CN101136197B - 基于时变延迟线的数字混响处理器 - Google Patents

Abstract

一种基于时变延迟线的数字混响处理器，其包括将输入的数字音频信号形成离散回声的前期混响处理模块、模拟空气对声音的中高频成分的吸收特性的滤波模块、连接于滤波模块输出端的基于时变延迟线的全通滤波器模块、与全通滤波器模块相连接用于修正音频信号的高频吸声效果的音调控制型吸收滤波器、与全通滤波器模块相连接的低通滤波器模块、以及用于将全通滤波器模块输出的数字音频信号分解为不相关的左右声道信号，并分别对左右声道信号进行均衡及串音抵消处理以输出的输出处理模块，同时还设有反馈耦合信号处理模块以增加数字音频信号的回声密度，如此实现对数字音频信号的混响处理，有效削弱金属声的影响及“声染色”对音效的不利影响。

Description

基于时变延迟线的数字混响处理器

技术领域

本发明涉及一种基于时变延迟线的数字混响处理器。

背景技术

混响器是音响技术领域的一个重要组成部分，在现有混响音效的方案中，或采用传统的多级延迟叠加原理，或通过对全通滤波器的简单级联或者嵌套来产生混响效果。但这些现有方案都存在有以下不足之处：

1、采用传统的多级延迟叠加原理设计的混响器，其设计计算代价大，且实现所需的缓存也大，同时在算法设计中，由于音效的控制参数少，导致产生的音色会比较单一，并且多数混响器产生的音效会存在后期反射声沉闷、或存在声染色等不利影响。

2、采用简单的级联或嵌套方案的混响器，同样难以获得较好的混响效果，同时算法控制参数未能接近各种现实情况，尽管采用的全通滤波器可以让所有频率信号无损通过，但由于人耳能进行短时频分析，能分辨出瞬时的染色现象，所以这类方案形成的混响器仍然不能消除金属声的产生。

3、此外，对于现有的混响器，由于其传声器没有类似于人类听觉系统的频率响应，因此采用双声道放音时，人的听觉系统不可能感觉出音源的空间分布和方向性；再有，体现环绕声场的各种反射声和混响声均被主声覆盖，难以听出立体自然的声场效果。

因此，如何有效解决现有混响器存在的诸多缺点实已成为本领域技术人员亟待解决的技术课题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于时变延迟线的数字混响处理器，以削弱金属声的影响及“声染色”对音效的不利影响，实现对各种乐器和人声在不同场合下的音响效果，及模拟各种环境中的混响效果。

为了达到上述目的，本发明提供的基于时变延迟线的数字混响处理器，包括：采用延迟线单元及有限冲激响应滤波器对输入的数字音频信号进行处理使其包含离散回声，同时其设置有相应的滤波器增益系数可调器，用于改善所述离散回声的前期混响处理模块；采用单极点低通滤波器模拟空气对声音的中高频成分的吸收特性以控制所述前期混响处理模块输出的音频信号的带宽，并初步滤除干扰信息的模拟空气吸收特性的滤波模块；连接于所述模拟空气吸收特性的滤波模块的输出端，其包括多个级联全通滤波器及与相应全通滤波器相连接的输出波形调节器的基于时变延迟线的全通滤波器模块，每一全通滤波器设置有延迟数字音频信号的时变延迟线单元、用于根据所述时变延迟线单元当前的时变延迟线长度和混响时间调整数字音频信号的幅频及相频特性的吸收型滤波器、用于提供数字音频信号的衰减因子以调整与频率相关性衰减时间的衰减单元及用于调节全通滤波器单元输入与输出之间增益的镜像增益调节单元，每一输出波形调节器用于控制数字音频信号的波形包络衰减斜率；设置有滤波器和延迟线，与所述全通滤波器模块相连接，通过对所述滤波器参数及延迟线的延迟长度的设置以产生特定幅频响应来修正音频信号的高频吸声效果及控制混响衰减时间的音调控制型吸收滤波器；与所述基于时变延迟线的全通滤波器模块的全通滤波器级联，用于根据截止频率与距离的关系控制数字音频信号的频率相关性衰减的低通滤波器模块；用于将所述全通滤波器模块输出的数字音频信号分解为不相关的左右声道信号，并分别对左右声道信号进行均衡处理，再根据头部相关传递函数将均衡后的左右声道信号经过串音抵消处理后予以输出的输出处理模块；输入端与所述全通滤波器模块输出端相连接，其输出端与所述输出处理模块的输入端相连接，用于利用外反馈路径增加数字音频信号的回声密度，其设置有低通滤波器及调节反馈耦合增益的反馈增益调节器的反馈耦合信号处理模块。

