JP2013508760A - 反響装置およびオーディオ信号を反響させる方法 - Google Patents

Abstract

オーディオ信号（５）を反響させるための反響装置（１０）は、反響周波数サブバンド信号（２７）を得るために、異なるループ遅延（２３）によってオーディオ信号（５）を示す少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号（１７）を遅延させるためのフィードバック遅延ループ・プロセッサ（２０）を含む。
【選択図】図１ａ

Description

本発明の実施例は、反響装置およびオーディオ信号を反響させる方法に関する。さらに、本発明の実施例は、任意の残響時間のための制御をすることができる効率的な周波数変換領域反響装置に関する。

反響装置は、オーディオ信号に室内効果をつくる際に用いられる。室内効果、すなわち早期反射および反響を信号に加える必要がある多数のオーディオ信号処理アプリケーションがある。これらの二つのうち、早期反射は信号自体の後で非常に短い時間だけ現れて容易にモデル化されることができるが、反響は長い時間間隔にわたり、乾燥した源音の消失後、最大で数秒間にわたってしばしば聞き取ることができる。長い時間幅は、中程度の計算コストを低く要求しながら、反響装置の設計を、室内効果を必用とするシステムの主焦点にもってくる。

反響装置の設計目標は、特定の実際のまたは仮想の空間に対する知覚的な類似性を最大にするか、またはリスナーの好みを最大にするためにいくつかの他の知覚的特性を最大にする反響をつくることである。特に時間領域信号に対して、反響のためのいくつかのアルゴリズムが存在し、設計目標は、たいてい、計算負荷が最小化されると共に所望の品質にもっとも達するところで、バランスを見つけることである。

歴史的に、残響設計は、ほぼ完全に時間領域信号に焦点を合わせてきた。しかしながら、最新の音声処理スキームにおいて、例えば、ＭＰＥＧサラウンドおよびそれに関連する技術において使用されるＱＭＦ（直交ミラーフィルタバンク）領域、知覚的なオーディオ・コーデックにおいて使用されているＭＤＣＴ（修正離散コサイン変換）領域、およびアプリケーションの非常に広い範囲において使用されるＳＴＦＴ（短時間フーリエ変換）領域におけるような、短時間周波数変換領域において処理をすることは、非常に一般的である。方法に違いはあるが、図１６に示されるように、共通因子は時間領域信号が時間−周波数タイルに分けられるということである。変換および逆変換処理は、典型的には可逆であり、音の内容に関する情報は両方の表現に完全に含まれる。時間−周波数表現は、特にオーディオの知覚的な処理において特に使用されるが、それは人間の聴覚系が音を処理する方法によく似ているからである。

最高水準の技術によれば、反響をつくることについて、いくつかの従来の解決策がある。
“Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ａｒｔｉｆｉｃｉａｌ Ｒｅｖｅｒｂｅｒａｔｉｏｎ ｕｓｉｎｇ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ Ｄｅｃａｙ”，Ｖｉｃｋｅｒｓ ｅｔ ａｌ，２００６，１２１ｔｈ ＡＥＳ ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ Ｏｃｔ ２００６、および、米国特許明細書ＵＳ２００８／００８５００８ Ａ１において、周波数領域において機能する周知の残響アルゴリズムが記載されている。また、“Ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｓ ｏｆ Ａｒｔｉｆｉｃｉａｌ Ｒｅｖｅｒｂｅｒａｔｉｏｎｓ ｂｙ Ｕｓｅ ｏｆ Ｓｕｂｂａｎｄ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｄｅｌａｙ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ”Ｉｇｏｒ Ｎｉｃｏｌｉｃ、１１２ｎｄ ＡＥＳ ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ，２００２は、周波数帯域に残響をつくろうと提案している。

無限に反復しながら減衰する残響のインパルス応答が、“Ａｒｔｉｆｉｃｉａｌ Ｒｅｖｅｒｂｅｒａｔｉｏｎ Ｂａｓｅｄ ｏｎ ａ Ｐｓｅｕｄｏ−Ｒａｎｄｏｍ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ”ｐａｒｔｓ Ｉ ａｎｄ ＩＩ，Ｒｕｂａｋ ＆ Ｊｏｈａｎｓｅｎ，１０４ｔｈ ＡＥＳ ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ １９９８ ａｎｄ １０６ｔｈ ＡＥＳ ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ １９９９および“Ｒｅｖｅｒｂｅｒａｔｉｏｎ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ Ｖｅｌｖｅｔ Ｎｏｉｓｅ”，Ｋａｒｊａｌａｉｎｅｎ ＆ Ｊａｅｒｖｅｌａｅｉｎｅｎ，３０ｔｈ ＡＥＳ ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｍａｒｃｈ ２００７において見ることができる。しかしながら、ちょうど言及された参考文献は、時間領域残響アルゴリズムに関するものである。

“Ｔｈｅ Ｓｗｉｔｃｈ Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ Ｒｅｖｅｒｂｅｒａｔｏｒ”，Ｌｅｅ ｅｔ ａｌ，１２７ｔｈ ＡＥＳ ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ Ｏｃｔ．２００９において、少ないメモリで、計算コストの少ない、モバイル機器にふさわしい反響装置が示されている。反響装置は、短いノイズ・シーケンスで畳込みを駆動する均一化された櫛形フィルタから成る。反響装置の同等化および減衰率は、下位のＩＩＲフィルタによって制御され、反響密度はノイズ・シーケンスのそれであり、ノイズ・シーケンスは、定期的に更新されるかまたは「切換えられる」。さらに、信号波高因子およびマルチバンド・アーキテクチャに影響される漏れる積分計を含むノイズ・シーケンスを更新するためのいくつかの構造が記載されている。

米国特許明細書ＵＳ２００８／００８５００８ Ａ１

"Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ａｒｔｉｆｉｃｉａｌ Ｒｅｖｅｒｂｅｒａｔｉｏｎ ｕｓｉｎｇ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ Ｄｅｃａｙ"，Ｖｉｃｋｅｒｓ ｅｔ ａｌ，２００６，１２１ｔｈ ＡＥＳ ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ Ｏｃｔ ２００６ "Ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｓ ｏｆ Ａｒｔｉｆｉｃｉａｌ Ｒｅｖｅｒｂｅｒａｔｉｏｎｓ ｂｙ Ｕｓｅ ｏｆ Ｓｕｂｂａｎｄ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｄｅｌａｙ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ"Ｉｇｏｒ Ｎｉｃｏｌｉｃ、１１２ｎｄ ＡＥＳ ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ，２００２ "Ａｒｔｉｆｉｃｉａｌ Ｒｅｖｅｒｂｅｒａｔｉｏｎ Ｂａｓｅｄ ｏｎ ａ Ｐｓｅｕｄｏ−Ｒａｎｄｏｍ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ"ｐａｒｔｓ Ｉ ａｎｄ ＩＩ，Ｒｕｂａｋ ＆ Ｊｏｈａｎｓｅｎ，１０４ｔｈ ＡＥＳ ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ １９９８ ａｎｄ １０６ｔｈ ＡＥＳ ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ １９９９ "Ｒｅｖｅｒｂｅｒａｔｉｏｎ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ Ｖｅｌｖｅｔ Ｎｏｉｓｅ"，Ｋａｒｊａｌａｉｎｅｎ ＆ Ｊａｅｒｖｅｌａｅｉｎｅｎ，３０ｔｈ ＡＥＳ ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｍａｒｃｈ ２００７ "Ｔｈｅ Ｓｗｉｔｃｈ Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ Ｒｅｖｅｒｂｅｒａｔｏｒ"，Ｌｅｅ ｅｔ ａｌ，１２７ｔｈ ＡＥＳ ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ Ｏｃｔ．２００９

既存の解決策の基本的な課題は、最も進んだ効率的な反響アルゴリズム機能の傾向は時間領域で機能するということである。しかしながら、周波数領域で働く多くのアプリケーションは反響ユニットを必要とする。このように、これらの時間領域アルゴリズムを信号に適用するために、アプリケーションは、時間領域において反響アルゴリズムを適用する前に、まず信号を逆変換しなければならない。しかしながら、これは、アプリケーションによっては非現実的である。

周知の時間領域反響装置の他の不利な点は、それらが特に人間の空間知覚にとって重要である周波数依存残響時間の特定の一組に合うように残響を設計することに関して柔軟性がないということである。

したがって、本発明の目的は、オーディオ信号を反響させるためのコンセプトを提供することであり、それは品質向上および効率的実行を可能にするものである。

この目的は、請求項１に記載のデバイス、請求項１５に記載の方法または請求項１６に記載のコンピュータ・プログラムによって達成される。

本発明の一実施例によれば、オーディオ信号を反響させるための反響装置は、フィードバック遅延ループ・プロセッサを含む。フィードバック遅延ループ・プロセッサは、反響周波数サブバンド信号を得るために、異なるループ遅延によりオーディオ信号を示す少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号を遅延させるために構成される。

実施例において、周波数領域信号表現は、実数領域または複素数領域にあることができる。したがって、反響装置（例えば、遅延、合計または乗算）の範囲内で実行されるすべての演算は、実数演算または複素数演算でありえる。

本発明の基礎をなしている根本概念は、オーディオ信号を示す少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号が異なるループ遅延によって遅延させられるとき、上述の品質向上／効率的実行を達成することができるということである。このような手段によって、フィードバック処理の把握された反復は回避または少なくとも減らされることができ、それによって、よりよく知覚品質を維持することができる。

本発明の他の実施例によれば、フィードバック遅延ループ・プロセッサは、各周波数サブバンド信号に対して、フィルタ・インパルス応答を有するフィルタを含み、フィルタ・インパルス応答は、第１のフィルタ・インパルス応答サンプルの第１のブロックおよび第２のフィルタ・インパルス応答サンプルの第２のブロックを含む。ここで、第２のブロックは、インパルス応答サンプル間隔に関して第１のブロックと類似している。さらに、第２のブロックの第１のインパルス応答サンプルは、周波数サブバンド信号のためのループ遅延によって、第１のブロックの第１のインパルス応答サンプルから遅延させられる。このようにして、周波数サブバンド信号のためのフィルタのフィルタ・インパルス応答の第１のブロックおよび第２のブロックは、異なるループ遅延によって遅延させられる。

本発明の他の実施例によれば、フィードバック遅延ループ・プロセッサは、各周波数サブバンド信号に対して、可変フィルタ・タップ密度を有するスパース・フィルタを含む。適切にフィルタ・タップ密度を変化させることによって、スパース・フィルタのフィルタ・インパルス応答は、所定のエネルギー・エンベロープに近づく。したがって、周波数依存方法でスパース・フィルタのインパルス応答のエネルギー・エンベロープを制御することは可能である。

本発明の他の実施例によれば、フィードバック遅延ループ・プロセッサは、減衰係数によって少なくとも２つの周波数サブバンド信号の各周波数サブバンド信号を減衰させるように構成される。ここで、減衰係数は、所定の残響時間および周波数サブバンド信号のためのループ遅延によって決まる。これは、所望の残響時間に従ったエネルギー減衰が成し遂げられるように、フィードバック遅延ループのゲインをサブバンド的に調整することを可能にする。

本発明は、効率の改善、従って低出力プロセッサ上の低コスト実現を伴った反響構造を提供する。
以下に、本発明の実施例は、添付図面を参照して説明される、

図１ａは、オーディオ信号を反響させるための反響装置の実施例を示すブロック図である。 図１ｂは、本発明の一実施例による少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号のための異なるループ遅延の典型的な設計を示す。 図１ｃは、個々の周波数サブバンド信号を処理するためのシングル・サブバンド反響ユニットの実施例のブロック図を示す。 図１ｄは、図１ｃによるシングル・サブバンド反響ユニットの実施例のインパルス応答の図解図を示す。 図２ａは、フィードバックループの中に減衰器を有するシングル・サブバンド反響ユニットの更なる実施例のブロック図を示す。 図２ｂは、図２ａに示すシングル・サブバンド反響ユニットの実施例のインパルス応答の図解図を示す。 図３は、指数関数的に減衰するノイズフィルタを有するシングル・サブバンド反響ユニットの更なる実施例のブロック図を示す。 図４は、図３に示すシングル・サブバンド反響ユニットの実施例によって使用される、指数関数的に減衰しているノイズを示す典型的なフィルタ応答機能のグラフを示す。 図５は、図３に示すシングル・サブバンド反響ユニットの実施例の典型的なインパルス応答のグラフを示す。 図６は、スパース遅延線の出力を有するシングル・サブバンド反響ユニットの更なる実施例のブロック図を示す。 図７は、図６に示すシングル・サブバンド反響ユニットの実施例によって使用される、減衰密度を有する単一のインパルスを示す典型的なフィルタ応答機能のグラフを示す。 図８は、図６に示すシングル・サブバンド反響ユニットの実施例の典型的なインパルス応答のグラフを示す。 図９は、スパース遅延線の出力および増加のない位相演算を有するシングル・サブバンド反響ユニットの更なる実施例のブロック図を示す。 図１０は、図９に示すシングル・サブバンド反響ユニットの実施例によって使用される典型的な増加のない位相演算の表を示す。 図１１ａは、本発明の一実施例による位相修正ユニットのブロック図を示す。 図１１ｂは、本発明の他の実施例による位相修正ユニットのブロック図を示す。 図１１ｃは、本発明の他の実施例による位相修正ユニットのブロック図を示す。 図１１ｄは、本発明の他の実施例による位相修正ユニットのブロック図を示す。 図１２は、連続的に結合された遅延線ユニット、中間の乗算器、遅延線入力および遅延線出力を有するシングル・サブバンド反響ユニットの更なる実施例のブロック図を示す。 図１３は、周波数領域におけるオーディオ信号を反響させるための反響装置の実施例の概念構造を示す。 図１４は、スペクトル・コンバータ、いくつかの異なるシングル・サブバンド反響ユニットおよび出力プロセッサを有するオーディオ信号を反響させるための反響装置の実施例のブロック図を示す。 図１５は、直交チャネルの特有の出力ベクトルを有するオーディオ信号を反響させるための反響装置の更なる実施例のブロック図を示す。 図１６は、本発明の一実施例による連続的な短期時間−周波数変換の図解図を示す。

