JP2011169797A - 信号処理方法、信号処理装置、及び振動型密度計 - Google Patents

Abstract

【課題】被測定流体の温度変化、気泡混入、気体から液体への急速な変化があっても、常に一定の精度で計測でき、位相及び密度計測を少ない演算量で行える信号処理装置を提供する。
【解決手段】測定用の流管を構成する少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブを駆動装置により加振させ、前記フローチューブを交番駆動して、振動検出センサである速度センサ若しくは加速度センサによってフローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出して、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，可変調な周波数信号を発信出力する発信器９０と，速度センサ若しくは加速度センサによって検出される入力周波数と、発信器９０の出力周波数Ｆ_Ｘを加算（又は減算）して周波数変換し、該周波数変換後の周波数値が常に一定になるように周波数シフトする周波数変換部８５とによって構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、流管に作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計に関する。

未知の流体の密度を測定するために、コリオリ流量計を用いることが知られている。
コリオリ流量計は、被測定流体の流通する流管の両端を支持し、その支持点回りに流管の流れ方向と垂直な方向に振動を加えたときに、流管（以下、振動が加えられるべき流管をフローチューブという）に作用するコリオリの力が質量流量に比例することを利用して質量流量を測定するものである。
一方、振動式密度計は、流体が流れる流管（以下、振動が加えられるべき流管をフローチューブという）の共振周波数が密度の変化によって変化することを利用して、被測定流体の密度を測定するものである。
このような振動式密度計は、その主要構成が、コリオリ流量計と共通しているために、被測定流体の質量流量を測定するためのコリオリ流量計を用いて構成して、質量流量と同時に密度を計測することが従来より行われている。
したがって、フローチューブが共振振動する周期或いは周波数を測定すること
によって、流体の密度を計測することが可能となる。このフローチューブの形状は直管式と湾曲管式とに大別されている。

湾曲管式のフローチューブを用いる場合は、被測定流体が流れるフローチューブを両端で支持し、支持されたフローチューブの中央部を支持線に対し、直角な方向に交番駆動したとき、フローチューブの両端支持部と中央部との間の対称位置に質量流量を測定するものである。
フローチューブの交番駆動の周波数をフローチューブの固有の振動数と等しくすると、被測定流体の密度に応じた一定の駆動周波数が得られ、小さい駆動エネルギで駆動することが可能となる。そこで、フローチューブを固有振動数で駆動するのが一般的となっている。

このような湾曲管式のフローチューブを用いて密度の測定を行う場合、フローチューブを駆動するための駆動手段としては、コイルとマグネットの組み合わせで用いられることが一般的になっている。そのコイルとマグネットの取り付けに関しては、フローチューブの振動方向に対してオフセットしてない位置に取り付けることが、コイルとマグネットの位置関係のズレを最小にする上で好ましい。そこで、並列二本のフローチューブを備える湾曲管式のコリオリ流量計のような並列二本のフローチューブにあっては、コイルとマグネットとを挟み込む状態に取り付けられている。そのため、相対する二本のフローチューブの距離が少なくともコイルとマグネットとを挟み込む分だけ離れるような設計がなされている。

二本のフローチューブがそれぞれ平行する面内に存在するコリオリ流量計であって、口径が大きいフローチューブを用いたり、剛性が高いフローチューブを用いた場合には、駆動手段のパワーを高める必要があることから、大きな駆動手段を二本のフローチューブの間に挟み込まなければならない。そのため、フローチューブの根元である固定端部においても、そのフローチューブ同士の距離が必然的に広くなるように設計されている。

一般的に知られているＵ字管の測定チューブを備えるコリオリ流量計１は、図１３に示す如く、２本のＵ字管状の測定チューブ２，３の検出器４と、変換器５とを有して構成されている。
測定チューブ２，３の検出器４には、測定チューブ２，３を共振振動させる加振器６と、該加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７と、該加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度を検出する右速度センサ８と、振動速度検出時の測定チューブ２，３内を流れる被測定流体の温度を検出する温度センサ９とを備えている。これら加振器６と、左速度センサ７と、右速度センサ８と、温度センサ９は、それぞれ変換器５に接続されている。

このコリオリ流量計１の測定チューブ２，３内に流れる被測定流体は、測定チューブ２，３の右側（右速度センサ８が設置されている側）から左側（左速度センサ７が設置されている側）に流れるようになっている。
したがって、右速度センサ８によって検出される速度信号は、測定チューブ２，３に流入する被測定流体の入口側速度信号となる。また、左速度センサ７によって検出される速度信号は、測定チューブ２，３から流出する被測定流体の出口側速度信号となる。

この変換器５は、駆動制御部１０と、位相計測部１１と、温度計測部１２とによって構成されている。
変換器５は、図１４に示す如きブロック構成を有している。
すなわち、変換器５は、入出力ポート１５を有している。この入出力ポート１５には、駆動制御部１０を構成する駆動信号出力端子１６が設けられている。駆動制御部１０は、測定チューブ２，３に取り付けられた加振器６に、所定のモードの信号を駆動信号出力端子１６から出力し、測定チューブ２，３が共振振動させている。
なお、振動速度を検出する左速度センサ７、右速度センサ８は、各々加速度センサであっても、もちろんよい。

この駆動信号出力端子１６には、増幅器１７を介して、駆動回路１８が接続されている。この駆動回路１８においては、測定チューブ２，３を共振振動させる駆動信号を生成し、該駆動信号を増幅器１７に出力する。この増幅器においては、入力した駆動信号を増幅して、駆動信号出力端子１６に出力する。この駆動信号出力端子１６においては、増幅器１７から出力されてくる駆動信号を加振器６に出力する。

また、入出力ポート１５には、加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号を入力する左速度信号入力端子１９が設けられており、この左速度信号入力端子１９は、位相計測部１１を構成している。
また、入出力ポート１５には、加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号を入力する右速度信号入力端子２０が設けられており、この右速度信号入力端子２０は、位相計測部１１を構成している。

位相計測部１１は、測定チューブ２，３に取り付けられた加振器６に、所定のモードの信号を駆動信号出力端子１６から出力して、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときの一対の速度センサの振動信号をＡ／Ｄ変換しデジタル変換処理をした後、変換された信号の位相差を求めている。
左速度信号入力端子１９には、増幅器２１の入力端子が接続されており、この増幅器２１の出力端子には、Ａ／Ｄ変換器２２が接続されている。このＡ／Ｄ変換器２２においては、左速度信号入力端子１９から出力される振動信号を増幅器２１で増幅したアナログ信号をデジタル値に変換している。
Ａ／Ｄ変換器２２には、演算器２３が接続されている。

また、右速度信号入力端子２０には、増幅器２４の入力端子が接続されており、この増幅器２４の出力端子には、Ａ／Ｄ変換器２５が接続されている。このＡ／Ｄ変換器２５においては、右速度信号入力端子２０から出力される振動信号を増幅器２４で増幅したアナログ信号をデジタル値に変換している。
そして、Ａ／Ｄ変換器２５の出力されるデジタル信号は、演算器２３に入力される。