较佳地，所述基于时变延迟线的数字混响处理器还包括用于对所述前期混响处理模块输出的数字音频信号进行插值处理的插值处理模块，所述插值处理模块可采用拉格朗日算法对数字音频信号每隔12个采样点进行一次插值计算。

较佳地，所述前期混响处理模块设置有6个级联延迟线单元。

较佳地，所述滤波模块采用滤波器系数为 的单极点低通滤波器，其中， 

b_i为所述前期混响处理模块中相应滤波器增益系数可调器设定的抽头增益系数，m_i为所述前期混响处理模块相应的延迟线单元的延迟线长度，k为所述滤波器增益系数可调器的数目。

较佳地，所述时变延迟线单元由包括低频调制源发生器及根据基本延迟线长度、预设的延迟深度及所述低频调制源发生器的输出计算当前时变延迟线长度的计算单元，所述计算单 元按照公式“当前时变延迟线长度＝基本延迟线长度+延迟深度*所述低频调制源发生器的输出”来计算当前时变延迟线长度，所述低频调制源发生器的输出为 

y(1)＝0，y(n)＝2*cos(ω₀)*y(n-1)-y(n-2)(当n＞1)，其中， 

f_osc为振荡频率，f_s为数字音频信号的采样频率，所述低频调制源发生器还可包括一用于当所述y(n)超出[-1，+1]范围时将所述y(n)复位为 

的复位单元。

较佳地，所述吸收型滤波器为一幅频响应是 

的滤波器，其中，m_i(t)为当前时变延迟线长度，T_s为音频信号的采样周期，T_r为频率相关性混响时间长度。较佳地，所述衰减单元根据 

计算衰减因子，其中，t＝m_i*T_s， 

m_i为当前时变延迟线的长度，V为所处房间的体积，A为述房间的表面吸收率。

较佳地，所述镜像增益调节单元包括一用于调节由输入至输出的增益的前向增益调节器及一用于调节输出至输入的增益的反馈增益调节器，所述前向增益调节器和所述反馈增益调节器调节的幅度相同，且都小于1。

较佳地，所述输出处理模块可包括：用于将数字音频信号经过 

的交叉矩阵处理后分解为不相关的左右声道信号的交叉矩阵单元、用于对所述交叉矩阵单元输出的左右声道信号进行均衡处理以改善信号的频率响应特征的均衡处理单元、及用于根据函数 及 

对经过均衡处理的左右声道信号进行相应处理以消除串音的串音抵消单元，其中，d为头部传递函数对之间的耳间时间差，α为耳间强度差的倒数，d的有效范围可为0.005-1.5ms，α的有效范围可为1-10db。

较佳地，所述低通滤波器模块设置有两个低通滤波器，其截止频率为 c_air为声音的传播速度，m_i为所述基于时变延迟线的全通滤波器模块具有的第i个全通滤波器的时变延迟线单元的当前时变延迟线的长度，6为所述基于时变延迟线的全通滤波器模块具有的相互串联的全通滤波器的数目。

较佳地，所述反馈耦合信号处理模块的低通滤波器的幅频响应与所述反馈增益调节器调节的增益值存在|KFD*H_LP(ejω)|＜1关系，其中，|H_LP(e^jω)|为低通滤波器的幅频响应，KFD为所述反馈增益调节器调节的增益值。

