JP2012235695A - ブラシレスｄｃモータ制御方法およびその装置 - Google Patents

Abstract

【課題】磁極位置角の検出を行うことなくブラシレスＤＣモータを駆動する。
【解決手段】インバータ部１からの出力波形をブラシレスＤＣモータ２に供給し、ブラシレスＤＣモータ２の電圧、電流、もしくは磁束を検出し、検出信号を位相基準発生部３に供給して位相基準を発生し、発生した位相基準および外部から与えられる位相指令に基づいて波形制御部４から波形制御信号を出力し、出力波形位相を所定値とすべくインバータ部１を制御する。
【選択図】図５

Description

この発明は、インバータの出力をブラシレスＤＣモータに供給するようにしたブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置に関する。

回転子に永久磁石を装着してなるブラシレスＤＣモータは、同期モータに比べて高効率で、省エネルギー運転が第１に望まれる用途で広く用いられている。そして、その制御回路構成としては、図２０に示すように、ブラシレスＤＣモータ７２の回転子位置（磁極位置）を検出するエンコーダ７３と、エンコーダ７３からの出力信号に基づいて磁極位置の検出を行う磁極位置検出部７４と、磁極位置検出信号に基づき、回転子位置角（磁極位置角）に同期したインバータ出力波形を出力すべくインバータ部７１を制御する波形制御部７５とを有する構成が一般的に採用されている。

また、信頼性やコスト面でエンコーダの組み込みが難しい用途（例えば、空気調和機、冷蔵庫などで使用される圧縮機の駆動源としての用途）では、ブラシレスＤＣモータの端子電圧から磁石による逆起電圧を検出し、検出された逆起電圧から回転子位置角を間接的に検出する方法が採用されている。なお、この方法は、（１）逆起電圧の基本波のゼロクロスを検出して磁極位置角信号とする方法（特開平５−２７６７８２号公報参照）、および（２）逆起電圧に含まれる３次高調波成分のゼロクロスを検出して磁極位置角信号とする方法（特開平７−８２７３２８号公報参照）に大別される。

特開平５−２７６７８２号公報 特開平７−８２７３２８号公報

武田他、「ＰＭモータの機器定数と出力範囲」、電学論Ｄ、１１０巻１１号、平成２年

（１）の方法を採用する場合には、各相に所定の通電オフ期間（電流が流れない期間）を設け、ブラシレスＤＣモータの端子電圧を検出しなければならないのであるから、通電波形が制約されてしまい、連続した通電波形（例えば、正弦波）でブラシレスＤＣモータを駆動することが不可能になってしまう。

（２）の方法を採用する場合には、電流に依存することなく磁極位置検出を行うことができるので（１）の方法のような電流波形に対する制約がなくなるが、逆起電圧に３次調波を含まないモータに適用することが不可能になってしまう。

すなわち、モータの高調波損失や騒音を低減するためには、電流が滑らかに変化する正弦波や台形波で駆動することが好ましいが、（１）の方法では磁極位置の検出が不可能になるのでブラシレスＤＣモータを駆動することができなくなり、（２）の方法では採用できるモータが制約されてしまい、所望のモータを採用することが不可能になってしまう。

この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、磁極位置角の検出を行うことなくブラシレスＤＣモータを駆動することができるブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置を提供することを目的としている。

この発明にかかるブラシレスＤＣモータ制御方法の第１の態様は、インバータ（１）の出力をブラシレスＤＣモータ（２）に供給するブラシレスＤＣモータ制御方法であって、１次磁束に基づいて回転位置角に拘束されない位相基準を生成し、前記位相基準に基づいてインバータ出力の電圧位相を設定すべく前記インバータを制御することを特徴とする。

ここで、およびこの明細書において、「１次磁束」とは、インバータ端子電圧を積分して得られるものを意味する。

この発明にかかるブラシレスＤＣモータ制御方法の第２の態様は、その第１の態様であって、前記ブラシレスＤＣモータの回転数に基づいて位相指令を生成し、前記位相基準及び前記位相指令に基づいて前記電圧位相を設定すべく前記インバータを制御する。

この発明にかかるブラシレスＤＣモータ制御方法の第３の態様は、その第１の態様または第２の態様であって、前記インバータの出力電位の中性点の電位を基準として前記インバータ出力の電圧を積分して前記１次磁束を得る。

この発明にかかるブラシレスＤＣモータ制御装置の第１の態様は、インバータ（１）の出力をブラシレスＤＣモータ（２）に供給するブラシレスＤＣモータ制御装置であって、１次磁束に基づいて回転位置角に拘束されない位相基準を生成する位相基準生成手段（３）（３’）と、前記位相基準に基づいてインバータ出力の電圧位相を設定すべくインバータ（１）を制御するインバータ制御手段（４）（５）とを含む。

この発明にかかるブラシレスＤＣモータ制御装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記インバータ制御手段は、前記ブラシレスＤＣモータの回転数に基づいた位相指令及び前記位相基準に基づいて、前記電圧位相を設定すべく前記インバータを制御する。

この発明にかかるブラシレスＤＣモータ制御装置の第３の態様は、その第１の態様または第２の態様であって、前記インバータの出力電位の中性点の電位を基準として前記インバータ出力の電圧を積分して前記１次磁束を得る。