さらに、入出力ポート１５には、温度センサ９からの検出値を入力する温度計測部１１を構成する温度信号入力端子２６が設けられている。温度計測部１１は、測定チューブ２，３内に設けられ測定チューブ２，３内の温度を検出する温度センサ９による検出温度によってチューブ温度の補償を行っている。
この温度センサ９には、一般に抵抗型温度センサが用いられており、抵抗値を計測することによって温度を算出している。
温度信号入力端子２６には、温度計測回路２７が接続されており、この温度計測回路２７によって温度センサ９から出力される抵抗値に基づいて測定チューブ２，３内の温度を算出している。この温度計測回路２７において算出した測定チューブ２，３内の温度は、演算器２３に入力されるようになっている。

このようなコリオリ流量計１による位相計測方法は、測定チューブ２，３に取り付けられた加振器６から、測定チューブ２，３に１次モードで振動が与えられ、この振動が与えられた状態で、測定チューブ２，３内に被測定流体が流れると、測定チューブ２，３に位相モードが生成される。
したがって、コリオリ流量計１の右速度センサ８からの信号（入口側速度信号）と左速度センサ７からの信号（出口側速度信号）は、この２つの信号が重畳された形で出力される。この２つの信号が重畳された形で出力される信号は、流量信号だけでなく不要なノイズ成分を多く含んでおり、さらに計測流体の密度変化などによっても振動数が変化してしまう。

そのために、左速度センサ７と右速度センサ８からの信号の内、不要な信号を取り除く必要がある。しかしながら、左速度センサ７と右速度センサ８からの信号の内、不要な信号を取り除き、位相を計算することは非常に難しい。
さらに、コリオリ流量計１は、非常に高精度な計測と高速な応答性を要求されることがしばしばある。この要求を満足するためには、非常に複雑な演算と高い処理能力をもった演算器を必要とし、コリオリ流量計そのものが非常に高価なものになっている。
このようなことから、コリオリ流量計には、常に計測周波数に合わせた最適なフィルタと高速な演算方法を併せ持った位相差計測方法とフローチューブの共振周波数計測の確立が必要とされている。

従来の流量を計算するための位相差計測方法において、ノイズを除去するためのフィルタ処理方法としては、アナログフィルタを用いた方法と、デジタルフィルタを用いた方法とがある。
アナログフィルタを用いた方法は、比較的安価に構成できる（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。しかし、この特許文献１、特許文献２においてフィルタの能力を上げることには限界があり、コリオリ流量計のフィルタとしては、十分ではないという問題点がある。

近年、デジタル信号処理を用いたコリオリ流量計が数多く開発されており、
従来の流量を計算するための位相差計測方法において、ノイズを除去するためのフィルタ処理方法としてデジタルフィルタを用いた方法が開発されている。
デジタル信号処理を用いたコリオリ流量計のタイプとしては、従来、フーリエ変換を用いて位相を計測する方法（例えば、特許文献３参照）、ノッチフィルタ、バンドパスフィルタなどのフィルタテーブルを持つことによって、入力周波数に併せた最適なテーブルを選択し、位相を計測する方法（例えば、特許文献４、特許文献５参照）などがある。

《フーリエ変換を用いた位相計測方法》
フーリエ変換を用いた位相計測方法による変換器は、図１５に示す如きブロック構成を用いて行われる。
図１５において、左速度センサ７によって検出される加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口側速度信号）を入力する入出力ポート１５に設けられている左速度信号入力端子１９には、ローパスフィルタ３０が接続されている。このローパスフィルタ３０は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７から出力される左速度信号（出口側速度信号）を周波数フィルタを通して、低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）のみを取り出す回路である。

このローパスフィルタ３０には、Ａ／Ｄコンバータ３１が接続されている。このＡ／Ｄコンバータ３１は、ローパスフィルタ３０から出力されてくるアナログ信号である左速度信号をデジタル信号に変換するものである。このＡ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された左速度信号は、位相差計測器３２に入力される。
また、このＡ／Ｄコンバータ３１には、タイミング発生器３３が接続されている。このタイミング発生器３３は、入力周波数のＭ倍（Ｍは自然数）のサンプリングのタイミングを生成するものである。

一方、右速度センサ８によって検出される加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）を入力する入出力ポート１５に設けられている右速度信号入力端子２０には、ローパスフィルタ３４が接続されている。このローパスフィルタ３４は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度を検出する右速度センサ８から出力される右速度信号（入口側速度信号）を周波数フィルタを通して、低い周波数の右速度信号（入口側速度信号）のみを取り出す回路である。

このローパスフィルタ３４には、Ａ／Ｄコンバータ３５が接続されている。このＡ／Ｄコンバータ３５は、ローパスフィルタ３４から出力されてくるアナログ信号である右速度信号をデジタル信号に変換するものである。このＡ／Ｄコンバータ３５においてデジタル信号に変換された右速度信号は、位相差計測器３２に入力される。
また、このＡ／Ｄコンバータ３５には、タイミング発生器３３が接続されている。このタイミング発生器３３は、入力周波数のＭ倍（Ｍは自然数）のサンプリングのタイミングを生成するものである。

また、右速度センサ８によって検出される加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）を入力する入出力ポート１５に設けられている右速度信号入力端子２０には、周波数計測器３６が接続されている。この周波数計測器３６は、右速度センサ８によって検出される加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）の周波数を計測するものである。
この周波数計測器３６には、タイミング発生器３３が接続されている。この周波数計測器３６において計測された周波数は、タイミング発生器３３に出力され、タイミング発生器３３において入力周波数のＭ倍（Ｍは自然数）のサンプリングのタイミングが生成され、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５に出力される。
この位相差計測器３２と、タイミング発生器３３と、周波数計測器３６とによって位相計測演算器４０が構成されている。

図１５に示すように構成されるフーリエ変換を用いた位相計測方法においては、右速度センサ８からの入力信号（入口側速度信号）が、まず、周波数計測器３６に入力され周波数が計測される。この周波数計測器３６において計測された周波数は、タイミング発生器３３に入力され、このタイミング発生器３３においては、入力周波数のＭ倍（Ｍは自然数）のサンプリングのタイミングが生成され、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５に入力される。
また、Ａ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口側速度信号）と、Ａ／Ｄコンバータ３５においてデジタル信号に変換された測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）は、位相差計測器３２に入力される。そして、この位相差計測器３２において、内蔵されるディスクリートフーリエ変換器でフーリエ変換され、その変換された信号の実数成分と虚数成分との比から位相差が演算される。