図１ａは、オーディオ信号を反響させるための反響装置１０の実施例のブロック図を示す。図１ａに示すように、反響装置１０は、反響周波数サブバンド信号２７を得るために、異なるループ遅延２３によってオーディオ信号５を示す少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号１７を遅延させるためのフィードバック遅延ループ・プロセッサ２０を含む。反響装置１０は、反響オーディオ信号４１を得るために、反響周波数サブバンド信号２７を処理するための出力プロセッサ３０を含む。

図１ａを参照すると、反響装置１０は、例えば、オリジナルのオーディオ信号５から少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号１７を生成するためのＱＭＦ（直交ミラーフィルタバンク）のようなフィルタバンク１２を含む。さらに、フィードバック遅延ループ・プロセッサ２０は、第１の反響周波数サブバンド信号２５−１を得るために、第１の遅延によって少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号１７のうちの第１の周波数サブバンド信号１５−１を遅延させるための第１のループ遅延ユニット２２−１、および、第２の反響周波数サブバンド信号２５−２を得るために、第２の異なる遅延によって少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号１７のうちの第２の周波数サブバンド信号１５−２を遅延させるための第２のループ遅延ユニット２２−２を含む。第１および第２の反響周波数サブバンド信号２５−１、２５−２は、反響周波数サブバンド信号２７を構成する。図１ａの実施例において、反響装置１０の出力プロセッサ３０は、混合信号３７を得るために少なくとも２つの周波数サブバンド信号１７および対応する反響周波数サブバンド信号２７を混合して、最終的に反響オーディオ信号４１を得るために混合信号３７を合成するように構成される。図１ａに示すように、出力プロセッサ３０は、第１および第２の何らかの処理デバイス３２−１、３２−２および対応する加算ユニット３４−１、３４−２を含む。第１の何らかの処理デバイス３２−１は、第１の処理された信号３３−１を得るために第１の反響した周波数サブバンド信号２５−１に何らかの処理を実行するように構成され、第２の何らかの処理デバイス３２−２は、第２の処理された信号３３−２を得るために第２の反響した周波数サブバンド信号２５−２に何らかの処理を実行するように構成される。ここで、第１および第２番の何らかの処理デバイス３２−１、３２−２によって実行される何らかの処理操作は、例えば、所定の乗算または利得係数が反響周波数サブバンド信号２７のうちの第１および第２の反響周波数サブバンド信号２５−１、２５−２に適用されることである。第１の加算ユニット３４−１は、第１の加算信号３５−１を得るために、少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号１７のうちの第１の周波数サブバンド信号１５−１またはその処理されたバージョンと何らかの処理装置３２−１の第１の処理信号３３−１とを加算するように構成され、第２の加算ユニット３４−２は、第２の加算信号３５−２を得るために、少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号１７のうちの第２の周波数サブバンド信号１５−２またはその処理されたバージョンと何らかの処理装置３２−２の第２の処理信号３３−２とを加算するように構成される。ここで、第１および第２の加算信号３５−１、３５−２は、少なくとも２つの混合信号３７を構成する。

図１ａに示されているように、出力プロセッサ３０は、少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号１７のうちの第１および第２の周波数サブバンド信号１５−１、１５−２を処理するための少なくとも２つの任意の何らかの処理装置４４−１、４４−２を含む。第１の任意の何らかの処理装置４４−１は、第１の任意に処理された信号４５−１を得るために第１の周波数サブバンド信号１５−１に何らかの任意の処理を実行し、対応する加算ユニット３４−１に第１の任意に処理された信号４５−１を提供するように構成され、第２の任意の何らかの処理装置４４−２は、第２の任意に処理された信号４５−２を得るために第２の周波数サブバンド信号１５−２に何らかの任意の処理を実行し、対応する加算ユニット３４−２に第２の任意に処理された信号４５−２を提供するように構成される。したがって、第１および第２の任意の何らかの処理装置４４−１、４４−２は、少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号１７のうちの第１および第２の周波数サブバンド信号１５−１、１５−２のために、それぞれ、基本的に、フィルタバンク１２および加算ユニット３４−１、３４−２の間の並行（直接音）経路に挿入されることができる。例えばバイノーラル処理において、第１および第２の任意の何らかの処理装置４４−１、４４−２は、第１および第２の任意の処理された信号４５−１、４５−２を得るために、ＨＲＴＦｓ（頭部伝達関数）を少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号１７のうちの第１および第２の周波数サブバンド信号１５−１、１５−２に適用するように構成されることができる。

ここで、第１の加算ユニット３４−１は、第１の加算信号３５−１を得るために、何らかの処理装置３２−１の第１の処理された信号３３−１と任意の何らかの処理装置４４−１の第１の任意に処理された信号４５−１とを加算するように構成され、第２の加算ユニット３４−２は、第２の加算信号３５−２を得るために、何らかの処理装置３２−２の第２の処理された信号３３−２と任意の何らかの処理装置４４−２の第２の任意に処理された信号４５−２とを加算するように構成される。ここで、第１および第２の加算信号３５−１、３５−２は、少なくとも２つの混合信号３７を構成する。

さらに、図１ａには、反響オーディオ信号４１を得るために、出力プロセッサ３０が、混合信号３７を合成するためのコンバイナ３８を含むことが示されている。出力プロセッサ３０のコンバイナ３８は、少なくとも２つの更なる何らかの処理装置３６−１、３６−２および組立ユニット３９を含む。第１の更なる何らかの処理装置３６−１は、第１の更なる処理信号３７−１を得るために、少なくとも２つの混合信号３７のうちの第１の混合信号３５−１を更に処理するように構成され、第２の更なる何らかの処理装置３６−２は、第２の更なる処理信号３７−２を得るために、少なくとも２つの混合信号３７のうちの第２の混合信号３５−２を更に処理するように構成される。第１および第２の何らかの処理装置３２−１、３２−２と同様に、第１および第２の更なる何らかの処理装置３６−１、３６−２は、混合信号３７に所定の乗算または利得係数を適用することによって更なる何らかの処理操作を実行する。出力プロセッサ３０内のコンバイナ３８の組立ユニット３９は、反響装置１０の出力において反響オーディオ信号４１を得るために、第１および第２の更なる処理信号３７−１、３７−２をその後に組立てまたは合成するように構成される。例えば、反響装置１０で実行されるような処理によって、合成されたかより大きいバンド幅を有する合成された反響周波数サブバンド信号を示す反響オーディオ信号が得られる。基本的に、図１ａの実施例は、ＱＭＦ領域の中におけるようなサブバンド領域の中でオーディオ信号を反響させるための反響装置を示している。

図１ｂは、本発明の実施例において、少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号のための異なるループ遅延の典型的な設計５０を示す。図１ａ、１ｂを参照すると、反響装置１０は、低い周波数帯域を示す少なくとも２つの周波数サブバンド信号５３の第２の周波数サブバンド信号５１−２のためのループ遅延５６−２が高い周波数帯域を示す少なくとも２つの周波数サブバンド信号５３の第１の周波数サブバンド信号５１−１のためのループ遅延５６−１より大きくなるように構成されるフィードバック遅延ループ・プロセッサ５４を含む。特に、フィードバック遅延ループ・プロセッサ５４は、少なくとも２つのループ遅延ユニット５７を含み、第１のループ遅延ユニットは、第１の反響周波数サブバンド信号５５−１を得るために、第１のループ遅延５６−１によって高い周波数帯域を示す第１の周波数サブバンド信号５１−１を遅延させるように構成され、第２のループ遅延ユニットは、第２の反響周波数サブバンド信号５５−２を得るために、第２のループ遅延５６−２によって低い周波数帯域を示す第２の周波数サブバンド信号５１−２を遅延させるように構成される。第１および第２の反響周波数サブバンド信号５５−１、５５−２は、反響周波数サブバンド信号５７を構成する。ここで、図１ｂのフィードバック遅延ループ・プロセッサ５４、周波数サブバンド信号５３および反響した周波数サブバンド信号５７は、それぞれ、図１ａのフィードバック遅延ループ・プロセッサ２０、少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号１７および反響周波数サブバンド信号２７に対応する。図１ｂの設計において、反響装置１０は、反響オーディオ信号６１を得るために、反響周波数サブバンド信号５７を処理するように構成された出力プロセッサ６０を含む。ここで、図１ｂに示される出力プロセッサ６０は図１ａに示される出力プロセッサ３０に対応し、出力プロセッサ６０によって出力される反響オーディオ信号６１は図１ａの出力プロセッサ３０によって出力される反響オーディオ信号４１に対応する。したがって、図１ｂに示される異なるループ遅延の設計によって、増加する周波数帯域を示す少なくとも２つの周波数サブバンド信号の連続した周波数サブバンド信号のためのループ遅延は、反響の改良された知覚品質が得られるように、平均して減少させることができる。

実施例において、連続した周波数サブバンド信号のためのループ遅延は、例えば、線形に減少するかまたはランダムに設定される。少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号のための異なるループ遅延を設定することによって、反響の反復効果は、能率的に回避されることができるかまたは少なくとも低減させることができる。

図１ｃは、個々の周波数サブバンド信号を処理するためのシングル・サブバンド反響ユニット１００の実施例のブロック図を示す。シングル・サブバンド反響ユニット１００は、遅延線１１０、フィードバックループ１２０およびコンバイナ１３０を含む。図１ｃに示すように、遅延線１１０は異なる遅延を示す複数の遅延線出力または遅延線タップ１１５を有する。遅延線１１０は、遅延量（Ｎ）を提供するために構成される。ここで、ｚ^-Nで表示される遅延線１１０は、個々の周波数サブバンド信号１０１のための遅延線入力１０５を有する。フィードバックループ１２０は、遅延線１１０に接続され、個々の周波数サブバンド信号１０１または遅延バージョンを処理するために、そして、処理された信号または個々の周波数サブバンド信号１０１または個々の周波数サブバンド信号の遅延バージョンを遅延線入力１０５に入力するために構成される。フィードバックループ１２０は、遅延線１１０とともに基本的にフィードバックループ１２０の中で循環している信号の循環ごとにそれぞれの遅延量Ｎを信号に導入するフィードバック遅延ループを示す。コンバイナ１３０は、反響周波数サブバンド信号１３５を得るために、複数の遅延線出力または遅延線タップ１１５によって出力される信号を合成するように構成される。特に、コンバイナ１３０は、複数の遅延線出力１１５によって出力される信号を互いに加算するために、または、最初に信号に利得／減衰係数を乗算して、次にそれらを加算するか、複数の遅延線出力１１５によって出力される選択された信号を線形に合成するために用いられる。図１ｃの実施例のシングル・サブバンド反響ユニット１００は、遅延量Ｎより大きい残響時間に対応する反響を有する反響周波数サブバンド信号１３５を生成することができる。

図１ｄは、図１ｃに示すシングル・サブバンド反響ユニット１００の実施例のインパルス応答１５０の図解図を示す。図１ｄに示すように、インパルス応答１５０は、遅延量Ｎによって分けられた等しい間隔を有するパルスのシーケンス（Ｐ₀、Ｐ₁、Ｐ₂、Ｐ₃・・・）を含む。等しく間隔を置かれたパルス（Ｐ₀、Ｐ₁、Ｐ₂、Ｐ₃・・・）は、遅延量Ｎに対応する繰り返し間隔１６０を示す。さらに、複数の遅延線出力１１５によって出力される遅延パルス１５５は、等しく間隔を置かれたパルス（Ｐ₀、Ｐ₁、Ｐ₂、Ｐ₃・・・）の繰り返し間隔１６０の中で割り振られる。図１ｄにおいて、シングル・サブバンド反響ユニット１００のインパルス応答１５０の等しく間隔を置かれたパルス（Ｐ₀、Ｐ₁、Ｐ₂、Ｐ₃・・・）が、それぞれ、同じ大きさを有することがわかる。図１ｃ、１ｄに関して、反響周波数サブバンド信号１３５の反響は、遅延量Ｎより大きい期間１６５に対応する。

