JP2013038970A

JP2013038970A - モータ制御装置

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Publication number: JP2013038970A
Application number: JP2011174283A
Authority: JP
Inventors: Ryoji Sato; 亮次佐藤; Kazuhiro Ito; 和弘伊藤
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2011-08-09
Filing date: 2011-08-09
Publication date: 2013-02-21
Anticipated expiration: 2031-08-09
Also published as: JP5760831B2

Abstract

【課題】モード変更時の電流の急変を防止する。
【解決手段】ＰＩ演算部２６は、モータ１４の出力トルク指令に基づいて算出したモータの電流指令と、実際に計測したモータの実電流の差である電流偏差に基づき、前記電流偏差に比例ゲインを乗算して得た比例項と、前記電流偏差の積分値に積分ゲインを乗算して得た積分項を算出し、得られた比例項および積分項に基づいてモータへの供給電圧指令を算出する。そして、モータの制御モードとして、ＰＷＭ制御によりリミットの掛かった正弦波出力を得る過変調モードと、ＰＷＭ制御によって正弦波出力を得るＰＷＭモードと、を有し、過変調制御モードからＰＷＭ制御モードに移行する際に、前記電流偏差が大きい場合には、前記比例ゲインを小さく変更する。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータの出力トルク指令とその回転状態時に基づいて算出したモータの指令電流と、実際に計測したモータの実電流の差である電流偏差に基づき、前記電流偏差に比例ゲインを乗算して得た比例項と、前記電流偏差の積分値に積分ゲインを乗算して得た積分項からモータへの供給電圧指令を算出するモータ制御装置に関する。

従来より、ハイブリッド自動車、電気自動車などにおいては、駆動用のモータを搭載しており、このモータを制御するモータ制御装置が利用されている。

このモータ制御においては、バッテリからの電力をインバータにより、三相のモータ駆動電流に変換すると共に、ＰＷＭ制御によって、モータの出力トルク指令に応じたモータ電流に変換している。また、車両の減速時においては、インバータによりモータの回生制動を行い、回生電力をバッテリに戻している。

このような制御において、通常は、インバータのスイッチングをＰＷＭ制御して、モータ駆動電流を制御して、モータの出力トルクを制御している。このようなＰＷＭ制御によりモータ電流を正弦波とすることが好適であるが、ＰＷＭ制御でモータ電流を正弦波とすると、高回転数領域において十分な出力トルクが得られなくなるため、そのような領域において、過変調ＰＷＭ制御、矩形波制御が採用されている。

特開２０１０−１７８４４４号公報特開２０１１−００３８９号公報

ここで、上述したような駆動モードの切り替えを行うと、制御内容が異なるため、モード切り替え時に、モータ駆動が適切でなくなってしまう場合があった。例えば、スリップ後のグリップ時においては、モータへの負荷が大きくなりモータ電流が上昇するため、矩形波モード→過変調モード→ＰＷＭモードという切り替えが行われる。この際に、矩形波モードや、過変調モードにおいては、時定数が比較的大きな制御を行っていることに起因して、ＰＷＭモードに切り替わった際に、力行状態であるにもかかわらず回生状態になってしまう場合があった。

本発明は、モータの出力トルク指令に基づいて算出したモータの電流指令と、実際に計測したモータの実電流の差である電流偏差に基づき、前記電流偏差に比例ゲインを乗算して得た比例項と、前記電流偏差の積分値に積分ゲインを乗算して得た積分項を算出し、得られた比例項および積分項に基づいてモータへの供給電圧指令を算出するモータ制御装置であって、モータの制御モードとして、ＰＷＭ制御により振幅の大きな場所でリミットの掛かったモータ電流を得る過変調モードと、ＰＷＭ制御によって正弦波のモータ電流を得るＰＷＭモードと、を有し、過変調制御モードからＰＷＭ制御モードに移行する際に、前記電流偏差が大きい場合には、前記比例ゲインを小さく変更することを特徴とする。

また、前記モード移行時において、前記積分項について、直前に電圧指令値にリセットし、リセットされた積分項に、今回の電流偏差に基づく積分項を加算して、今回の積分項を算出することが好適である。

また、本発明は、モータの出力トルク指令に基づいて算出したモータの電流指令と、実際に計測したモータの実電流の差である電流偏差に基づき、前記電流偏差に比例ゲインを乗算して得た比例項と、前記電流偏差の積分値に積分ゲインを乗算して得た積分項を算出し、得られた比例項および積分項に基づいてモータへの電圧指令を算出するモータ制御装置であって、モータの制御モードとして、ＰＷＭ制御によりリミットの掛かったモータ電流を得る過変調モードと、ＰＷＭ制御によって正弦波のモータ電流を得るＰＷＭモードと、を有し、過変調制御モードからＰＷＭ制御モードに移行する際に、算出された前記電圧指令の符号が前回の電圧指令と符号が反転する場合に、符号の反転しないように、前記比例ゲインを小さく変更することを特徴とする。

