JP4329855B2 - 交流モータの制御装置および交流モータの制御方法 - Google Patents

Description

この発明は、交流モータの制御装置および交流モータの制御方法に関し、特に矩形波制御を行なう交流モータの制御装置および交流モータの制御方法に関する。

交流モータの制御では、パルス幅変調（ＰＷＭ）駆動方式で出力電圧が直流電源電圧により制限を受ける動作領域等では矩形波電圧駆動方式が用いられる。

このような矩形波制御において、特開２００６−１１５６０５号公報（特許文献１）は、各相に与えられる矩形波電圧のＯＮ／ＯＦＦ幅の不平衡量を検出し、電圧波形のパターンが切り替わるタイミングを補正する技術を開示している。これにより、ロータ位置センサの誤差による矩形波電圧のＯＮ／ＯＦＦ幅の不平衡を抑制でき、オフセット電流を低減することができる。
特開２００６−１１５６０５号公報 特開２００６−７４９５１号公報 特開２００６−１４４２６号公報 特開２００１−２９８９９２号公報 特開２００４−２３９２０号公報

しかしながら、特開２００６−１１５６０５号公報は、ロータ位置センサの誤差に起因するオフセット電流を低減するが、オフセット電流の原因はこれに限らない。たとえば、電圧位相を変化させてトルク制御を行なう際に、過渡的に矩形波電圧のＯＮ／ＯＦＦ幅が一定とならず、オフセット電流が発生する。

本発明の目的は、矩形波電圧制御を行なう際に、オフセット電流の発生が抑制された交流モータの制御装置を提供することである。

この発明は、要約すると、交流モータの制御装置であって、交流モータの回転位置を検出するセンサと、センサの出力に基づいて交流モータの各相に矩形波電圧を与える制御を行なう制御部とを備える。制御部は、センサの出力に基づいて定まる電気角の１周期内において、各相のスイッチング基準位相に対しての各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量をスイッチングごとに等しく増加または減少させる。

好ましくは、制御部は、電気角の１周期ごとに矩形波電圧の電圧位相変化の合計量を算出し、合計量を１周期内のスイッチング回数で除算して各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量の増減量を設定する。

より好ましくは、制御部は、交流モータの発生するトルク量を指示するトルク指令に基づいて、矩形波電圧の電圧位相変化の合計量を算出する。

より好ましくは、制御部は、１周期内において、各相のスイッチング基準位相に対する第ｎ番目のスイッチングの位相差を、増減量のｎ倍に設定する。

この発明は、他の局面に従うと、交流モータの制御方法であって、交流モータの回転位置を検出するセンサの出力に基づいて交流モータの各相の矩形波電圧のレベルを遷移させるか否かを判断するステップと、センサの出力に基づいて定まる電気角の１周期内において、各相のスイッチング基準位相に対しての各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量をスイッチングごとに等しく増加または減少させるように決定するステップと、スイッチング基準位相および変化量に基づいて、各相の矩形波電圧のレベルを遷移させるスイッチング動作を実行するステップとを備える。

好ましくは、交流モータの制御方法は、電気角の１周期ごとに矩形波電圧の電圧位相変化の合計量を算出するステップと、合計量を１周期内のスイッチング回数で除算して各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量の増減量を設定するステップとをさらに備える。

より好ましくは、決定するステップは、１周期内において、各相のスイッチング基準位相に対する第ｎ番目のスイッチングの位相差を、増減量のｎ倍に設定する。

本発明によれば、矩形波電圧制御を行なう際に、オフセット電流の発生が抑制され、過電流や異常振動が防止される。

以下において、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰返さない。

図１は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
図１を参照して、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流モータＭ１とを備える。

交流モータＭ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電圧発生部１０♯は、充電可能に構成された直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、たとえばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池を含んで構成される。あるいは、電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により直流電源Ｂを構成してもよい。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂは、電圧センサ１０によって検知される。電圧センサ１０は、検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および正極線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子および負極線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御装置３０からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。平滑コンデンサＣ１は、正極線６および負極線５の間に接続される。

昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、正極線７および負極線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ配置されている。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと正極線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、正極線７および負極線５の間に接続される。

インバータ１４は、正極線７および負極線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とを含む。各相アームは、正極線７および負極線５の間に直列接続されたスイッチング素子を含む。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。代表的には、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびＱ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。