図２ａは、フィードバックループの中に減衰器２１０を有するシングル・サブバンド反響ユニット２００の更なる実施例のブロック図を示す。図２ａのデバイス２００は、基本的に、図１ｃの装置１００と同じブロックを含む。したがって、類似の実施および／または機能を有する同一のブロックは同じ数字によって表示される。しかしながら、図２ａ実施例におけるシングル・サブバンド反響ユニット２００のフィードバックループ２２０は、遅延信号２０５を減衰させるための減衰器２１０を含む。ここで、遅延信号２０５は、減衰信号２１５または周波数サブバンド信号１０１のそれぞれの供給のための遅延量Ｎを遅延線入力１０５に与える遅延線１１０から受信する。図２ａに示すように、減衰器２１０は、減衰係数ｂを遅延信号２０５に適用するように構成され、減衰係数ｂは、与えられた遅延量Ｎおよび残響時間Ｔ₆₀に依存する。フィードバックループ２２０の中の減衰器２１０による減衰の結果、フィードバックループ２２０のインパルス応答は、等しく間隔を置かれた減衰しているパルス（Ｐ₀、Ｐ₁、Ｐ₂、Ｐ₃・・・）のシーケンスによって特徴づけられ、等しく間隔を置かれた減衰しているパルス（Ｐ₀、Ｐ₁、Ｐ₂、Ｐ₃・・・）の繰り返し間隔１６０は、遅延量Ｎによって再び規定される。

図２ｂは、図２ａに示すシングル・サブバンド反響ユニット２００の実施例のインパルス応答２５０の図解図を示す。図２ａの実施例に関して、反響周波数サブバンド信号１３５の反響は、等しく間隔を置かれた減衰しているパルス（Ｐ₀、Ｐ₁、Ｐ₂、Ｐ₃・・・）のシーケンスから成るインパルス応答２５０に対応し、複数の遅延線出力１１５によって出力される遅延パルス２５５は、等しく間隔を置かれた減衰しているパルス（Ｐ₀、Ｐ₁、Ｐ₂、Ｐ₃・・・）の繰り返し間隔１６０の中で分配される。

図３は、指数関数的に減衰しているノイズフィルタを有するシングル・サブバンド反響ユニット３００の更なる実施例のブロック図を示す。図３実施例のシングル・サブバンド反響ユニット３００は、基本的に図２ａ実施例のシングル・サブバンド反響ユニット２００に対応する。図３に示すように、図１ｃ、２ａの遅延線１１０に対応する遅延線３１０は、遅延線入力１０５に入力される減衰信号２１５または周波数サブバンド信号１０１を連続して遅延させるための複数の連続的に結合された遅延線ユニット（ｚ^-D1，ｚ^-D2，・・・，Ｚ^-DN）を含む。ここで、遅延線３１０の各遅延線ユニット３１２は、連続して遅延された信号のためのそれぞれの遅延線出力３１４を有する。シングル・サブバンド反響ユニット１００；２００のコンバイナ１３０に対応するシングル・サブバンド反響ユニット３００のコンバイナ３３０は、各々対応する遅延線出力に接続される複数の乗算器３５０を含む。特に、複数の乗算器３５０は、乗算器出力信号３５５を得るために、複数の遅延線出力１１５によって出力される各連続した遅延信号にフィルタ応答関数ｈ（ｎ）、ｎ＝１、２・・・、Ｎの対応するフィルタ係数を乗算するために構成される。

実施例において、個々の遅延線ユニット（個々の基本の遅延スロット）はｚ^-Diで表されることができ、Ｄ_i（ｉ＝１、２、・・・、Ｎ）は、個々の遅延線ユニットによって導入される部分的な遅延量である。特に、Ｄ₁、Ｄ₂、・・・、Ｄ_Nは、１（ｚ^-1）のような同じ（ｚ^-D）であってもよく、異なる値であってもよい。この一般化は、明確には示されていないが、他の図にも言及している。ここで、部分的な遅延量Ｄ_iは１つのサンプル（タイムスロット）によって遅延に対応し、その結果、複数の遅延線出力によって出力される遅延パルスが互いに隣接して近接する。特に、遅延線は、複数の連続的に結合された遅延線ユニット（ｚ^-Di）からなる遅延線によって与えられる遅延量Ｎに対応する複数の個々の遅延ラインユニットを含む。さらなる実施例によれば、部分的な遅延量Ｄｉが１つ以上のサンプルによる遅延に対応して増加するとき遅延線によって与えられる遅延量Ｎが得られ、同時に個々の遅延線ユニットの数が減少する。この場合、複数の遅延線出力によって出力される遅延パルスは、より粗い解像度に対応して互いにもっと間隔を置いて配置される。

図３に示すように、コンバイナ３３０は、反響周波数サブバンド信号１３５を得るために、乗算器出力信号３５５を合計するための加算器３６０を含む。図３に示す実施例によれば、フィルタ応答関数ｈ（ｎ）が減衰する振幅特性を有するようにコンバイナ３３０が設定され、フィルタ応答関数ｈ（ｎ）の長さＮは遅延量Ｎに等しい。さらに、図３実施例において、シングル・サブバンド反響ユニット３００のフィードバックループ１２０は、処理方向において、遅延線３１０の最後の遅延線ユニット出力３１５から図２ａの遅延信号２０５に対応する遅延信号を受信するために構成される。ここで、処理方向は、フィードバックループ１２０および遅延線３１０の中で矢印の方向によって示される。

図４は、図３によるシングル・サブバンド反響ユニット３００の実施例に用いられる指数関数的に減衰するノイズを示す典型的なフィルタ応答関数４００のグラフを示す。特に、シングル・サブバンド反響ユニット３００のコンバイナ３３０は、ｈ_DNF（ｎ）＝ｎｏｉｓｅ（ｎ）・ａⁿ、ｎ＝１，２，・・・、Ｎに基づくフィルタ応答関数４００を提供するように構成され、ｎｏｉｓｅ（ｎ）はノイズ関数であって、フィルタ応答関数ｈ_DNF（ｎ）の減衰する振幅特性は、指数関数的に減衰するエンベロープａⁿに基づいている。典型的なフィルタ応答関数ｈ_DNF（ｎ）４００のノイズ関数ｎｏｉｓｅ（ｎ）およびエンベロープａⁿは、図４において明らかに見える。さらに、フィルタ応答関数ｈ_DNF（ｎ）４００は、０とＮとの間の範囲で見本として示され、この範囲は、図３に示すような遅延線３１０によって与えられる遅延量Ｎにほぼ等しいフィルタ応答関数ｈ_DNF（ｎ）の長さ４０５に対応する。特に、シングル・サブバンド反響ユニット３００のコンバイナ３３０は、エンベロープａⁿがタイムスロットごとの減衰ａに依存するように設定され、タイムスロットごとの減衰は残響時間に対応する所定のパラメータＴ₆₀に基づくものである。このような手段によって、フィルタ応答関数ｈ_DNF（ｎ）は、対応する指数関数的に減衰するエネルギー曲線を表すように調整される。

図３に示されるシングル・サブバンド反響装置３００は、フィードバックループ１２０の中に配置される図２ａに示される減衰器２１０に対応する。シングル・サブバンド反響ユニット３００の減衰器３４０は、フィードバックループ１２０の中の信号の各周回のために減衰係数を遅延信号に適用することによって最後の遅延線ユニット出力３１５から受け取る遅延信号を減衰させるために用いられる。特に、シングル・サブバンド反響ユニット３００の減衰器３４０は、遅延信号にｂ＝ａ^Nに等しい減衰係数を適用するように構成され、ａはタイムスロットごとの減衰であり、Ｎは遅延量である。ここで、フィードバックループ１２０の各周回のための減衰は、最後の遅延線出力３１５からの遅延信号に減衰係数ｂ＝ａ^Nを乗算することによって実行される。

図５は、図３によるシングル・サブバンド反響ユニット３００の実施例の典型的なインパルス応答５００のグラフを示す。図５に示すように、シングル・サブバンド反響ユニット３００のインパルス応答５００は、エンベロープ関数ａ^Nを有する指数関数的に減衰するノイズ５１０によって特徴づけられ、タイムスロットごとの減衰は所定のパラメータＴ₆₀に従って設定される。

特に、フィードバックループにおける減衰係数（すなわち、フィードバックループの中で減衰器によって適用される減衰係数ｂ）は、特定の周波数帯域の所望の残響時間から算出することができ、次式で表される。
ｂ＝ａ^N
ここにおいて、ｂはフィードバックループにおいて結果として生じる減衰係数であり、

ここにおいて、ａはタイムスロットごとの減衰、Ｎは特定の周波数帯域における遅延線長（すなわち、遅延線によって与えられる遅延量）、Ｐは周波数変換のダウンサンプリング係数、Ｔ₆₀は残響時間、ｆｓはサンプルレートである。この数式は、基本的に、所定の残響時間Ｔ₆₀に対応する減衰係数を与える。

バンド的な指数関数的に減衰するガウス雑音は、通常、本当の拡散反響の良好な近似であると考えられる。これは、まさに、タイムスロットごとの係数によって減衰するエンベロープによってガウス雑音を調整することにより反響フィルタとしてつくられることである。したがって、残響ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタは、次の関数によって設計されることができる。
h[n]=white[n]・aⁿ
または、複素領域において、例えば、次の関数で設計される。
h[n]=white[n]・aⁿ・eⁱ²π・^rand[n]
ここで、ｗｈｉｔｅ（ｎ）はホワイトノイズを生成するプロセス、ｎはタイムスロット・インデックス、ｒａｎｄ（ｎ）は０から１までの公平な分配から確率変数を生成するプロセスである。特に、図３実施例において使用される図４に示されるフィルタ応答関数ｈ_DNF（ｎ）は、このプロセスによって生成されることができる。図４は、その変調包絡線と共に手本となってこの種の反響フィルタの実部を示す。

図６は、まばらな遅延線出力を有するシングル・サブバンド反響ユニット６００の更なる実施例のブロック図を示す。図６のシングル・サブバンド反響ユニット６００は、基本的に、図２ａのシングル・サブバンド反響ユニット２００と同じブロックを有する。したがって、類似の実施および／または機能を有する同一のブロックは、同じ数字によって表される。しかしながら、シングル・サブバンド反響ユニット２００の遅延線１１０に対応するシングル・サブバンド反響ユニット６００の遅延線６１０は、遅延線入力１０５に入力される減衰信号２１５または周波数サブバンド信号１０１を連続して遅延させるための複数の遅延線ユニット（ｚ^-D）を含む。図６実施例において、遅延線６１０は、図２ａの複数の遅延線出力１１５に対応する少なくとも３つの遅延線出力６１５を含み、第１の遅延線出力６１７−１および第２の遅延線出力６１７−２の間の遅延が第２の遅延線出力６１７−２および第３の遅延線出力６１７−３の間の遅延と異なるように、遅延線出力６１５は構成される。シングル・サブバンド反響ユニット６００のフィードバックループ１２０は、処理方向において、遅延線６１０の最後の遅延線ユニット出力６１３から遅延信号を受信するために構成される。

さらに、シングル・サブバンド反響ユニット６００のフィードバックループ１２０は、遅延信号を減衰させるための減衰器６４０を含み、遅延信号は、遅延線入力１０５への減衰信号２１５またはオーディオ信号１０１の入力ごとに遅延量Ｎを提供する遅延線６１０の最後の遅延線出力６１３から受信される。特に、減衰器６４０は、遅延信号にｂ＝ａ^Nに等しい減衰係数を適用するように構成され、ａはタイムスロットごとの減衰であり、Ｎは遅延量である。さらに、複数の遅延線出力６１５は、特に、連続した遅延対の間の差が平均して増加するように構成される。ここで、図１ｃのコンバイナ１３０に対応するコンバイナ６３０は、反響周波数サブバンド信号１３５を得るために、少なくとも３つの遅延線出力６１５を合成するように構成される。

図６の実施例において、それぞれの個々の遅延線ユニット６１２は、部分的な遅延量Ｄを連続して遅延信号に導入するように構成される。ここで、個々の遅延線ユニットの数および連続して遅延信号に導入される部分的な遅延量Ｄは、以前に対応して記載されているように設定される。

図６実施例によれば、少なくとも３つの遅延線出力６１５によって出力される遅延パルスは、フィードバックループ１２０の応答によって定められた反復間隔の中で減衰密度特性をもって不均一に分布する。まばらな遅延線出力を有するシングル・サブバンド反響ユニット６００のインパルス応答は、基本的にスパース・フィルタ応答関数に対応する。

