as described above, the magnetic sensor MS10 supplies the exciting current having a triangular waveform continuously oscillating from the exciting current generating circuit MT11 of the control integrated circuit (signal processing circuit) MT10 to the exciting coil 9, and the magnetic core 1 generates a magnetic field in which the direction of the magnetic flux continuously vibrates and saturates. In the magnetic core 1, a pulsed induced voltage is generated in the detection coil 10 at the timing when the direction of the magnetic flux is reversed. The time interval T0 of the pulse-like induced voltage signal output from the detection coil 10 is set to the magnetic core 1 so that the difference between when the external magnetic field Hext is not applied and when it is applied is minimized. A feedback current is supplied to the wound feedback coil 21.

より具体的な動作原理を図１２〜図１４を用いて説明する。   A more specific operation principle will be described with reference to FIGS.

（外部磁界Ｈｅｘｔ＝０の場合）
図１２（ａ）に示すように、励磁電流発生回路ＭＴ１１は、周期Ｔで変動する三角波励磁電流を励磁コイル９に供給する。それに伴って磁性体コア１において励磁磁界が発生する。図１２（ｂ）は、磁性体コア１における磁化状態の時間変化を示す。外部磁界Ｈｅｘｔ＝０であるため、磁性体コア１における磁化状態は励磁磁界のみの影響を受け、三角波励磁電流と同期して変動する。したがって、三角波電流の極性が反転する時刻ｔ２、ｔ４、ｔ６、ｔ８と同じタイミングで、磁性体コア１における磁化状態（磁化方向）が反転する。図１２（ｃ）は、磁性体コア１の磁化状態が反転するときに検出コイル１０に発生するパルス状の誘導電圧信号を示す。磁性体コア１の磁化状態が負から正へ反転する時刻ｔ２とｔ６においては、正符号の誘導電圧信号Ｋ＋が発生する。磁性体コア１の磁化状態が正から負へ反転する時刻ｔ４とｔ８においては、負符号の誘導電圧信号Ｋ−が発生する。 (When external magnetic field Hext = 0)
As shown in FIG. 12A, the excitation current generation circuit MT11 supplies a triangular wave excitation current that fluctuates with a period T to the excitation coil 9. Along with this, an exciting magnetic field is generated in the magnetic core 1. FIG. 12B shows the change over time of the magnetization state in the magnetic core 1. Since the external magnetic field Hext = 0, the magnetization state in the magnetic core 1 is affected only by the excitation magnetic field and fluctuates in synchronization with the triangular wave excitation current. Therefore, the magnetization state (magnetization direction) in the magnetic core 1 is reversed at the same timing as the times t2, t4, t6, and t8 when the polarity of the triangular wave current is reversed. FIG. 12C shows a pulsed induced voltage signal generated in the detection coil 10 when the magnetization state of the magnetic core 1 is reversed. At times t2 and t6 when the magnetization state of the magnetic core 1 is reversed from negative to positive, a positive sign induced voltage signal K + is generated. At times t4 and t8 when the magnetization state of the magnetic core 1 is reversed from positive to negative, the negative induced voltage signal K− is generated.

検出コイル１０に発生した誘導電圧信号（Ｋ＋、Ｋ−）は、フラックスゲート型磁気素子Ｍ１２の出力として制御用集積回路ＭＴ１０に入力される。まず、センスアンプＭＴ１２において誘導電圧信号が増幅され、続いてコンパレータＭＴ１３に入力される。コンパレータＭＴ１３は、図１２（ｄ）に示すように、増幅された誘導電圧信号をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）波形へと変調する。すなわち、増幅された誘導電圧信号の電圧値と予め定められた閾値電圧値とを比較し、増幅された誘導電圧信号の電圧値の方が大きい場合はＨｉｇｈが維持され、増幅された誘導電圧信号の方が小さい場合はＬｏｗが維持された電圧信号を出力する。Ｈｉｇｈが維持される時間幅をＴＨ、Ｌｏｗが維持される時間幅をＴＬとすると、外部磁界Ｈｅｘｔ＝０である場合においてはＴＨ＝ＴＬとなり、これが基準時間間隔Ｔ０（ゼロ）とされる。基準時間間隔Ｔ０は、三角波電流の半周期Ｔ／２と等しい。Ｈｉｇｈの時間幅（ＴＨ）とＬｏｗの時間幅（ＴＬ）とのＤｕｔｙ比は、Ｔ０：Ｔ０（＝５０：５０）となる。 The induced voltage signals (K +, K−) generated in the detection coil 10 are input to the control integrated circuit MT10 as the output of the fluxgate magnetic element M12. First, the induced voltage signal is amplified by the sense amplifier MT12 and then input to the comparator MT13. The comparator MT13 modulates the amplified induced voltage signal into a PWM (Pulse Width Modulation) waveform as shown in FIG. That is, the voltage value of the amplified induced voltage signal is compared with a predetermined threshold voltage value. If the voltage value of the amplified induced voltage signal is larger, High is maintained, and the amplified induced voltage signal is If is smaller, a voltage signal maintaining Low is output. When the time width in which High is maintained is T H and the time width in which Low is maintained is T L , when the external magnetic field Hext = 0, T H = T L , which is the reference time interval T0 (zero). Is done. The reference time interval T0 is equal to the half cycle T / 2 of the triangular wave current. The duty ratio between the high time width (T H ) and the low time width (T L ) is T0: T0 (= 50: 50).

コンパレータＭＴ１３において変調された信号は、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）フィードバック制御回路１４へ入力される。信号は、フィードバック制御回路ＭＴ１４、電流アンプＭＴ１５を経てフィードバック電流としてフィードバックコイル２１に出力されるとともに、電流アンプＭＴ１５からの出力値が出力端子ＭＴ１６から外部磁界強度の指標を表す磁気センサの出力として連続的に出力される。この出力が、外部磁界Ｈｅｘｔ＝０における出力となる。   The signal modulated by the comparator MT13 is input to an LPF (low-pass filter) feedback control circuit 14. The signal is output as feedback current to the feedback coil 21 via the feedback control circuit MT14 and the current amplifier MT15, and the output value from the current amplifier MT15 is continuously output from the output terminal MT16 as the output of the magnetic sensor representing the external magnetic field strength index. Is output automatically. This output is an output at the external magnetic field Hext = 0.

（外部磁界Ｈｅｘｔ＞０の場合）
図１２（ａ）に示す外部磁界Ｈｅｘｔ＝０の場合と同様に、図１３（ａ）に示した三角波電流が励磁コイル９に供給されると、磁性体コア１に励磁磁界が発生する。磁性体コア１における磁化状態は、励磁磁界に加えて外部磁界Ｈｅｘｔの影響を受ける。そのため、磁性体コア１における磁化状態の時間変化を示すグラフは、図１３（ｂ）に示すように、図１２（ｂ）の波形が一方の側（図１３（ｂ）では負の側）へシフトした形状となる。そうすると、磁性体コア１における磁化状態（磁化方向）が反転するタイミングが、励磁コイル９の三角波電流の変動と同期しなくなる。例えば、磁性体コアの磁化方向が負から正へ反転するタイミングが、時刻ｔ２、ｔ６からシフトとして、それぞれ時刻ｔ３、ｔ７へ近づく。そのため、正符号のパルス状誘導電圧信号Ｋ＋が発生するタイミングも、時刻ｔ３、ｔ７へ近づく（図１３（ｃ））。一方、磁性体コア１の磁化方向が正から負へ反転するタイミングが、時刻ｔ４、ｔ８からシフトして、それぞれ時刻ｔ３、ｔ７へ近づく。そのため、負符号のパルス状の誘導電圧信号Ｋ−が発生するタイミングも、時刻ｔ３、ｔ７へ近づく（図１３（ｃ））。 (External magnetic field Hext> 0)
Similarly to the case of the external magnetic field Hext = 0 shown in FIG. 12A, when the triangular wave current shown in FIG. 13A is supplied to the exciting coil 9, an exciting magnetic field is generated in the magnetic core 1. The magnetization state in the magnetic core 1 is affected by the external magnetic field Hext in addition to the excitation magnetic field. Therefore, in the graph showing the time change of the magnetization state in the magnetic core 1, the waveform of FIG. 12B is directed to one side (the negative side in FIG. 13B) as shown in FIG. 13B. It becomes a shifted shape. Then, the timing at which the magnetization state (magnetization direction) in the magnetic core 1 is reversed is not synchronized with the fluctuation of the triangular wave current of the exciting coil 9. For example, the timing at which the magnetization direction of the magnetic core is reversed from negative to positive approaches time t3 and t7 as a shift from time t2 and t6, respectively. For this reason, the timing at which the positive sign pulsed induced voltage signal K + is generated also approaches the times t3 and t7 (FIG. 13C). On the other hand, the timing at which the magnetization direction of the magnetic core 1 is reversed from positive to negative shifts from time t4 and t8 and approaches time t3 and t7, respectively. Therefore, the timing at which the negative sign pulse-shaped induced voltage signal K- is generated also approaches the times t3 and t7 (FIG. 13C).