综上所述，本发明的基于时变延迟线的数字混响处理器通过基于时变延迟线的全通滤波器模块来调整数字音频信号的幅频、相频特性和频率相关性衰减时间，从而精确控制混响时间、回波密度、波形包络等，可产生不同的混响效果和音色变化效果，并削弱金属声影响，同时还可有效消除“声染色”现象对音效的不利影响，并能实现对各种乐器和人声在不同场合下的音响效果，也可以模拟各种环境中的混响效果。

附图说明

图1为本发明的基于时变延迟线的数字混响处理器的前期混响处理模块基本结构示意图。

图2为本发明的基于时变延迟线的数字混响处理器的部分结构示意图。

图3为本发明的基于时变延迟线的数字混响处理器的基于时变延迟线的全通滤波器模块的基本结构示意图。

图4为本发明的基于时变延迟线的数字混响处理器的形成的时变延迟线示意图。

图5为本发明的基于时变延迟线的数字混响处理器的声能衰减的时间函数图。

图6为本发明的基于时变延迟线的数字混响处理器的音调控制型吸收滤波器的基本结构示意图。

图7为本发明的基于时变延迟线的数字混响处理器的输出处理模块的基本结构示意图。

图8为本发明的基于时变延迟线的数字混响处理器的串音抵消单元的基本结构示意图。

具体实施方式

请参阅图1及图2，本发明的基于时变延迟线的数字混响处理器主要包括：前期混响处理模块、插值处理模块、模拟空气吸收特性的滤波模块、基于时变延迟线的全通滤波器模块、音调控制型吸收滤波器、低通滤波器模块、输出处理模块、反馈耦合信号处理模块。

所述前期混响处理模块采用延迟线单元及有限冲激响应滤波器对输入的数字音频信号进行处理使其包含离散回声，同时其设置有相应的滤波器增益系数可调器，用于改善所述离散回声，如图1所示，在本实施例中，其采用6个级联延迟线单元(DL1-DL6)，数字音频信号经过相应的延迟后再经过有限冲击响应滤波器(FIR)的处理即可输出离散回声，同时，设置有相应6个滤波器增益系数可调器(b1-b6)调节相应FIR的增益系数以改善前期离散回声。

所述插值处理模块用于对所述前期混响处理模块输出的数字音频信号进行插值处理，其可采用拉格朗日算法对数字音频信号每隔12个采样点进行一次插值计算，以消除数字音频信号的卡嗒声。

所述模拟空气吸收特性的滤波模块采用单极点低通滤波器模拟空气对声音的中高频成分的吸收特性以控制所述前期混响处理模块输出的音频信号的带宽，并初步滤除干扰信息，所述单极点滤波器的系数按照公式 $H\left(z\right)=\frac{(1-{\∂}_{\mathrm{early}})}{1-{\∂}_{\mathrm{early}}{z}^{-1}}$ 来计算，其中，  ${\∂}_{\mathrm{early}}=2-\cos \left(2\mathrm{\π}\frac{f_{c1}}{f_s}\right)-\sqrt{{[\cos \left(2\mathrm{\π}\frac{f_{c1}}{f_s}\right)-2]}^2-1},$ $f_{c1}=e^{[-0.596*\log \left(\tilde{d}\right)+10.557]},$ $\tilde{d}=c_{\mathrm{ari}}*\frac{\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i^2*m_i}{\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{b}_i^2},$ b_i为所述前期混响处理模块中相应滤波器增益系数可调器设定的抽头增益系数，m_i为所述前期混响处理模块相应的延迟线单元的延迟线长度，k为所述滤波器增益系数可调器的数目，试验的效果证明，在前期反射的输出到后期的混响网络的输出之间增加该模拟空气吸收模型的滤波器，可使前期反射模型生成的离散回声的效果明显改善，反弹声音明显减弱，回波响应听起来更为真实。

所述基于时变延迟线的全通滤波器模块连接于所述模拟空气吸收特性的滤波模块的输出端，其包括多个级联全通滤波器(AP1-AP8，其中，AP5和AP6及AP7和AP8形成并联连接)及与相应全通滤波器相连接的输出波形调节器(T1-T8)，请参见图3，每一全通滤波器设置有延迟音频信号的时变延迟线单元、用于根据所述时变延迟线单元当前的时变延迟线长度和混响时间调整数字音频信号的幅频及相频特性的吸收型滤波器、用于提供数字音频信号的衰减因子以调整与频率相关性衰减时间的衰减单元及用于调节全通滤波器单元输入与输出之间增益的镜像增益调节单元，每一输出波形调节器用于控制音频信号的波形包络衰减斜率。