図７は、図６に関するシングル・サブバンド反響ユニット６００の実施例に用いられる減衰密度を有する統一インパルス７０５を示す典型的なフィルタ応答関数７００のグラフを示す。図７において典型的な統一インパルス７０５が時間／サンプル軸７０１の原点７０２の近くの領域７１０において密に分布されることがわかり、その一方で、典型的な統一インパルス７０５はフレームの境界７０３まで大きい時間／サンプル７２０に対してまばらに分布しており、フレームは０およびＮの間で時間／サンプルによって定義され、時間／サンプルＮは遅延線６１０によって与えられる遅延量Ｎに対応する。

例えば、フィルタ応答関数ｈ_SF（ｎ）７００は、ｈ_SF（ｎ）＝ｓｐａｒｓｅ（ｎ）（ｎ＝１、２、・・・、Ｎ）に基づくものであり、図６に示す複数の遅延線出力６１５は、連続的なタイムスロットについて減少密度を有する統一インパルス７０５をまばらに分布させるスパース関数「ｓｐａｒｓｅ（ｎ）」に基づいて構成される。フィルタ応答関数ｈ_SF（ｎ）７００は、特に指数関数的に減衰するエネルギー曲線７１５を示すように設定される。基本的に、図７は、ＦＩＲフィルタのまばらなタップ位置を示す。曲線７１５は、モデル化された平均エネルギー減衰（Ｅ_SF）を表す。ここで、図は、位相修正を含まない。

図８は、図６に示すシングル・サブバンド反響ユニット６００の実施例の典型的なインパルス応答８００を示すグラフである。図８において、シングル・サブバンド反響ユニット６００の複数の遅延線出力６１５によって出力される信号（すなわち遅延パルス）が明らかに見える。遅延線入力１０５の連続的な供給のために、遅延パルスは、時間／サンプル０およびＮの間の第１の繰り返し区間８１０、時間／サンプルＮおよび２Ｎの間の第２の繰り返し区間８２０および時間／サンプル２Ｎおよび３Ｎの間の第３の繰り返し区間８３０の中にまばらに、または、非一様に分配される。ここで、繰り返し区間８１０、８２０、８３０は、図１ｄ；２ｂに示される繰り返し区間１６０に対応している。図１ｄ；２ｂに示される期間１６５に対応する図８に示されるインパルス応答８００の全体の区間８６５は、遅延量Ｎのほぼ３倍に対応する。特に、シングル・サブバンド反響ユニット６００のインパルス応答８００は、それぞれ、繰り返し区間８１０、８２０、８３０の範囲内で連続したタイムスロットに対して減衰密度を有する連続した遅延スパースパルスを含み、減衰密度は、図７に示されるように、統一パルスの特徴的な分布に対応する。

図８において見られるように、第１、第２および第３の繰り返し区間８１０、８２０、８３０の範囲内の連続した遅延スパースパルス８１５、８２５、８３５の振幅／レベルが、それぞれ、互いに異なり、特に、各々について減衰される。ここで、減衰は、シングル・サブバンド反響ユニット６００の減衰器６４０によって適用できるそれぞれの減衰係数ｂ＝ａ^Nによって制御されることができる。図６の実施例において、連続した遅延スパースパルス８１５、８２５、８３５の振幅／レベルが第１から第２、第３の繰り返し区間８１０、８２０、８３０に向かって著しく落ちるように、減衰係数ｂ＝ａ^Nは、例えば、制御される。

図６；８を参照すると、シングル・サブバンド反響ユニット６００（図８）のインパルス応答８００およびシングル・サブバンド反響ユニット３００（図５）のインパルス応答５００が基本的に同じエネルギー減衰率を有するように、連続した遅延スパースパルス８１５、８２５、８３５の振幅／レベルに関する減衰密度および減衰は、特に遅延線６１０および減衰器６４０によって制御される。特に、シングル・サブバンド反響ユニット６００は、シングル・サブバンド反響ユニット３００と比較して、それほど多くない計算量で実現することができる。

これは、シングル・サブバンド反響ユニット３００によって与えられる反響アルゴリズムが概念的に比較的単純であるが、計算コストに関してオーバーヘッドを有しているからである。したがって、シングル・サブバンド反響ユニット６００内にあるようなコンピュータ的に効果的なＦＩＲ構造は有利である。図６実施例は、特に人間の聴覚が減衰する拡散反響の微細構造に無感覚であるが、エネルギー減衰率に敏感であるという議論に基づく。このような理由により、同じ平均的な全体のエネルギー減衰を得るために、図４におけるインパルス応答４００の減衰の大きさａⁿを、図７のインパルス応答７００におけるような減衰密度を有する統一インパルスで置き換えることができる。

シングル・サブバンド反響ユニット３００およびシングル・サブバンド反響ユニット６００により得られる１つの周波数帯域の全体の応答５００；８００の視覚的な違いは、それぞれ、図５；８に明らかに見ることができる。特に、図５；８において、シングル・サブバンド反響ユニット３００；６００で実行される１つの周波数帯域における反響アルゴリズムの応答の絶対値が示され、短期のおよび長期の平均エネルギー減衰は、両方の応答において同様である。ここで、位相修正は、図に含まれない。両方の応答５００；８００はＮサンプルの間隔において繰り返すが、効果は図８においてより見える。

図９は、スパース遅延線出力および増加のない位相演算を有するシングル・サブバンド反響ユニット９００の更なる実施例のブロック図を示す。図９のシングル・サブバンド反響ユニット９００は、基本的に、図６のシングル・サブバンド反響ユニット６００と同じブロックを含む。したがって、類似の実現および／または機能を有する同一のブロックは、同じ数字によって表される。しかしながら、シングル・サブバンド反響ユニット６００のコンバイナ６３０に対応するシングル・サブバンド反響ユニット９００のコンバイナ９３０は、「θ」−ブロックによって示される複数の位相修正ユニット９５０を含む。ここで、各位相修正ユニット（θ−ブロック）は、図６に示すシングル・サブバンド反響ユニット６００の少なくとも３つの遅延線出力６１５に対応する、複数の遅延線出力（タップ）の個々の遅延線出力（タップ）に接続される。図９の実施例において、複数の位相修正ユニット９５０は、特に遅延線タップ出力信号の位相を修正するために構成され、第１の遅延線タップ出力９１７−１に対する位相修正は、第２の遅延線タップ出力９１７−２に対する位相修正と異なるようにすることができる。複数の遅延線タップ出力９１５に対する異なる位相修正を適用することによって、全体の位相変化がコンバイナ９３０の出力における反響周波数サブバンド信号１３５に導入される。

したがって、統一インパルスを生成するための乗算器をもたず減衰密度を有するスパース遅延線出力だけを有することがすでに合理的な結果をもたらしているが、反響アルゴリズムの品質は位相変化を応答に加えることによって大きく増加することができる。特に、付加的な位相変化の結果としてシングル・サブバンド反響ユニット９００で得られたインパルス応答は、基本的に、シングル・サブバンド反響ユニット６００で得られたインパルス応答に比べてより高い品質を有するという特徴がある。しかしながら、任意の位相修正を適用することは、シングル・サブバンド反響ユニット３００のそれと比べて、シングル・サブバンド反響ユニット６００によって与えられる反響アルゴリズムによって得られた前に達成された計算の利益を取り除くかまたは少なくとも減少させる。しかしながら、これは、位相修正をｋ・π／２に制限することによって、能率的に回避されることができ、ここで、ｋは整数（ｋ＝０、１、２、３・・・）である。その結果、θ−ブロックによって実行される位相演算は、図１０の表に示すように、出力の実部および虚部への入力信号の実部および虚部の単純な供給まで減少する。

図１０は、図９に応じたシングル・サブバンド反響ユニット９００の実施例で使用される典型的な増加のない位相演算の表１０００を示す。特に、それぞれ、表１０００の第一列１０１０はｋ＝０（１０１２）、ｋ＝１（１０１４）、ｋ＝２（１０１６）およびｋ＝３（１０１８）に対する増加のない位相動作ｋ・π／２を示し、各々がｋ・２πの周期性を有する。さらに、表１０００の第２および第３の列１０２０、１０３０は、出力の実部（ｏｕｔｐｕｔ ｒｅａｌ ｐａｒｔ）および虚部（ｏｕｔｐｕｔ ｉｍａｇｉｎａｒｙ ｐａｒｔ）を表し、それは、対応する増加のない位相演算（行１０１２、１０１４、１０１６、１０１８）に関して、入力信号の実部（ｉｎｐｕｔ ｒｅａｌ）および虚部（ｉｎｐｕｔ ｉｍａｇ）に直接関連している。

図１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄは、位相修正ユニット１１１０、１１２０、１１３０、１１４０の異なる実施例のブロック図を示し、それは、図９に示されるシングル・サブバンド反響ユニット９００によって使用される複数の位相修正ユニット９５０のうちの位相修正ユニットに対応する。特に、複数の位相修正ユニット９５０は、遅延線タップ出力信号に作用するように構成され、複数の位相修正ユニット９５０のうちの各位相修正ユニット１１１０、１１２０、１１３０、１１４０は、各遅延線タップ出力信号の実部に対する第１の位相修正ユニット入力１１１２−１、１１２２−１、１１３２−１、１１４２−１または各遅延線タップ出力信号の虚部に対する第２の位相修正ユニット入力１１１２−２、１１２２−２、１１３２−２、１１４２−２および各遅延線タップ出力信号の実部に対する第１の位相修正ユニット入力１１１２−１、１１２２−１、１１３２−１、１１４２−１または各遅延線タップ出力信号の虚部に対する第２の位相修正ユニット入力１１１２−２、１１２２−２、１１３２−２、１１４２−２および位相修正された出力信号の実部に対する第１の位相修正ユニット出力１１１４−１、１１２４−１、１１３４−１、１１４４−１または位相修正された出力信号の虚部に対する第２の位相修正ユニット出力１１１４−２、１１２４−２、１１３４−２、１１４４−２を含む。

図１１ａにおいて、第１の位相修正ユニット入力１１１２−１は、第１の位相修正ユニット出力１１１４−１に直接接続され、第２の位相修正ユニット入力１１１２−２は第２の位相修正ユニット出力１１１４−２に直接接続される。

図１１ｂにおいて、第２の位相修正ユニット入力１１２２−２は第１の位相修正ユニット出力１１２４−１に直接接続され、第１の位相修正入力１１２２−１は相互接続された符号変換器１１２５に接続されており、それは第２の位相修正ユニット出力１１２４−２に接続している。したがって、図１１ｂの実施例によれば、位相修正出力信号の実部はそれぞれの遅延線タップ出力信号の虚部に基づき、位相修正出力信号の虚部はそれぞれの遅延線タップ出力信号の符号変換された実部に基づく。

図１１ｃにおいて、第１の位相修正ユニット入力１１３２−１は、相互接続された符号変換器１１３５−１に接続され、それは第１の位相修正ユニット出力１１３４−１に接続されている。そして、第２の位相修正ユニット入力１１３２−２は相互接続された符号変換器１１３５−２に接続され、それは第２の位相修正ユニット出力１１３４−２に接続されている。したがって、図１１ｃの実施例によれば、位相修正出力信号の実部はそれぞれの遅延線タップ出力信号の符号変換された実部に基づき、位相修正出力信号の虚部はそれぞれの遅延線タップ出力信号の符号変換された虚部に基づく。

図１１ｄにおいて、第１の位相修正ユニット入力１１４２−１は第２の位相修正ユニット出力１１４４−２に直接接続され、第２の位相修正ユニット入力１１４２−２は相互接続された符号変換器１１４５に接続されており、それは第１の位相修正ユニット出力１１４４−１に接続されている。したがって、図１１ｄの実施例によれば、位相修正出力信号の虚部はそれぞれの遅延線タップ出力信号の実部に基づき、位相修正出力信号の実部はそれぞれの遅延線タップ出力信号の符号変換された虚部に基づく。

異なる位相修正ユニット１１１０、１１２０、１１３０、１１４０によって実行される可能な位相演算（位相修正）は、増加がないとみなされるが、その理由は、信号への（複素）位相乗算器の適用を必要とせずに、上述したように、出力（すなわち、位相修正出力信号）は入力信号（すなわち、遅延線出力信号）から直接引き出すことができるからである。位相修正ユニット１１１０、１１２０、１１３０、１１４０は、したがって、計算機的に効率的な位相修正ユニットを示す。