その結果、コンパレータＭＴ１３において変調されたあとのＨｉｇｈの時間幅ＴＨとＬｏｗの時間幅ＴＬも変化し、図１３（ｄ）に示すうようにＴＨ＜ＴＬとなる。このときのＴＨをＴ１とし、ＴＬをＴ２とすると、Ｔ１は基準時間間隔Ｔ０よりも小さくなり、Ｔ２は基準時間間隔Ｔ０よりも大きくなる。この基準時間間隔Ｔ０とＴ１、Ｔ２との差分だけ、外部磁界Ｈｅｘｔの影響をキャンセルするような、つまり外部磁界Ｈｅｘｔと逆方向の磁界を発生させるように、電流アンプＭＴ１５からフィードバックコイル２１にフィードバック電流が供給される。フィードバックコイル２１は、外部磁界Ｈｅｘｔをキャンセルするような方向と大きさを有するフィードバック磁界Ｈｆｂを発生させるので、磁性体コア１における外部磁界Ｈｅｘｔは低減され、外部磁界Ｈｅｘｔ＝０の付近の磁場状態が維持される。 As a result, it changes the time width T L of the time width T H and Low modulated after High in the comparator MT13, a T H <T L As will illustrated in FIG. 13 (d). The T H of this time as T1, when the T L and T2, T1 is smaller than the reference time interval T0, T2 is greater than the reference time interval T0. The feedback current is fed from the current amplifier MT15 to the feedback coil 21 so as to cancel the influence of the external magnetic field Hext by the difference between the reference time intervals T0 and T1, T2, that is, to generate a magnetic field opposite to the external magnetic field Hext. Is supplied. Since the feedback coil 21 generates a feedback magnetic field Hfb having a direction and magnitude that cancels the external magnetic field Hext, the external magnetic field Hext in the magnetic core 1 is reduced, and the magnetic field state near the external magnetic field Hext = 0 is reduced. Maintained.

これを、Ｂ−Ｈ曲線を用いて説明すると、外部磁界Ｈｅｘｔ＞０が印可されたとしても、磁性体コア１の磁化状態はＢ−Ｈ曲線のリニアリティ（直線性）が低下した状態へと変化せず、リニアリティの良好な状態の磁気飽和特性を利用した磁気強度の測定が可能となる。したがって、大きな外部磁界が印可されたとしても、フィードバック磁界によって磁性体コアにおける実効的な磁化状態は、外部磁界Ｈｅｘｔ＝０の状態へと近づき、リニアリティの良好なＢ−Ｈ曲線を利用した磁界強度の測定を行うことができる。
なお、電流アンプＭＴ１５からの出力は、端子ＭＴ１６を通して外部磁界強度表す磁気センサの出力として連続的に出力される。 This will be explained using the BH curve. Even when the external magnetic field Hext> 0 is applied, the magnetization state of the magnetic core 1 changes to a state where the linearity (linearity) of the BH curve is lowered. Without this, it is possible to measure the magnetic strength using the magnetic saturation characteristics with a good linearity. Therefore, even if a large external magnetic field is applied, the effective magnetic state in the magnetic core approaches the state of the external magnetic field Hext = 0 due to the feedback magnetic field, and the magnetic field intensity using the BH curve with good linearity Can be measured.
The output from the current amplifier MT15 is continuously output as the output of the magnetic sensor representing the external magnetic field intensity through the terminal MT16.

（外部磁界Ｈｅｘｔ＜０の場合）
図１４（ａ）（図１２（ａ）、図１３（ａ）と同じ）に示した三角波電流が励磁コイル９に供給されると、磁性体コア１に励磁磁界が発生する。磁性体コア１における磁化状態は、励磁磁界に加えて外部磁界Ｈｅｘｔの影響を受ける。上述した外部磁界Ｈｅｘｔ＞０の場合とは逆の作用が働くため、コンパレータＭＴ１３において変調された後のＨｉｇｈの時間幅ＴＨとＬｏｗの時間幅ＴＬは、図１３（ｄ）に示すように、ＴＨ＞ＴＬとなる。このときのＴＨをＴ３とし、ＴＬをＴ４とすると、Ｔ３は基準時間間隔Ｔ０よりも大きくなり、Ｔ４は基準時間間隔Ｔ０よりも小さくなる。この基準時間間隔Ｔ０と、Ｔ３およびＴ４との差分だけ外部磁界Ｈｅｘｔをキャンセルするような、つまり外部磁界Ｈｅｘｔと逆方向の磁界を発生させるように、電流アンプＭＴ１５からフィードバックコイル２１にフィードバック電流２１が供給される。フィードバックコイル２１は、外部磁界Ｈｅｘｔをキャンセルするような方向と大きさを有するフィードバック磁界Ｈｆｂを発生させるので、磁性体コア１における外部磁界Ｈｅｘｔをキャンセルし、外部磁界Ｈｅｘｔ＝０付近の磁場状態が維持される。 (External magnetic field Hext <0)
When the triangular wave current shown in FIG. 14A (same as FIG. 12A and FIG. 13A) is supplied to the exciting coil 9, an exciting magnetic field is generated in the magnetic core 1. The magnetization state in the magnetic core 1 is affected by the external magnetic field Hext in addition to the excitation magnetic field. Since the reverse action of the above-described case of the external magnetic field Hext> 0 works, the high time width TH and the low time width TL after being modulated by the comparator MT13 are represented by TH as shown in FIG. > TL. At this time, if TH is T3 and TL is T4, T3 becomes larger than the reference time interval T0, and T4 becomes smaller than the reference time interval T0. The feedback current 21 is fed from the current amplifier MT15 to the feedback coil 21 so as to cancel the external magnetic field Hext by the difference between the reference time interval T0 and T3 and T4, that is, to generate a magnetic field opposite to the external magnetic field Hext. Supplied. Since the feedback coil 21 generates a feedback magnetic field Hfb having a direction and magnitude that cancels the external magnetic field Hext, the external magnetic field Hext in the magnetic core 1 is canceled and the magnetic field state near the external magnetic field Hext = 0 is maintained. Is done.

これを、Ｂ−Ｈ曲線を用いて説明すると、外部磁界Ｈｅｘｔ＜０が印可されたとしても、磁性体コア１の磁化状態はＢ−Ｈ曲線のリニアリティ（直線性）が低下した状態へと変化せず、リニアリティの良好な磁気飽和特性を利用した磁気強度の測定が可能となる。したがって、大きな外部磁界が印可されたとしても、フィードバック磁界によって磁性体コアにおける実効的な磁化状態は、外部磁界Ｈｅｘｔ＝０の状態へと近づき、リニアリティの良好なＢ−Ｈ曲線を利用した磁界強度の測定を行うことができる。
なお、電流アンプＭＴ１５からの出力は、端子ＭＴ１６を通して外部磁界強度表す磁気センサの出力として連続的に出力される。 This will be explained using the BH curve. Even when the external magnetic field Hext <0 is applied, the magnetization state of the magnetic core 1 changes to a state where the linearity (linearity) of the BH curve is lowered. Without this, it is possible to measure the magnetic strength using the magnetic saturation characteristics with good linearity. Therefore, even if a large external magnetic field is applied, the effective magnetic state in the magnetic core approaches the state of the external magnetic field Hext = 0 due to the feedback magnetic field, and the magnetic field intensity using the BH curve with good linearity Can be measured.
The output from the current amplifier MT15 is continuously output as the output of the magnetic sensor representing the external magnetic field intensity through the terminal MT16.

以上のような原理に基づいて、フィードバックバック電流がフィードバックコイル２１へと供給される。そして、端子ＭＴ１６から出力される外部磁界強度の出力信号は、連続変化量であるアナログ値として出力することができる。あるいは、デジタル的にピーク間隔をカウントする手法を用いてもよい。   Based on the above principle, the feedback back current is supplied to the feedback coil 21. The output signal of the external magnetic field intensity output from the terminal MT16 can be output as an analog value that is a continuous change amount. Alternatively, a technique of counting the peak interval digitally may be used.

なお、外部磁界Ｈｅｘｔによって変化するパルス信号Ｋ＋，Ｋ−の時間間隔に応じてフィードバック電流を出力したが、このフィードバック電流は、フィードバック２１のみならず、励磁コイル９や検出コイル１０に流すこともできる。この場合、励磁コイル９に供給する三角波電流や、検出コイルに発生する誘導電圧信号にフィードバック電流の一部を重畳することで実現が可能である。   In addition, although the feedback current was output according to the time interval of the pulse signals K + and K− that change depending on the external magnetic field Hext, this feedback current can be supplied not only to the feedback 21 but also to the excitation coil 9 and the detection coil 10. . In this case, it can be realized by superimposing a part of the feedback current on the triangular wave current supplied to the excitation coil 9 or the induced voltage signal generated in the detection coil.

次に、磁気素子Ｍ１２について説明する。   Next, the magnetic element M12 will be described.

本実施形態の磁気素子Ｍ１２は、例えば、phase-delay methodを用いたフラックスゲート型とされてなることができる。磁気素子Ｍ１２の磁性体コア１の長手方向は、フラックスゲート型磁気素子Ｍ１２の感磁方向と一致している。   The magnetic element M12 of this embodiment can be a flux gate type using a phase-delay method, for example. The longitudinal direction of the magnetic core 1 of the magnetic element M12 coincides with the magnetic sensitive direction of the fluxgate magnetic element M12.

図４は、本実施形態に係るフラックスゲート型磁気素子におけるコイルの位置関係を示す模式図、図５は本実施形態に係るフラックスゲート型磁気素子の軸線に沿った側断面図である。   FIG. 4 is a schematic diagram showing the positional relationship of the coils in the fluxgate magnetic element according to this embodiment, and FIG. 5 is a side sectional view along the axis of the fluxgate magnetic element according to this embodiment.