本発明によれば、過変調モードからＰＷＭモードに切り替わった際に、電圧指令が大きく変化して、力行状態であるにもかかわらず、回生状態となることを防止できる。

実施形態に係るモータ制御装置を含む車両の駆動システムの構成を示す図である。問題が生じる場合の状況を説明する図である。モード切り替え時の電流指令の状態を示す図である。Ｋｐ変更処理のフローチャートである。モード切り替え時の電流指令の状態を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。図１は、実施形態に係るモータ制御装置を含む車両の駆動システムの構成を示す図である。

直流電源１０からの直流電力は、インバータ１２により、所望の三相電流に変換されてモータ１４に供給される。直流電源１０は、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池などの二次電池で形成され、数１００Ｖの出力を有し、昇圧コンバータにより昇圧する構成でもよい。インバータ１２は、例えば正負母線間に２つのトランジスタ（例えば、ＩＧＢＴ）の直列接続からなるアームを３本有し、各アームの中点が出力端になっており、トランジスタのスイッチングにより所望の三相交流電流を出力する。モータ１４は、永久磁石モータであり、ＵＶＷの三相に１２０度位相の異なる電流を流して駆動される。このモータ１４は、例えば永久磁石モータで構成され、車両の駆動および回生による発電を行うモータジェネレータである。

モータ１４の各相に流れる電流は電流計２０によって検出され、検出した電流値はＵＶＷ→ｄｑ変換部２２に供給される。なお、各相電流は、２相の電流を検出すれば、残る１相電流がわかるため、この例ではＶ，Ｗの２相のモータ電流Ｉｖ０，Ｉｗ０を検出している。また、モータのロータ角θは、回転角検出器（例えば、レゾルバ）２４によって検出され、ＵＶＷ→ｄｑ変換部２２に供給される。

ＵＶＷ→ｄｑ変換部２２は、モータ電流Ｉｕ０，Ｉｖ０，Ｉｗ０をｄｑ軸に変換し、実ｄ軸電流Ｉｄ０、実ｑ軸電流Ｉｑ０を得、これをＰＩ演算部２６に供給する。

ここで、車両のアクセル踏み込み量などに基づき得られるモータの目標出力トルクを示すトルク指令は電流指令生成部２８に供給される。この電流指令生成部２８は、トルク指令に応じて、目標ｄ軸電流Ｉｄ＊、目標ｑ軸電流Ｉｑ＊を生成し、これをＰＩ演算部２６に供給する。

ＰＩ演算部２６は、目標ｄ軸電流Ｉｄ＊、目標ｑ軸電流Ｉｑ＊から実ｄ軸電流Ｉｄ０、実ｑ軸電流Ｉｑ０を減算し、ｄｑ軸電流についての偏差を算出し、これに基づき目標電流がモータ１４に供給されるように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ、ｑ軸電圧指令Ｖｑを算出する。

得られたｄ軸電圧指令Ｖｄ、ｑ軸電圧指令Ｖｑは、ｄｑ→ＵＶＷ変換部３０において、三相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換され、信号発生部３２に供給される。

信号発生部３２は、基本的にＰＷＭ制御信号を生成する。すなわち、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＰＷＭキャリアと比較して、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてデューティー比が決定されたＰＷＭ制御信号を生成し、これに応じて、インバータ１２の各トランジスタのスイッチングを制御する。これによって、各相のモータ電流が目標値に制御され、モータ１４の出力トルクがトルク指令に応じたものに制御される。

ここで、上述の説明では、モータ電流の制御は、ＰＷＭ制御で行うこととして説明したが、本実施形態では、制御モードとして、ＰＷＭモードの他に、過変調モード、矩形波モードを有している。ＰＷＭモードでは正弦波のモータ電流が得られる。一方、過変調モードでは振幅の大きな場所でリミットの掛かった正弦波のモータ電流が得られ、矩形波モードでは矩形波のモータ電流が得られる。

このように、過変調モードや矩形波モードを設けるのは、正弦波ＰＷＭでは変調率０．６１が最大であり、それ以上の変調率とする場合には、ＰＷＭキャリアの振幅より大きな振幅の電圧指令を用いる過変調モードや、モータ電圧指令を矩形波とする矩形波モードを用いるからである。そして、低速から中速域においては、ＰＷＭモードで問題が無いため、ＰＷＭモードを採用する。また、中速域において出力を向上するために過変調モード、高速行きでの出力向上のために矩形波モードを用いる。変調率でいうと、０〜６１：ＰＷＭモード、０．６１〜０．７８：過変調モード、０．７８以上：矩形波モードというように、モードを切り替える。