図１２は、直列的に接続された遅延線ユニット（ｚ^-D）、中間乗算器１２６０、遅延線（タップ）入力１２０９および遅延線（タップ）出力１２１１を有するシングル・サブバンド反響ユニット１２００の更なる実施例のブロック図を示す。図１２に示すように、シングル・サブバンド反響ユニット１２００の遅延線１２１０は、異なる遅延線入力に導入される周波数サブバンド信号１２０１によって表される減衰信号またはオーディオ信号を連続して遅延させるための複数の直列接続された遅延線ユニット（ｚ^-D）を含み、遅延線１２１０の各遅延線ユニットは、連続して遅延した信号のためのそれぞれの遅延線出力を有する。さらに、シングル・サブバンド反響ユニット１２００は、第１の遅延線ユニット１２０５の遅延線出力１２０７および第２の連続的な遅延線ユニット１２１５の対応する遅延線入力１２１３に接続されている複数の中間乗算器１２６０を含む。特に、図１２に示される遅延線１２１０の複数の連続的に接続された遅延線ユニット（ｚ^-D）は、図９に示される遅延線６１０の複数の連続的に接続された遅延線ユニット（ｚ^-D）に対応する。

図１２の実施例において、複数の中間乗算器１２６０は、特に中間乗算器出力信号を得るために、直列的に接続された複数の遅延線ユニット（ｚ^-D）からの連続的に遅延した信号出力に中間減衰係数を乗算するために、そして、図１ｃのコンバイナ１３０に、そして、遅延線１２１０内の連続的な遅延線ユニットの対応する遅延線入力に対応するコンバイナ１２３０に中間乗算器出力信号を供給するために調整される。ここで、中間乗算器１２６０は、例えば、実質的な乗算器として構成されることができる。図１ｃのフィードバックループ１２０に対応するフィードバックループ１２２０は、複数の中間乗算器１２６０の最後の中間乗算器の出力１２６５から遅延信号を受信するように構成され、最後の中間乗算器出力１２６５からの遅延信号は、中間乗算器１２６０の数および個々に適用される中間減衰係数に基づく有効な減衰係数に対応する減衰を有する。特に、複数の中間乗算器１２６０は、図９に示されるシングル・サブバンド反響ユニット９００内にあるようなフィードバックループ１２０によって適用される減衰係数（ｂ＝ａ^N）に対応する有効な減衰係数を提供するように構成される。シングル・サブバンド反響ユニット１２００は、図９に示される位相修正ユニット９５０に対応する複数の位相修正ユニット１２５０も含む。

図１２の実施例を参照すと、複数の連続的に接続された遅延線ユニット（ｚ^-D）の各遅延線ユニットによって導かれる部分的な遅延量Ｄは、１つのサンプルまたはタイムスロットによる特定の遅延に対応する。図１２の実施例において、遅延線出力１２１１に対応する複数の遅延線出力タップは、完全には装着されなくてもよい。これは、複数の連続的に接続された遅延ユニットのいくつかの出力タップだけがコンバイナ１２３０に接続されていることを意味する。さらに、複数の中間乗算器１２６０は、完全には装着されなくてもよい。

図１２の実施例によれば、複数の連続的に接続された遅延線ユニット（ｚ^-D）の少なくとも２つの遅延線ユニット１２１５、１２１８は、平行に周波数サブバンド信号１２０１によって表されるオーディオ信号を受信するための対応する遅延線入力１２１３、１２１７を有する。ここで、図１２に示される周波数サブバンド信号１２０１は、図１ｃに示される周波数サブバンド信号１０１に対応する。

図１２の実施例において、オーディオ信号はいくつかの入力オーディオ・チャネルＣｈ₁、Ｃｈ₂、Ｃｈ₃から成り、例えば、「Ｌ」（左）、「Ｒ」（右）および「Ｃ」（中心）で表される。さらに、いくつかの入力オーディオ・チャネルのうちの各入力オーディオ・チャネルは、複数の異なる周波数サブバンド信号１２０３のうちの周波数サブバンド信号１２０１を含む。

図１２に示されているように、いくつかの入力オーディオ・チャネルＣｈ₁、Ｃｈ₂、Ｃｈ₃・・・（例えば、Ｌ、Ｒ、Ｃ）は、複数の連続的に接続された遅延線ユニット（ｚ^-D）の対応する遅延線入力に入力される前に、予め接続された位相修正ユニットによって別に処理されることができる。ここで、予め接続された複数の位相修正ユニット１２４０は、異なる入力オーディオ・チャネル（Ｃｈ₁、Ｃｈ₂、Ｃｈ₃、・・・）によって異なる増加のない位相演算を適用するように構成される。

したがって、実施例において、シングル・サブバンド反響ユニット１２００は、異なる前処理された信号を得るために、いくつかの入力オーディオ・チャネル（Ｌ、Ｒ、Ｃ）の周波数サブバンド信号を別に前処理するように構成される。特に、いくつかの入力オーディオ・チャネル（Ｌ、Ｃ、Ｒ）のそれぞれの周波数サブバンド信号は、前処理された信号を複数の連続的に接続された遅延線ユニット（ｚ^-D）の対応する遅延線入力に入力する前にいくつかの入力オーディオ・チャネルＬ、Ｃ、Ｒのための異なる位相修正を適用するための異なる位相修正ユニット１２４０を用いて前処理されることができる。

特に、図１２で分かるように、シングル・サブバンド反響ユニット１２００は、それぞれが複数の連続的に連結された遅延線ユニット（ｚ^-D）の対応する遅延線入力に接続された複数の連結された位相修正ユニット（θ−ブロック）１２４０を含み、その結果、位相修正は異なる遅延線入力に平行して注入されることができる周波数サブバンド信号１２０１に適用される。ここで、位相修正ユニット１２４０、１２５０が、例えば図１１に記載されているような効率的な位相修正ユニットに対応する点に留意する必要がある。

更なる実施例によれば、オーディオ信号のいくつかのチャネル（Ｌ、Ｒ、Ｃ）のための前処理された信号は、対応する遅延線入力１２１３、１２１７にそれを注入する前に加えられる。この種の加算演算は、図１２において、Ｌ、Ｃ、Ｒ−チャネルにおいて働く「＋」シンボル１２４２で手本として示される。

更なる実施例によれば、オーディオ信号１２０１を受信するための遅延線入力１２０９の数および遅延線出力１２１１の数の合計が遅延線１２１０の個々の基本の遅延スロットの数より少なくなるように、遅延線１２１０は構成される。

図１２に示すコンバイナ１２３０の出力において、複数の異なる反響周波数サブバンド信号のうちの反響周波数サブバンド信号１２３５が得られ、反響周波数サブバンド信号１２３５は、前述の実施例の反響周波数サブバンド信号１３５に対応する。

換言すれば、オーディオ信号のオーディオ・チャネル（Ｌ、Ｒ、Ｃ）は、複数の異なる周波数サブバンド信号にスペクトル的に分解されることができ、典型的なシングル・サブバンド反響ユニット１２００が動いている。したがって、図１２は、基本的に、遅延線入力（入力タップ）、遅延線出力（出力タップ）および中間減衰係数を有する周波数帯域のシングル・サブバンド反響ユニットの特定の構造に関する。ここで、位相修正ユニットは、０乗算器でもよい。

実施例において、周波数帯域のシングル・サブバンド反響ユニットで実現される周波数領域反響アルゴリズムは、多重チャネルから遅延線の任意の位置への入力信号の任意の注入に基づくことができる。それは、遅延線のピックアップから多重出力チャネルを生成するために用いることもできる。更なる実施例によれば、反響構造内の効率的な位相修正ユニットおよび実質乗算器は、時間的に変化するまたは不変の複素乗算器と交換されてもよい。さらに、遅延線ユニット、中間乗算器（ゲイン）、ピックアップポイントおよびエントリーポイントの順序は交換可能である。特に、チャネルに特有の注入ベクトルが直交するように構成されるときに、シングル・サブバンド反響ユニットは等しく入力信号の位相のそろったおよび位相のそろわない部分を処理することを可能にされる。出力重み付けベクトルが直交するように構成される場合に、位相のそろわない出力チャネルが生成されることができる。ここで、出力重み付けベクトルは、対応する遅延線ユニットの後で各々配置される複数の中間乗算器によって出力される減衰（重み付け）信号に対応する。注入ベクトルが出力重み付けベクトルに直交性となるように構成される場合、インパルス応答の繰り返しの初めのエネルギー・ピークは防止される。

更なる実施例によれば、１ループでのエネルギー減衰は、遅延線ユニットの間のゲインを調整することにより、および／または減らされる出力ピックアップの密度を有することにより制御されることができる。しかしながら、応用方法に関係なく、目標は所与の残響時間に従ったエネルギー減衰速度を得ることである。

換言すれば、反響構造は、遅延線に位相修正を有する入力信号を注入するという可能性を利用することができる。ここで、システムのインパルス応答は遅延線入力（入力タップ）の数に対応する要因によって高密度となるため、遅延線に平行して入力信号を注入することは有益でありえる。これは、特に遅延線出力（出力タップ）の減少を許容して、より少ないメモリの超過および追加で等しいインパルス応答密度を有することを可能にする。好ましくは、各周波数帯域の遅延長は、入力タップの数かける出力タップの数と同じ範囲にあるように調整される。更なる実施例によれば、入力および出力タップ位置は、一様分布を使用して、ランダムに分配されることができる。さらに、全体の遅延長および入出力タップ位置は、各周波数帯域において異なることがありえる。更なる方法は、残響時間に従ってエネルギー減衰を提供するために遅延線ユニットの間に実質乗算器を利用することである。

図１２の実施例が非常にコンピュータのオーバーヘッドを有するので、それは特定のおよび効率的な反響構造の数に減少することができる。これらのうちの１つは、例えば、図９実施例に記載されているスパース・フィルタ構造である。

上記の異なる実施例（図１ｃ、２ａ、３、６、９、１２）は、以下において、少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号を別に処理するように構成されている反響装置の異なる実施例が記載されると共に、少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号の１つのまたは個々の周波数サブバンド信号において働いているシングル・サブバンド反響ユニットに関連があった。

図１３は、周波数領域において動いている反響装置１３００の実施例の概念構造を示す。図１３の反響装置１３００は、特に周波数帯域における反響アルゴリズムを実行するために用いることができる。特に、図１３に示される反響装置１３００は、図１ａに示される反響装置１０に対応する。ここで、図１３の反響装置１３００が上記したように複数のシングル・サブバンド反響ユニットを含み、複数の反響周波数サブバンド信号を得るために、複数のシングル・サブバンド反響ユニットのうちのそれぞれのシングル・サブバンド反響ユニットは複数の周波数サブバンド信号のうちの個々の周波数サブバンド信号において動き、複数のシングル・サブバンド反響ユニットは周波数サブバンド信号を別に処理するように構成される点に留意すべきである。

図１３の実施例を参照すると、反響装置１３００は、図１ａに示されるフィードバック遅延ループ・プロセッサ２０に対応するフィードバック遅延ループ・プロセッサ１３２０を含む。任意に、図１３に示される反響装置１３００は、図１ａに示す反響装置１０のフィルタバンク１２に対応する第１のスペクトル・コンバータ１３１０および図１ａに示す反響装置１０の出力プロセッサ３０に対応する第２のスペクトル・コンバータ１３４０を含む。ここで、第１および第２のスペクトル・コンバータ１３１０、１３４０は、「時間−周波数変換（オプション）」および「逆時間−周波数変換（オプション）」で示される。第１のスペクトル・コンバータ１３１０は、オーディオ信号１３０１を複数の異なる周波数サブバンド信号１３１５を有するスペクトル表現に変換するために構成される。ここで、図１３の実施例におけるオーディオ信号１３０１および複数の異なる周波数サブバンド信号１３１５は、図１ａにおけるオーディオ信号５および少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号１７に対応する。図１３に図示するように、フィードバック遅延ループ・プロセッサ１３２０は、複数の異なる周波数サブバンド信号１３１５のうちの各周波数サブバンド信号１３１７に対して、フィードバックループ１３５０および複数の遅延線タップを有する拡散フィルタ１３３０を含む。図１３において、フィードバックループ１３５０がフィードバック信号１３５３を得るために周波数サブバンド信号のためのループ遅延を決定している遅延素子１３５２を含むことがわかる。特に、フィードバックループ１３５０は、周波数サブバンド信号１３１７およびフィードバック信号１３５３を加算するための加算器１３５４を含む。図１３においてわかるように、加算器１３５４は、拡散フィルタ１３３０に接続される。図１３の実施例に特有なのは、フィードバックループの遅延素子が少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号（信号１３１５）によって異なっていてもよいということである。

更なる実施例によれば、反響装置１３００のフィードバック遅延ループ・プロセッサ１３２０は、少なくとも２つの周波数サブバンド信号のうちの各周波数サブバンド信号１３１７のためのフィードバックループ１３５０を含み、周波数サブバンド信号１３１７のためのフィードバックループ１３５０は、遅延素子１３５２および、加えて、減衰器１３５６を含む。ここで、遅延素子および減衰器は、少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号によって異なってもよい。

反響装置１３００の第２のスペクトル・コンバータ１３４０は、合成されたバンド幅を有する反響オーディオ信号１３４１を得るために、複数の反響周波数サブバンド信号１３３５を合成するために任意に用いられる。図１３の反響装置１３００で得られる反響オーディオ信号１３４１は、図１ａの反響装置１０の反響オーディオ信号４１に対応する。