本実施形態に係るフラックスゲート型磁気素子Ｍ１２は、図４に示すように、破線で表した長手方向に長さを有する磁性体コア１と、磁性体コア１に巻き回された励磁コイル（ソレノイドコイル）９、検出コイル（ソレノイドコイル）１０と、これらのコイル９，１０の外側に巻き回されたフィードバックコイル（ソレノイドコイル）２１とを有する構成とされている。これらのコイル９，１０，２１が外部に接続する端子としては半田バンプや金バンプ、ワイヤボンディング等、一般的な半導体デバイスに用いられる手法を適用できる。   As shown in FIG. 4, the flux gate type magnetic element M12 according to the present embodiment includes a magnetic core 1 having a length in the longitudinal direction indicated by a broken line, and an excitation coil (solenoid) wound around the magnetic core 1. Coil) 9, detection coil (solenoid coil) 10, and feedback coil (solenoid coil) 21 wound around these coils 9 and 10. As the terminals to which these coils 9, 10, and 21 are connected to the outside, techniques used for general semiconductor devices such as solder bumps, gold bumps, and wire bonding can be applied.

励磁コイル９および検出コイル１０はいずれもその軸心が一致した状態で磁性体コア１の周囲に巻回され、フィードバックコイル２１も、その軸心がこれら励磁コイル９および検出コイル１０の軸心と一致する状態として磁性体コア１の周囲に等ピッチで巻回されている。フィードバックコイル２１は、磁性体コア１の全長に亘って巻回されているが、励磁コイル９および検出コイル１０はそれぞれが磁性体コア１の長さ方向に等ピッチで巻回されていればよい。   The excitation coil 9 and the detection coil 10 are both wound around the magnetic core 1 with their axes aligned, and the feedback coil 21 also has its axis aligned with the axes of the excitation coil 9 and the detection coil 10. As a state of coincidence, the magnetic core 1 is wound at an equal pitch. The feedback coil 21 is wound over the entire length of the magnetic core 1, but the excitation coil 9 and the detection coil 10 only have to be wound at equal pitches in the length direction of the magnetic core 1. .

具体的には、図５（ａ）に示すように、非磁性基板Ｍ１３上にフィードバックコイル２１の下部配線を形成するための第１配線層４ａと、第１配線層４ａ上に形成された樹脂層（絶縁層）５ａを介して形成された励磁コイル９および検出コイル１０の下部配線を形成するための第２配線層７ａと、第２配線層７ａ上に樹脂層（絶縁層）６ａを介して形成された磁性体コア１と、第２配線層６ａ上および磁性体コア１上に樹脂層（絶縁層）６ｂを介して形成された励磁コイル９および検出コイル１０の上部配線を形成するための第３配線層７ｂと、第３配線層７ｂ上に樹脂層（絶縁層）５ｂを介して形成されたフィードバックコイル２１の上部配線を形成するための第４配線層４ｂと、を有する。   Specifically, as shown in FIG. 5A, a first wiring layer 4a for forming the lower wiring of the feedback coil 21 on the nonmagnetic substrate M13, and a resin formed on the first wiring layer 4a. A second wiring layer 7a for forming the lower wiring of the exciting coil 9 and the detection coil 10 formed through the layer (insulating layer) 5a, and a resin layer (insulating layer) 6a on the second wiring layer 7a. And the upper wiring of the excitation coil 9 and the detection coil 10 formed on the second wiring layer 6a and the magnetic core 1 through the resin layer (insulating layer) 6b. A third wiring layer 7b, and a fourth wiring layer 4b for forming an upper wiring of the feedback coil 21 formed on the third wiring layer 7b via a resin layer (insulating layer) 5b.

第２配線層７ａと第３配線層７ｂとが、これらの層間に介在する樹脂層６ａ，６ｂの磁性体コア１両脇位置に設けられた第２の開口部８ｂにおいて電気的に接続されて励磁コイル９および検出コイル１０を形成するとともに、第１配線層４ａと第４配線層４ｂは、これらの層間に介在する樹脂層５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂの励磁コイル９および検出コイル１０外側位置に設けられた第１の開口部８ａにおいて電気的に接続されてフィードバックコイル２１を形成することにより、２重にコイルが形成されている。
磁性体コア１の平面形状は長手方向を有する形状であり、その断面形状は磁性材料を成膜して形成した薄膜形状である。 The second wiring layer 7a and the third wiring layer 7b are electrically connected in the second opening 8b provided on both sides of the magnetic core 1 of the resin layers 6a and 6b interposed between these layers. The excitation coil 9 and the detection coil 10 are formed, and the first wiring layer 4a and the fourth wiring layer 4b are disposed at positions outside the excitation coil 9 and the detection coil 10 of the resin layers 5a, 5b, 6a, and 6b interposed between these layers. The feedback coil 21 is formed by being electrically connected to the first opening 8a provided in the antenna, so that a double coil is formed.
The planar shape of the magnetic core 1 is a shape having a longitudinal direction, and the cross-sectional shape thereof is a thin film shape formed by depositing a magnetic material.

励磁コイル９、検出コイル１０は、磁性体コア１の長手方向の全長に亘って形成されている。そして、それぞれの配線が略平行になるように、二重らせんとして巻回されている。フィードバックコイル２１は、磁性体コア１の長手方向の全長に亘って形成されている。そして、それぞれの配線が略平行になるように、一重らせんとして巻回されている。
また、図５（ａ）に示す例では、磁気素子Ｍ１２の長さ寸法ＭＬ１が、励磁コイル９および検出コイル１０の長さの和に等しく、図５（ｂ）に示すように励磁コイル３０９、検出コイル３１０、フィードバックコイル３２１が同一階層に形成された従来の磁気素子Ｍ３１２の長さ寸法ＭＬ２に比べて縮小されている。すなわち、コイルの巻回に必要な長さを縮小して磁気素子Ｍ１２の小型化を図ることができる。 The excitation coil 9 and the detection coil 10 are formed over the entire length of the magnetic core 1 in the longitudinal direction. And it winds as a double helix so that each wiring may become substantially parallel. The feedback coil 21 is formed over the entire length of the magnetic core 1 in the longitudinal direction. And it winds as a single helix so that each wiring may become substantially parallel.
Further, in the example shown in FIG. 5A, the length dimension ML1 of the magnetic element M12 is equal to the sum of the lengths of the excitation coil 9 and the detection coil 10, and the excitation coil 309, as shown in FIG. The detection coil 310 and the feedback coil 321 are reduced compared to the length dimension ML2 of the conventional magnetic element M312 formed in the same layer. That is, the magnetic element M12 can be reduced in size by reducing the length necessary for winding the coil.

図６、図７を用いて、本実施形態に係るフラックスゲート型磁気素子の形成方法を説明する。なお、以下で説明する製膜手法等はこれに限るものでなく、同等の製膜や加工・形成が可能であれば、他の手法を用いることが可能である。   A method for forming a fluxgate magnetic element according to this embodiment will be described with reference to FIGS. The film forming method described below is not limited to this, and other methods can be used as long as equivalent film forming, processing, and formation are possible.

図６（Ａ）に示すように、電気的に絶縁するための酸化膜が設けられたシリコンウェーハなどの非磁性の基板Ｍ１３の上に、図６（Ｂ）に示すように、フィードバックコイル２１の下側配線を形成するための第１配線層４ａが形成される。
具体的には、Ｔｉ，Ｃｒ，ＴｉＷなどのバリアメタルをスパッタ成膜した後、Ｃｕをスパッタにより成膜する。続いて、フォトリソグラフィにより第１配線層４ａとなるレジストパターンを形成し、ウェットエッチングにより配線パターンを形成する。または上記スパッタ膜をシード層として電解めっきにより第一配線層４ａを形成しでもよい。
このとき、第１配線層４ａは、素子サイズや必要とされる抵抗値、及びフィードバック効率などを勘案し、配線数（コイル巻き数）と線幅、及び膜厚を好適に設計することができるが、第１樹脂層以降の工程における凹凸の影響を軽減するため、膜厚は３μｍ以下程度が望ましい。例えばＬ／Ｓ＝６μｍ／３μｍ、膜厚＝２μｍのように設定することができる。 As shown in FIG. 6A, the feedback coil 21 is formed on a nonmagnetic substrate M13 such as a silicon wafer provided with an electrically insulating oxide film as shown in FIG. A first wiring layer 4a for forming the lower wiring is formed.
Specifically, after depositing a barrier metal such as Ti, Cr, TiW, etc., Cu is deposited by sputtering. Subsequently, a resist pattern to be the first wiring layer 4a is formed by photolithography, and a wiring pattern is formed by wet etching. Alternatively, the first wiring layer 4a may be formed by electrolytic plating using the sputtered film as a seed layer.
At this time, the first wiring layer 4a can be suitably designed with the number of wires (the number of coil turns), the line width, and the film thickness in consideration of the element size, the required resistance value, the feedback efficiency, and the like. However, in order to reduce the influence of unevenness in the steps after the first resin layer, the film thickness is desirably about 3 μm or less. For example, L / S = 6 μm / 3 μm and film thickness = 2 μm can be set.

次に、図６（Ｃ）に示すように、第１配線層４ａの上に、励磁コイル９および検出コイル１０とフィードバックコイル２１とを絶縁するための樹脂層（絶縁層）５ａとが形成される。樹脂層５ａには、第１配線層４ａと後に形成されるフィードバックコイル２１の上側配線となる第４配線層４ｂとが接続される部分に開口部８が設けられる。なお、図においては開口部８の接続部分よりも外側となる樹脂層５ａを図示していない。   Next, as shown in FIG. 6C, a resin layer (insulating layer) 5a for insulating the exciting coil 9, the detecting coil 10 and the feedback coil 21 is formed on the first wiring layer 4a. The In the resin layer 5a, an opening 8 is provided at a portion where the first wiring layer 4a and the fourth wiring layer 4b that becomes the upper wiring of the feedback coil 21 to be formed later are connected. In the figure, the resin layer 5a outside the connecting portion of the opening 8 is not shown.