所述时变延迟线单元又设有低频调制源发生器和计算单元，在现有技术中，低频调制源 发生器的调制源正弦波通常是通过查表的方式来获取预先存在内存中的数据，但是这种方式会占用大量内存空间，浪费存储器的资源，因此，在本实施例中，采用基于溢出保护技术且节约存储空间的技术来形成低频调制源发生器，即所述低频调制源发生器预先存储向量a＝(a1，a2，a3)，其中，a1＝sin(2πf_osc/f_s)，a2＝2*cos(2πf_osc/f_s)，a3＝-1，f_osc为振荡频率，f_s为数字音频信号的采样频率，当数字音频信号输入后，所述低频调制源发生器被触发，并按照y(0)＝a1，y(1)＝0，y(n)＝a2*y(n-1)+a3*y(n-2)(当n＞1时)来输出相应的值，同时，所述低频调制源发生器还设有一用于当所述y(n)超出[-1，+1]范围时将所述y(n)复位为 

的复位单元，同时所述低频调制源发生器输出相应的复位值，因为在低频调制源发生器计算当前输出值y(n)时，由于向量a在计算中存在舍入误差，这些误差将随着振荡器周期进行积累，由此会导致系统在某些频率不稳定，所述复位单元将当前的y(n)复位后，可使系统对所有频率都保持稳定，当低频调制源发生器输出相应的值后，所述计算单元即按照公式“当前时变延迟线长度＝基本延迟线长度+延迟深度*所述低频调制源发生器的输出来计算当前时变延迟线长度”来计算当前时变延迟线长度，其中，基本延迟线长度和延迟深度都为预先设定，请参见图4，其为时变延迟线单元产生的时变延迟线示意图，即所述时变延迟线单元产生的时变延迟线在以基本延迟线长度为中心的最大和最小值之间变化，即总延迟由基本延迟线长度和可变延迟深度所确定。所述吸收型滤波器为一幅频响应是  $20*{\log }_{10}\left|h_i\right|=\frac{-60*[T_s*m_i\left(t\right)]}{T_r}$ 的滤波器，其中，m_i(t)为当前时变延迟线长度，T_s为数字音频信号的采样周期，T_r为频率相关性混响时间长度，由此可见，所述吸收型滤波器的每个频点的幅频增益正比于当前延迟线长度，反比于所述频点对应的混响时间，其作用是使时变延迟线的长度与数字音频信号的波形密度成反比关系。所述衰减单元所提供的数字音频信号的衰减因子的计算公式为： $a=\log \frac{P\left(t\right)}{P_0}=-\frac{t}{t_{\mathrm{decay}}}$ 其中，t＝m_i*T_s， $t_{\mathrm{decay}}=\frac{0.613*V}{A},$ m_i为当前时变延迟线的长度，V为所处房间的体积，A为所述房间的表面吸收率，请参见图4，其为声能衰减的时间函数关系图，由于所述衰减因子的对数值正比于时变延迟线单元的当前延迟线长度，因此所述衰减单元的作用相当于对系统冲击响应乘上呈指数衰减的包络，可精确控制信 号在低频段和中频段的衰减时间。所述镜像增益调节单元包括一用于调节由输入至输出的增益的前向增益调节器及一用于调节输出至输入的增益的反馈增益调节器，所述前向增益调节器调节的前向增益值为负实数，所述反馈增益调节器调节的反馈增益值为正实数，两者所调节的值绝对值(即幅度)相同，且都小于1，而方向相反，因为，一般而言，调制深度越深，可更加有效避免高频输入信号中共振频率的形成，抑制“声染色”现象，但随着调制深度的增加，可能导致后期混响一定程度的变调，所以在增加一个延迟线的长度的同时，等量减小另一延迟线的长度，实践证明，如此可有效消除由调制深度增加而引发的“变调”的不利影响。