換言すれば、反響装置１３００または周波数領域反響構造のシングル・サブバンド反響ユニットは、それぞれ、時間−周波数変換および逆時間−周波数変換を実行するための２つの（任意の）スペクトル・コンバータ１３１０、１３４０内に設けられた（減衰する）インパルス列発生器（フィードバックループ１３５０）および（短時間）拡散フィルタ１３３０を含む。アプリケーションのオーディオ信号がすでに周波数変換領域にあるため、変換演算（ブロック１３１０、１３４０）は任意であって、説明の目的のためだけに示されている。変換領域において、処理ブロックの順序は、処理が線形であるために交換可能である。含まれるすべてのファクタは、異なる周波数帯域において違うものとすることができる。ここで、異なる周波数帯域は、時間−周波数変換コンバータ１３１０の出力および逆時間−周波数変換コンバータ１３４０の入力において点線で示される。

上述したように、反響構造（反響装置１３００）は、複数の異なる１入力−１出力反響ユニットを含み、それにより、多重の入力および出力または異なる周波数サブバンド信号のために働く。概念的には、複数の出力を作成することは、相互に位相のそろっていない複数の拡散フィルタを有することによって成し遂げられることができる。図１３において、減衰インパルス列発生器１３５０（フィードバックループ）は、その特定の帯域の反響の反復する間隔を定める無限の指数関数的に減衰するスパース等間隔応答をつくるように構成される。ＦＩＲ（有限インパルス応答）またはＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタ構造であってもよい拡散フィルタ１３３０は、同様に、応答に対して短時間散乱特性をつくるために用いられる。この構造によって、拡散フィルタ１３３０を短くすることができ、それにより計算機的に効率的にすることができる。フィードバックループは、全体として応答を無限に減衰させ、拡散フィルタは、好ましくは短時間エンベロープを同じファクタによって減衰させる。

拡散フィルタの遅延線長には特定の制約がない。実施例において、設計目標は、反復構造のネガティブな知覚効果を最小にたもちながら、拡散フィルタにおける最小限のメモリ使用状況および計算コストを考慮に入れるために遅延線長をできるだけ短くすることである。

拡散フィルタは、さまざまな方法で設計されることができる。それは、例えば、減衰ホワイトノイズによる短時間拡散フィルタの形で「理想的な反響」拡散フィルタとして（図３の設計方法）、または、減衰密度を有するスパース・フィルタおよび増加のない位相演算を有する統一ゲインによる効率的な拡散フィルタとして（図９の設計方法）、設計されることができる。ここで、図９の拡散フィルタ設計方法は、大幅な計算コストの削減を伴う一方で、日常的には図３の方法に知覚的に等しく聞こえる。このように、図９の方法は、図３の方法より好ましい。特に、例えば図６、９、１２の実施例にあるようなスパース・フィルタ・ベースの実施は、反響アルゴリズムのより実際的な実施態様を表す。

実施例において、反響構造は、基本的に、フィードバック遅延ループおよび拡散フィルタ（例えば、ＦＩＲスパース・フィルタ）によって共有される一般の遅延線を使用する。他のタイプの拡散フィルタは、同様に構築されることもできる。

図３、６、９、１２の実施例を参照すると、複数の連続的に接続された遅延線ユニットを含む遅延線は、少なくとも１５、好ましくは少なくとも２０以上で、２００より少ない、好ましくは１００より少ない個々の遅延線ユニット（遅延線スロット）から成っている。

更なる実施例によれば、図１３に示される拡散フィルタ１３３０または図１ｃに示される遅延線１１０は、典型的に複素数値デバイスである。

図１４はスペクトル・コンバータでオーディオ信号を反響させるための反響装置１４００の実施例のブロック図を示し、フィードバック遅延ループ・プロセッサはいくつかの異なるシングル・サブバンド反響ユニットおよび出力プロセッサを含む。図１４に示すように、反響装置１４００は、スペクトル・コンバータ１４１０、フィードバック遅延ループ・プロセッサ１４２０および出力プロセッサ１４３０を含む。ここで、図１４に示される反響装置１４００のスペクトル・コンバータ１４１０、フィードバック遅延ループ・プロセッサ１４２０および出力プロセッサ１４３０は、図１ａに示される反響装置１０のフィルタバンク１２、フィードバック遅延ループ・プロセッサ２０および出力プロセッサ３０に対応する。スペクトル・コンバータ１４１０は、図１ａのオーディオ信号５に対応するオーディオ信号１４０１を図１ａの少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号１７に対応する複数の異なる周波数サブバンド信号１４１５に変換するように構成される。図１４の実施例において、フィードバック遅延ループ・プロセッサ１４２０は、反響周波数サブバンド信号１４２５を得るために、異なる周波数サブバンド信号１４１５を処理するために構成される複数のシングル・サブバンド反響ユニット１４２１を含む。特に、フィードバック遅延ループ・プロセッサ１４２０の第１のシングル・サブバンド反響ユニット１４２２は、第１の反響周波数サブバンド信号１４２７−１を得るために、複数の異なる周波数サブバンド信号１４１５の第１の周波数サブバンド信号１４１７−１のために第１の合計遅延量Ｎ₁を提供するように構成され、その一方で、フィードバック遅延ループ・プロセッサ１４２０の第２のシングル・サブバンド反響ユニット１４２４は、第２の反響周波数サブバンド信号１４２７−２を得るために、複数の異なる周波数サブバンド信号１４１５の第２の周波数サブバンド信号１４１７−２のために第２の異なる合計遅延量Ｎ₂を提供するように構成される。出力プロセッサ１４３０は、以前に記載されたような反響オーディオ信号１４３５を得るために、反響周波数サブバンド信号１４２５を処理するように構成される。ここで、出力プロセッサ１４３０の出力で得られる反響周波数サブバンド信号１４２５および反響オーディオ信号１４３５は、それぞれ、図１ａに示される出力プロセッサ３０の出力において、反響周波数サブバンド信号２７および反響オーディオ信号４１に対応する。

スペクトル・コンバータ１４１０は、例えば、ＱＭＦ分析フィルタバンクとして、または、短時間フーリエ変換（ＳＴＦＴ）を実行するために構成され、その一方で、出力プロセッサ１４３０は、例えば、ＱＭＦ合成フィルタバンクとして、または、逆短時間フーリエ変換（ＩＳＴＦＴ）を実行するために構成される。

実施例において、周波数領域信号表現は、実部または複素領域においてありえる。したがって、反響装置（例えば遅延、加算または乗算）の範囲内で実行されるすべての演算は、実部または複素演算でありえる。

更なる実施例によれば、スペクトル・コンバータ１４１０またはフィルタバンク１２は、実数値デバイスとして実施することもできる。この種の実数値フィルタバンクの考えられる適用は、例えば、音声符号化の修正離散コサイン変換（ＭＤＣＴ）またはＭＰＥＧサラウンドの低出力モードであってもよく、ＱＭＦバンドの下方部分は複素数値であり、上方バンドは実数値のみであってもよい。この種のシナリオにおいて、サブバンドの少なくとも一部が実数値のみであり、このような反響を適用することが有益であるような環境があってもよい。これらの場合、信号は実数であり、ありうる位相修正（例えば、図１１ａ−ｄに記載されたような効果的な位相修正）は、乗数１または−１による実信号の乗算に対応して、それぞれ１および−１のみである。

複数の周波数サブバンド信号１４１５のための異なる合計遅延量（Ｎ₁≠Ｎ₂）を用いて、インパルス応答の反復は、異なる周波数サブバンド信号のための異なる結果として生じる反復間隔のため、著しく減らされることができる。

図１ｃおよび図１４の実施例を参照すると、反響周波数サブバンド信号１４２５を得るために、フィードバック遅延ループ・プロセッサ１４２０は、少なくとも２つの周波数サブバンド信号１４１５の中の各周波数サブバンド信号のために、異なるタップ遅延によって遅延される信号を提供している複数の遅延線タップ１１５を有する遅延線１１０、遅延線１１０に接続されたフィードバックループ１２０および複数の遅延線タップ１１５によって出力されるくし型信号出力のためのコンバイナ１３０を含む。特に、遅延線１１０は、最も高いタップ遅延より高い合計遅延量を提供するように構成される。この合計遅延量は、基本的に周波数サブバンド信号のためのループ遅延を決定する。図１４に示されているように、フィードバック遅延ループ・プロセッサ１４２０の第１および第２の信号サブバンド反響ユニット１４２２、１４２４によって与えられる合計遅延量Ｎ₁、Ｎ₂は、少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号１４１５によって異なる。

更なる実施例によれば、反響装置１０のフィードバック遅延ループ・プロセッサ２０は、各周波数サブバンド信号のために、例えば図８に示されるインパルス応答８００のようなフィルタ・インパルス応答を有するフィルタを含む。上述したように、フィルタ・インパルス応答８００は、フィルタ・インパルス応答サンプルの第１のブロック８１５およびフィルタ・インパルス応答サンプルの第２のブロック８２５を含む。ここで、第２のブロック８２５はインパルス応答サンプル間隔に関して第１のブロック８１５と類似しており、その一方で、第２のブロック８２５の第１のインパルス応答サンプル８２１は、周波数サブバンド信号のためのループ遅延によって第１のブロック８１５の第１のインパルス応答サンプル８１１から遅延する。さらに、フィルタによって与えられる周波数サブバンド信号のためのループ遅延は、基本的に、第２のブロック８２０の第１のインパルス応答サンプル８２１および第１のブロック８１５の第１のインパルス応答サンプル８１１によって定義される遅延量Ｎに対応する。

これにより、フィードバック遅延ループ・プロセッサ２０の出力で、少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号のためのフィルタ・インパルス応答サンプルの複数の異なる第１および第２のブロックが得られる。具体的には、周波数サブバンド信号のためのフィルタのフィルタ・インパルス応答の第１のブロックおよび２ブロックは、少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号のための異なるループ遅延によって遅延される。

図６および１４の実施例を参照すると、複数の遅延線タップ６１５（１１５）は、遅延線タップの第１の部分６１９−１および遅延線タップの第２の次の部分６１９−２を含む。実施例において、第２の部分６１９−２のタップ間の平均の間隙の大きさが第１の部分６１９−１のタップ間の平均の間隙の大きさより大きくなるように、シングル・サブバンド反響ユニットの遅延線６１０（１１０）は構成される。ここで、平均の間隙の大きさは、それぞれ遅延線タップの第１または第２の次の部分６１９−１、６１９−２における複数の遅延線タップ６１５（１１５）のうちのそれぞれの遅延線タップの間の連続した遅延の上の平均に対応する。

図１ｃ、１３および１４の実施例を参照すると、図１３に示される反響装置１３００の拡散フィルタ１３３０またはフィードバックループ１２０およびコンバイナ１３０に接続された遅延線１１０は、特に図６に手本となって示されるスパース・フィルタ６００として構成されることができる。上述したように、スパース・フィルタ６００は、スパース・フィルタ６００のフィルタ・インパルス応答（例えば、図７のインパルス応答７００）が所定のエネルギー・エンベロープ（例えば、図７のエネルギー・エンベロープ７１５）に近づくように変化することができるフィルタ濃度を有することができる。

更なる実施例によれば、スパース・フィルタは、複数の位相修正ユニット９５０を含む図９の実施例（スパース・フィルタ９００）におけるように実施することができ、複数の位相修正ユニット９５０のうちの各位相修正ユニットは複数の遅延線タップ９１５のうちの個々の遅延線タップに直接接続され、各位相修正ユニットは個々の遅延線タップによって出力される対応する増加のない位相演算を適用するように構成される。実施例において、複数の位相修正ユニット９５０のうちの各位相修正ユニットによって与えられる増加のない位相演算は、例えば、図１０の表１０００に従って実行されることができる。ここで、それぞれの位相修正ユニットは、図１１ａ−ｄに示される効率的な位相修正ユニットとして構成される。図１ｃ、１３および１４を参照すると、拡散フィルタ１３３０または遅延線１１０は、オーディオ信号を表している複素信号の実部および虚部を別に処理するための典型的な複素数値デバイスである。したがって、これらの複素数値デバイスを用いて、図１１ａ−ｄに示されるような効率的な位相修正ユニット１１１０、１１２０、１１３０、１１４０が実現されることができる。

図１ａおよび２ａの実施例を参照すると、反響装置１０のフィードバック遅延ループ・プロセッサ２０は、減衰係数ｂによって少なくとも２つの周波数サブバンド信号１７のうちの各周波数サブバンド信号を減衰させるように構成される。前述のように、減衰係数ｂは、本発明の実施例に従って、所定の残響時間Ｔ₆₀および周波数サブバンド信号に対するループ遅延に依存する。このような方法によって、少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号１７に対する異なる減衰係数は、フィードバック遅延ループ・プロセッサ２０によって適用されることができる。