具体的には、感光性樹脂を塗布し、第１樹脂層５ａを、第１配線層４ａと第４配線層４ｂとが接続される部分において開口部８ａを形成するとともに、第一配線層４ａと第２配線層７ａ、磁性体コア１、および第３配線層７ｂとが絶縁される形状を有するように、露光、現像、熱硬化を行うことにより形成する。このとき、第１樹脂層５ａの厚さは、前記第１配線層４ａの凹凸を緩和するだけの十分な厚さを有することが望ましく、より望ましくは、第１配線層４ａの厚さの２倍以上であることが望ましい。   Specifically, a photosensitive resin is applied, the first resin layer 5a is formed with an opening 8a at a portion where the first wiring layer 4a and the fourth wiring layer 4b are connected, and the first wiring layer 4a. And the second wiring layer 7a, the magnetic core 1, and the third wiring layer 7b are formed by performing exposure, development, and thermosetting so as to have an insulated shape. At this time, it is desirable that the thickness of the first resin layer 5a is sufficient to alleviate the unevenness of the first wiring layer 4a, and more desirably, the thickness of the first wiring layer 4a is 2 It is desirable to be at least twice.

前記感光性樹脂は、後工程での熱履歴による収縮や変形により磁気コア１に歪が生じるのを防ぐため、望ましくはそのＴｇが３００℃以上であり、例えば実装時のはんだリフローや磁気コアに誘導磁気異方性を付与するための磁場中熱処理による熱収縮や変形が起こらないだけの十分な耐熱性を有する樹脂であることが望ましい。すなわちここで用いられる樹脂としては、高い耐熱性を有するポリイミドやポリベンゾオキサゾール、熱硬化したノボラック系樹脂などであることが望ましい。この類の樹脂は熱硬化により膜厚が減少するが、本実施形態におけるコイル状の配線パターンが存在する場合、配線がない部分と比べて配線上は配線の厚み分だけ樹脂膜厚が薄いことになる。   The photosensitive resin preferably has a Tg of 300 ° C. or higher in order to prevent distortion of the magnetic core 1 due to shrinkage or deformation due to thermal history in a later process. For example, solder reflow during mounting or magnetic core It is desirable that the resin has sufficient heat resistance that does not cause thermal shrinkage or deformation due to heat treatment in a magnetic field for imparting induced magnetic anisotropy. That is, the resin used here is preferably polyimide, polybenzoxazole having high heat resistance, a thermosetting novolak resin, or the like. This type of resin is reduced in film thickness by thermosetting, but when the coiled wiring pattern in this embodiment is present, the resin film thickness on the wiring is thinner than the part without wiring. become.

樹脂の熱硬化による収縮率はその樹脂固有の特性であり、樹脂の熱硬化後の膜厚は樹脂の熱硬化前の膜厚に依存する。ここで言う収縮率（％）とは、１００×（熱硬化後の樹脂の膜厚）／（熱硬化前の樹脂膜厚）を指す。このため配線上の樹脂が熱硬化により収縮した際、配線がない部分と比べて膜減り量の絶対値が少なくなる。このことが熱硬化後の樹脂表面に凹凸を生じさせる主な要因の一つであり、樹脂の熱硬化による収縮率が小さいと熱硬化後の樹脂表面凹凸を大きくする要因の一つとなる。そのため感光性樹脂の特性としては、熱硬化による収縮率が７０％以上のものであることが望ましい。   The shrinkage ratio due to the thermal curing of the resin is a characteristic unique to the resin, and the film thickness of the resin after thermosetting depends on the film thickness of the resin before thermosetting. The shrinkage rate (%) here refers to 100 × (film thickness of resin after thermosetting) / (resin film thickness before thermosetting). For this reason, when the resin on the wiring contracts due to thermosetting, the absolute value of the film reduction amount becomes smaller than that of the portion without the wiring. This is one of the main factors that cause unevenness on the resin surface after heat curing. If the shrinkage ratio due to heat curing of the resin is small, it becomes one of the factors that increase the resin surface unevenness after heat curing. Therefore, as a characteristic of the photosensitive resin, it is desirable that the shrinkage rate by thermosetting is 70% or more.

図６（Ｄ）に示すように、樹脂層５ａの上に、励磁コイル９および検出コイル１０の下側配線を形成するための第２配線層７ａが第１配線層４ａと同様にして形成される。
このとき、第２配線層７ａは、素子サイズや必要とされる抵抗値、及び励磁効率などを勘案し、配線数（コイル巻き数）と線幅、及び膜厚を好適に設計することができるが、後工程で樹脂層６ａ上に形成される磁性体コア１への凹凸の影響を軽減するため、膜厚は３μｍ以下が望ましい。ここでは、例えば Ｌ／Ｓ＝３μｍ／３μｍ、膜厚＝２μｍのように設定することができる。 As shown in FIG. 6D, the second wiring layer 7a for forming the lower wiring of the excitation coil 9 and the detection coil 10 is formed on the resin layer 5a in the same manner as the first wiring layer 4a. The
At this time, the second wiring layer 7a can be suitably designed with the number of wires (the number of coil turns), the line width, and the film thickness in consideration of the element size, the required resistance value, the excitation efficiency, and the like. However, in order to reduce the influence of unevenness on the magnetic core 1 formed on the resin layer 6a in a later step, the film thickness is desirably 3 μm or less. Here, for example, L / S = 3 μm / 3 μm and film thickness = 2 μm can be set.

次に、図６（Ｅ）に示すように、第２配線層７ａの上に、磁性体コア１と励磁コイル９および検出コイル１０とを絶縁するための第２絶縁層６ａが感光性樹脂を露光、現像、熱硬化を行うことにより形成される。第２絶縁層６ａには、第２配線層７ａと後に形成されるソレノイドコイルの上側配線となる第３配線層７ｂとが接続される部分に開口部８ｂが設けられる。   Next, as shown in FIG. 6E, the second insulating layer 6a for insulating the magnetic core 1, the exciting coil 9 and the detecting coil 10 on the second wiring layer 7a is made of photosensitive resin. It is formed by performing exposure, development, and thermosetting. In the second insulating layer 6a, an opening 8b is provided at a portion where the second wiring layer 7a is connected to the third wiring layer 7b to be an upper wiring of a solenoid coil to be formed later.

図６（Ｆ）に示すように、第２絶縁層６ａの上に軟磁性体膜からなる磁性体コア１がスパッタにより成膜、所望の形状にフォトリソグラフィ、エッチングを用いたパターニングによって形成される。
軟磁性体膜としてはＣｏＮｂＺｒ、ＣｏＴａＺｒ等に代表される零磁歪のＣｏ系アモルフアス膜や、ＮｉＦｅ合金、ＣｏＦｅ合金などが望ましい。これらの軟磁性体膜は難エッチング材料であるため、レジストを形成した後にスパッタ成膜を行い、レジストを除去することで所望のパターンを得るリフトオフ法により形成しでも良い。また、磁性体コア１となる磁性膜を成膜した後に、応力や成膜時に付与された不均一な一軸異方性を除去し、均一な誘導磁気異方性を付与するために回転磁場中熱処理、静磁場中熱処理を行うことが望ましい。また、ＮｉＦｅ合金やＣｏＦｅ合金を、レジストフレームを用いた電解めっき法により所望の形状を有する磁性体コア１を形成してもよい。 As shown in FIG. 6F, a magnetic core 1 made of a soft magnetic film is formed on the second insulating layer 6a by sputtering, and formed into a desired shape by patterning using photolithography and etching. .
As the soft magnetic film, a zero magnetostrictive Co-based amorphous film typified by CoNbZr, CoTaZr, etc., a NiFe alloy, a CoFe alloy, or the like is desirable. Since these soft magnetic films are difficult-to-etch materials, they may be formed by a lift-off method in which a desired pattern is obtained by forming a resist after sputtering and removing the resist. Further, after the magnetic film to be the magnetic core 1 is formed, the stress and the non-uniform uniaxial anisotropy applied at the time of film formation are removed, and a rotating magnetic field is applied to provide a uniform induced magnetic anisotropy. It is desirable to perform heat treatment and heat treatment in a static magnetic field. Moreover, you may form the magnetic body core 1 which has a desired shape by the electroplating method which used the resist frame for the NiFe alloy and the CoFe alloy.

次に、図７（Ｇ）に示すように、磁性体コア１の上には、第２配線層７ａと第３配線層７ｂとの接続部に開口部８ｂを設けた第３絶縁層６ｂが、感光性樹脂を露光、現像、熱硬化を行うことにより形成される。
第３絶縁層６ｂの上には、図７（Ｈ）に示すように、第２配線層７ａの隣接する配線どうしをその端部にて接続するように上側配線となる第３配線層７ｂが形成されて、励磁コイル９および検出コイル１０を形成している。
第１配線層４ａ、第２配線層７ａと同様に、Ｔｉ，Ｃｒ，ＴｉＷなどのバリアメタルをスパッタ成膜した後にＣｕをスパッタ成膜し、レジスト形成後にウェットエッチング、或いは電解めっき法を用いて第３配線層７ｂが形成される。
配線は、２つおきに隣接する配線と接続されるため、断面におけるソレノイドコイルのループは閉じない。 Next, as shown in FIG. 7G, on the magnetic core 1, a third insulating layer 6b having an opening 8b at the connecting portion between the second wiring layer 7a and the third wiring layer 7b is formed. It is formed by exposing, developing, and thermosetting a photosensitive resin.
On the third insulating layer 6b, as shown in FIG. 7H, there is a third wiring layer 7b serving as an upper wiring so as to connect adjacent wirings of the second wiring layer 7a at their ends. Thus, the excitation coil 9 and the detection coil 10 are formed.
Similar to the first wiring layer 4a and the second wiring layer 7a, a barrier metal such as Ti, Cr, or TiW is formed by sputtering and then Cu is formed by sputtering. After resist formation, wet etching or electrolytic plating is used. A third wiring layer 7b is formed.
Since the wiring is connected to every two adjacent wirings, the loop of the solenoid coil in the cross section is not closed.