また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間の代わりに、逆並列ダイオードＤ２のオン期間に合わせてスイッチング素子Ｑ２のみをオンさせる期間を設けても良い。この場合には、原則としてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は相補的にオン・オフを繰返す。

平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧を検出し、その検出値ＶＨを制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答して、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作を行なう。インバータ１４には平滑コンデンサＣ０から直流電圧ＶＨが供給される。

インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。

また、インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。

このような制御により、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧ＶＨに変換し、その変換した直流電圧ＶＨ（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ２５）は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数（回転速度）を算出する。

制御装置３０は、外部に設けられた電子制御ユニット（上位ＥＣＵ：図示せず）から入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、レゾルバ２５からの回転角θに基づいて、交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。

昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。

次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。

図２は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムで用いられる制御方式を説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００では、インバータ１４における電圧変換について３つの制御モードを切換えて使用する。具体的には、３つの制御モードは、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の各制御モードである。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御方式として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御では、この基本波成分振幅をインバータ入力電圧の０．６１倍までしか高めることができない。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ＰＷＭデューティを最大値に維持した場合に相当する、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータ印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、搬送波の振幅を縮小するようにを歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることによって、変調率を０．６１〜０．７８の範囲まで高めることができる。本実施の形態では、通常のＰＷＭ制御方式である正弦波ＰＷＭ制御および、過変調ＰＷＭ制御の両者をＰＷＭ制御方式に分類する。

交流モータＭ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり、その必要電圧が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧（誘起電圧）よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧には限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）より低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御方式が適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流制御によって出力トルクがトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに制御される。

その一方で、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）に達すると、システム電圧ＶＨを維持した上で弱め界磁制御の一種としての矩形波電圧制御方式が適用される。矩形波電圧制御時には、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。

図３は、制御方式の選択手法を説明するフローチャートである。
図３のフローチャートに示されるように、図示しない上位ＥＣＵによって、アクセル開度等に従う車両要求出力に基づき交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが算出される（ステップＳ１００）のを受けて、制御装置３０は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび回転数からモータ必要電圧（誘起電圧）を算出し（ステップＳ１１０）、さらに、モータ必要電圧とシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）との関係に従って、矩形波電圧制御方式およびＰＷＭ制御方式（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調ＰＷＭ制御方式）のいずれを適用してモータ制御を行なうかを決定する（ステップＳ１２０）。ＰＷＭ制御方式の適用時に、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式のいずれを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて決定する。上記制御フローに従って、交流モータＭ１の運転条件に従って、図２に示した複数の制御方式のうちから適正な制御方式が選択される。

図４は、モータ条件に対応した制御方式の切換えを説明する図である。
制御方式の選択の結果、図４に示されるように、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ａ３では矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流モータＭ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

図５は、制御装置３０によって実行されるＰＷＭ制御の制御ブロック図である。
図５に示されるように、ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、ＰＩ演算部２４０と、ＰＷＭ信号生成部２６０と、制御モード判定部２７０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じたｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、レゾルバ２５によって検出される交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｖを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

ＰＩ演算部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。なお、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。

制御モード判定部２７０は、図３に示したフローチャートに従ってＰＷＭ制御方式（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調ＰＷＭ制御方式）が選択されたときに、以下に示す変調率演算に従って、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式の一方を選択する。

制御モード判定部２７０は、ＰＩ演算部２４０によって生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を用いて、下記（１），（２）式に従って線間電圧振幅Ｖａｍｐを算出する。

Ｖａｍｐ＝｜Ｖｄ♯｜・ｃｏｓφ＋｜Ｖｑ♯｜・ｓｉｎφ …（１）
ｔａｎφ＝Ｖｑ♯／Ｖｄ♯ …（２）
さらに、制御モード判定部２７０は、システム電圧ＶＨに対する上記演算による線間電圧振幅Ｖａｍｐの比である変調率Ｋｍｄを、すなわち下記（３）式に従って演算する。