ブラシレスＤＣモータ制御方法の第１の態様であれば、インバータの出力を供給してブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、１次磁束を検出して位相基準を生成し、生成された位相基準に基づいてインバータ出力の電圧位相を設定すべくインバータを制御するのであるから、通電オフ期間を設けることなくブラシレスＤＣモータを制御して効率の改善および騒音の低減を達成することができ、しかも逆起電圧に３次調波を含まないブラシレスＤＣモータにも適用することができる。そして１次磁束を検出して回転位置角に拘束されない位相基準を生成するのであるから、位相基準を簡単に生成することができる。

ブラシレスＤＣモータ制御方法の第２の態様であれば、ブラシレスＤＣモータの回転数に基づいてインバータ出力の電圧位相を設定するのであるから、脱調などがない。そして１次磁束を検出して回転位置角に拘束されない位相基準を生成するのであるから、位相基準を簡単に生成することができるほか、第１の態様と同様の作用を達成することができる。

ブラシレスＤＣモータ制御方法の第３の態様であれば、インバータの出力電位の中性点の電位を基準としてインバータ出力の電圧を積分して１次磁束を得るのであるから、主要な低次高調波である３次高調波が除去された相電圧の積分値として１次磁束を得ることができる。つまり、基本波電圧の時間積分（巻線磁束鎖交数）を歪みなく検出することができる。もって、検出した磁束波形に重畳する同相ノイズ成分を除去し、安定な比較器出力波形を出力することができる。

ブラシレスＤＣモータ制御装置の第１の態様であれば、インバータの出力を供給してブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、位相基準生成手段によって１次磁束を検出して位相基準を生成し、インバータ制御手段によって、生成された位相基準に基づいてインバータ出力の電圧位相を設定すべくインバータを制御することができる。

したがって、通電オフ期間を設けることなくブラシレスＤＣモータを制御して効率の改善および騒音の低減を達成することができ、しかも逆起電圧に３次調波を含まないブラシレスＤＣモータにも適用することができる。そして、前記位相基準生成手段として、１次磁束を検出して回転位置角に拘束されない位相基準を生成するものを採用するのであるから、位相基準を簡単に生成することができる。

ブラシレスＤＣモータ制御装置の第２の態様であれば、ブラシレスＤＣモータの回転数に基づいてインバータ出力の電圧位相を設定するのであるから、脱調などがない。そして１次磁束を検出して回転位置角に拘束されない位相基準を生成するのであるから、位相基準を簡単に生成することができるほか、第１の態様と同様の作用を達成することができる。

ブラシレスＤＣモータ制御装置の第３の態様であれば、インバータの出力電位の中性点の電位を基準としてインバータ出力の電圧を積分して１次磁束を得るのであるから、主要な低次高調波である３次高調波が除去された相電圧の積分値として１次磁束を得ることができる。つまり、基本波電圧の時間積分（巻線磁束鎖交数）を歪みなく検出することができる。もって、検出した磁束波形に重畳する同相ノイズ成分を除去し、安定な比較器出力波形を出力することができる。

さらに説明する。

一般にｄ−ｑ座標系で捉えたブラシレスＤＣモータの電圧方程式は、ｄ軸を永久磁石の磁束方向と一致するように設定すると、数１で表すことができる。

ここで、Ｒ［Ω］は巻線抵抗を、λａ［ｗｂ］は巻線に鎖交する永久磁石磁束数を、ω［ｒａｄ／ｓ］は回転角速度を、ｎはモータ極対数を、Ｌｄ［Ｈ］はｄ軸インダクタンスを、Ｌｑ［Ｈ］はｑ軸インダクタンスを、それぞれ示している。なお、ｐは微分演算子である。

ｄ−ｑ座標系における電圧をｖｄ、ｖｑ、電流をｉｄ、ｉｑで表せば、これら諸量は数２により３相座標系（ｕ−ｖ−ｗ）に変換することができる。

なお、θｅは回転子位置角［ｒａｄ］を電気角（電気角＝極対数×機械角）で表している。

ブラシレスＤＣモータに流れる３相交流電流の振幅をｉとし、ｑ軸に対する電流位相をβとすれば、ｉｑ＝ｉ・ｃｏｓβｉｄ＝−ｉ・ｓｉｎβとなる。そして、ブラシレスＤＣモータの瞬時トルクτは、τ＝ｎ・λａ・ｉ・ｃｏｓβ−（１／２）・Ｌｖ・ｉ2・ｓｉｎ２βとなる。ここで、Ｌｖ＝Ｌｄ−Ｌｑである。

さらに、数１において抵抗を無視し、微分項が０となる定常状態について考え、これと上記電流の式および瞬時トルクの式から、数３の関係を得る。

ここで、前記瞬時トルクの式並びに数３に着目すると、モータトルクは、電流の振幅ｉと位相β、もしくは電圧の振幅ｖと位相δにより定まることが分かる。

すなわち、モータトルクを制御するために、従来のブラシレスＤＣモータ駆動系は、回転子位置角信号に基づいて電流もしくは電圧位相を制御するようにしていた。

加えて、ＦＡ（ファクトリーオートメーション）などのサーボ用途では、電流に過渡現象が生じることがなく、かつ高速応答が得られるようにサーボ印加電圧を数１の電圧方程式に基づき精度よく演算決定するためにも、回転子位置角情報が用いられていた。