次に、図７（Ｊ）に示すように、第３配線層７ｂの上には、第１配線層４ａと第４配線層４ｂの接続部に開口部８ａを設けた第４絶縁層５ｂが感光性樹脂を露光、現像、熱硬化を行うことにより形成される。
第４絶縁層５ｂの上には、図７（Ｋ）に示すように、第１配線層４ａの隣接する配線どうしをその端部にて接続するように上側配線となる第４配線層４ｂが、第１配線層４ａ、第２配線層７ａ、第３配線層７ｂと同様に形成されて、フィードバックコイル２１を形成している。配線は、２つおきに隣接する配線と接続されるため、断面におけるソレノイドコイルのループは閉じない。 Next, as shown in FIG. 7J, on the third wiring layer 7b, there is a fourth insulating layer 5b in which an opening 8a is provided at the connecting portion between the first wiring layer 4a and the fourth wiring layer 4b. It is formed by exposing, developing, and thermosetting a photosensitive resin.
On the fourth insulating layer 5b, as shown in FIG. 7 (K), a fourth wiring layer 4b serving as an upper wiring is formed so as to connect adjacent wirings of the first wiring layer 4a at their end portions. The feedback coil 21 is formed in the same manner as the first wiring layer 4a, the second wiring layer 7a, and the third wiring layer 7b. Since the wiring is connected to every two adjacent wirings, the loop of the solenoid coil in the cross section is not closed.

第１配線層４ａおよび第４配線層４ｂにより形成されたソレノイドコイル２１、および、第２配線層７ａおよび第３配線層７ｂにより形成されたソレノイドコイル９、レノイドコイル１０、は、いずれも磁性体コア１において、それぞれ独立に巻き回されている。これらのソレノイドコイルは、発生する磁界方向が同一となるように配線層４ａ，４ｂ，７ａ，７ｂのいずれかまたは複数の層により接続されている。検出コイル１０の両端には、外部と接続するための電極パッド１１が形成されている。電極パッド１１はセンスアンプＭＴ１２への端子に接続される。励磁コイル９の両端には、外部と接続するための電極パッド１２が形成されている。電極パッド１２は、励磁電流発生回路ＭＴ１１への端子へ接続される。フィードバックコイル２１の両端には、外部と接続するための電極パッドが形成されている。この電極パッドは電流アンプＭＴ１５への端子に接続されている。   The solenoid coil 21 formed by the first wiring layer 4a and the fourth wiring layer 4b, and the solenoid coil 9 and the renoid coil 10 formed by the second wiring layer 7a and the third wiring layer 7b are all magnetic cores. 1, each is wound independently. These solenoid coils are connected by any one or a plurality of layers of the wiring layers 4a, 4b, 7a, 7b so that the generated magnetic field directions are the same. Electrode pads 11 for connection to the outside are formed at both ends of the detection coil 10. The electrode pad 11 is connected to a terminal to the sense amplifier MT12. Electrode pads 12 for connecting to the outside are formed at both ends of the exciting coil 9. The electrode pad 12 is connected to a terminal to the exciting current generating circuit MT11. Electrode pads for connecting to the outside are formed at both ends of the feedback coil 21. This electrode pad is connected to a terminal to the current amplifier MT15.

ここで、励磁コイル９、検出コイル１０及びフィードバックコイル２１は、いずれも巻き数が同じで対称であることができる。特に、フィードバックコイル２１は、そのピッチが均一になるように、磁性体コア１の全長にわたって巻回されている。しかも励磁コイル９、検出コイル１０に対してフィードバックコイル２１の径寸法が大きいため、磁性体コア１において発生するフィードバック磁界が所望の大きさとなるように、巻き数、ピッチ、径寸法を設定することができる。
なお、これらの図は模式的に示されており、各ソレノイドコイルに関し、一部が省略されている。また、磁気素子Ｍ１２の細部形状は、図に示された形状に限定されるものではない。 Here, the excitation coil 9, the detection coil 10, and the feedback coil 21 can all be symmetrical with the same number of turns. In particular, the feedback coil 21 is wound over the entire length of the magnetic core 1 so that the pitch is uniform. In addition, since the diameter of the feedback coil 21 is larger than that of the excitation coil 9 and the detection coil 10, the number of turns, the pitch, and the diameter are set so that the feedback magnetic field generated in the magnetic core 1 has a desired size. Can do.
These drawings are schematically shown, and a part of each solenoid coil is omitted. The detailed shape of the magnetic element M12 is not limited to the shape shown in the figure.

また、このフラックスゲート型磁気素子Ｍ１２の製造方法におけるフィードバックコイル２１の一部である第１配線層４ａ、第４配線層４ｂを形成する工程がフォトリソグラフィ薄膜プロセスにより行われることができ、このフラックスゲート型磁気素子Ｍ１２の製造方法における励磁コイル９、検出コイル１０の一部である第２配線層７ａ、第３配線層７ｂを形成する工程がフォトリソグラフィ薄膜プロセスにより行われることができる。   Further, the step of forming the first wiring layer 4a and the fourth wiring layer 4b which are part of the feedback coil 21 in the method of manufacturing the fluxgate magnetic element M12 can be performed by a photolithography thin film process. The step of forming the excitation coil 9 and the second wiring layer 7a and the third wiring layer 7b which are part of the detection coil 10 in the method of manufacturing the gate type magnetic element M12 can be performed by a photolithography thin film process.

磁性体コア１は、その周囲に巻き回された励磁コイル９に通電することにより励磁され、誘導電圧が検出コイル１０により検出される。励磁コイル９に対して、電極パッド１２を介して時間的に変化する交流電流を外部より通電することにより磁性体コア１が交流励磁され、発生した磁束により検出コイル１０に略パルス状の誘導電圧が発生する。この誘導電圧は検出コイル１０および電極パッド１１を介して制御用集積回路ＭＴ１０に出力され、上述したように、フィードバック電流として電極パッドを介してフィードバックコイル２１に印加される。   The magnetic core 1 is excited by energizing an excitation coil 9 wound around the magnetic core 1, and an induced voltage is detected by a detection coil 10. The magnetic core 1 is AC-excited by energizing the exciting coil 9 through the electrode pad 12 from the outside, and the magnetic core 1 is AC-excited. Will occur. This induced voltage is output to the control integrated circuit MT10 via the detection coil 10 and the electrode pad 11, and as described above, is applied to the feedback coil 21 via the electrode pad as a feedback current.

本実施形態に示したものは一例であり、磁性体コア１，励磁コイル９、検出コイル１０及びフィードバックコイル２１の配置は、上記の構成に限定されることなく、他の配置とすることができる。特に、励磁コイル９、検出コイル１０と，フィードバックコイル２１とが別階層、つまり、異なる製膜プロセスにより形成される配置であれば、他の形状も可能である。   What is shown in the present embodiment is an example, and the arrangement of the magnetic core 1, the excitation coil 9, the detection coil 10, and the feedback coil 21 is not limited to the above-described configuration, and may be other arrangements. . In particular, other shapes are possible as long as the excitation coil 9, the detection coil 10, and the feedback coil 21 are arranged in different layers, that is, by different film forming processes.

例えば、図８に示したフラックスゲート型磁気素子であってもよい。図８において異なる階層となるフィードバックコイル２１は図示していないが、このフラックスゲート型磁気素子においては、磁性体コア１の平面形状が、その長手方向の中央部が括れた形状となっており、両端部１ａは中央部１ｂよりも幅広に形成されている。磁性体コア１の中央部には検出コイル１０が巻回されており、幅広な両端部１ａには励磁コイル９が巻回されている。そして、磁性体コア１の全長に亘って図示しないフィードバックコイル２１がこれらの外側に巻回されている。そして、励磁コイル９、検出コイル１０の配線がいずれも略平行になるように、らせん状として巻回されている。また、図８においては、磁性他コア１およびコイル９，１０、電極パッド１１，１２以外の構成は省略している。   For example, the flux gate type magnetic element shown in FIG. 8 may be used. Although the feedback coil 21 which is a different layer in FIG. 8 is not illustrated, in this flux gate type magnetic element, the planar shape of the magnetic core 1 is a shape in which the central portion in the longitudinal direction is constricted, Both end portions 1a are formed wider than the central portion 1b. A detection coil 10 is wound around the central portion of the magnetic core 1, and an excitation coil 9 is wound around the wide end portions 1a. A feedback coil 21 (not shown) is wound around the entire length of the magnetic core 1. And the wiring of the exciting coil 9 and the detection coil 10 is wound as a spiral so that both are substantially parallel. Further, in FIG. 8, configurations other than the magnetic other core 1, the coils 9 and 10, and the electrode pads 11 and 12 are omitted.