Ｋｍｄ＝Ｖａｍｐ／ＶＨ♯…（３）
制御モード判定部２７０は、上記の演算により求められた変調率Ｋｍｄに従って、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の一方を選択する。なお、上述のように、制御モード判定部２７０による制御方式の選択はＰＷＭ信号生成部２６０における搬送波の切換えに反映される。すなわち、過変調ＰＷＭ制御方式時には、ＰＷＭ信号生成部２６０におけるＰＷＭ変調時に用いられる搬送波が、正弦波ＰＷＭ制御方式時の一般的なものから切換えられる。

あるいは、式（３）により求められた変調率ＫｍｄがＰＷＭ制御方式により実現可能な範囲を超えている場合には、制御モード判定部２７０は、矩形波電圧制御方式への変更を促す出力を上位ＥＣＵ（図示せず）に対して送出してもよい。

ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、図１に示したスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ１４が、ＰＷＭ制御部２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、電流指令生成部２１０に入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。

このように、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じた電流指令値（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）へモータ電流を制御する閉ループが構成されることにより、交流モータＭ１の出力トルクはトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従って制御される。

図６は、制御装置３０によって実行される矩形波電圧制御の制御ブロック図である。
図６を参照して、矩形波電圧制御部４００は、ＰＷＭ制御方式時と同様の座標変換部２２０と、トルク推定部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、位相リミッタ４３２と、矩形波発生部４４０と、信号発生部４５０とを含む。

座標変換部２２０は、ＰＷＭ制御方式時と同様に、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流をｄ軸電流Ｉｔおよびｑ軸電流Ｉｑに座標変換する。

トルク推定部４２０は、座標変換部２２０によって求められたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸Ｉｑを用いて、交流モータＭ１の出力トルクを推定する。トルク推定部４２０は、たとえば、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを引数としてトルク推定値Ｔｒｑを出力するトルク算出マップにより構成される。

ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク推定値Ｔｒｑの偏差ΔＴｒｑ（ΔＴｒｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｒｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｒｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。

位相リミッタ４３２は、ＰＩ演算部４３０の出力する位相φＶＩに所定の制限をかける。そして、位相リミッタの出力する電圧位相Φｖは、矩形波発生部４４０に与えられる。

矩形波発生部４４０は、電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。

図６に示した矩形波電圧制御部４００では、トルクフィードバック制御に用いるトルク推定値Ｔｒｑの算出を、図５に示したＰＷＭ制御時と同様に電流センサ２４およびレゾルバ２５の出力のみに基づいて実行している。このため、ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御との間で制御方式を切換えた場合においても、モータ制御に用いる交流モータの状態量（センサ検出量）に変化が生じない。

［矩形波電圧制御におけるオフセット電流の低減］
矩形波電圧制御では、ロータの回転角に対して矩形波の電圧位相を操作することによりトルク制御を実施している。たとえば、所定範囲内の位相操作量では、電気角に対して電圧位相を進める量に応じて、トルクを増加させることができる。通常、三相モータの場合、電圧位相を操作することが可能なタイミングは、電気角の１周期中に６回存在する。

しかし、電気角の１周期中に６回のタイミングの全てにおいて、様々な電圧位相への操作が可能にしておくと、毎回異なる電圧位相の操作が行なわれる可能性があり、三相の矩形電圧の上下幅が異なり、オフセット電流が発生するという問題がある。このオフセット電流は、過電流や車両振動の原因となる可能性がある。そこで、まずこの電圧位相の操作について説明を行なう。

図７は、矩形波制御において定常時で電圧位相を操作しない場合の各相の電圧波形を示した波形図である。

図７においては、横軸は時間を示すが、横軸には時間の変化に対応する電気角が記載されている。電気角は、ロータの回転位置に基づいて定まる。

三相モータの場合、矩形波制御では定常時にはＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗは１２０°ずつずれており、各波形は上下幅が電気角で各々１８０°と等しくなっている。各波形はオン・オフの幅が等しいのでこの状態ではオフセット電流は発生しない。

矩形波制御において電圧位相を変更することができるタイミングは、各相波形がオンからオフまたはオフからオンへと遷移するタイミングである。したがって、電圧位相を変更することができるタイミングは、図７の波形においては電気角６０°ごとに存在する。