磁束、電圧並びに電流の位相関係、並びに通電により発生する固定子磁束と回転子の間に働く力を模式的に示すと、図１並びに図２に示すとおりとなる。

本願発明は、回転子位置角に拘束されない基準信号を基に、インバータ出力波形の位相を定める手段を設け、この位相指令に基づいて、もしくはこの位相指令をモータ負荷トルクに応答して変化させることにより、ブラシレスＤＣモータを駆動する。したがって、回転子位置角を直接的もしくは間接的に検出することを不要にすることができる。

さらに説明する。

回転子の表面に永久磁石を装着してなるブラシレスＤＣモータ（以下、表面磁石構造のブラシレスＤＣモータと称する）では、磁気構造的にＬｖ＝０となるため、前記瞬時トルクを表す式の第２項のトルク（以下、リラクタンストルクと称する）は発生せず、第１項のトルク（以下、磁石トルクと称する）のみが発生する。

これに対して、回転子の内部に永久磁石を装着してなるブラシレスＤＣモータ（以下、埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータと称する）では、磁石トルクおよびリラクタンストルクが発生するため、より高効率なモータとして、省エネルギー性が求められる機器で多く採用されるようになっている。そこで、埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータを例にとってその動作を説明する。用いたブラシレスＤＣモータの電気的諸量を表１に示す。

表１に示す電気的諸量を有するブラシレスＤＣモータを採用し、インバータの出力電流実効値を５［Ａ］に固定し、モータ回転数を３０［ｒｐｓ］に設定し、電流位相を変化させたときのトルクを前記瞬時トルクを表す式から演算した結果、図３に示す結果が得られた。

ここで、ブラシレスＤＣモータを駆動するために接続されたインバータは回転子位置角情報がフィードバックされておらず、すなわち、位置角情報に基づいた位相制御はされておらず、所定の周波数並びに振幅の交流電流を出力していると仮定し、さらにインバータの出力波形に同期してブラシレスＤＣモータが動作点Ａ（図３参照）で回転している場合について考える。

この状態で、負荷トルクが増加すると、回転速度がインバータ出力周波数に比べ遅くなる。この場合には、図１中に破線で示す方向にｄ−ｑ座標軸が変化し、逆起電圧に対するインバータ電流位相βが増加するとともに、トルクが増加する。そして、負荷トルクと等しい動作点Ｂ（図３参照）に移動し、同期速度で回転を継続する。すなわち、インバータ出力周波数とモータ回転速度を極対数倍した周波数とが等しい状態を維持する。

逆に負荷トルクが減少する場合については、上記の逆の軌跡を考えればよい。

これは、負荷トルクの変化がある範囲内であれば、ブラシレスＤＣモータ自身にトルクの不整合を吸収し、位相を調整する機能があり、インバータ制御側で出力波形と回転子位置角の位相とを精度よく制御しなくても、直ちにブラシレスＤＣモータの回転が不安定になったり停止することはなく、回転を継続できることを示している。

このことは、図２に示すように、固定子の磁束と回転子磁石との間に働く電磁力に「ばね」作用を想定することによって、定性的に簡単に理解することができる。

したがって、ブラシレスＤＣモータの負荷状態、すなわち、トルクや回転数に応答して、回転子位置に拘束されない位相指令を適宜変化させ、適正化することでブラシレスＤＣモータを制御することが可能であることが分かる。

また、表１に示す電気的諸量を有するブラシレスＤＣモータを採用し、インバータの出力電圧振幅を逆起電圧ｅと等しく固定し、モータ回転数を３０［ｒｐｓ］に設定し、電圧位相を変化させたときのトルクを数３から演算した結果、図４に示す結果が得られた。

前記と同様にブラシレスＤＣモータが動作点Ａ（図４参照）で回転している場合について考える。

この状態で、負荷トルクが増加すると、回転速度がインバータ出力周波数に比べ遅くなる。この場合には、図１中に破線で示す方向にｄ−ｑ座標軸が変化し、逆起電圧に対するインバータ電流位相δが増加するとともに、トルクが増加する。そして、負荷トルクと等しい動作点Ｂ（図４参照）に移動し、回転を継続する。

逆に負荷トルクが減少する場合については、上記の逆の軌跡を考えればよい。

すなわち、電流を制御した場合と同様に、ある範囲の負荷トルクの変化であれば、安定な回転制御を実現できることが分かる。

図５はこの発明に係るブラシレスＤＣモータ制御装置の構成を示すブロック図である。

このブラシレスＤＣモータ制御装置は、インバータ部１からの出力波形をブラシレスＤＣモータ２に供給し、ブラシレスＤＣモータ２の電圧、電流、もしくは磁束を検出し、検出信号を位相基準発生部３に供給して位相基準を発生し、発生した位相基準および外部から与えられる位相指令に基づいて波形制御部４から波形制御信号を出力し、出力波形位相を所定値とすべくインバータ部１を制御するようにしている。