さらに、本実施形態においては、磁性体コア１において測定する磁界の状態は、外部から磁性体コア１に流入する外部磁界（被測定磁界）Ｈｅｘｔをキャンセルする状態、またはこれとほぼ等しい状態となるように励磁コイル９および検出コイル１０の外側に位置するフィードバックコイル２１からフィードバック磁界Ｈｆｂを磁性体コア１に印加するので、そのままでは磁性体コア１が飽和してしまう程度に外部磁界Ｈｅｘｔが大きい場合や、外部磁界Ｈｅｘｔがゼロ点から離れた領域で磁性体コア１のＢ−Ｈ曲線の線形性が乱れている場合にも、これらの影響を排除して、極めて線形性の高い状態で外部磁界Ｈｅｘｔの測定をおこなうことができる。このため、磁気素子Ｍ１２の構造から設定される測定可能な外部磁界強度範囲に限定されることなく、広い測定範囲に対応した電流センサＣＳ１０とすることが可能となる。同時に、フィードバック電流の値を決定する要素が、励磁電流の周期と励磁コイル９およびフィードバックコイル２１に流れる電流が発生する励磁磁界Ｈｅｘｔおよびフィードバック磁界Ｈｆｂのみであり、磁性体コア１の特性は殆ど寄与しないために、従来の磁気素子に比べ、素子自体の特性の影響を非常に小さくできる。本実施形態では、ほぼタイムラグなくアナログ値を連続して出力することが可能となる。   Furthermore, in this embodiment, the state of the magnetic field measured in the magnetic core 1 is a state in which the external magnetic field (measured magnetic field) Hext flowing into the magnetic core 1 from the outside is canceled or substantially equal to this state. Thus, since the feedback magnetic field Hfb is applied to the magnetic core 1 from the feedback coil 21 located outside the excitation coil 9 and the detection coil 10, the external magnetic field Hext is large enough to saturate the magnetic core 1 as it is. Even when the linearity of the BH curve of the magnetic core 1 is disturbed in the region where the external magnetic field Hext is away from the zero point, these effects are eliminated, and the external magnetic field is maintained in a very high linearity state. Measurement of Hext can be performed. Therefore, the current sensor CS10 corresponding to a wide measurement range can be obtained without being limited to the measurable external magnetic field strength range set from the structure of the magnetic element M12. At the same time, the only factors that determine the value of the feedback current are the period of the excitation current, the excitation magnetic field Hext generated by the current flowing in the excitation coil 9 and the feedback coil 21, and the feedback magnetic field Hfb. Therefore, the influence of the characteristics of the element itself can be made very small as compared with the conventional magnetic element. In this embodiment, it is possible to output analog values continuously with almost no time lag.

さらに、本実施形態における電流センサは、磁気素子Ｍ１２が減磁体を有するものとすることもできる。   Furthermore, in the current sensor in the present embodiment, the magnetic element M12 may have a demagnetizing body.

また、本実施形態の磁気素子Ｍ１２においては、図５（ｂ）に示すように、従来の同階層に励磁コイル３０９、検出コイル３１０、フィードバックコイル３２１を位置した磁気素子Ｍ３１２が素子長さＭＬ２とされるのに対して、図５（ａ）に示すように、これより磁気素子Ｍ３１２に比べて短い素子長さＭＬ１としても、励磁効率の低下や検出信号波形が減少するといった素子特性の劣化を来すことがない。
さらに、図９（ａ）に示す磁気素子Ｍ１２においては、素子長さＭＬ２とした状態で、同階層にフィードバックコイル２１なしに、励磁コイル９、検出コイル１０を励磁コイル３０９、検出コイル３１０、フィードバックコイル３２１と同ピッチで巻回することができる。これにより、磁気素子Ｍ３１２に比べて、励磁コイル９、検出コイル１０の巻き数を３／２倍として、感度を向上することができる。同時に、フィードバックコイル２１の巻き数も３／１倍として、素子特性の向上を図ることができる。 In addition, in the magnetic element M12 of the present embodiment, as shown in FIG. 5B, the magnetic element M312 in which the excitation coil 309, the detection coil 310, and the feedback coil 321 are located on the same level as the conventional element has the element length ML2. On the other hand, as shown in FIG. 5A, even when the element length ML1 is shorter than the magnetic element M312, the element characteristics are deteriorated such that the excitation efficiency is reduced and the detection signal waveform is reduced. Never come.
Further, in the magnetic element M12 shown in FIG. 9A, the excitation coil 9 and the detection coil 10 are replaced with the excitation coil 309, the detection coil 310, and the feedback without the feedback coil 21 in the same level in the state where the element length is ML2. The coil 321 can be wound at the same pitch. Thereby, compared with the magnetic element M312, the number of turns of the excitation coil 9 and the detection coil 10 can be 3/2 times, and the sensitivity can be improved. At the same time, the number of turns of the feedback coil 21 can be increased to 3/1 times to improve the element characteristics.

本発明においては、フィードバックコイル（負帰還コイル）２１を励磁コイル９、検出コイル１０とは別階層に巻きまわすことにより、以下の効果が期待される。
まず、励磁コイル９と検出コイル１０の巻き数増による励磁効率の増加、及び検出信号の増大により、素子長を変化させることなく検出磁界範囲を拡大することが可能である。また、フィードバックコイル２１の巻き数増によりフィードバック効率が向上する。さらに、励磁（検出）コイル９，１０とフィードバックコイル２１の配線ピッチに関する設計の自由度が上がるため、例えば励磁（検出）コイル９，１０は狭ピッチで作製することにより素子特性を向上させ、負帰還コイル２１に関しては配線幅を太くすることにより、負帰還コイルの巻き数により決まるフィードバック効率とコイル抵抗（ひいては消費電力に繋がる）とを好適に設計することが可能である。外付けコイルを用いた場合と比較すると、薄膜プロセスのみを用いて作製することにより、電流センサ全体の小型軽量化、更には部品点数減による信頼性の向上、実装工程削減によるコストの削減が見込まれる。
また、負帰還コイルと励磁コイル（検出コイルが同一階層効果で巻きまわされている構造の場合、配線ピッチを微細化（例えば負帰還コイル、励磁（検出）コイルの各Ｌ／Ｓ＝２μｍ／２μｍ以下）していくと、印加されている外部磁界の大きさにより励磁効率が変動するという現象が実験的に確認されている。言い換えると、印加されている外部磁界の大きさにより感度にずれが生じるということであり、当然のことながら特性上好ましくない。これは励磁コイル、或いは検出コイルと負帰還コイルの距離が近いことによる、各々のコイル電流や発生磁界の相互作用で、あると考えられ、負帰還コイルを励磁コイル（検出コイル）と別階層に巻きまわすことにより、この励磁効率の変動を抑制することが可能である。また、負帰還コイルを磁気コアより離れた階層に巻きまわすことで結果的に負帰還コイルのコイル径が大きくなるため、負帰還コイルにより発生するフィードバック磁界の均一性が向上する。 In the present invention, the following effects are expected by winding the feedback coil (negative feedback coil) 21 in a layer different from the exciting coil 9 and the detecting coil 10.
First, the detection magnetic field range can be expanded without changing the element length by increasing the excitation efficiency by increasing the number of turns of the excitation coil 9 and the detection coil 10 and increasing the detection signal. Further, the feedback efficiency is improved by increasing the number of turns of the feedback coil 21. Further, since the degree of freedom in designing the wiring pitch between the excitation (detection) coils 9 and 10 and the feedback coil 21 is increased, for example, the excitation (detection) coils 9 and 10 are manufactured at a narrow pitch to improve element characteristics, and negative. Regarding the feedback coil 21, it is possible to suitably design the feedback efficiency and the coil resistance (which leads to power consumption) determined by the number of turns of the negative feedback coil by increasing the wiring width. Compared to the case of using an external coil, manufacturing using only a thin film process is expected to reduce the overall size and weight of the current sensor, further improve reliability by reducing the number of components, and reduce costs by reducing the mounting process. It is.
Further, the negative feedback coil and the excitation coil (in the case where the detection coil is wound by the same layer effect, the wiring pitch is made finer (for example, each of L / S = 2 μm / 2 μm of the negative feedback coil and the excitation (detection) coil). In the following, it has been experimentally confirmed that the excitation efficiency fluctuates depending on the magnitude of the applied external magnetic field, in other words, the sensitivity varies depending on the magnitude of the applied external magnetic field. Naturally, this is not desirable in terms of characteristics, which is considered to be due to the interaction between the coil current and the generated magnetic field due to the short distance between the excitation coil or the detection coil and the negative feedback coil. It is possible to suppress this fluctuation in excitation efficiency by winding the negative feedback coil in a layer different from that of the excitation coil (detection coil). Since the coil diameter of the negative feedback coil increases as a result of being wound around a layer distant from the air core, the uniformity of the feedback magnetic field generated by the negative feedback coil is improved.

また本実施形態においては、磁気素子Ｍ１２をフラックスゲート型磁気素子としたが、ホール素子、ＭＲ素子、ＧＭＲ素子、ＴＭＲ素子やＭＩ素子等にすることも可能である。   In the present embodiment, the magnetic element M12 is a flux gate type magnetic element, but may be a Hall element, MR element, GMR element, TMR element, MI element, or the like.

以下、本発明に係るフラックスゲート型磁気素子の第２実施形態を、図面に基づいて説明する。   Hereinafter, a second embodiment of a fluxgate magnetic element according to the present invention will be described with reference to the drawings.

図１０、図１１は、本実施形態におけるフラックスゲート型磁気素子およびその製造工程を示す模式図断面であり、図において、符号ＭＳ１２‘は磁気センサ（電流センサ）を示している。
本実施形態において、上述の第１実施形態と異なるのは、次の絶縁層４ｃを設けたことおよびこれに関する点であり、これ以外の対応する構成要素には、同一の符号を付してその説明を省略する。 FIGS. 10 and 11 are schematic cross-sectional views showing the fluxgate type magnetic element and the manufacturing process thereof according to the present embodiment. In the figure, reference numeral MS12 ′ denotes a magnetic sensor (current sensor).
In the present embodiment, the difference from the first embodiment described above is the provision of the following insulating layer 4c and the point related thereto, and the corresponding components other than this are denoted by the same reference numerals. Description is omitted.