図８は、電圧位相の操作によりオフセット電流が発生する例を説明するための図である。

図８を参照して、この例では、１８０°の電気角においてＵ相の電圧が遷移するタイミングを変更した場合が示される。この例の電圧位相の操作量は１０°である。電気角１８０°以降は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各波形は電気角１０°だけ後ろにずれている。すると、図８の矢印で示すように、オン幅が電気角１９０°となる部分がある。すると前後の隣り合う１８０°オフ期間と幅が異なるので、電圧のオン時とオフ時のバランスが一時的に崩れて、オフセット電流が発生する。操作量が１０°よりも大きくなれば、バランスの崩れが大きくなるのでオフセット電流はさらに大きくなる。

ここで、この１周期内で、トルク指令に応答して電気角でスイッチング（各矩形波電圧波形の立ち上がりまたは立下り）の位相を６０°遅らせたい場合を考える。電気角０°においてスイッチング位相を６０°遅らせるのでは、Ｕ相電圧のオフ期間が１８０＋６０＝２４０°になり、次のオン期間の１８０°と著しくバランスが崩れてしまう。同様にＶ相でもオフ期間が２４０°になる期間が発生し、Ｗ相ではオン期間が２４０°になる期間が発生してしまう。

このような場合、電圧位相を操作するときに電気周期ごとの操作量を一定に保てば、電圧のオン時とオフ時の幅を等しくしておくことができる。すなわち、各相においてオフからオンに遷移する波形の立ち上がりを遅らせる場合には、その次の立下りも遅らせて、スイッチング波形のオン幅とオフ幅をなるべく等しく保つように制御を行なえばよい。

以下に、電気角０°から３００°までの各スイッチングにおいて、毎回電圧位相の変化量を１０°ずつ増加させていく場合を例に説明する。

図９は、本願の発明が適用された場合の電圧位相の変化の一例を示した波形図である。
図９を参照して、電圧位相の変化の合計量が６０°である場合が例示されている。図９では、１周期内に各相で２回ずつ合計６回のスイッチングが行なわれている。位相の変化量がすべてゼロであれば、スイッチングが行われる時期は図７に示したように０°，６０°，１２０°，１８０°，２４０°，３００°の６箇所である。これらの時期をスイッチング基準位相と呼ぶことにする。

まず、スイッチング基準位相０°では、Ｕ相電圧Ｖｕを１０°遅らせる。すると、Ｕ相電圧ＶｕがＬからＨに立ち上がるのは電気角１０°の位置になる。

次に、スイッチング基準位相６０°では、先ほどの変化量よりもさらに１０°遅らせ、Ｗ相電圧Ｖｗを遷移させる時期を基準位相に対して２０°遅らせる。すると、Ｗ相電圧ＶｗがＨからＬに立ち下がるのは電気角６０＋２０＝９０°の位置になる。

次に、スイッチング基準位相１２０°では、先ほどの変化量よりもさらに１０°遅らせ、Ｖ相電圧Ｖｖを遷移させる時期を基準位相に対して３０°遅らせる。すると、Ｖ相電圧ＶｖがＬからＨに立ち上がるのは電気角１２０＋３０＝１５０°の位置になる。

次に、スイッチング基準位相１８０°では、先ほどの変化量よりもさらに１０°遅らせ、Ｕ相電圧Ｖｕを遷移させる時期を基準位相に対して４０°遅らせる。すると、Ｕ相電圧ＶｕがＬからＨに立ち下がるのは電気角１８０＋４０＝２２０°の位置になる。

次に、スイッチング基準位相２４０°では、先ほどの変化量よりもさらに１０°遅らせ、Ｗ相電圧Ｖｗを遷移させる時期を基準位相に対して５０°遅らせる。すると、Ｗ相電圧ＶｗがＬからＨに立ち上がるのは電気角２４０＋５０＝２９０°の位置になる。

次に、スイッチング基準位相３００°では、先ほどの変化量よりもさらに１０°遅らせ、Ｖ相電圧Ｖｖを遷移させる時期を基準位相に対して６０°遅らせる。すると、Ｖ相電圧ＶｖがＬからＨに立ち下がるのは電気角３００＋６０＝３６０°の位置になる。

そして、次の周期以降は、基準位相に対して一律に６０°遅らせて各相の波形を変化させる。このように、電圧波形の位相を６０°遅らせる場合に、１周期の間は変化分を次第に増加させていき、次の周期からは一律に６０°遅らせる。これにより、各相の電圧波形のオン期間とオフ期間のバランスが著しく崩れる場所が無くなり、オフセット電流の発生は防止される。