したがって、電圧振幅が最大値に飽和した（固定化された）後も位相制御によるモータの弱め磁束制御（ｄ軸電流により、巻線に鎖交する磁石磁束数を等価的に減少させる制御）が可能で回転数範囲（定出力範囲）の拡大を実現できる。特に、埋込磁石構造のブラシレスＤＣモータは弱め磁束の効果が表面磁石構造のブラシレスＤＣモータに比べ大きく、モータ運転範囲をさらに拡大できる（武田他、「ＰＭモータの機器定数と出力範囲」、電学論Ｄ、１１０巻１１号、平成２年参照）。

ブラシレスＤＣモータ制御方法の第１の態様によれば、通電オフ期間を設けることなくブラシレスＤＣモータを制御して効率の改善および騒音の低減を達成することができ、しかも逆起電圧に３次調波を含まないブラシレスＤＣモータにも適用することができる。そして１次磁束を検出して回転位置角に拘束されない位相基準を生成するのであるから、位相基準を簡単に生成することができる。

ブラシレスＤＣモータ制御方法の第２の態様によれば、脱調などがない。そして１次磁束を検出して回転位置角に拘束されない位相基準を生成するのであるから、位相基準を簡単に生成することができるほか、第１の態様と同様の作用を達成することができる。

ブラシレスＤＣモータ制御方法の第３の態様によれば、主要な低次高調波である３次高調波が除去された相電圧の積分値として１次磁束を得ることができる。つまり、基本波電圧の時間積分（巻線磁束鎖交数）を歪みなく検出することができる。もって、検出した磁束波形に重畳する同相ノイズ成分を除去し、安定な比較器出力波形を出力することができる。

ブラシレスＤＣモータ制御装置の第１の態様によれば、インバータの出力を供給してブラシレスＤＣモータを制御するに当たって、位相基準生成手段によって１次磁束を検出して位相基準を生成し、インバータ制御手段によって、生成された位相基準に基づいてインバータ出力の電圧位相を設定すべくインバータを制御することができる。

したがって、通電オフ期間を設けることなくブラシレスＤＣモータを制御して効率の改善および騒音の低減を達成することができ、しかも逆起電圧に３次調波を含まないブラシレスＤＣモータにも適用することができる。そして、前記位相基準生成手段として、１次磁束を検出して回転位置角に拘束されない位相基準を生成するものを採用するのであるから、位相基準を簡単に生成することができる。

ブラシレスＤＣモータ制御装置の第２の態様によれば、脱調などがない。そして１次磁束を検出して回転位置角に拘束されない位相基準を生成するのであるから、位相基準を簡単に生成することができるほか、第１の態様と同様の作用を達成することができる。

ブラシレスＤＣモータ制御装置の第３の態様によれば、主要な低次高調波である３次高調波が除去された相電圧の積分値として１次磁束を得ることができる。つまり、基本波電圧の時間積分（巻線磁束鎖交数）を歪みなく検出することができる。もって、検出した磁束波形に重畳する同相ノイズ成分を除去し、安定な比較器出力波形を出力することができる。

磁束、電圧並びに電流の位相関係を示す図である。 通電により発生する固定子磁束と回転子との間に働く力を模式的に示す図である。 電流位相−トルク特性を示す図である。 電圧位相−トルク特性を示す図である。 この発明に係るブラシレスＤＣモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置の一実施態様を示す電気回路図である。 図６の制御マイコンの内部処理を説明するブロック図である。 磁束ゼロクロス信号をトリガ信号とする割り込み処理を説明するフローチャートである。 図８のステップＳＰ８の処理を詳細に説明するフローチャートである。 インバータ波形を制御するキャリア割り込み処理を説明するフローチャートである。 １相あたりのＰＷＭタイマ処理を説明するフローチャートである。 正弦波電圧による磁束軌跡を説明する図である。 複素平面上の電圧ベクトルを説明する図である。 正弦波電圧位相０°〜６０°において望ましい電圧ベクトルの軌跡を説明する図である。 領域の定義を説明する図である。 電圧ベクトルを各相トランジスタのオン・オフ状態に展開して示す図である。 磁束波形を示す図である。 回転数と位相指令との関係を示す図である。 この発明のブラシレスＤＣモータ制御装置の他の実施態様を概略的に示すブロック図である。 従来のブラシレスＤＣモータ制御装置を概略的に示すブロック図である。

以下、添付図面を参照して、この発明のブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置の実施の態様を詳細に説明する。

なお、説明の便宜上、断りのない限り、以降の説明では「１次磁束」を単に「磁束」と呼ぶことにする。

図６はこの発明のブラシレスＤＣモータ制御装置の一実施態様を示す電気回路図、図７は図６の制御マイコンの内部処理を説明するブロック図である。

このブラシレスＤＣモータ制御装置は、制御マイコン５から出力されるスイッチング指令がベース駆動回路１１を通して供給される電圧形インバータ部１２と、電圧形インバータ部１２の３相分の出力端子に対してＹ結線された抵抗回路１３と、電圧形インバータ部１２の各相の出力電圧を入力として積分動作を行う積分器１４と、２つづつの積分器１４からの積分出力の大小を比較する比較器１５と、各比較器１５からの比較出力を入力とするフォトカプラ１６と、全てのフォトカプラ１６からの出力を入力として磁束ゼロクロス信号を生成し、制御マイコン５の外部割り込み端子に供給する磁束ゼロクロス信号生成部１７とを有している。