《デジタルフィルタを用いた位相計測方法》
デジタルフィルタを用いた位相計測方法における変換器について、図１６，図１７に示されるブロック構成図を用いて説明する。
デジタルフィルタには、ノッチフィルタやバンドパスフィルタなどの周波数選択手段があり、このノッチフィルタやバンドパスフィルタなどの周波数選択手段を用い入力信号のＳ／Ｎ比を向上させるものである。
図１６には、デジタルフィルタとしてノッチフィルタを用いた変換器のブロック構成が示されている。
図１６に図示の入出力ポート１５、左速度信号入力端子１９、右速度信号入力端子２０、ローパスフィルタ３０，３４、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５は、図１５に図示の入出力ポート１５、左速度信号入力端子１９、右速度信号入力端子２０、ローパスフィルタ３０，３４、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５と同一の構成を有するものである。

図１６において、Ａ／Ｄコンバータ３１には、ノッチフィルタ５１が接続されている。このノッチフィルタ５１は、Ａ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された左速度信号を基に周波数を選択し、入力信号のＳ／Ｎ比を向上して出力するものである。
このノッチフィルタ５１には、位相計測器５２が接続されており、この位相計測器５２は、ノッチフィルタ５１によってＳ／Ｎ比を向上させた後のデジタル信号に変換された左速度信号の位相を計測するものである。
また、ノッチフィルタ５１には、周波数計測器５３が接続されている。この周波数計測器５３は、ノッチフィルタ５１によってＳ／Ｎ比を向上させた後のデジタル信号に変換された左速度信号の周波数を計測するものである。
そして、この周波数計測器５３において計測された周波数は、ノッチフィルタ５１に入力される。

また、Ａ／Ｄコンバータ３５には、ノッチフィルタ５４が接続されている。このノッチフィルタ５４は、Ａ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された左速度信号を基に周波数を選択し、入力信号のＳ／Ｎ比を向上して出力するものである。
このノッチフィルタ５４には、位相計測器５２が接続されており、この位相計測器５２は、ノッチフィルタ５４によってＳ／Ｎ比を向上させた後のデジタル信号に変換された右速度信号の位相を計測するものである。
また、ノッチフィルタ５４には、周波数計測器５３において計測された周波数が、入力されるようになっている。

図１６において、クロック５５は、同期を取るためのもので、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５に入力され、Ａ／Ｄコンバータ３１とＡ／Ｄコンバータ３５の同期を取っている。
このノッチフィルタ５１，５４と、位相差計測器５２と、周波数計測器５３と、クロック５５とによって位相計測演算器５０が構成されている。

図１７には、デジタルフィルタとしてバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を用いた変換器のブロック構成が示されている。
図１７に図示の入出力ポート１５、左速度信号入力端子１９、右速度信号入力端子２０、ローパスフィルタ３０，３４、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５は、図１６に図示の入出力ポート１５、左速度信号入力端子１９、右速度信号入力端子２０、ローパスフィルタ３０，３４、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５と同一の構成を有するものである。

図１７において、Ａ／Ｄコンバータ３１には、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６１が接続されている。このバンドパスフィルタ６１は、Ａ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７から出力される左速度信号（出口側速度信号）を、周波数フィルタを通して、設定された周波数の左速度信号（出口側速度信号）のみを取り出す回路である。
このバンドパスフィルタ６１には、位相計測器６２が接続されており、この位相計測器６２は、バンドパスフィルタ６１によってＳ／Ｎ比を向上させた後のデジタル信号に変換された左速度信号の位相を計測するものである。

また、バンドパスフィルタ６１には、周波数計測器６３が接続されている。この周波数計測器６３は、Ａ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換され、バンドパスフィルタ６１によってＳ／Ｎ比を向上させた後の左速度信号の周波数を計測するものである。
そして、この周波数計測器６３において計測された周波数は、バンドパスフィルタ６１に入力される。

また、Ａ／Ｄコンバータ３５には、バンドパスフィルタ６４が接続されている。このバンドパスフィルタ６４は、Ａ／Ｄコンバータ３５においてデジタル信号に変換された加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度を検出する右速度センサ８から出力される右速度信号（入口側速度信号）を、周波数フィルタを通して、設定された周波数の右速度信号（入口側速度信号）のみを取り出す回路である。
このバンドパスフィルタ６４には、位相計測器６２が接続されており、この位相計測器６２は、バンドパスフィルタ６４によってＳ／Ｎ比を向上させた後のデジタル信号に変換された左速度信号の位相を計測するものである。

また、バンドパスフィルタ６４には、周波数計測器６３が接続されている。そして、この周波数計測器６３において計測された周波数は、バンドパスフィルタ６４に入力される。
図１７において、クロック６５は、同期を取るためのもので、クロック６５からのクロック信号は、Ａ／Ｄコンバータ３１，３５に入力され、Ａ／Ｄコンバータ３１とＡ／Ｄコンバータ３５の同期を取っている。
このバンドパスフィルタ６１，６４と、位相計測器６２と、周波数計測器６３と、クロック６５とによって位相計測演算器６０が構成されている。

特開平２−６６４１０号公報 特表平１０−５０３０１７号公報 特許第２７９９２４３号公報 特許第２９３０４３０号公報 特許第３２１９１２２号公報

特許文献３に示すようなフーリエ変換を用いた位相計測方法にあっては、入力される振動速度の検出信号の入力周波数が一定である場合、周波数の選択においてフーリエ変換を用いるために、非常に周波数選択性の高い位相計測方法を行うことができる。
しかし、この特許文献３に示すようなフーリエ変換を使う方法にあっては、入力される振動速度の検出信号の入力周波数が、密度や温度などによって変化した場合、変換方法やサンプリングレートを変えなければならないために、演算周期や演算方法が変わり、測定値が変動し不安定になってしまう。

さらに、特許文献３に示すようなフーリエ変換を使う方法にあっては、入力される振動速度の検出信号の入力周波数が、密度や温度などによって変化した場合、サンプリングレートを入力される振動速度信号の入力周波数に正確に同期させなければならないために、設計が非常に複雑なものになる。
このために被測定流体の温度や、気泡などが流体に混ざり密度が急激に変化した場合、極端に計測精度が落ちてしまうという問題点を有している。
加えて、特許文献３に示すようなフーリエ変換を使う方法にあっては、フーリエ変換を行うため、非常に演算処理が多くなってしまうという問題点を有している。

特許文献４、特許文献５に示すようなノッチフィルタ、バンドパスフィルタなどのフィルタテーブルを持つことによって、入力周波数に併せた最適なテーブルを選択し、位相を計測する方法にあっては、サンプリングレートを固定することによって設計を単純化することができる。
しかし、特許文献４、特許文献５に示すようなデジタルフィルタを用いた位相計測方法も特許文献３に示すようなフーリエ変換を使う方法と同様に、入力周波数の変化に対して非常に多くのフィルタテーブルを持つこととなり、演算器のメモリの消費が大きくなってしまうという問題点を有している。