具体的には、破線で囲まれた期間ＴＵにおいては、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧のオン期間は２１０°であり、オフ期間も２１０°であるので、オフセット電流は発生しないことがわかる。

図１０は、図９に示した矩形波制御を実現する制御を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は、所定のメインルーチンから一定時間経過ごとまたは所定の条件が成立するごとに呼出されて実行される。

なお、このフローチャートの処理は、図１の制御装置３０によって実行されるものであるが、図６では、矩形波電圧制御部４００に相当する処理の内部で実行されるものである。

図１０を参照して、まずステップＳ１において現在の時刻が取得され、その時刻が電気角３００°に相当するタイミングであるか、すなわち、１周期におけるスイッチング基準位相０°，６０°，１２０°，１８０°，２４０°，３００°のうち最後のスイッチング基準位相であるか否かが判断される。ステップＳ１の判断が肯定的（ＹＥＳ）であれば処理はステップＳ２に進み、ステップＳ１の判断が否定的（ＮＯ）であれば、処理はステップＳ６に進む。

ステップＳ２では、前回のサイクルでステップＳ５において演算しておいたΔθａの６倍を基準位相からの変化量Δθに決定する。そしてステップＳ３において、相電圧のスイッチングを実行する。図９では、電気角０°の手前の３００°に相当する時刻で、変化量Δθ＝０°に設定されているので、Ｖ相電圧Ｖｖがちょうど３００°でＨレベルからＬレベルに立ち下がっている。

ステップＳ３に続いてステップＳ４の処理が実行される。ステップＳ４ではフィードバック演算により、１周期で位相をどれだけ変化させるかの合計量Δθｔｏｔが次式により演算される。
Δθｔｏｔ＝Ｋｐ×ΔＴｑ＋Ｋｉ×ΣΔＴｑ …（４）
なお、Ｋｐは比例積分制御（ＰＩ制御）の比例ゲインであり、Ｋｉは積分ゲインである。またＴｑはトルクである。この演算は、図６ではＰＩ演算部で実行される。

ステップＳ４に続いてステップＳ５の処理が実行される。ステップＳ５では、Δθｔｏｔの６分の１を、１周期のうちの６回のスイッチングにおけるスイッチング基準位相に対しての、各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量の１回あたりの増加量（または減少量）Δθａに設定する。そして、ステップＳ１７に処理が進み、制御はメインルーチンに移される。

ステップＳ１からステップＳ６に処理が進んだ場合には、ステップＳ６において、時刻ｔが電気角０°に相当するタイミングであるか、すなわち、１周期におけるスイッチング基準位相０°，６０°，１２０°，１８０°，２４０°，３００°のうち最初のスイッチング基準位相であるか否かが判断される。ステップＳ６の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ７処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ５で演算しておいたΔθａに設定される。

一方、ステップＳ６の判断が否定的（ＮＯ）であれば、ステップＳ８に処理が進む。ステップＳ８においては、時刻ｔが電気角６０°に相当するタイミングであるか否かが判断される。ステップＳ８の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ９に処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ７で設定する値よりもさらにΔθａだけ多いΔθａ×２に設定される。

ステップＳ８の判断が否定的（ＮＯ）であれば、ステップＳ１０に処理が進む。ステップＳ１０においては、時刻ｔが電気角１２０°に相当するタイミングであるか否かが判断される。ステップＳ１０の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ１１に処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ９で設定する値よりもさらにΔθａだけ多いΔθａ×３に設定される。

ステップＳ１０の判断が否定的（ＮＯ）であれば、ステップＳ１２に処理が進む。ステップＳ１２においては、時刻ｔが電気角１８０°に相当するタイミングであるか否かが判断される。ステップＳ１２の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ１３に処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ１１で設定する値よりもさらにΔθａだけ多いΔθａ×４に設定される。

ステップＳ１２の判断が否定的（ＮＯ）であれば、ステップＳ１４に処理が進む。ステップＳ１４においては、時刻ｔが電気角２４０°に相当するタイミングであるか否かが判断される。ステップＳ１４の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ１５に処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ１３で設定する値よりもさらにΔθａだけ多いΔθａ×５に設定される。