所述输出波形调节器(T1-T8)的作用是控制后期反射声的波形包络衰减斜率，其中，输出波形调节器的权重t_i(i＝1，2，…4)以递减顺序排列，各输出波形调节器都对应不同的混响响应波形，通过调整权重t_i(i＝1，2，…4)的值，可修正后期反射声的衰减包络，控制残响余量的幅度，定制整个混响输出的效果，使整个后期混响输出包络逼近一个指数衰减形式，如此可使最后输出的混响效果更真实更自然。

所述音调控制型吸收滤波器(X1)与所述全通滤波器模块相连接，设置有滤波器和延迟线，请参见图6，其为信号处理框图，所述音调控制型吸收滤波器通过对滤波器参数(即b7-b10和延迟线DL9的延迟长度)的设置，可产生特定的幅频响应，来修正音频信号的高频吸声效果及产生可控混响衰减时间。

所述低通滤波器模块与所述基于时变延迟线的全通滤波器模块的全通滤波器级联，用于根据截止频率与距离的关系控制数字音频信号的频率相关性衰减，所述低通滤波器模块设置有两个低通滤波器(X2和X3)，其截止频率可设置为 $f_{c2}=e^{[-0.596*\log \left(\tilde{d}\right)+10.557]},$ 其中 $\tilde{d}=c_{\mathrm{air}}*\left(\underset{i=1}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}{m}_i\right),$  c_air为声音的传播速度，m_i为所述基于时变延迟线的全通滤波器模块具有的第i个全通滤波器的时变延迟线单元的当前时变延迟线的长度，6为所述基于时变延迟线的全通滤波器模块具有的相互串联的全通滤波器的数目，如此即可有效控制数字音频信号的中低频段的衰减时间。

所述输出处理模块用于将所述全通滤波器模块输出的音频信号分解为不相关的左右声道信号，并分别对左右声道信号进行均衡处理，再将均衡后的音频信号经过串音抵消处理后予以输出，请参见图7，所述输出处理模块包括交叉矩阵单元、均衡处理单元及串音抵消单元， 其中，所述交叉矩阵单元用于将数字音频信号经过 ${\mathrm{matrix}}_A=\left[\begin{array}{cc}+1& +1\\ +1& -1\end{array}\right]$ 的交叉矩阵处理后分解为不相关的左右声道信号eql′和eqr′，所述均衡处理单元用于对所述交叉矩阵单元输出的左右声道信号eql′和eqr′进行均衡处理以改善信号的频率响应特征，例如，均衡单元可采用一个低频段、五个中频段、一个高频段的七段均衡器来对eql′和eqr′均衡，使其输出eql″和eqr″，其中，还可对七段均衡器的各段的频点及增益进行调节。再请参见图8，其为所述串音抵消单元的结构示意图，其中， $K1=K4=\frac{1}{T}*\frac{1}{1-{\mathrm{\α}}^2*Z^{-2*d}},$ $K2=K3=\frac{1}{T}*\frac{-\mathrm{\α}*Z^{-d}}{1-{\mathrm{\α}}^2*Z^{-2*d}},$ d为头部传递函数对之间的耳间时间差，α为耳间强度差的倒数，显然，所述串音抵消单元用于根据函数 