図１５は、直交チャネル固有出力ベクトルを有する反響装置１５００の更なる実施例のブロック図を示す。図１５の実施例において、反響装置１５００は、複数の入力オーディオ・チャネル（Ｃｈ_in,1、Ｃｈ_in,2・・・）のうちの第１および第２のチャネル１５０１−１、１５０１−２（Ｃｈ_in,1、Ｃｈ_in,2）のための少なくとも２つのスペクトル・コンバータ１５１０−１、１５１０−２を含み、少なくとも２つのスペクトル・コンバータ１５１０−１、１５１０−２は、２つのチャネル１５０１−１、１５０１−２をそれぞれ第１および第２の複数の異なる周波数サブバンド信号１５１５−１、１５１５−２にスペクトル的に分解する分析フィルタバンク（例えば、図１ａのフィルタバンク１２）として構成される。図１５に示すように、フィードバック遅延ループ・プロセッサ１５２０（例えば、図１ａのフィードバック遅延ループ・プロセッサ２０）は、加算信号１５５５を得て、加算信号１５５５を複数のシングル・サブバンド反響ユニット１５２１の対応する入力に導入するために、第１および第２の複数の周波数サブバンド信号１５１５−１、１５１５−２の対応する周波数サブバンド信号を互いに加算するために用いられることができる複数の加算器１５５０を含む。特に、複数のシングル・サブバンド反響ユニット１５２１のうちのシングル・サブバンド反響ユニットは、それぞれ、第１の出力オーディオ・チャネルＣｈ_out,1の周波数サブバンド信号１５２５−１および第２の出力オーディオ・チャネルＣｈ_out,2の周波数サブバンド信号１５２５−２のための少なくとも２つの異なるフィルタ・タップ位置１５２２、１５２４を提供する遅延線１５２６を有する遅延線フィルタを含む。

さらに、反響装置１５００は、出力オーディオ信号の第１および第２の出力チャネル１５３５−１、１５３５−２（Ｃｈ_out,1、Ｃｈ_out,2）を提供するための２つの出力プロセッサ１５３０−１、１５３０−２を含み、２つの出力プロセッサ１５３０−１、１５３０−２は、合成フィルタバンク（例えば、ＱＭＦ合成フィルタバンク）として構成される。特に、第１の出力プロセッサ１５３０−１は、第１の遅延線出力または複数のシングル・サブバンド反響ユニット１５２１のフィルタ・タップ位置１５２２によって出力される第１の複数の信号１５２５−１を合成するように設定され、その一方で、第２の出力プロセッサ１５３０−２は、第２の異なる遅延線出力または複数のシングル・サブバンド反響ユニット１５２１のフィルタ・タップ位置１５２４によって出力される第２の複数の信号１５２５−２を合成するように設定される。

図１５の実施例を参照すると、オーディオ信号５は、複数の異なる入力オーディオ・チャネルＣｈ_in,1、Ｃｈ_in,2、・・・を有し、各入力オーディオ・チャネルは、少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号（信号１５１５−１、１５１５−２）を有する。具体的には、フィードバック遅延ループ・プロセッサ１５２０の一部としての遅延線フィルタの遅延線１５２６は、フィルタ・タップ位置または少なくともいくつかのフィルタ・タップ位置に接続される位相修正ユニットを含む。さらに、フィードバック遅延ループ・プロセッサ１５２０は、第１の出力オーディオ・チャネル１５３５−１、Ｃｈ_out,1の周波数サブバンド信号１５２５−１のための第１の出力構成、および第２の出力オーディオ・チャネル１５３５−２、Ｃｈ_out、2の周波数サブバンド信号１５２５−２のための第２の出力構成を含む。図１５の実施例において、フィードバック遅延ループ・プロセッサ１５２０は、第１および第２の出力構成が異なるフィルタ・タップ位置または位相修正ユニットへの接続１５２７を含むように構成される。具体的には、図１５の実施例において、第１および第２の出力構成は同じ遅延線１５２６に接続されることができる。

基本的に、異なって遅延された周波数サブバンド信号を１つの入力周波数サブバンド信号から生成される出力オーディオ・チャネルに提供するための同じ遅延線１５２６を用いることによって、フィードバック遅延ループ・プロセッサ１５２０内の必要な遅延線の数は、２つの異なる遅延線が１つの入力周波数サブバンド信号から生成される別に遅延された周波数サブバンド信号を提供するために用いられる場合と比較して、能率的に削減されることができる。

更なる実施例によれば、フィードバック遅延ループ・プロセッサは、第１の入力オーディオ・チャネルの周波数サブバンド信号のための第１の入力構造および第２の入力オーディオ・チャネルの周波数サブバンド信号のための第２の入力構造を含む。このような実施例において、フィードバック遅延ループ・プロセッサは、第１および第２の入力構造が異なるフィルタ・タップ位置または位相修正ユニットへの接続を含むように構成される。それにより、第１および第２の入力構造は、同じ遅延線に接続されることができる。

実施例において、入力（Ｃｈ_in,1、Ｃｈ_in,2）および出力オーディオ・チャネル（Ｃｈ_out,1、Ｃｈ_out,2）の数は、同じであってもよいし、異なっていてもよい。

基本的に、図１５実施例の反響装置１５００は、オーディオ信号の２つ以上のチャネルのサブバンド的な処理に基づく、周波数領域において働く反響アルゴリズムを提供する。図１５に示すように、チャネルに特有の出力ベクトルは、例えば、互いに直交するように構成される。ここで、チャネルに特有の出力ベクトルは、それぞれの出力プロセッサによる合成のために用いられる特定の遅延線出力（ピックアップポイントまたはフィルタ・タップ位置）によって定義される。図１５の実施例を参照すると、第１および第２のチャネルのために、それぞれ、異なるピックアップポイントまたはフィルタ・タップ位置１５２２、１５２４が用いられるため、チャネルに特有の出力ベクトルは各々に関して直交性である。

いくつかの態様が装置との関連で示されたが、これらの態様も対応する方法の説明を示し、ブロックまたはデバイスは、方法ステップまたは方法ステップの特徴に対応することは明らかである。同様に、方法ステップの文脈に記載されている態様も、対応する装置の対応するブロックまたはアイテムまたは特徴の説明を表す。方法ステップのいくらかまたは全ては、例えば、マイクロプロセッサ、プログラム可能なコンピュータまたは電子回路などのようなハードウェア装置により（または用いて）実行される。いくつかの実施形態では、最も重要な方法ステップのどれか一つ以上は、この種の装置によって実行されることができる。

発明の処理されたオーディオ信号は、デジタル記憶媒体に格納されることができるか、または例えば無線伝送媒体またはインターネットなどの有線伝送媒体のような伝送媒体上に送信されることができる。

特定の実現要求に応じて、本発明の実施例は、ハードウェアにおいて、または、ソフトウェアで実施されることができる。実現は、その上に格納される電子的に読み込み可能な制御信号を有するデジタル記憶媒体、例えば、フレキシブルディスク、ＤＶＤ、ブルーレイ（登録商標）、ＣＤ、ＲＯＭ、ＰＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭまたはフラッシュメモリなどを使用して実行されることができ、それぞれの方法が実行されるように、それはプログラム可能なコンピュータ・システムと協働する（または協働することができる）。したがって、デジタル記憶媒体は、コンピュータに可読のものである。

本発明によるいくつかの実施例は、本願明細書において記載されている方法のうちの１つが実行されるように、それはプログラム可能なコンピュータ・システムと協働することができる電子的に読み込み可能な制御信号を有するデータ記憶媒体を含む。

通常、本発明の実施例は、プログラムコードを有するコンピュータ・プログラム製品として実施されることができ、コンピュータ・プログラム製品がコンピュータで動くときに、プログラムコードが方法のうちの１つを実行するように働く。プログラムコードは、例えば、機械可読キャリアに格納される。

他の実施例は、本願明細書において記載されていて、機械可読キャリアに格納される方法のうちの１つを実行するためのコンピュータ・プログラムを含む。

換言すれば、発明の方法の実施例は、コンピュータ・プログラムがコンビュータで動くとき、本願明細書において記載されている方法のうちの１つを実行するためのプログラムコードを有するコンピュータ・プログラムである。

発明の方法の更なる実施例は、その上に記録されて、本願明細書において記載されている方法のうちの１つを実行するためのコンピュータ・プログラムを含むデータ記憶媒体（または、デジタル記憶媒体またはコンピュータ可読媒体）である。データ記憶媒体、デジタル記憶媒体または記録媒体は、典型的には有形でおよび／または変化のないものである。

発明の方法の更なる実施例は、本願明細書において記載されている方法のうちの１つを実行するためのコンピュータ・プログラムを表しているデータストリームまたは信号のシーケンスである。データストリームまたは信号のシーケンスは、例えば、データ通信コネクション、例えばインターネットを介して移送されるように構成されることができる。

更なる実施例は、本願明細書において説明した方法を実行するように構成される処理手段、例えばコンピュータまたはプログラマブル論理デバイスを含む。

更なる実施例は、その上に、本願明細書において記載されている方法のうちの１つを実行するためのコンピュータ・プログラムをインストールしたコンピュータを含む。

本発明による更なる実施例は、受信機に本願明細書において記載されている方法のうちの１つを実行するためのコンピュータ・プログラムを（例えば、電子的に、または、光学的に）移送するように構成される装置またはシステムを含む。受信機は、例えば、コンピュータ、モバイル機器、記憶装置等であってもよい。装置またはシステムは、例えば、コンピュータ・プログラムを受信機に移送するためのファイルサーバを含む。

いくつかの実施形態において、プログラマブル論理デバイス（例えば、フィールドプログラマブルゲートアレイ）は、本願明細書において記載されている方法の機能性のいくつかまたは全てを実行するために用いることができる。いくつかの実施形態において、フィールドプログラマブルゲートアレイは、本願明細書において記載されている方法のうちの１つを実行するために、マイクロプロセッサと協働することができる。通常、方法は、任意のハードウェア装置によっても好ましくは実行される。

上述の実施例は、本発明の原理のために、単に示しただけである。本願明細書において記載されている配置および詳細の修正変更は他の当業者にとって明らかであるものと理解される。したがって、この目的は、間近に迫った特許クレームの範囲だけによって制限され、本願明細書においてされた実施例の記載および説明として示される具体的な詳細によっては制限されないということである。

本発明は、基本的に、周波数領域において働くことができる反響装置のための新規な、コンピュータ的に効率的な構造を提供するものである。利点は、既存の周波数領域の解決策に比べて効率的な実施および周波数帯域における残響時間の任意の制御を含む。

本発明の実施例は、周波数変換領域において作動し、各サブバンドにおける個々の処理を有するアルゴリズムに基づくことができる。さらに、このアルゴリズムのインパルス応答は、各周波数帯域において指数関数的に減衰している間、無限に繰り返していることができる。

以下に、本発明の実施例の主な利点が記載されている。示された解決策は、本当の拡散反響のための良好な参照であると考えられる無限の周波数帯域的な指数関数的に減衰しているホワイトノイズに知覚的に非常に近い反響をつくり出す。さらに、長い残響時間の場合であっても、設けられているシステムの計算の複雑性は非常に少ない。特に、すべてのサブバンドを処理するための実施例実行は、時間領域サンプルにつき（パラメータＴ₆₀に応じて）２．２実数乗算および１０〜４０実数加算だけを必要とした。

示された解決策も、すべての周波数帯域において個々にパラメータＴ₆₀の完全に自由な調整を可能にする。周波数帯域におけるパラメータＴ₆₀が知覚スペースにおける人間のリスナーのための重要な特性であるため、これは部屋モデリングおよび仮想音響効果にとって特に重要で、実際に部屋音響測定およびシミュレーションにおける共通の手段である。最後に、現在の解決策は、周波数領域で働く。上質の周波数領域反響アルゴリズムに対する要求を有する多数の最新のオーディオ処理技術がある。