前記各積分器１４は、電圧形インバータ部１２の各相の出力端子とオペアンプの反転入力端子との間に抵抗を直列接続し、反転入力端子と出力端子との間に抵抗とコンデンサとを互いに並列接続し、非反転入力端子を抵抗回路１３の中性点と接続してなる不完全積分器である。ただし、ブラシレスＤＣモータ１８を駆動する周波数帯域では完全積分器として動作するように抵抗、コンデンサの値を設定することにより、完全積分器として考えることができる。

前記磁束ゼロクロス信号生成部１７は、全てのフォトカプラ１６からの出力のうち、２つづつを入力とする３つの第１ＮＡＮＤゲートと、全ての第１ＮＡＮＤゲートからの出力を入力とする第２ＮＡＮＤゲートとを含んでいる。そして、全てのフォトカプラ１６からの出力をＳｕ、Ｓｖ、Ｓｗとし、第２ＮＡＮＤゲートからの出力をＳφとした場合のロジック真理値表は表２に示すとおりに設定されている。

図６に示すブラシレスＤＣモータ制御装置の作用は次のとおりである。

電圧形インバータ部１２の各相の出力電位をｖｕ’、ｖｖ’、ｖｗ’と表せば、抵抗回路１３の中性点の電位ｖｎ’は、ｖｎ’＝（ｖｕ’＋ｖｖ’＋ｖｗ’）／３となり、インバータ１２の出力波形のうち各相が同相になる３ｎ次高調波成分で変動することになる。差動入力で構成されたオペアンプの１入力端（非反転入力）がこの中性点に接続されるため、各相出力に接続されたオペアンプの出力は、主要な低次高調波成分である３次調波が除去された相電圧の積分値として得られる。換言すれば、基本波電圧の時間積分（巻線磁束鎖交数）を歪みなく検出することができる。

そして、検出された各相の磁束波形をそれぞれ比較器１５に入力する。例えば、ｕ相磁束を比較器Ｑｕｗの非反転入力端子、ｗ相磁束を比較器Ｑｕｗの反転入力端子に供給する。したがって、この比較器Ｑｕｗは、各相磁束波形の交点（ｕ−ｗ線間電圧の積分した波形のゼロクロスと等価）で反転する矩形波を出力する。他の比較器においても同様にして各相磁束波形の交点で反転する矩形波を出力する。これらの比較処理を行うことにより、検出した磁束波形に重畳する同相ノイズ成分を除去し、安定な比較器出力波形を出力することができる。

このようにして得られる３つの比較器出力は磁束ゼロクロス信号生成部１７に供給され、表２のロジック真理値表に示す論理演算を行って１ビットの磁束ゼロクロス信号Ｓφを生成し、制御マイコン５の外部割り込み端子に供給する。

前記制御マイコン５は、磁束ゼロクロス信号Ｓφを外部割り込み信号として動作するキャプチャ部５１、インデックス演算部５２と、キャリア割り込みタイマ５３と、フリーランタイマ５４と、フリーランタイマ５４のタイマ値をキャプチャ部５１を通して読み込み、これを前回タイマ値として記憶する前回タイマ値記憶部５５と、キャプチャ部５１を通して読み込んだフリーランタイマ５４のタイマ値と前回タイマ値とを入力として周期演算を行う周期演算部５６と、周期演算結果から速度演算を行う速度演算部５７と、演算された速度と外部から与えられる速度指令とを入力として速度制御演算（例えば、ＰＩ演算）を行って振幅指令を出力する速度制御部５８と、演算された速度、外部から与えられる位相指令α＊、フリーランタイマ５４のタイマ値、インデックス演算部５２から出力されるインデックス値Ｉｘ、および前回タイマ値を入力として位相演算を行い、電圧位相を出力する位相演算部５９と、速度制御部５８から出力される振幅指令および位相演算部５９から出力される位相を入力としてパルス幅演算を行うパルス幅演算部５０と、パルス幅演算結果を入力としてスイッチング指令を出力する３相ＰＷＭ（パルス幅変調）制御タイマ６０とを有している。

なお、位相演算部５９およびパルス幅演算部５０における処理は、キャリア割り込みタイマ５３からの割り込み信号を受けて行われる。

次いで、制御マイコン５における処理を図８から図１１のフローチャートを参照して説明する。

磁束ゼロクロス信号をトリガ信号として図８の割り込み処理が開始し、ステップＳＰ１において、処理開始時におけるフリーランタイマ５４のタイマ値Ｔ０をキャプチャ部５１に読み込み、ステップＳＰ２において、読み込まれたタイマ値Ｔ０および前回タイマ値記憶部５５に記憶されている前回タイマ値Ｔ１とに基づいて周期演算部５６により周期Ｔ（＝Ｔ１−Ｔ０）を演算し、ステップＳＰ３において、前記タイマ値Ｔ０を新たな前回タイマ値Ｔ１として前回タイマ値記憶部５５に記憶する。そして、ステップＳＰ４において、演算された周期Ｔから実速度ωを演算し、ステップＳＰ５において、位相演算のためのインデックス値Ｉｘを１だけインクリメントする。そして、ステップＳＰ６において、インデックス値Ｉｘが６よりも大きいか否かを判定し、インデックス値Ｉｘが６よりも大きいと判定された場合には、ステップＳＰ７において、インデックス値Ｉｘを０にセットする。