及 

对经过均衡处理的左右声道信号eql″和eqr″进行相应处理以消除串音，其中，d的有效范围为0.005-1.5ms，α的有效范围为1-10db。

所述反馈耦合信号处理模块(X4和X5)输入端与所述全通滤波器模块输出端相连接，其输出端与所述输出处理模块的输入端相连接，用于利用外反馈路径增加音频信号的回声密度，其设置有低通滤波器及调节反馈耦合增益的反馈增益调节器，通过改变反馈耦合增益KFD(0＜KFD＜1)的值，调整反馈耦合的程度，对于任何频率，反馈环的幅频增益要小于1，即|KFD*H_LP(e^jω)|＜1，以保证闭环系统的稳定性。令k＝|KFD*H_LP(e^jω)|，0＜k＜1，同时，混响算法的衰减时间通过改变k值来控制，k值与混响衰减时间成正比关系，当k值接近常数1时，衰减时间相对较长，当k值非常小时，混响的最小衰减时间由所述基于时变延迟线的全通滤波器模块的衰减单元的衰减因子所决定。所以通过改变k值，可调整混响衰减时间。而且，因为高频时，由于室内墙体等表面材料及空气都对高频吸收比低频大，因此混响中的高频成分比低频成分衰减快(即高频成分相对于低频成分的混响衰减时间短)，因此在反馈环中引入低通滤波器，使得随着频率的增加，低通滤波器的幅频响应的绝对值减小，即|H_LP(e^jω)|减小，k值相应的减小，混响衰减时间减小，从而实现自适应得调节混响中高频成分的维持时间(高频反射度)的目的，可使混响效果更为鲜活。在实际应用中，通过适当设置反馈路径中的低通滤波器的截止频率和KFD的值可实现上述目的。

此外，在本实施例中，为进一步改善输入的数字音频信号的混响效果，还设置有两个可控延迟线单元(DL7和DL8)及输出总增益调节器(APOUT_GAIN_L和APOUT_GAIN_R)，其中， DL7分别与AP6和X4相连接，DL8分别与AP8和X5相连接，两者的延迟线长度通过参数预先设置，以调节混响时间的长短，输出总增益调节器可用于控制最终音效输出的响度。

综上所述，本发明的基于时变延迟线的数字混响处理器通过基于时变延迟线的全通滤波器模块可调整数字音频信号的幅频、相频特性和频率相关性衰减时间，从而精确控制混响时间、回波密度、波形包络等，产生不同的混响效果和音色变化效果，并削弱金属声影响，由于在全通滤波器模块引入低频震荡器来调制延迟线单元，可有效消除“声染色”现象对音效的不利影响，同时在输出部分采用了“两通道虚拟环绕声”技术，使得输出效果产生立体声空间感，由此实现根据现实声场特性，产生多种特殊的混响音效，并使得音色自然、丰满、圆润、以及具备三维声场效果的空间感，再有，还设置了多种调节器以完成包括延迟频谱的调节、混响声频谱的处理、混响声的衰减特性、频率相位特性、以及混响声与直达声的比例等等的调节，从而实现对各种乐器和人声在不同场合下的音响效果，也可以模拟各种环境中的混响效果。

Claims (6)

1.一种基于时变延迟线的数字混响处理器，其特征在于包括：

前期混响处理模块，采用延迟线单元及有限冲激响应滤波器对输入的数字音频信号进行处理使其包含离散回声，同时其设置有相应的滤波器增益系数可调器，用于改善所述离散回声；

模拟空气吸收特性的滤波模块，其采用单极点低通滤波器模拟空气对声音的中高频成分的吸收特性以控制所述前期混响处理模块输出的音频信号的带宽，并初步滤除干扰信息，所述模拟空气吸收特性的滤波模块采用滤波器系数为 

的单极点低通滤波器，其中， 

b_i为所述前期混响处理模块中相应滤波器增益系数可调器设定的抽头增益系数，m_i为所述前期混响处理模块相应的延迟线单元的延迟线长度，k为所述滤波器增益系数可调器的数目，f_s为数字音频信号的采样频率，d为头部传递函数对之间的耳间时间差，f_c1为单极点低通滤波器的截止频率；

基于时变延迟线的全通滤波器模块，连接于所述模拟空气吸收特性的滤波模块的输出端，其包括多个级联全通滤波器及与相应全通滤波器相连接的输出波形调节器，每一全通滤波器设置有延迟数字音频信号的时变延迟线单元、用于根据所述时变延迟线单元当前的时变延迟线长度和混响时间调整数字音频信号的幅频及相频特性的吸收型滤波器、用于提供数字音频信号的衰减因子以调整与频率相关性衰减时间的衰减单元及用于调节全通滤波器单元输入与输出之间增益的镜像增益调节单元，每一输出波形调节器用于控制数字音频信号的波形包络衰减斜率，所述时变延迟线单元由包括低频调制源发生器及根据基本延迟线长度、预设的延迟深度及所述低频调制源发生器的输出计算当前时变延迟线长度的计算单元，所述计算单元按照公式“当前时变延迟线长度＝基本延迟线长度+延迟深度*所述低频调制源发生器的输出”来计 算当前时变延迟线长度，所述低频调制源发生器的输出为 