本実施形態のフラックスゲート型磁気素子Ｍ１２‘は、フィードバックコイル（負帰還コイル）２１の下部配線を形成する第１配線層４ａと非磁性基板Ｍ１３との聞に絶縁層（樹脂層）５ｃが設けられている。
この絶縁層５ｃは、平面視して第１配線層４ａと第４配線層４ｂとが接続される部分を含むように設けられるとともに、平面視して第２配線層７ａと第３配線層７ｂとが接続される部分の一部を含むように設けられる。また、絶縁層５ｃの厚み（高さ）寸法は、基板Ｍ１３から第４配線層７ｂまでの高さの半分程度とされることが好ましい。また、絶縁層５ｃの高さは、第２配線層７ａの高さと第３配線層７ｂの高さとの間に位置するよう設定されることができる。 In the flux gate type magnetic element M12 ′ of this embodiment, an insulating layer (resin layer) 5c is provided between the first wiring layer 4a that forms the lower wiring of the feedback coil (negative feedback coil) 21 and the nonmagnetic substrate M13. It has been.
The insulating layer 5c is provided so as to include a portion where the first wiring layer 4a and the fourth wiring layer 4b are connected in plan view, and the second wiring layer 7a and the third wiring layer 7b in plan view. Is provided so as to include a part of a portion to which the and are connected. In addition, the thickness (height) dimension of the insulating layer 5c is preferably about half of the height from the substrate M13 to the fourth wiring layer 7b. Further, the height of the insulating layer 5c can be set so as to be located between the height of the second wiring layer 7a and the height of the third wiring layer 7b.

図１０、図１１を用いて、本実施形態に係るフラックスゲート型磁気素子の形成方法を説明する。   A method for forming a fluxgate magnetic element according to the present embodiment will be described with reference to FIGS.

図１０（Ａ）に示すように、準備した非磁性の基板Ｍ１３の上に、図１０（Ｂ）に示すように、絶縁層５ｃを上述の暑さ寸法、平面視した領域となるように形成する。
図１０（Ｃ）に示すように、フィードバックコイル２１の下側配線を形成するための第１配線層４ａが形成される。後に第４配線層４ｂと接続される第１配線層４ａの端部は絶縁層５ｃの上に位置するように設定される。 As shown in FIG. 10 (A), the insulating layer 5c is formed on the prepared nonmagnetic substrate M13 so as to have the above-mentioned heat dimension and a plan view as shown in FIG. 10 (B). To do.
As shown in FIG. 10C, the first wiring layer 4a for forming the lower wiring of the feedback coil 21 is formed. The end portion of the first wiring layer 4a to be connected to the fourth wiring layer 4b later is set so as to be located on the insulating layer 5c.

次に、図１０（Ｄ）に示すように、第１配線層４ａの上に、励磁コイル９および検出コイル１０とフィードバックコイル２１とを絶縁するための樹脂層（絶縁層）５ａとが形成される。樹脂層５ａには、第１配線層４ａと後に形成されるフィードバックコイル２１の上側配線となる第４配線層４ｂとが接続される部分に開口部８が設けられる。開口部８は少なくとも磁性体コア１側の縁部が絶縁層５ｃの上に位置するように設定される。なお、図においては開口部８の接続部分よりも外側となる樹脂層５ａを図示していない。   Next, as shown in FIG. 10D, a resin layer (insulating layer) 5a for insulating the exciting coil 9, the detecting coil 10, and the feedback coil 21 is formed on the first wiring layer 4a. The In the resin layer 5a, an opening 8 is provided at a portion where the first wiring layer 4a and the fourth wiring layer 4b that becomes the upper wiring of the feedback coil 21 to be formed later are connected. The opening 8 is set so that at least the edge on the magnetic core 1 side is positioned on the insulating layer 5c. In the figure, the resin layer 5a outside the connecting portion of the opening 8 is not shown.

図１０（Ｅ）に示すように、樹脂層５ａの上に、励磁コイル９および検出コイル１０の下側配線を形成するための第２配線層７ａが形成される。第２配線層７ａの端部は平面視して絶縁層５ｃに重なる位置となるように設定される。   As shown in FIG. 10E, the second wiring layer 7a for forming the lower wiring of the excitation coil 9 and the detection coil 10 is formed on the resin layer 5a. The end of the second wiring layer 7a is set so as to overlap with the insulating layer 5c in plan view.

次に、図１０（Ｆ）に示すように、第２配線層７ａの上に、磁性体コア１と励磁コイル９および検出コイル１０とを絶縁するための第２絶縁層６ａが形成される。絶縁層６ａは、平面視して絶縁層５ｃに重ならない位置となるように設定される。また、絶縁層６ａの端部は、絶縁層５ｃに重なった第２配線層７ａ部分の高さと同じ高さ位置にある第２配線層７ａの端部に重なならない位置となるように設定される。同時に、絶縁層６ａの厚さは、第２配線層７ａ表面に形成された段差よりも小さくなるように設定可能である。   Next, as shown in FIG. 10F, the second insulating layer 6a for insulating the magnetic core 1, the exciting coil 9, and the detecting coil 10 is formed on the second wiring layer 7a. The insulating layer 6a is set so as not to overlap the insulating layer 5c in plan view. Further, the end of the insulating layer 6a is set so as not to overlap the end of the second wiring layer 7a at the same height as the height of the second wiring layer 7a overlapping the insulating layer 5c. The At the same time, the thickness of the insulating layer 6a can be set to be smaller than the step formed on the surface of the second wiring layer 7a.

図１１（Ｇ）に示すように、第２絶縁層６ａの上に軟磁性体膜からなる磁性体コア１が形成される。   As shown in FIG. 11G, the magnetic core 1 made of a soft magnetic film is formed on the second insulating layer 6a.

次に、図１１（Ｈ）に示すように、磁性体コア１の上には、第２配線層７ａと第３配線層７ｂとの接続部に開口部８ｂを設けた第３絶縁層６ｂが形成される。第３絶縁層６ｂの端部は平面視して絶縁層５ｃに重なる位置となるように設定される。同時に、第３絶縁層６ｂの端部は、平面視して、絶縁層５ｃに重なった第２配線層７ａ部分の高さと同じ高さ位置にある第２配線層７ａの端部に重なる位置となるように設定される。したがって、第３絶縁層６ｂの端部は、必ずしも平面視して絶縁層５ｃに重なる位置となる必要はないが、絶縁層５ｃに重なる位置として設定することもできる。   Next, as shown in FIG. 11H, on the magnetic core 1, there is a third insulating layer 6b in which an opening 8b is provided at the connection between the second wiring layer 7a and the third wiring layer 7b. It is formed. The end of the third insulating layer 6b is set so as to overlap the insulating layer 5c in plan view. At the same time, the end of the third insulating layer 6b overlaps the end of the second wiring layer 7a at the same height as the height of the second wiring layer 7a overlapping the insulating layer 5c in plan view. Is set to be Therefore, the end portion of the third insulating layer 6b does not necessarily need to be positioned so as to overlap the insulating layer 5c in a plan view, but can be set as a position overlapping the insulating layer 5c.

絶縁層６ｂには、第２配線層７ａと後に形成されるソレノイドコイルの上側配線となる第３配線層７ｂとが接続される部分に開口部８ｂが設けられる。開口部８ｂは、絶縁層５ｃに重なった第２配線層７ａ部分の高さと同じ高さ位置にある第２配線層７ａの端部に重なる位置となるように設定される。開口部８ｂは、必ずしも平面視して絶縁層５ｃに重なる位置となる必要はないが、絶縁層５ｃに重なる位置として設定することもできる。   The insulating layer 6b is provided with an opening 8b at a portion where the second wiring layer 7a and the third wiring layer 7b, which will be an upper wiring of a solenoid coil to be formed later, are connected. The opening 8b is set so as to overlap with the end of the second wiring layer 7a at the same height as the height of the second wiring layer 7a overlapping the insulating layer 5c. The opening 8b does not necessarily have to be a position overlapping the insulating layer 5c in a plan view, but can be set as a position overlapping the insulating layer 5c.

第３絶縁層６ｂの上には、図１１（Ｊ）に示すように、第２配線層７ａの隣接する配線どうしをその端部にて接続するように上側配線となる第３配線層７ｂが形成されて、励磁コイル９および検出コイル１０を形成している。配線は、２つおきに隣接する配線と接続されるため、断面におけるソレノイドコイルのループは閉じない。
第２配線層７ａと第３配線層７ｂとの接続部分は、絶縁層５ｃに重なった第２配線層７ａ部分の高さと同じ高さ位置にある第２配線層７ａの端部に重なる位置となるように設定される。したがって、第３配線層７ｂの形成される際の段差は、絶縁層６ａの厚さと絶縁層６ｂの厚さとの和よりも小さくすることができる。また、第３配線層７ｂの形成される際の段差は、絶縁層６ｂの厚さよりも小さくすることができる。 On the third insulating layer 6b, as shown in FIG. 11 (J), a third wiring layer 7b serving as an upper wiring is formed so as to connect adjacent wirings of the second wiring layer 7a at their end portions. Thus, the excitation coil 9 and the detection coil 10 are formed. Since the wiring is connected to every two adjacent wirings, the loop of the solenoid coil in the cross section is not closed.
A connection portion between the second wiring layer 7a and the third wiring layer 7b overlaps with an end portion of the second wiring layer 7a at the same height as the height of the second wiring layer 7a portion overlapping the insulating layer 5c. Is set to be Therefore, the step when the third wiring layer 7b is formed can be made smaller than the sum of the thickness of the insulating layer 6a and the thickness of the insulating layer 6b. Further, the step when the third wiring layer 7b is formed can be made smaller than the thickness of the insulating layer 6b.