そして、ステップＳＰ６においてインデックス値Ｉｘが６よりも大きくないと判定された場合、またはステップＳＰ７の処理が行われた場合には、ステップＳＰ８において、速度制御演算を行い、そのまま元の処理に戻る。

図９は図８のステップＳＰ８の処理を詳細に説明するフローチャートである。

ステップＳＰ１において、実速度ωおよび速度指令ω＊を入力し、ステップＳＰ２において、速度偏差Δω（＝ω＊−ω）を演算し、ステップＳＰ３において、この速度偏差Δωを速度制御演算ごとに累積した値に加算するとともに、その結果に積分ゲインＫｉを乗算して積分項を求め、速度偏差Δωに比例ゲインＫｐを乗算した比例項と積分項とを加算して（ＰＩ演算を行って）、電圧振幅指令Ｖ＊としてパルス幅演算部に供給し、そのまま元の処理に戻る。

図１０はインバータ波形を制御するキャリア割り込み処理を説明するフローチャートである。このフローチャートの処理は、所定の周期でキャリア割り込みタイマから出力されるトリガ信号により処理を開始する。

ステップＳＰ１において、外部から与えられる位相指令α＊、外部割り込み処理により更新されるインデックス値Ｉｘ、前回タイマ値Ｔ１、および電圧振幅指令Ｖ＊を入力し、ステップＳＰ２において、現在のフリーランタイマ値ｔを読み込み、ステップＳＰ３において、電源位相φ｛＝６０°・Ｉｘ＋ω・（ｔ−Ｔ１）＋α＊｝を演算し、ステップＳＰ４において、電源位相φから各相パルス幅（インバータ部のトランジスタのオン・オフタイミング）を演算し（詳細は後述する）、ステップＳＰ５において、各相トランジスタに対するスイッチングパターンを初期化するとともに、それぞれのパルス幅を各相に対応したＰＷＭタイマにセットし、そのまま元の処理に戻る。

図１１は１相あたりのＰＷＭタイマ処理を説明するフローチャートであり、ＰＷＭタイマに設定した時刻になったことに応答して実行される。

ステップＳＰ１において、トランジスタ信号を反転し、そのまま元の処理に戻る。

次いで、パルス幅演算について説明する。

ブラシレスＤＣモータを含む３相交流モータ全般について、モータ巻線に印加すべき端子電圧は正弦波の交流電圧が理想である。

ここで、３相交流電圧を数４とする。

そして、これを便宜上、数５で複素平面に投影する。

ここで、ｅｘｐ（ｊθ）＝ｃｏｓθ＋ｊ・ｓｉｎθ、ｊは虚数である。

そして、λ＝∫ｖｐ・ｄｔ＝ｊ（Ｖ／ω）・ｅｘｐ（−ｊ・ω・ｔ）
により時間積（磁束）軌跡に変換し、複素平面に描くと、半径がＶ／ω、接線速度がＶの円軌跡となる（図１２参照）。

一方、インバータ端子電圧はインバータ直流部のマイナス側を基準とした場合、トランジスタのオン状態により、表３に示すような７通りの状態がある。

なお、インバータ直流部＋側にコレクタ端子が接続されたトランジスタ（以下、上アームトランジスタと称する）がオンの状態を”１”、インバータ直流部−側にエミッタ端子が接続されたトランジスタ（以下、下アームトランジスタと称する）がオンの状態を”０”で表している。電圧形インバータは機能上、上アームトランジスタと下アームトランジスタを排他的にオン制御するため、表３以外のスイッチ状態を考慮する必要はない。そして、便宜上、７種のスイッチング状態を電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の記号で対応付けて示している。

ここで、各電圧ベクトルを数５により複素平面上に描くと、図１３に示すように、６０°毎に配置された長さＶｄｃ（＝インバータ直流部の電圧）の６種のベクトルと長さのない２種のゼロベクトルとなる。

ここで、インバータの出力波形による磁束軌跡が正弦波電圧による円軌跡に近づくような各電圧ベクトルの出力時間を考える。

正弦波電圧位相ω・ｔが０°〜６０°の範囲についての拡大図は図１４に示すとおりである。

三角形Ｐ０ｑＰ１に着目すると、辺Ｐ０Ｐ１は、ＰＷＭのキャリア周期Ｔｃが十分に短いとすれば、正弦波電圧の作る円軌跡の接線速度Ｖとキャリア周期Ｔｃとの積として求めることができる。また、∠ｑＰ０Ｐ１＝ω・ｔ、∠Ｐ０ｑＰ１＝１２０°なので、数６の関係を得る。

電圧位相０°〜６０°を領域Ｉとして、電圧位相１周期を図１５に示すように６領域に分け、それぞれの領域で用いる電圧ベクトルを表４のように選定することで、円軌跡に近接した多角形の軌跡を得ることができる。