ここで、矩形波モードでは、モータ１４の出力トルク制御は、矩形波の位相制御によって行われるが、これについては説明を省略する。

ＰＷＭモードおよび過変調モードでは、モータ電流をフィードバック制御する。そして、モータ回転数が大きく変化しているときに、モード切り替えが行われると、走行がスムースでなくなるという問題があった。

図２には、問題が生じる場合の状況を示している。この場合には、走行状態がスリップとなって、モータ回転数が上昇した後、グリップすることでモータ回転数が下降する場合を示している。

例えば、タイヤが凸部に乗り上げ、スリップが生じ、スリップしつつ凸部を乗り越え、タイヤがグリップするとこのような状態になる。

スリップが発生した状態において、モータ回転数が高く、矩形波制御となっている。また、スリップしているので、モータに対する負荷は小さく、モータ実電流値は比較的小さい。そして、グリップすることで、モータ回転数は下降し始め、実電流値は増える。

実電流値（Ｉｄ０，Ｉｑ０のいずれか）が、緊急切り替えしきい値を超えると（ｉ）、その時点で過変調モードに切り替わる。これによって、制御モードは、固定の矩形波を用い位相制御していた矩形波モードから、電流フィードバックにより電圧指令を決定する、過変調モードに移行する。

この状態において、実電流値が増加し続け、過変調からＰＷＭへの緊急切り替えしきい値を超えると（Ｉｑ０が指令値Ｉｑ＊より所定値大きくなると）、制御モードはＰＷＭモードに変更される（ｉｉ）。この際に、電圧指令に大きな変化が生じる場合がある（ｉｉｉ）。

これは、過変調モードからＰＷＭモードに移行した際に、電流偏差が非常に大きく、ＰＷＭモードにおける電圧指令がその前の電圧指令に対し大きく変化するからである。

矩形波モード、過変調モードでは、安定した走行を維持するために電流フィードバックの時定数を比較的大きくしており、スリップ、グリップのような大きな変化が起きた場合には、実電流が目標電流からずれやすい。

なお、過変調制御では、ＰＷＭキャリアの周期の割り込み制御で電流検出を行っており、過変調モードからＰＷＭモードへの移行判断もこの周期で行える。しかし、モード変更は、電圧指令の乱れ防止のため、電圧指令の周期で行う。このため、実際のモード切り替えタイミングでは、実電流と目標電流の偏差はかなり大きくなる可能性がある。

そして、この偏差が非常に大きいと、電圧指令の符号が反転し、力行状態から回生状態となってしまう。

ＰＩ演算部２６における電圧指令の算出は、次のような演算によって行われる。
Ｖｄ＝Ｋｐ（ｄ軸電流偏差）＋ΣＫｉ（ｄ軸電流偏差）
Ｖｑ＝Ｋｐ（ｑ軸電流偏差）＋ΣＫｉ（ｑ軸電流偏差）

ここで、Ｖｄ、Ｖｑはそれぞれｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令、電流偏差は（Ｉｄ＊−Ｉｄ０）、（Ｉｑ＊−Ｉｑ０）、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲインである。

ここで、本実施形態において、応答性を上げるために、Ｋｐ＞Ｋｉに設定している。

さらに、過変調モード→ＰＷＭモードの切り替え時において、積分項をその時点での電圧指令相当の値にリセットする。すなわち、制御モードが変更されるので、変更後のＰＷＭモードにおけるＰＩ制御の制御性を高めるために、切り替え直前の電圧指令値にリセットする。

すなわち、ＰＷＭモードにおける最初の電圧指令の算出は、
Ｖｄ＝Ｋｐ（ｄ軸電流偏差）＋Ｋｉ（ｄ軸電流偏差）＋前回Ｖｄ
Ｖｑ＝Ｋｐ（ｑ軸電流偏差）＋Ｋｉ（ｑ軸電流偏差）＋前回Ｖｑ
となる。

すなわち、図３に示すように直前の電圧指令が負であって力行状態の指示であっても、電流偏差が大きいとこの電流を下げるために、ＰＷＭモードにおけるフィードバック制御において電圧指令が正となり回生状態になってしまう。

そこで、本実施形態においては、電流偏差が大きいときに、比例ゲインを小さな値に変更する。すなわち、図４に示すように、電流偏差をしきい値と比較し（Ｓ１）、電流偏差がしきい値より大きい場合には、比例ゲインＫｐを小さな値に変更する（Ｓ２）。