次に、図１１（Ｋ）に示すように、第３配線層７ｂの上には、第１配線層４ａと第４配線層４ｂの接続部に開口部８ａを設けた第４絶縁層５ｂが形成される。第４絶縁層５ｂの上には、図１１（Ｌ）に示すように、第１配線層４ａの隣接する配線どうしをその端部にて接続するように上側配線となる第４配線層４ｂが形成されて、フィードバックコイル２１を形成している。配線は、２つおきに隣接する配線と接続されるため、断面におけるソレノイドコイルのループは閉じない。
第１配線層４ａと第４配線層４ｂとの接続部分は、絶縁層５ｃに重なった第１配線層４ａ部分の高さと同じ高さ位置にある第１配線層４ａの端部に重なる位置となるように設定される。したがって、第４配線層４ｂの形成される際の段差は、絶縁層５ａの厚さ、絶縁層６ａの厚さ、絶縁層６ｂの厚さ、絶縁層５ｂの厚さの和よりも小さくすることができる。また、第４配線層４ｂの形成される際の段差は、絶縁層５ｂの厚さよりも小さくすることができる。 Next, as shown in FIG. 11 (K), on the third wiring layer 7b, there is a fourth insulating layer 5b in which an opening 8a is provided at the connecting portion between the first wiring layer 4a and the fourth wiring layer 4b. It is formed. On the fourth insulating layer 5b, as shown in FIG. 11 (L), a fourth wiring layer 4b serving as an upper wiring is formed so as to connect adjacent wirings of the first wiring layer 4a at their ends. Thus, the feedback coil 21 is formed. Since the wiring is connected to every two adjacent wirings, the loop of the solenoid coil in the cross section is not closed.
The connection portion between the first wiring layer 4a and the fourth wiring layer 4b is positioned so as to overlap the end portion of the first wiring layer 4a at the same height as the height of the first wiring layer 4a overlapping the insulating layer 5c. Is set to be Therefore, the step when the fourth wiring layer 4b is formed should be smaller than the sum of the thickness of the insulating layer 5a, the thickness of the insulating layer 6a, the thickness of the insulating layer 6b, and the thickness of the insulating layer 5b. Can do. Further, the step when the fourth wiring layer 4b is formed can be made smaller than the thickness of the insulating layer 5b.

コイルを形成する上部配線層と下部配線層とを接続する場合、フォトリソグラフィによるレジストパターニングを用いて形成するが、各コイルの下部配線層と上部配線層を接続させるためには、上部配線層形成工程におけるレジストパターン形成時に、間に介在する各層（主に樹脂層）の厚みを合計した深さを露光する必要がある。特に、第４配線層４ｂ形成時には、第１配線層４ａから樹脂層５ａ、配線層７ａ、樹脂層６ａ、樹脂層６ｂ、第４配線層７ｂの層厚の総和に対応する段差が存在するため、配線の微細化に伴い高アスペクト比が求められ、レジストパターニングが困難となる可能性がある。   When connecting the upper wiring layer and the lower wiring layer forming the coil, it is formed by using resist patterning by photolithography. In order to connect the lower wiring layer and the upper wiring layer of each coil, the upper wiring layer is formed. When forming a resist pattern in the process, it is necessary to expose a depth obtained by summing the thicknesses of the layers (mainly resin layers) interposed therebetween. In particular, when the fourth wiring layer 4b is formed, there is a step corresponding to the total thickness of the resin layer 5a, the wiring layer 7a, the resin layer 6a, the resin layer 6b, and the fourth wiring layer 7b from the first wiring layer 4a. As the wiring becomes finer, a high aspect ratio is required, which may make resist patterning difficult.

これを解消するために、段差補正層である絶縁層５ｃを設けて、第１配線層４ａと第４配線層７ｂとの段差を縮小する。このため、第１配線層４ａと第４配線層４ｂとが接続される部分が平面視して含まれるように絶縁層５ｃの領域を設定して、絶縁層５ｃが基板Ｍ１３表面に設けられる。
同時に、第２配線層７ａと第３配線層７ｂとが接続される部分においても、同様の作用効果を奏するために、少なくとも第２配線層７ａと第３配線層７ｂとが接続される部分の一部が平面視して含まれるように絶縁層５ｃの領域を設定して、絶縁層５ｃが基板Ｍ１３表面に設けられる。 In order to solve this problem, an insulating layer 5c that is a step correction layer is provided to reduce the step between the first wiring layer 4a and the fourth wiring layer 7b. For this reason, the region of the insulating layer 5c is set so that a portion where the first wiring layer 4a and the fourth wiring layer 4b are connected is included in a plan view, and the insulating layer 5c is provided on the surface of the substrate M13.
At the same time, at the portion where the second wiring layer 7a and the third wiring layer 7b are connected, at least the portion where the second wiring layer 7a and the third wiring layer 7b are connected in order to achieve the same effect. The region of the insulating layer 5c is set so that a part is included in plan view, and the insulating layer 5c is provided on the surface of the substrate M13.

これによって、本実施形態によれば、配線層形成時の実効的な段差を低減することを可能とし、レジストパターニングの困難性によって配線層の正確な形成が困難となることや、形成後の配線構造の信頼性が低下すること、また、高い段差を有する部位に微細な配線を形成することにより断線などの不具合発生の可能性が高くなるなどの問題点を解消して、信頼性を向上することが可能となる。   As a result, according to the present embodiment, it is possible to reduce an effective step at the time of forming the wiring layer, and it becomes difficult to accurately form the wiring layer due to the difficulty of resist patterning, and the wiring after forming Improves reliability by eliminating problems such as a decrease in the reliability of the structure and an increase in the possibility of occurrence of defects such as disconnection by forming fine wiring in a portion having a high step. It becomes possible.

本実施形態においては、感光性樹脂を露光、現像、熱硬化を行第一のコイル（或いは負帰還コイル）のＬ／Ｓと第二、及び第三のコイル（或いは励磁、及び検出コイル）のＬ／Ｓを調整することにより励磁効率を向上させることができる。 In this embodiment, the photosensitive resin is exposed, developed, and thermoset, and the L / S of the first coil (or negative feedback coil) and the second and third coils (or excitation and detection coils) The excitation efficiency can be improved by adjusting L / S.

本発明の活用例として、次のようなものが適用できる。
上述したように自動車の駆動系や、蓄電池への入出力線など大電流に対する電流計に用いられる電流センサなど。 The following can be applied as an application example of the present invention.
As described above, current sensors used in ammeters for large currents such as automobile drive systems and input / output lines to storage batteries.

Ｍ１２…フラックスゲート型磁気素子、ＭＴ１０…制御用集積回路、Ｍ１３…基板（非磁性基板）、１…磁性体コア、９…励磁コイル、１０…検出コイル、２１…フィードバックコイル、４ａ…第１配線層、４ｂ…第４配線層、５ａ…樹脂層（絶縁層）、５ｂ…樹脂層（絶縁層）、５ｃ…樹脂層（絶縁層）、６ａ…樹脂層（絶縁層）、６ｂ…樹脂層（絶縁層）、７ａ…第２配線層、７ｂ…第３配線層。 M12: Flux gate type magnetic element, MT10: Control integrated circuit, M13: Substrate (nonmagnetic substrate), 1 ... Magnetic core, 9 ... Excitation coil, 10 ... Detection coil, 21 ... Feedback coil, 4a ... First wiring 4b, 4th wiring layer, 5a ... resin layer (insulating layer), 5b ... resin layer (insulating layer), 5c ... resin layer (insulating layer), 6a ... resin layer (insulating layer), 6b ... resin layer ( Insulating layer), 7a ... second wiring layer, 7b ... third wiring layer.

Claims (2)

非磁性基板上に長手方向を有する形状の磁性体コアと、前記磁性体コアに巻回されるように第１のソレノイドコイルおよび第２のソレノイドコイルと、が形成され、前記第１のソレノイドコイルおよび第２のソレノイドコイルの一方が励磁コイルとされ他方が検出コイルとされたフラックスゲート型磁気素子であって、
前記磁性体コアに巻回され、前記第１のソレノイドコイルおよび第２のソレノイドコイルの外側に設けられた第３のソレノイドコイルがフィードバックコイルとされていることを特徴とするフラックスゲート型磁気素子。 A magnetic core having a longitudinal direction on a nonmagnetic substrate, and a first solenoid coil and a second solenoid coil are formed to be wound around the magnetic core, and the first solenoid coil And a flux gate type magnetic element in which one of the second solenoid coils is an excitation coil and the other is a detection coil,
A fluxgate magnetic element, wherein a third solenoid coil wound around the magnetic core and provided outside the first solenoid coil and the second solenoid coil is a feedback coil. 請求項１記載のフラックスゲート型磁気素子と、
前記磁性体コアにおける被測定磁界を打ち消すフィードバック磁界を発生させるように、前記フィードバックコイルにフィードバック電流を供給するとともに、該フィードバック電流の値に基づいて被測定磁界の強度を出力する制御用集積回路と、
を具備してなることを特徴とする磁気センサ。 A fluxgate magnetic element according to claim 1;
A control integrated circuit that supplies a feedback current to the feedback coil so as to generate a feedback magnetic field that cancels the measured magnetic field in the magnetic core, and outputs the strength of the measured magnetic field based on the value of the feedback current; ,
A magnetic sensor comprising:
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019132719A (en) * 2018-01-31 2019-08-08 旭化成エレクトロニクス株式会社 Magnetic detector

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