また、特許文献４、特許文献５に示すようなデジタルフィルタを用いた位相計測方法にあっては、入力周波数が急激に変化した場合に最適なフィルタを選択することが困難になってしまうという問題点を有している。
さらに、特許文献４、特許文献５に示すようなデジタルフィルタを用いた位相計測方法にあっては、周波数の選択能力を上げるために、非常に多くの演算をしなければならないという問題点を有している。

この特許文献４、特許文献５に示すようなデジタルフィルタを用いた位相計測方法にあっては、以下に示す如き問題を有している。
（１）入力周波数の変化に対して精度良く追従することができない。すなわち、被測定流体の密度が急速に変化する気泡混入時での計測などを実現することが非常に困難である。
（２）周波数の選択能力を向上させるためには、非常に多くの演算をしなければならない。このため高速な応答性を実現させることが困難であり、短時間でのバッチ処理などに不向きである。
（３）演算器メモリの消費が大きく、設計が複雑になってしまう。したがって、回路構成や設計が複雑になり、コスト的に非常にデメリットになる。

以上総合すると、従来のデジタルフィルタ処理による位相計測方法にあっては、いずれも測定チューブ２，３のチューブ振動数以外の帯域のノイズを取り除くため、常に測定チューブ２，３のチューブ周波数に追従するようにフィルタテーブルの切り替えや演算方法の変更、さらには、サンプリングレートの変更などを行う必要があるために、非常に複雑且つ高速性に欠ける演算を行わなければならないという問題点を有していた。
このため、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度を検出する右速度センサ８，測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７によって検出される振動速度信号の入力周波数が変動するたびに演算誤差を生じ易く、非常に計測精度が悪いものであるという問題点を有していた。

本発明の目的は、被測定流体の温度が変化したり、被測定流体に気泡が混入したり、被測定流体が気体から液体に急速に変化した場合であっても、常に一定の精度で計測することができ、高いフィルタリング能力をもった位相計測、及び周波数計測を実現し、極めて少ない演算処理量で行うことのできる信号処理方法、信号処理装置、及びコリオリ流量計を提供することにある。

上記課題を解決するためなされた請求項１に記載の信号処理方法は、測定用の流管を構成する少なくとも一本、又は一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、振動検出センサである２つの速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
前記速度センサ若しくは加速度センサから検出される前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した振動周波数の入力信号をＡ／Ｄ変換して得る２つの流量信号の各々について任意の発振周波数に基づいて合成して周波数変換し，
少なくとも一方のセンサの合成波形の周波数を計測し，
前記計測した周波数に基づいて制御信号を発信し，
前記合成周波数信号の合成した合成成分の和分または差分の成分の周波数が常に一定となるように制御し，
前記制御信号よりフローチューブの共振周波数を求め、被計測流体の密度を算出し、
前記制御された各々の変換合成周波数の和分または差分の信号から位相を計測することを特徴としている。

上記課題を解決するためなされた請求項２に記載の信号処理方法は、請求項１に記載の信号処理方法の前記任意の発振周波数に基づく合成周波数変換を，
前記一方のセンサからの入力信号SINθ_１と、前記発信する制御信号cosθ_２とを掛け算し，
前記掛け算して出力される出力信号を周波数フィルタを通して、低い周波数の信号のみ取り出すようにしたものである。

上記課題を解決するためなされた請求項３に記載の信号処理方法は、請求項１に記載の信号処理方法の前記任意の発振周波数に基づく合成周波数変換を，
前記一方のセンサからの入力信号SINθ_１と、前記発信する制御信号cosθ_２とを掛け算し，
前記掛け算して出力される出力信号を周波数フィルタを通して、高い周波数の信号のみ取り出すようにしたものである。

上記課題を解決するためなされた請求項４に記載の信号処理方法は、請求項１に記載の信号処理方法の前記速度センサ若しくは加速度センサから検出される前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した振動周波数の入力信号は、
前記Ａ／Ｄ変換においてサンプリングしてデジタル信号化が行われ，
前記発信する制御信号に基づいて合成周波数変換して得られる各々の変換合成周波数信号は，
合成した合成成分の和分または差分の成分の周波数が前記Ａ／Ｄ変換時のサンプリング周波数の１／４になるように制御するようにしたものである。

上記課題を解決するためなされた請求項５に記載の信号処理装置は、測定用の流管を構成する少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、振動検出センサである速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
可変調な周波数信号を発信出力する発信器９０と，
前記速度センサ若しくは加速度センサによって検出される入力信号からの入力周波数と、前記発信器９０の出力周波数Ｆ_Ｘを加算（又は減算）して周波数変換し、該周波数変換後の周波数値が常に一定になるように周波数シフトする周波数変換器８５と，
前記周波数変換器８５から出力される変換された周波数信号の位相差の計測を行う位相差計測部９５と，
によって構成したことを特徴としている。

上記課題を解決するためなされた請求項６に記載の信号処理装置は、測定用の流管を構成する少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブを振動させて、振動検出センサである一対の速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
可変調な周波数信号を発信出力する発信器１２０と，
前記一対の振動検出センサの一方のセンサを第１のＡ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換された該入力信号周波数θと、前記発信器１２０から出力される出力周波数θ_Ｘｎとを加算（または減算）して該周波数変換後の周波数値が常に一定になるように周波数変換する第１の周波数変換部１１０と，
前記一対の振動検出センサの他方のセンサを第２のＡ／Ｄコンバータ３５によってデジタル信号に変換された該入力信号周波数θと、前記発信器１２０から出力される出力周波数θ_Ｘｎとを加算（または減算）して該周波数変換後の周波数値が常に一定になるように周波数変換する第２の周波数変換部１４０と，
によって構成したことを特徴としている。

上記課題を解決するためなされた請求項７に記載の信号処理装置は、測定用の流管を構成する少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、振動検出センサである一対の振動検出センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
可変調な周波数信号を発信出力する発信器１２０と，
前記一対の振動検出センサの一方の速度センサを第１のＡ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換された該入力信号周波数θを、前記発信器１２０から出力される出力周波数θ_Ｘｎを用いて、特定した一定周波数信号に周波数シフトして所望の周波数帯域に移動する第１の周波数変換部１１０と，
前記一対の振動検出センサの他方の速度センサを第２のＡ／Ｄコンバータ３５によってデジタル信号に変換された該入力信号周波数θを、前記発信器１２０から出力される出力周波数θ_Ｘｎを用いて、常に一定の一定周波数信号に周波数シフトして所望の周波数帯域に移動する第２の周波数変換部１４０と，
前記第１の周波数変換部１１０から出力される特定した一定周波数信号に変換された第１の周波数信号の周波数を計測し、該計測した第１の周波数信号の周波数値を前記発信器１２０に出力して、前記周波数変換部１１０において周波数変換を行った後の周波数が、前記第１のＡ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換されて入力される一対の振動検出センサの一方の速度センサ信号の入力周波数を所望の周波数になるように第１及び第２の周波数変換部の出力周波数をコントロールする周波数計測部１６０と，
によって構成したことを特徴としている。