また、例えば、領域ＩにおけるＶ４をメインベクトル、Ｖ６をサブベクトルと呼び、各領域についてメインベクトル、サブベクトルとすべき電圧ベクトルを表４に示す。

そして、各ベクトルの出力時間は、ゼロベクトル出力時間τ０／Ｔ＝１−Ｋｓ・ｓｉｎ（π／３＋ψ０）
メインベクトル出力時間τｍａｉｎ／Ｔ＝Ｋｓ・ｓｉｎ（π／３−ψ０）
サブベクトル出力時間τｓｕｂ／Ｔ＝Ｋｓ・ｓｉｎψ０ここで、Ｋｓ＝（２１／２・Ｖ）／Ｖｄｃ（０≦Ｋｓ≦１）、ψ０＝ＭＯＤ（φ／６０°）、ＭＯＤは余りをとる関数である。となる。

図１６はＶ０からスタートする場合｛図１６中（ａ）参照｝とＶ７からスタートする場合｛図１６中（ｂ）参照｝とのそれぞれについて、各相のトランジスタ信号の初期値と各相のＰＷＭタイマに設定すべき期間とを明らかにするために領域Ｉと領域ＩＩとについて、電圧ベクトルを各相トランジスタのオンオフ状態に展開して例示している。

Ｖ０からスタートする領域Ｉでは、キャリア周期毎に各相のトランジスタ信号を”０”に初期化し、ｕ相タイマにはτ０、ｖ相タイマにはτ０＋τｍａｉｎを設定し、それぞれの時刻にトランジスタ信号を反転処理すればよく、ｗ相タイマにはＴｃを設定し、スイッチングが行われないようにしておく。

また、Ｖ７からスタートする領域ＩＩでは、キャリア周期毎に各相のトランジスタ信号を”１”に初期化し、ｗ相タイマにはτ０、ｕ相タイマにはτ０＋τｍａｉｎを設定し、それぞれの時刻にトランジスタ信号を反転処理すればよく、ｖ相タイマにはＴｃを設定し、スイッチングが行われないようにしておけばよいことが分かる。

他の領域も同様に展開することで、設定すべきタイマ値、キャリア毎に設定するトランジスタ信号の初期値を知ることができる。

表５にキャリアの開始時刻におけるトランジスタ信号の初期値（電圧ベクトルで示す）とＰＷＭタイマに設定するタイマ値とを各領域毎に示している。

図１７は図６のブラシレスＤＣモータ制御装置の動作波形の一部を示す図である。なお、図６のブラシレスＤＣモータ制御装置では比較器入力部で磁束の差分をとっているため、便宜上、各相磁束検出の差分波形λｕｖ、λｖｗ、λｗｕを示している。

ここで、インバータ出力電圧Ｖが一定の場合を太実線で、インバータ出力電圧が変化した場合を細実線で示している。

以下、図１７を参照して、モータ速度、すなわちインバータ出力周波数がどのように制御されているかを説明する。

図６のブラシレスＤＣモータ制御装置では、図１７の磁束波形のゼロクロスの周期を測定して速度情報としている。

インバータ出力電圧Ｖが一定の場合におけるゼロクロス点はＡ点、Ｂ点、Ｃ点、Ｄ点であり、この場合の周期情報は一定である。

ここで、増速指令を与えると、速度制御演算によりインバータ出力電圧Ｖは増加する。この結果、電圧の積分波形である磁束波形は、一定電圧時に比べて早く変化する細実線の軌跡を辿り、Ｅ点でゼロクロスとなる。そして、このゼロクロス周期から演算される速度も上昇し、これが前記電圧位相φの演算に反映されることによりインバータの出力周波数が増加する。

一方、減速指令の場合には、磁束波形の軌跡がＦ点でゼロクロスする細実線の軌跡になり、検出速度は減速し、これが前記電圧位相φの演算に反映されることによりインバータの出力周波数が減少する。

そして、増減速共に、磁束波形のゼロクロスから検出される速度と速度指令との偏差をとり、これをＰＩ演算するフィードバック制御により、所定の電圧振幅Ｖ、周波数ωのポイントで定常運転となる（速度指令ω＊と等しくなる）。

図１８は図６のブラシレスＤＣモータ制御装置において、回転数を変化させ、モータ運転が可能な（脱調などがない）位相指令値を実験的に定めた結果を示す図である。

したがって、このような回転数と位相指令との関係を予めテーブル化しておくことができる。

図１９は回転数と位相指令との関係を示すテーブルを組み込むことによってブラシレスＤＣモータを制御するための構成例を示すブロック図である。

このブラシレスＤＣモータ制御装置は、インバータ部１からの出力電圧をブラシレスＤＣモータ２に印加し、ブラシレスＤＣモータ２の電圧を検出して磁束ゼロクロス発生部３’に供給し、磁束ゼロクロス発生部３’から出力される磁束ゼロクロス検出信号を波形制御部４および速度検出部６に供給している。そして、速度検出部６により検出された速度（回転数）を位相テーブル部７に供給して回転数に対応する位相指令を読み出し、波形制御部４に供給する。

波形制御部４においては、磁束ゼロクロス検出信号および位相指令に基づく波形制御演算を行ってスイッチング指令を出力し、インバータ部１に供給する。

したがって、この場合には、外部から位相指令を与えることなくブラシレスＤＣモータを制御することができる。

以上の実施態様においては、位相基準を発生させるために磁束波形のゼロクロス点を用いているが、例えば、電圧形インバータを用いる場合には、インバータ出力電流のゼロクロス点を検出して位相基準を発生させることが可能であり、電流形インバータを用いる場合には、インバータ出力電圧のゼロクロス点を検出して位相基準を発生させることが可能である。また、ゼロクロス点以外の点（例えば、ピーク点）を検出して位相基準を発生させることも可能である。