ステップＳ１４の判断が否定的（ＮＯ）であれば、今回の時刻ｔのタイミングではスイッチングが実行されない場合であり、ステップＳ１７に処理が進み制御はメインルーチンに移される。

ステップＳ７，Ｓ９，Ｓ１１，Ｓ１３，Ｓ１５のいずれかにおいて変化量Δθが設定された場合には、ステップＳ１６に処理が進み、対応する矩形波電圧のスイッチングが実行され、その後ステップＳ１７において制御はメインルーチンに移される。

図１０のフローチャートで説明したように、１周期に６回あるスイッチングにおいて、基準位相からの変化量をΔθａずつ増加させていき、１周期経過した後にはΔθｔｏｔの位相変化量となるように制御を行なう。このようにすることで、各相の波形のオン期間とオフ期間のバランスが著しく崩れてしまう部分がなくなり、オフセット電流を低減させることが可能となる。

最後に、本願実施の形態について、各図を参照して総括的に説明する。図１に示したモータ駆動システム１００は、たとえばハイブリッド自動車や電気自動車の車輪を駆動するために使用可能なものである。そして交流モータＭ１の制御装置は、図５に示したＰＷＭ制御部２００を含む制御装置としても図６に示した矩形波電圧制御部４００を含む制御装置としても動作しうる。

図６の矩形波電圧制御を行なうとき、交流モータの制御装置は、交流モータＭ１の回転位置を検出するセンサ（レゾルバ２５）と、センサ（レゾルバ２５）の出力に基づいて交流モータＭ１の各相に矩形波電圧を与える制御を行なう制御部（矩形波電圧制御部４００）とを備える。図９に示すように、制御部（矩形波電圧制御部４００）は、センサ（レゾルバ２５）の出力に基づいて定まる電気角の１周期（電気角０〜３６０°）内において、各相のスイッチング基準位相（０，６０，１２０，１８０，２４０，３００°）に対しての各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量（Δθ）をスイッチングごとに等しく増加または減少させる。

したがって、各矩形波のオン期間とオフ期間のバランスが著しく崩れてしまうことが避けられる。

好ましくは、図１０で説明したように、制御部（矩形波電圧制御部４００）は、電気角の１周期ごとに矩形波電圧の電圧位相変化の合計量（Δθｔｏｔ）を算出し（図１０：ステップＳ４）、合計量（Δθｔｏｔ）を１周期内のスイッチング回数で除算して各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量（Δθ）の増減量（Δθａ）を設定する（図１０：ステップＳ５）。

これにより、各矩形波のオン期間とオフ期間のバランスをうまく保ちながら、最終的には目標とする電圧位相を与えることができる。

より好ましくは、制御部（矩形波電圧制御部４００）は、交流モータの発生するトルク量を指示するトルク指令（Ｔｒｑｃｏｍ）に基づいて、矩形波電圧の電圧位相変化の合計量（Δθｔｏｔ）を算出する。

より好ましくは、制御部（矩形波電圧制御部４００）は、１周期内において、各相のスイッチング基準位相に対する第ｎ番目のスイッチングの位相差（Δθ）を、増減量（Δθａ）のｎ倍に設定する。つまり、１番目のスイッチングでは、図１０のステップＳ７に示すようにΔθ＝Δθａとなり、２番目のスイッチングでは、ステップＳ９に示すようにΔθ＝Δθａ×２となり、３番目のスイッチングでは、ステップＳ１１に示すようにΔθ＝Δθａ×３となる。さらに、４番目のスイッチングでは、ステップＳ１３に示すようにΔθ＝Δθａ×４となり、５番目のスイッチングでは、ステップＳ１５に示すようにΔθ＝Δθａ×５となり、６番目のスイッチングでは、ステップＳ２に示すようにΔθ＝Δθａ×６となる。

また、図１０のフローチャートによって説明される本実施の形態における交流モータの制御方法は、交流モータの回転位置を検出するセンサ（レゾルバ２５）の出力に基づいて交流モータの各相の矩形波電圧のレベルを遷移させるか否かを判断するステップ（Ｓ１，Ｓ６，Ｓ８，Ｓ１０，Ｓ１２，Ｓ１４）と、センサの出力に基づいて定まる電気角の１周期内において、各相のスイッチング基準位相に対しての各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量をスイッチングごとに等しく増加または減少させるように決定するステップ（Ｓ２，Ｓ７，Ｓ９，Ｓ１１，Ｓ１３，Ｓ１５）と、スイッチング基準位相および変化量に基づいて、各相の矩形波電圧のレベルを遷移させるスイッチング動作を実行するステップ（Ｓ３，Ｓ１６）とを備える。