上記課題を解決するためなされた請求項８に記載の信号処理装置は、請求項５，６又は７に記載の信号処理装置の前記周波数変換部１１０を，
前記発信器１２０からの参照信号cosθ_２と、前記第１のＡ／Ｄコンバータ３１からの入力信号SINθ_１を掛け算する掛け算器１１１と，
前記掛け算器１１１において掛け算して出力されてくる出力信号を周波数フィルタを通して、低い周波数の信号のみ取り出すローパスフィルタ１１２と，
によって構成したことを特徴としている。

上記課題を解決するためなされた請求項９に記載の信号処理装置は、請求項５，６又は７に記載の信号処理装置の前記周波数変換部１１０を，
前記発信器１２０からの参照信号cosθ_２と、前記第１のＡ／Ｄコンバータ３１からの入力信号SINθ_１を掛け算する掛け算器１１１と，
前記掛け算器１１１において掛け算して出力されてくる出力信号を周波数フィルタを通して、高い周波数の信号のみ取り出すハイパスフィルタ１１２と，
によって構成したことを特徴としている。

上記課題を解決するためなされた請求項１０に記載の信号処理装置は、請求項７，８又は９に記載の信号処理装置の前記周波数計測部１６０を，
前記第１の周波数変換部１１０に接続される掛け算器１６１と、該掛け算器１６１に接続されるローパスフィルタ１６２と、該ローパスフィルタ１６２に接続され、該ローパスフィルタ１６２からの出力信号を入力する周波数計測用発信器１６３とからなり，
前記掛け算器１６１は、周波数変換部１１０から出力される出力信号sin（θ＋θ_Ｘｎ）と、周波数計測用発信器１６３から出力される出力信号cosδの位相を比較し、その差信号と和信号として後段のローパスフィルタ１６２に出力するもので，
前記ローパスフィルタ１６２は、前記掛け算器１６１から出力される出力信号を周波数フィルタを通して、低い周波数の信号のみ取り出す回路で，
該ローパスフィルタ１６２から出力される低い周波数の信号を基に基本出力波形の位相量Ｖが生成され，該位相量Ｖは前記周波数計測用発信器１６３によって常に、
Ｖ＝０
なる条件を満たす
ことを特徴としている。

上記課題を解決するためなされた請求項１１に記載の信号処理装置は、請求項７，８，９又は１０に記載の信号処理装置の前記第１のＡ／Ｄコンバータ３１と前記第２のＡ／Ｄコンバータ３５の出力の同期を取るクロックを設け，
前記第１のＡ／Ｄコンバータ３１から出力される一対の振動検出センサの一方のデジタル信号と、前記第２のＡ／Ｄコンバータ３５から出力される一対の振動検出センサの他方のデジタル信号との同期を取るようにしたことを特徴としている。

上記課題を解決するためなされた請求項１２に記載の信号処理装置は、請求項７，８，９，１０又は１１に記載の信号処理装置の前記位相計測部の処理を，ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）又は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）で構成したものである。

上記課題を解決するためなされた請求項１３に記載のコリオリ流量計は、測定用の流管を構成する少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、振動検出センサである一対の速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
可変調な周波数信号を発信出力する発信器１２０と，
前記一対の振動検出センサの一方の速度センサを第１のＡ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換された該入力信号周波数θを、前記発信器１２０から出力される出力周波数θ_Ｘｎを用いて、特定した一定周波数信号に周波数シフトして所望の周波数帯域に移動する第１の周波数変換部１１０と，
前記一対の振動検出センサの他方の速度センサを第２のＡ／Ｄコンバータ３５によってデジタル信号に変換された該入力信号周波数θを、前記発信器１２０から出力される出力周波数θ_Ｘｎを用いて、特定した一定周波数信号に周波数シフトして所望の周波数帯域に移動する第２の周波数変換部１４０と，
前記第１の周波数変換部１１０から出力される特定した一定周波数信号に変換された第１の周波数信号の周波数を計測し、該計測した第１の周波数信号の周波数値を前記発信器１２０に出力して、前記周波数変換部１１０において周波数変換を行った後の周波数が、前記第１のＡ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換されて入力される一対の振動検出センサの一方の速度センサ信号の入力周波数を所望の周波数になるように第１及び第２の周波数変換部の出力周波数をコントロールする周波数計測部１６０と，
によって構成したことを特徴としている。

コリオリ式流量計のフローチューブには、たとえば湾曲管のものやストレート管などである。また測定管を駆動するモードにおいても１次や２次のモードなどさまざまなモードにおいて駆動されるタイプが存在する。
周知の如くフローチューブから得られる駆動周波数帯域は数十Ｈｚ〜数ＫＨｚに及ぶ、たとえばＵ字管を用いて１次のモードでフローチューブを振動させた場合、周波数は１００Ｈｚ前後であり、またストレート形状のフローチューブを１次のモードで振動させた場合は、５００Ｈｚ〜１０００Ｈｚ程度が実現されている。
しかし、ひとつの流量計変換器に於いて、コリオリ流量計の位相、及び周波数計測を、数十Ｈｚ〜数ＫＨｚの周波数帯域で常に同様な処理を用いて位相計測を行うことは非常に困難で、数種のタイプに分けて設計する必要があった。

本発明に係る信号処理方法によれば、同定のアルゴリズムに基づく有利な信号処理によって、上記の如き本質的な課題を払拭でき、かつ被測定流体の温度変化や、気泡混入、さらに被測定流体が気体から液体に急速に変化した場合であっても、常に安定した精度で位相、及び周波数計測を行うことができ、高い性能を提供できる。

本発明に係る信号処理装置によれば、被測定流体の温度が変化したり、被測定流体に気泡が混入したり、被測定流体が気体から液体に急速に変化した場合であっても、常に安定した精度で計測することができ、位相、及び周波数計測を少ない演算量で行うことができる。

本発明に係るコリオリ流量計によれば、被測定流体の温度が変化したり、被測定流体に気泡が混入したり、被測定流体が気体から液体に急速に変化した場合であっても、常に安定した精度で計測することができ、位相、及び周波数計測を少ない演算量で行うことができる。

本発明に係る信号処理装置の原理を示すブロック図である。 図１に図示の信号処理装置の具体的構成を示すブロック図である。 図２に図示の信号処理装置のフィードバック制御の方法による具体的構成を示すブロック図である。 図３に図示のＬＰＦからの出力信号を示す図である。 図３に図示のＡ／Ｄコンバータからの出力信号を示す図である。 図３に図示の発信器からの出力信号を示す図である。 図３に図示の周波数変換部の掛け算器における出力信号を示す図である。 図３に図示の周波数変換部からの出力信号を示す図である。 図３に図示の信号処理装置の具体的構成図のタイムチャートを示す図である。 図３に図示の信号処理装置の具体的構成図の動作フローチャートである。 図３に図示の信号処理装置の周波数変換部のブロック構成図である。 図３に図示の信号処理装置の周波数計測部のブロック構成図である。 本発明が適用される一般的なコリオリ流量計の構成図である。 図１３に図示のコリオリ流量計の変換器のブロック構成図である。 図１４に図示の変換器のフーリエ変換を用いた位相計測方法を示すブロック図である。 図１４に図示の変換器のノッチフィルタを用いた位相計測方法を示すブロック図である。 図１４に図示の変換器のバンドパスフィルタを用いた位相計測方法を示すブロック図である。