また、インバータ出力端子電圧を積分し、磁束波形を得る構成としたが、固定子に発生する磁束を正確に検出するために、インバータの各相出力電圧から巻線抵抗での電圧降下を差し引いた電圧に対して積分する構成に代えてもよい。

以上のようにこの発明に係るブラシレスＤＣモータ制御方法およびその装置を採用すれば、直接的に磁極位置を検出するためのセンサ（例えば、ロータリーエンコーダなど）を回転子に装着する必要がなく、しかも、磁極位置を間接的に検出するためのインバータ出力波形に対する制約｛例えば、電圧形インバータの出力端子が開放状態となる非通電（オフ）期間を設けることなど｝も不要となり、ブラシレスＤＣモータの騒音低減や効率改善の観点で好ましい波形を、磁極位置検出を伴うことなく採用することができる。

１ インバータ部
２ ブラシレスＤＣモータ
３ 位相基準発生部
３’ 磁束ゼロクロス発生部
４ 波形制御部
５ 制御マイコン
６ 速度検出部

あるいは、１次磁束は前記インバータ（１）の出力端子電圧から巻線抵抗での電圧降下を差し引いた電圧を積分して得られる。

この発明にかかるブラシレスＤＣモータ制御方法の第２の態様は、その第１の態様であって、前記インバータの出力端子電圧は、前記インバータの出力電位の中性点の電位を基準とする。

この発明にかかるブラシレスＤＣモータ制御装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記インバータの出力端子電圧は、前記インバータの出力電位の中性点の電位を基準とする。

ブラシレスＤＣモータ制御方法の第２の態様であれば、インバータの出力端子電圧はインバータの出力電位の中性点の電位を基準とするのであるから、主要な低次高調波である３次高調波が除去された相電圧の積分値として１次磁束を得ることができる。つまり、基本波電圧の時間積分（巻線磁束鎖交数）を歪みなく検出することができる。もって、検出した磁束波形に重畳する同相ノイズ成分を除去し、安定な比較器出力波形を出力することができる。

ブラシレスＤＣモータ制御装置の第２の態様であれば、インバータの出力電位の中性点の電位を基準として１次磁束を得るのであるから、主要な低次高調波である３次高調波が除去された相電圧の積分値として１次磁束を得ることができる。つまり、基本波電圧の時間積分（巻線磁束鎖交数）を歪みなく検出することができる。もって、検出した磁束波形に重畳する同相ノイズ成分を除去し、安定な比較器出力波形を出力することができる。

ブラシレスＤＣモータ制御方法の第２の態様によれば、主要な低次高調波である３次高調波が除去された相電圧の積分値として１次磁束を得ることができる。つまり、基本波電圧の時間積分（巻線磁束鎖交数）を歪みなく検出することができる。もって、検出した磁束波形に重畳する同相ノイズ成分を除去し、安定な比較器出力波形を出力することができる。

ブラシレスＤＣモータ制御装置の第２の態様によれば、主要な低次高調波である３次高調波が除去された相電圧の積分値として１次磁束を得ることができる。つまり、基本波電圧の時間積分（巻線磁束鎖交数）を歪みなく検出することができる。もって、検出した磁束波形に重畳する同相ノイズ成分を除去し、安定な比較器出力波形を出力することができる。

Claims (6)

1. インバータ（１）の出力をブラシレスＤＣモータ（２）に供給するブラシレスＤＣモータ制御方法であって、
   １次磁束に基づいて回転位置角に拘束されない位相基準を生成し、
   前記位相基準に基づいてインバータ出力の電圧位相を設定すべく前記インバータを制御することを特徴とするブラシレスＤＣモータ制御方法。
2. 前記ブラシレスＤＣモータの回転数に基づいて位相指令を生成し、前記位相基準及び前記位相指令に基づいて前記電圧位相を設定すべく前記インバータを制御する、請求項１記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。
3. 前記インバータの出力電位の中性点の電位を基準として前記インバータ出力の電圧を積分して前記１次磁束を得る、請求項１または請求項２に記載のブラシレスＤＣモータ制御方法。
4. インバータ（１）の出力をブラシレスＤＣモータ（２）に供給するブラシレスＤＣモータ制御装置であって、
   １次磁束に基づいて回転位置角に拘束されない位相基準を生成する位相基準生成手段（３）（３’）と、
   前記位相基準に基づいてインバータ出力の電圧位相を設定すべくインバータ（１）を制御するインバータ制御手段（４）（５）と
   を含む、ブラシレスＤＣモータ制御装置。
5. 前記インバータ制御手段は、前記ブラシレスＤＣモータの回転数に基づいた位相指令及び前記位相基準に基づいて、前記電圧位相を設定すべく前記インバータを制御する、請求項４記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
6. 前記インバータの出力電位の中性点の電位を基準として前記インバータ出力の電圧を積分して前記１次磁束を得る、請求項４または請求項５に記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。

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