これによって、図５に示すように、過変調モードの最後の電圧ベクトルに対する変化が比較的小さくなり、力行から回生に変化してしまうような事態の発生を避けることが可能となる。

例えば、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊＝−２０Ａ、実ｑ軸電流Ｉｑ０＝−１００Ａ、前回電圧指令Ｖｑ＝−１０００００、Ｋｐ＝５０００、Ｋｉ＝４００の場合、ＰＷＭモード移行時の電圧指令Ｖｑは、
Ｖｑ＝５０００×（−２０−（−１００））＋４００×（−２０−（−１００））
＋（−１０００００）＝３３２０００
となり、前回の電圧指令値−１０００００と符号が反転する。

一方、電流偏差を異常と判定するしきい値を５０Ａに設定しておき、その際のＫｐ＝５００と設定しておけば、
Ｖｑ＝５００×（−２０−（−１００））＋４００×（−２０−（−１００））
＋（−１０００００）＝−２８００
となり、電圧指令の符号が反転することを防止することができる。

ここで、上述の例では、電流偏差が所定値以上の場合に、比例ゲインを所定の小さい値に設定した。しかし、他の手法も採用することができる。
（ｉ）電流偏差がしきい値を超えた場合のＫｐの値は、固定の値ではなく、電流偏差の大きさに応じて複数段階用意してもよい。また、Ｋｐの減少量をしきい値とその時の電流偏差の大きさに応じて変更してもよい。
（ｉｉ）電流偏差が大きいときに、Ｋｐを小さくするのでなく、電圧指令が負から正に反転することを防止するようにしてもよい。例えば、計算で得た電圧指令の符号が前回の符号と反転する場合に、符号が反転しないように電流指令にリミットを掛けることができる。
（ｉｉｉ）電流偏差がしきい値を超えた場合において、さらに電流指令の符号が反転することを防止してもよい。
（ｉｖ）ｑ軸電圧指令が負から正に変化しないように、リミットを掛けることも好適である。

さらに、次のような手段を採用することもできる。
（ｉ）矩形波モード、過変調モードにおいて、電流偏差が所定以上となったことを検出したときに、モードをすぐに変更する。これによって、電流偏差が大きくなりにくくなる。
（ｉｉ）ＰＷＭモードに移行したときに、積分ゲインを小さくする。これによって、電流偏差に対する応答が鈍くなり、急激な制御の変化を防止できる。

１０直流電源、１２インバータ、１４モータ、２０電流計、２２ＵＶＷ→ｄｑ変換部、２６ＰＩ演算部、２８電流指令生成部、３０ｄｑ→ＵＶＷ変換部、３２信号発生部。

Claims

モータの出力トルク指令に基づいて算出したモータの電流指令と、実際に計測したモータの実電流の差である電流偏差に基づき、前記電流偏差に比例ゲインを乗算して得た比例項と、前記電流偏差の積分値に積分ゲインを乗算して得た積分項を算出し、得られた比例項および積分項に基づいてモータへの供給電圧指令を算出するモータ制御装置であって、
モータの制御モードとして、
ＰＷＭ制御により振幅の大きな場所でリミットの掛かったモータ電流を得る過変調モードと、
ＰＷＭ制御によって正弦波のモータ電流を得るＰＷＭモードと、
を有し、
過変調制御モードからＰＷＭ制御モードに移行する際に、前記電流偏差が大きい場合には、前記比例ゲインを小さく変更することを特徴とするモータ制御装置。
請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記モード移行時において、前記積分項について、直前に電圧指令値にリセットし、リセットされた積分項に、今回の電流偏差に基づく積分項を加算して、今回の積分項を算出することを特徴とするモータ制御装置。
モータの出力トルク指令に基づいて算出したモータの電流指令と、実際に計測したモータの実電流の差である電流偏差に基づき、前記電流偏差に比例ゲインを乗算して得た比例項と、前記電流偏差の積分値に積分ゲインを乗算して得た積分項を算出し、得られた比例項および積分項に基づいてモータへの電圧指令を算出するモータ制御装置であって、
モータの制御モードとして、
ＰＷＭ制御によりリミットの掛かったモータ電流を得る過変調モードと、
ＰＷＭ制御によって正弦波のモータ電流を得るＰＷＭモードと、
を有し、
過変調制御モードからＰＷＭ制御モードに移行する際に、算出された前記電圧指令の符号が前回の電圧指令と符号が反転する場合に、符号の反転しないように、前記比例ゲインを小さく変更することを特徴とするモータ制御装置。