本発明は、常に一定の精度で計測することができ、極めて少ない演算処理量で行うことができるという目的を、被測定流体の温度が変化したり、被測定流体に気泡が混入したり、被測定流体が気体から液体に急速に変化した場合においても、実現できるようにした。

以下、本発明を実施するための形態の実施例１について図１〜図９を用いて説明する。
図１は本発明に係る信号処理方法、およびその装置の原理図、図２は図１に図示の原理図の詳細回路図、図３は図２に図示の信号処理装置のフィードバック制御の方法による具体的構成を示すブロック図、図４は図３に図示のＬＰＦからの出力信号を示す図、図５は図３に図示のＡ／Ｄコンバータからの出力信号を示す図、図６は図３に図示の発信器からの出力信号を示す図、図７は図３に図示の周波数変換部の掛け算器における出力信号を示す図、図８は図３に図示の周波数変換部からの出力信号を示す図、図９は図３に図示の信号処理装置の具体的構成図のタイムチャートを示す図である。

図１において、加振器（例えば、電磁オシレータ）６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３に生じる振動速度は、振動速度センサ（例えば、速度センサ又は加速度センサ）７０によって検出され、この検出された振動速度は、振動速度信号演算器８０において演算処理される。この振動速度センサ７０は、図１３における左速度センサ７と右速度センサ８に相当している。

振動速度信号演算器８０は、周波数変換部８５と、発信器９０と、位相差計測器９５とによって構成される。
周波数変換部８５は、振動速度センサ７０によって検出される加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに測定チューブ２，３に生じる振動速度を周波数変換するものである。この周波数変換部８５には、発信器９０からの信号が入力されるようになっている。
そして、この周波数変換部８５において周波数変換された信号は、周波数変換部８５の後段に設けられている位相差計測器９５に入力される。この位相差計測器９５は、振動速度センサ７０からの速度信号をＡ／Ｄ変換しデジタル変換処理をした後、その位相差を求めるものである。

図１に図示の信号処理方法、およびその装置は、入力信号を周波数変換し、周波数変換後の周波数が一定になるようにコントロールし、周波数変換後に位相計測を行うことによって、入力信号の周波数が変化しても高速で、かつ常に一定な高精度な位相計測を行なうことができるフィルタ処理装置を実現している。
すなわち、図１に図示の信号処理方法、およびその装置８０は、振動速度センサ７０入力信号からの入力周波数Ｆ_ＩＮと発信器９０の出力周波数Ｆ_Ｘを周波数変換器８５で掛け算し、その結果、両信号の位相差を加算（又は減算）し、周波数変換後の周波数が一定になるように発信器９０をコントロールすることによって、位相計測部９５に入力される周波数が常に一定となるように制御し、周波数変換後の信号から位相計測を行うものである。

このように構成することにより、入力周波数に応じた多くのフィルタや、演算方法の変更など複雑な処理を一切行うことなく、常に一定で誤差のほとんどない高速な演算を行うことができる。
〔式１〕
Ｆｃ＝Ｆ_Ｘ＋Ｆ_ＩＮ （or Ｆｃ＝Ｆ_Ｘ−Ｆ_ＩＮ） ……………（１）
この〔式１〕の演算式において、Ｆｃは、周波数変換後の周波数を、Ｆ_ＩＮは、入力周波数（測定用流管の振動周波数）を、Ｆ_Ｘは、発信器の発信周波数をそれぞれ示している。

ここで、被計測流体の密度を得る方法について説明する。
密度の計測をするに当っては、測定チューブ２，３の振動周波数を計測する必要がある。したがって、周波数変換をする前の周波数値を求めればよいことになる。
図１に示される信号処理方法、及び信号処理装置においては、振動速度センサ７から出力される加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに測定チューブ２，３に生じる振動速度を周波数変換部８５において周波数変換し、この周波数変換部８５における周波数変換後の周波数が一定になるようにコントロールしている。

この〔式１〕の演算式において、周波数変換後の周波数Ｆｃは、常に一定になるように制御されるため既知の値である。
さらに、Ｆ_Ｘは、発信器９０の発信周波数であり、この発信器９０の発信周波数Ｆ_Ｘの値をコントロールすることによって周波数変換後の周波数Ｆｃを一定にするためには、当然のことではあるが、発信器９０の発信周波数Ｆ_Ｘは、既知の値である。この発信器９０の発信周波数Ｆ_Ｘの値が既知の値でなければコントロールできない。
したがって、既知の値である周波数変換後の周波数Ｆｃと発信器９０の発信周波数Ｆ_Ｘを〔式１〕に代入すると、入力周波数Ｆ_ＩＮ（測定用流管の振動周波数）を求めることができる。
フローチューブの振動周期Ｔと、流体密度ρの関係は、密度計測装置固有の定数（使用される装置固有の値を有している）をＡ，Ｂとすると、
〔式２〕
ρ＝ＡＴ^２＋Ｂ …………………………（２）
で表せることが知られている。要するに、装置固有のＡ，Ｂを知ることができれば、フローチューブ振動周期Ｔを測定することにより、流体密度ρを求めることができる。 この処理は、リアルタイムで行われているため測定チューブ２，３管の被測定流体の密度を得ることができる。
なお、詳細な密度の演算式は、特願２００１−３４９８９号（特開２００２−２４３６１３号）において明らかにしてある。

図２には、図１に図示の信号処理装置の具体的構成が示されている。
図２において、レフトピックオフ（ＬＰＯ）７（左速度センサ７に相当）には、ローパスフィルタ３０が接続されている。すなわち、加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口側速度信号）をレフトピックオフ７が検出すると、この振動速度の検出信号（出口側速度信号）は、ローパスフィルタ３０に入力される。
このローパスフィルタ３０は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度を検出する左速度センサ７から出力される左速度信号（出口側速度信号）を周波数フィルタを通して、低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）のみを取り出す回路である。

このローパスフィルタ３０には、Ａ／Ｄコンバータ３１が接続されている。このＡ／Ｄコンバータ３１は、ローパスフィルタ３０から出力されてくるアナログ信号である左速度信号（出口側速度信号）をデジタル信号に変換するものである。このＡ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換された左速度信号（出口側速度信号）は、信号処理装置１００に入力される。
また、この信号処理装置１００は、Ａ／Ｄコンバータ３１に接続されている。この信号処理装置１００は、入力信号（出口側速度信号）を後段の位相計測器で処理される所望な周波数に周波数変換し、周波数変換後に位相計測を行うことによって、入力周波数の帯域をシフトさせ、かつ安定的な位相計測が行えるようにするものである。