好ましくは、交流モータの制御方法は、電気角の１周期ごとに矩形波電圧の電圧位相変化の合計量を算出するステップ（Ｓ４）と、合計量を１周期内のスイッチング回数で除算して各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量の増減量を設定するステップ（Ｓ５）とをさらに備える。

より好ましくは、決定するステップ（Ｓ２，Ｓ７，Ｓ９，Ｓ１１，Ｓ１３，Ｓ１５）は、１周期内において、各相のスイッチング基準位相に対する第ｎ番目のスイッチングの位相差を、増減量のｎ倍に設定する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムで用いられる制御方式を説明する図である。 制御方式の選択手法を説明するフローチャートである。 モータ条件に対応した制御方式の切換えを説明する図である。 制御装置３０によって実行されるＰＷＭ制御の制御ブロック図である。 制御装置３０によって実行される矩形波電圧制御の制御ブロック図である。 矩形波制御において定常時で電圧位相を操作しない場合の各相の電圧波形を示した波形図である。 電圧位相の操作によりオフセット電流が発生する例を説明するための図である。 本願の発明が適用された場合の電圧位相の変化の一例を示した波形図である。 図９に示した矩形波制御を実現する制御を説明するためのフローチャートである。

符号の説明

５ 負極線、６ 正極線、７ 正極線、１０＃ 直流電圧発生部、１０ 電圧センサ、１３ 電圧センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２４ 電流センサ、２５ レゾルバ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動システム、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０，４３０ ＰＩ演算部、２６０ ＰＷＭ信号生成部、２７０ 制御モード判定部、４００ 矩形波電圧制御部、４２０ トルク推定部、４３２ 位相リミッタ、４４０ 矩形波発生部、４５０ 信号発生部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (3)

1. 交流モータの制御装置であって、
   前記交流モータの回転位置を検出するセンサと、
   前記センサの出力に基づいて前記交流モータの各相に矩形波電圧を与える制御を行なう制御部とを備え、
   前記制御部は、前記センサの出力に基づいて定まる電気角の１周期内において、各相のスイッチング基準位相に対しての各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量をスイッチングごとに等しく増加または減少させ、
   前記制御部は、前記電気角の１周期ごとに矩形波電圧の電圧位相変化の合計量を算出し、前記合計量を前記１周期内のスイッチング回数で除算して各相の矩形波電圧の電圧位相の前記変化量の増減量を設定し、
   前記制御部は、前記１周期内において、前記各相のスイッチング基準位相に対する第ｎ番目のスイッチングの位相差を、前記増減量のｎ倍に設定する、交流モータの制御装置。
2. 前記制御部は、前記交流モータの発生するトルク量を指示するトルク指令に基づいて、矩形波電圧の電圧位相変化の前記合計量を算出する、請求項１に記載の交流モータの制御装置。
3. 交流モータの制御方法であって、
   前記交流モータの回転位置を検出するセンサの出力に基づいて前記交流モータの各相の矩形波電圧のレベルを遷移させるか否かを判断するステップと、
   前記センサの出力に基づいて定まる電気角の１周期内において、各相のスイッチング基準位相に対しての各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量をスイッチングごとに等しく増加または減少させるように決定するステップと、
   前記スイッチング基準位相および変化量に基づいて、各相の矩形波電圧のレベルを遷移させるスイッチング動作を実行するステップと、
   前記電気角の１周期ごとに矩形波電圧の電圧位相変化の合計量を算出するステップと、
   前記合計量を前記１周期内のスイッチング回数で除算して各相の矩形波電圧の電圧位相の前記変化量の増減量を設定するステップとを備え、
   前記決定するステップは、前記１周期内において、前記各相のスイッチング基準位相に対する第ｎ番目のスイッチングの位相差を、前記増減量のｎ倍に設定する、交流モータの制御方法。

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