y(1)＝0，y(n)＝2*cos(ω₀)*y(n-1)-y(n-2)(当n＞1)，其中， 

fosc为振荡频率，f_s为数字音频信号的采样频率，所述低频调制源发生器还包括一用于当所述y(n)超出[-1，+1]范围时将所述y(n)复位为 

的复位单元，所述吸收型滤波器为一幅频响应是 

的滤波器，其中，m_i(t)为当前时变延迟线长度，T_s为音频信号的采样周期，T_r为频率相关性混响时间长度，所述衰减单元根据 

计算衰减因子，其中，t＝m_i*T_s， 

m_i为当前时变延迟线的长度，V为所处房间的体积，A为所述房间的表面吸收率；

音调控制型吸收滤波器，设置有滤波器和延迟线，与所述全通滤波器模块相连接，通过对所述滤波器参数及延迟线的延迟长度的设置以产生特定幅频响应来修正音频信号的高频吸声效果，并控制混响衰减时间；

低通滤波器模块，与所述基于时变延迟线的全通滤波器模块的全通滤波器级联，用于根据低通滤波器的截止频率与距离的关系控制数字音频信号的频率相关性衰减，所述低通滤波器模块设置有两个低通滤波器，其截止频率为 

其中c_air为声音的传播速度，m_i为所述基于时变延迟线的全通滤波器模块具有的第i个全通滤波器的时变延迟线单元的当前时变延迟线的长度，6为所述基于时变延迟线的全通滤波器模块具有的相互串联的全通滤波器的数目；

输出处理模块，用于将所述全通滤波器模块输出的数字音频信号分解为不相关的左右声道信号，并分别对左右声道信号进行均衡处理，再根据头部相关传递函数将均衡后的左右声道信号经过串音抵消处理后予以输出，所述输出处理模块包括： 

交叉矩阵单元，用于将数字音频信号经过 的交叉矩阵处理后分解为不相关的左右声道信号；

均衡处理单元，用于对所述交叉矩阵单元输出的左右声道信号进行均衡处理以改善信号的频率响应特征；

串音抵消单元，用于根据函数 

及 

对经过均衡处理的左右声道信号进行相应处理以消除串音，其中，d为头部传递函数对之间的耳间时间差，α为耳间强度差的倒数；

反馈耦合信号处理模块，其输入端与所述全通滤波器模块输出端相连接，其输出端与所述输出处理模块的输入端相连接，用于利用外反馈路径增加数字音频信号的回声密度，其设置有低通滤波器及调节反馈耦合增益的反馈增益调节器，所述反馈耦合信号处理模块的低通滤波器的幅频响应与所述反馈增益调节器调节的增益值存在|KFD*H_LP(e^jω)|＜1关系，其中，|H_LP(e^jω)|为低通滤波器的幅频响应，KFD为所述反馈增益调节器调节的增益值。

2.如权利要求1所述的基于时变延迟线的数字混响处理器，其特征在于还包括：用于对所述前期混响处理模块输出的数字音频信号进行插值处理的插值处理模块。

3.如权利要求2所述的基于时变延迟线的数字混响处理器，其特征在于：所述插值处理模块采用拉格朗日算法对数字音频信号每隔12个采样点进行一次插值计算。

4.如权利要求1所述的基于时变延迟线的数字混响处理器，其特征在于：所述前期混响处理模块设置有6个级联延迟线单元。

5.如权利要求1所述的基于时变延迟线的数字混响处理器，其特征在于：所述镜像增益调节单元包括一用于调节由输入至输出的增益的前向增益调节器及一用于调节输出至输入的增益的反馈增益调节器，所述前向增益调节器和所述反馈增益调节器调节的幅度相同，且都小于1。

6.如权利要求1所述的基于时变延迟线的数字混响处理器，其特征在于：d的有效范围为0.005-1.5ms，α的有效范围为1-10db。 

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