一方、ライトピックオフ（ＲＰＯ）８（右速度センサ８に相当）には、ローパスフィルタ３４が接続されている。すなわち、加振器６によって振動したときに測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）をライトピックオフ８が検出すると、この振動速度の検出信号（入口側速度信号）は、ローパスフィルタ３４に入力される。
このローパスフィルタ３４は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度を検出する右速度センサ８から出力される右速度信号（入口側速度信号）を周波数フィルタを通して、低い周波数の右速度信号（入口側速度信号）のみを取り出す回路である。

このローパスフィルタ３４には、Ａ／Ｄコンバータ３５が接続されている。このＡ／Ｄコンバータ３５は、ローパスフィルタ３４から出力されてくるアナログ信号である右速度信号（入口側速度信号）をデジタル信号に変換するものである。 また、この信号処理装置１００は、Ａ／Ｄコンバータ３５に接続されている。この信号処理装置１００は、入力信号（入口側速度信号）を後段の位相計測器で処理される所望な周波数に周波数変換し、周波数変換後に位相計測を行うことによって、入力周波数の帯域をシフトさせ、かつ安定的な位相計測が行えるようにするものである。

Ａ／Ｄコンバータ３１には、周波数変換部１１０が接続されている。この周波数変換部１１０は、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力されて入力される左速度信号（出口側速度信号）のデジタル信号を後段の位相計測器で処理される所望な周波数に周波数変換するものである。
また、Ａ／Ｄコンバータ３５には、周波数変換部１４０が接続されている。この周波数変換部１４０は、Ａ／Ｄコンバータ３５から出力されて入力される右速度信号（入口側速度信号）のデジタル信号を前記同様、所望な周波数に周波数変換するものである。

また、周波数変換部１１０には、発信器１２０からの信号が入力するように構成されている。この発信器１２０から出力される信号が周波数変換部１１０に入力されることによって、周波数変換部１１０においては、レフトピックオフ７から入力される入力信号（出口側速度信号）を発信器１２０から出力される信号によって周波数変換している。
この周波数変換部１１０において周波数変換された信号は、発信器１２０の出力信号によって所望の一定の周波数信号に変換されるようになっている。

また、周波数変換部１４０にも、発信器１２０からの信号が入力するように構成されている。この発信器１２０から出力される信号が周波数変換部１４０に入力されることによって周波数変換部１４０においては、ライトピックオフ８から入力される入力信号（入口側速度信号）を発信器１２０から出力される信号によって周波数変換している。
この周波数変換部１４０において周波数変換された信号は、発信器１２０の出力信号によって所望の一定の周波数信号に変換されるようになっている。

このように発信器１２０によってコントロールされると、この発信器１２０から出力される出力周波数によって、周波数変換部１１０同様、周波数変換部１４０においても、周波数変換を行った後の周波数が、Ａ／Ｄコンバータ３５から入力される右速度信号（入口側速度信号）は後段の位相計測器１３０で処理される所望な周波数に制御される。

この位相差計測器１３０では、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力され周波数変換部１１０に入力される左速度信号（出口側速度信号）の入力周波数と、Ａ／Ｄコンバータ３５から出力され周波数変換部１４０に入力される右速度信号（入口側速度信号）の入力周波数とが同時に周波数変換されて入力され、位相差計測が行われる。
このように構成することにより、本実施の形態によれば、入力周波数（左速度信号，右速度信号）を所望の周波数帯域に同時に変換することによって、入力周波数（左速度信号，右速度信号）が変わっても、常に位相計測処理周波数を一定化して、フィルタのテーブル数を大幅に減らし、また位相計測処理をより効果的に行うことができる。
本発明の効果として、入力周波数に応じた多くのフィルタや、演算方法の変更など複雑な処理を一切行うことなく、常に一定で誤差のほとんどない高速な演算を行うことが可能となることである。もちろん位相計測部の処理は、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）でも、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）でも実現が可能である。

Ａ／Ｄコンバータ３１とＡ／Ｄコンバータ３５には、クロック１５０から、クロック信号が入力するようになっている。このクロック１５０は、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力される左速度信号のデジタル信号と、Ａ／Ｄコンバータ３５から出力される右速度信号のデジタル信号の同期を計り、同時サンプリングを実現している。
この周波数変換部１１０と、発信器１２０と、位相差計測器１３０と、周波数変換部１４０と、クロック１５０とによって信号処理装置１００が構成されている。

このようにＡ／Ｄコンバータ３１，３５によってデジタル信号に変換されたそれぞれの入力信号（左速度信号，右速度信号）は、周波数変換部１１０，１４０において、発信器１２０からの出力信号を用いて周波数変換される。

次に、図２に図示の信号処理装置１００における位相差計測演算の具体的な演算方法について説明する。
コリオリ流量計１の加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３に設けられる振動速度センサ７０（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号，右速度信号）を図２に図示の如く、ＬＰＯ（レフトピックオフ７）、ＲＰＯ（ライトピックオフ８）の入力信号として得る。
このとき、ＬＰＯ、ＲＰＯの入力信号を定義すると、（δφ：ＬＰＯとＲＰＯ間の位相差とする）
〔式３〕
ライトピックオフ ： sin（θ） ………………（３）
〔式４〕
レフトピックオフ ： sin（θ＋δφ） ………………（４）
となる。

この２つの振動速度センサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号ＬＰＯ，右速度信号ＲＰＯ）は、コリオリ流量計１の変換器５の内部のローパスフィルタ３０，３４をそれぞれ通って、Ａ／Ｄ変換器３１，３５によってアナログ値からデジタル値に変換され、信号処理装置１００に送られる。
この信号処理装置１００は、前述した如く、周波数変換部１１０と、発信器１２０と、位相差計測部１３０と，周波数変換部１４０の４つのブロックによって構成されており、レフトピックオフ７からの出力信号ＬＰＯと、ライトピックオフ８からの出力信号ＲＰＯの位相差を演算した後、振動速度センサから出力される周波数と、温度センサ９によって検出される温度のデータをもとに流量信号に変換する。
なお、温度計測については、図中において説明しない。

この周波数変換部１１０から出力される変換周波数は、レフトピックオフ（左速度センサ）７によって検出され、ローパスフィルタ３０によって取り出された低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）がＡ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換され出力されてくる入力信号周波数θと、発信器１２０から出力される出力周波数θ_Ｘｎとを加算（または減算）して求められる。
このように、周波数変換部１１０から出力され位相計測部１３０に入力される入力信号周波数は、周波数変換部１１０において、発信器１２０から出力される出力周波数θ_Ｘｎを用いて、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力されるデジタル信号の低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）である入力信号周波数θを周波数シフトして別の周波数帯域に移動したものとなる。