以下に、本発明の実施例の好ましい実施事例のいくつかが記載されている。実施事例は、短時間周波数変換領域において機能するアプリケーションに部屋効果を加えることに関する。このような実施の例は、次に示されているようなＭＰＥＧサラウンドのバイノーラル復号化である。“Ｍｕｌｔｉ−Ｃｈａｎｎｅｌ Ｇｏｅｓ Ｍｏｂｉｌｅ： ＭＰＥＧ Ｓｕｒｒｏｕｎｄ Ｂｉｎａｕｒａｌ Ｒｅｎｄｅｒｉｎｇ”，Ｂｒｅｅｂａａｒｔ， Ｈｅｒｒｅ， Ｊｕｎ， Ｋｊｏｅｒｌｉｎｇ， Ｋｏｐｐｅｎｓ， Ｐｌｏｇｓｔｉｅｓ， Ｖｉｌｌｅｍｏｅｓ， ２９ｔｈ ＡＥＳ ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ ２００６およびＭＰＥＧ Ｓｕｒｒｏｕｎｄ ｓｔａｎｄａｒｄ ＩＳＯ／ＩＥＣ ＦＤＩＳ ２３００３−１、および“Ｓｐａｔｉａｌ Ａｕｄｉｏ Ｏｂｊｅｃｔ Ｃｏｄｉｎｇ（ＳＡＯＣ）−Ｔｈｅ Ｕｐｃｏｍｉｎｇ ＭＰＥＧ Ｓｔａｎｄａｒｄ ｏｎ Ｐａｒａｍｅｔｒｉｃ Ｏｂｊｅｃｔ Ｂａｓｅｄ Ａｕｄｉｏ Ｃｏｄｉｎｇ”，Ｂｒｅｅｂａａｒｔ， Ｅｎｇｄｅｇａｒｄ， Ｆａｌｃｈ， Ｈｅｌｌｍｕｔｈ， Ｈｉｌｐｅｒｔ， Ｈｏｅｌｚｅｒ， Ｋｏｐｐｅｎｓ， Ｏｏｍｅｎ， Ｒｅｓｃｈ， Ｓｃｈｕｊｉｅｒｓ， Ｔｒｅｎｔｉｅｖで説明したＳＡＯＣ。これらのデコーダは、ハイブリッドＱＭＦ領域において部屋効果を有する際に利益を得る。反響装置の必要性は、ヘッドホンを用いているリスナーに自然な聴取経験をつくる必要性によって動機づけされる。他の使用事例は、アップミキシングすることに関する。バイノーラル復号化と同様に、アップミキシング・アプリケーションは、しばしば周波数領域でも働いて、反響装置を使用することもできる。他の使用事例は、部屋音響設計の音を頭に描くことに関する。部屋音響ソフトウェアは、設計段階におけるスペース（例えばコンサートホール）の音を頭に描くために、Ｔ₆₀の自由制御を有する反響装置を必要とする。他の使用事例は、ゲーム・オーディオおよびＶＲに関する。バーチャルリアリティにおいて夢中になれる体験の成功した創作は、パラメータＴ₆₀のいかなる所与の設定も正しく再現する能力に依存する。最後に、他の使用事例は、音声効果に関する。提案された技術は、時間領域反響装置のいくつかの限定を克服することができる。周波数変換および逆周波数変換の助けを借りて、提案された技術は音響設計の効果として適用されることができる。

Claims (16)

1. オーディオ信号（５）を反響させるための反響装置（１０）であって、
   反響周波数サブバンド信号（２７）を得るために、異なるループ遅延（２３）によってオーディオ信号（５）を表す少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号（１７）を遅延させるためのフィードバック遅延ループ・プロセッサ（２０）を含む、反響装置。
2. さらに、反響オーディオ信号（４１）を得るために反響周波数サブバンド信号（２７）を処理するための出力プロセッサ（３０）を含む、請求項１に記載の反響装置（１０）。
3. 出力プロセッサ（３０；１３４０）は、混合信号（３７）を得るために、および混合信号（３７）を合成するために、少なくとも２つの周波数サブバンド信号（１７）および対応する反響周波数サブバンド信号（２７）を混合するように構成されるか、または、合成されたバンド幅を有する反響オーディオ信号（４１；１３４１）を得るために、反響周波数サブバンド信号（２７；１３３５）を合成するように構成される、請求項１または請求項２に記載の反響装置（１０）。
4. 前記フィードバック遅延ループ・プロセッサ（２０）は、各周波数サブバンド信号に対して、フィルタ・インパルス応答（８００）を有するフィルタを含み、前記フィルタ・インパルス応答（８００）は、フィルタ・インパルス応答サンプルの第１のブロック（８１５）およびフィルタ・インパルス応答サンプルの第２のブロック（８２５）を含み、前記第２のブロック（８２５）はインパルス応答サンプル間隔に関して第１のブロック（８１５）と類似し、周波数サブバンド信号のためのループ遅延によって第２のブロック（８２５）の第１のインパルス応答サンプル（８２１）が第１のブロック（８１５）の第１のインパルス応答サンプル（８１１）から遅延し、周波数サブバンド信号のためのフィルタのフィルタ・インパルス応答の第１のブロックおよび第２のブロックが異なるループ遅延（２３）によって遅延する、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の反響装置（１０）。
5. フィードバック遅延ループ・プロセッサ（１３２０）は、各周波数サブバンド信号（１３１７）に対して、フィードバックループ（１３５０）および複数の遅延線タップを有する拡散フィルタ（１３３０）を含み、フィードバックループ（１３５０）は、フィードバック信号（１３５３）を得るために周波数サブバンド信号のためのループ遅延を決定する遅延素子（１３５２）を含み、フィードバックループ（１３５０）は、周波数サブバンド信号（１３１７）およびフィードバック信号（１３５３）を加算するための加算器（１３５４）を含み、前記加算器（１３５４）は拡散フィルタ（１３３０）に接続され、遅延素子が少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号（１７）によって異なる、請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の反響装置（１３００）。
6. フィードバック遅延ループ・プロセッサ（１３２０）は、少なくとも２つの周波数サブバンド信号（１７）の各周波数サブバンド信号（１３１７）のためのフィードバックループ（１３５０）を含み、周波数サブバンド信号（１３１７）のためのフィードバックループ（１３５０）は、遅延素子（１３５２）と減衰器（１３５６）とを含み、遅延素子はループ遅延に関して少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号（１７）によって異なる、請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の反響装置（１３００）。
7. フィードバック遅延ループ・プロセッサ（１４２０）は、反響周波数サブバンド信号（１４２５）を得るために、少なくとも２つの周波数サブバンド信号（１４１５）の各周波数サブバンド信号に対して、異なるタップ遅延によって遅延する信号を提供する複数の遅延線タップ（１１５）を有する遅延線（１１０）、遅延線（１１０）に接続されるフィードバックループ（１２０）、および複数の遅延線タップ（１１５）によって出力される信号を合成するためのコンバイナ（１３０）を含み、遅延線（１１０）は最も高いタップ遅延より高くてループ遅延を決定する合計遅延量を有し、合計遅延量（Ｎ₁、Ｎ₂）は少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号（１４１５）によって異なる、請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の反響装置（１４００）。
8. 複数の遅延線タップ（１１５；６１５）は、遅延線タップの第１の部分（６１９−１）および遅延線タップの第２の次の部分（６１９−２）を含み、遅延線（１１５；６１５）は、第２の部分（６１９−２）のタップ間の平均の間隙の大きさが第１の部分（６１９−１）のタップ間の平均の間隙の大きさより大きくなるように構成される、請求項７に記載の反響装置（１４００）。
9. フィードバック遅延ループ・プロセッサ（５４）は、低い周波数帯域を示す少なくとも２つの周波数サブバンド信号（５３）の第２の周波数サブバンド信号（５１−２）のためのループ遅延（５６−２）が高い周波数帯域を示す少なくとも２つの周波数サブバンド信号（５３）の第１の周波数サブバンド信号（５１−１）のためのループ遅延（５６−１）より大きくなるように構成される、請求項１ないし請求項８のいずれかに記載の反響装置（１０）。
10. フィードバックループ（１２０）およびコンバイナ（１３０）に接続される拡散フィルタ（１３３０）または遅延線（１１０）は、スパース・フィルタ（６００）として構成され、スパース・フィルタ（６００）のフィルタ・インパルス応答（７００）が所定のエネルギー・エンベロープ（７１５）に近似するようにスパース・フィルタ（６００）は可変的なフィルタ・タップ密度を有する、請求項５ないし請求項８のいずれかに記載の反響装置（１００；１３００）。
11. スパース・フィルタ（６００；９００）は複数の位相修正ユニット（９５０）を含み、複数の位相修正ユニット（９５０）のうちの各位相修正ユニットが複数の遅延線タップ（９１５）のうちの個々の遅延線タップに直接接続され、各位相修正ユニットは、個々の遅延線タップによって出力される対応する信号に増加のない位相演算を適用するように構成される、請求項１０に記載の反響装置（１００；１３００）。
12. 拡散フィルタ（１３３０）または遅延線（１１０）は複素数値デバイスであり、複数の位相修正ユニット（９５０）のうちの各位相修正ユニット（１１１０；１１２０；１１３０；１１４０）は、それぞれの遅延線タップ出力信号の実部のための第１の位相修正ユニット入力（１１１２−１；１１２２−１；１１３２−１；１１４２−１）またはそれぞれの遅延線タップ出力信号の虚部のための第２の位相修正ユニット入力（１１１２−２；１１２２−２；１１３２−２；１１４２−２）および位相修正出力信号の実部のための第１の位相修正ユニット出力（１１１４−１；１１２４−１；１１３４−１；１１４４−１）または位相修正出力信号の虚部のための第２の位相修正ユニット出力（１１１４−２；１１２４−２；１１３４−２；１１４４−２）を含み、
    第１の位相修正ユニット入力（１１１２−１）が第１の位相修正ユニット出力（１１１４−１）に直接接続され、第２の位相修正ユニット入力（１１１２−２）が第２の位相修正ユニット出力（１１１４−２）に直接接続され、または
    第２の位相修正ユニット入力（１１２２−２）は第１の位相修正ユニット出力（１１２４−１）に直接接続され、第１の位相修正入力（１１２２−１）は第２の位相修正ユニット出力（１１２４−２）に接続された相互接続符号変換器（１１２５）に接続され、それにより、位相修正出力信号の実部がそれぞれの遅延線タップ出力信号の虚部に基づき、位相修正出力信号の虚部がそれぞれの遅延線タップ出力信号の符号変換された実部に基づき、または
    第１の修正ユニット入力（１１３２−１）は、第１の位相修正ユニット出力（１１３４−１）に接続された相互接続符号変換器（１１３５−１）に接続され、第２の位相修正ユニット入力（１１３２−２）は、第２の位相修正ユニット出力（１１３４−２）に接続された相互接続符号変換器（１１３５−２）に接続され、それにより、位相修正出力信号の実部がそれぞれの遅延線タップ出力信号の符号変換された実部に基づき、位相修正出力信号の虚部がそれぞれの遅延線タップ出力信号の符号変換された虚部に基づき、または
    第１の修正ユニット入力（１１４２−１）は第２の位相修正ユニット出力（１１４４−２）に直接接続され、第２の位相修正入力（１１４２−２）は第１の位相修正ユニット出力（１１４４−１）に接続された相互接続符号変換器（１１４５）に接続され、それにより、位相修正出力信号の虚部がそれぞれの遅延線タップ出力信号の実部に基づき、位相修正出力信号の実部がそれぞれの遅延線タップ出力信号の符号変換された虚部に基づく、請求項１１に記載の反響装置（１００；１３００）。
13. オーディオ信号（５）は、複数の異なる入力（Ｃｈ_in,1、Ｃｈ_in,2、・・・）または、出力オーディオ・チャネル（Ｃｈ_out,1、Ｃｈ_out,2、・・・）を有し、各入力または出力オーディオ・チャネルは、少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号（１２０１；１５１５−１；１５１５−２）を有し、フィードバック遅延ループ・プロセッサ（１５２０）は遅延線フィルタ、フィルタ・タップ位置を含む遅延線フィルタの遅延線（１５２６）または少なくともいくつかのフィルタ・タップ位置に接続された位相修正ユニットを含み、フィードバック遅延ループ・プロセッサ（１５２０）は、第１の入力（Ｃｈ_in,1）または出力オーディオ・チャネル（Ｃｈ_out,1）の周波数サブバンド信号（１２０１；１５２５−１）のための第１の入力または出力構成、および、第２の入力（Ｃｈ_in,2）または出力オーディオ・チャネル（Ｃｈ_out,2）の周波数サブバンド信号（１２０１；１５２５−２）のための第２の入力または出力構成を含み、フィードバック遅延ループ・プロセッサ（１５２０）は、第１および第２の入力または出力構成が異なるフィルタ・タップ位置または位相修正ユニットへの接続（１５２７）を含むように構成され、第１および第２の入力または出力構成は、同じ遅延線（１５２６）に接続されている、請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の反響装置（１５００）。
14. フィードバック遅延ループ・プロセッサ（２０）は、減衰係数（ｂ）によって少なくとも２つの周波数サブバンド信号（１７）のうちの各周波数サブバンド信号を減衰させるように構成され、減衰係数（ｂ）は所定の残響時間（Ｔ₆₀）および周波数サブバンド信号のためのループ遅延に依存する、請求項１ないし請求項１３のいずれかに記載の反響装置（１０）。
15. オーディオ信号（５）を反響させる方法であって、
    反響周波数サブバンド信号（２７）を得るために、異なるループ遅延（２３）によってオーディオ信号（５）を示す少なくとも２つの異なる周波数サブバンド信号（１７）を遅延させるステップを含む、方法。
16. コンピュータ・プログラムがコンピュータで実行されるときに、請求項１５に記載の方法を実行するためのプログラムコードを有する、コンピュータ・プログラム。

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