このように周波数変換部１１０において周波数シフトされ出力される信号と、同様に処理される周波数変換部１４０において周波数シフトされ出力される信号は、位相計測部１３０において位相計算が行われる。

周波数変換部１１０から出力される周波数計測値（θ＋θ_Ｘｎ）の値は、
〔式５〕
θ_Ｃ＝θ＋θ_Ｘｎ ………………（５）
と、最終的に任意に設定した位相計測周波数設定値θ_Ｃとなるように制御する。
このように位相計測部１３０に入力される周波数計測値（θ＋θ_Ｘｎ）が常に一定周波数θ_Ｃになるように発信器１２０をコントロールすることによって後段の位相計測の高速処理を可能にすることができる。

本発明における周波数の制御方法は、式（５）の条件をすべて周波数変換部（１１０，１４０）の出力周波数がθｃに等しくなる様に発信器１２０の周波数を変化させる方式、すなわちフィードバック制御の方法によって構成してある。
以下、本発明に係る信号処理方法、信号処理装置の実施の形態について説明する。
図３には、図２に図示の信号処理装置のフィードバック制御の方法による具体的構成が示されている。
図３に図示の信号処理装置１００は、入力信号（出入口側速度信号）を所望の周波数に周波数変換し、周波数変換後に位相計測を行うことによって、入力周波数の帯域を気遣うことなしに、かつ安定的な位相計測が行えるようにするものである。

図３において、Ａ／Ｄコンバータ３１には、周波数変換部１１０が接続されている。この周波数変換部１１０は、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力されて入力される左速度信号（出口側速度信号）のデジタル信号を周波数変換するものである。
また、Ａ／Ｄコンバータ３５には、周波数変換部１４０が接続されている。この周波数変換部１４０は、Ａ／Ｄコンバータ３５から出力されて入力される右速度信号（入口側速度信号）のデジタル信号を周波数変換するものである。

また、周波数変換部１１０には、発信器１２０からの信号が入力するように構成されている。この発信器１２０から出力される信号が周波数変換部１１０に入力されることによって、周波数変換部１１０においては、レフトピックオフ７から入力される入力信号（出口側速度信号）を発信器１２０から出力される信号によって周波数変換している。
この周波数変換部１１０において周波数変換された信号は、発信器１２０の出力信号によって一定の周波数信号に変換されるようになっている。

また、周波数変換部１４０にも、発信器１２０からの信号が入力するように構成されている。この発信器１２０から出力される信号が周波数変換部１４０に入力されることによって周波数変換部１４０においては、ライトピックオフ８から入力される入力信号（入口側速度信号）を発信器１２０から出力される信号によって周波数変換している。
この周波数変換部１４０において周波数変換された信号は、発信器１２０の出力信号によって一定の周波数信号に変換されるようになっている。

このように可変調な発信器１２０によってコントロールされると、この発信器１２０から出力される出力周波数によって、周波数変換部１１０と同様、周波数変換部１４０においても、周波数変換される。

また、周波数変換部１１０の出力端には、周波数計測部１６０と位相差計測部１３０が接続されている。この周波数計測部１６０は、周波数変換部１１０において周波数変換された出力周波数を計測するものである。
また、周波数変換部１４０には、位相差計測器１３０が接続されている。
この周波数計測部１６０は、周波数変換部１１０において、レフトピックオフ（左速度センサ）７によって検出され、ローパスフィルタ３０によって取り出された低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）をＡ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換され出力される入力信号周波数θと、発信器１２０から出力される出力周波数θ_Ｘｎとを加算（または減算）して求められる出力信号の周波数（θ_Ｃｎ＝θ＋θ_Ｘｎ）を計測するものである。

この周波数計測部１６０において計測された周波数計測値は、発信器１２０に出力される。この発信器１２０においては、周波数計測部１６０から出力される出力信号周波数（θ_Ｃｎ＝θ＋θ_Ｘｎ）の計測値を入力すると、この出力信号周波数（θ_Ｃｎ＝θ＋θ_Ｘｎ）の計測値に基づいて、所定の周波数信号（θ_Ｘｎ）を発信し、発信器１２０から周波数変換部１１０と周波数変換部１４０に出力する。
このような周波数変換部１１０→周波数計測部１６０→発信器１２０→周波数変換部１１０のフィードバックループによって、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力される左速度信号（出口側速度信号）の入力周波数と発信器１２０から出力される出力周波数を周波数変換部１１０で加算、又は減算をし、周波数変換部１１０において周波数変換される。

この周波数変換部１４０から出力される変換周波数は、ライトピックオフ（右速度センサ）８によって検出され、ローパスフィルタ３４によって取り出された低い周波数の右速度信号（入口側速度信号）がＡ／Ｄコンバータ３５においてデジタル信号に変換された入力信号周波数（θ＋δφ）と、発信器１２０から出力される出力周波数θ_Ｘｎとを加算（または減算）して求められる。
このように、周波数変換部１４０から出力され位相計測部１３０に入力される入力信号周波数は、周波数変換部１４０において、発信器１２０から出力される出力周波数θ_Ｘｎを用いて、Ａ／Ｄコンバータ３５から出力されるデジタル信号の低い周波数の右速度信号（入口側速度信号）である入力信号周波数（θ＋δφ）を周波数シフトして別の周波数帯域に移動させることが可能となる。

このように発信器１２０がコントロールされると、この発信器１２０から出力される出力周波数θ_Ｘｎによって、周波数変換部１１０と同様、周波数変換部１４０においても、周波数変換が行なわれる。
可変調な発信器１２０は、このように極めて容易な算式によって周波数コントロールされる。

また、周波数変換部１１０には、位相差計測器１３０が接続されている。また、周波数変換部１４０には、位相差計測器１３０が接続されている。
この位相差計測器１３０は、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力され周波数変換部１１０に入力される左速度信号（出口側速度信号）の周波数θと、Ａ／Ｄコンバータ３５から出力され周波数変換部１４０に入力される右速度信号（入口側速度信号）の周波数（θ＋δφ）は共に同一の一定した所望の周波数に変換されて位相差計測を行う。

このように構成することにより、本実施の形態によれば、入力周波数（左速度信号，右速度信号）を所望の周波数帯域に変換することによって、入力周波数（左速度信号，右速度信号）の帯域をシフトさせ、フィルタのテーブル数を大幅に減らし、また位相計測処理をより効果的に行うことができる。
本発明の効果として、入力周波数に応じた多くのフィルタや、演算方法の変更など複雑な処理を一切行うことなく、常に一定で誤差のほとんどない高速な演算を行うことが可能となることである。もちろん位相計測部の処理は、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）でも、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）でも実現が可能である。

Ａ／Ｄコンバータ３１とＡ／Ｄコンバータ３５には、クロック１５０から、クロック信号が入力するようになっている。このクロック１５０は、Ａ／Ｄコンバータ３１とＡ／Ｄコンバータ３５の出力の同期を取るもので、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力される左速度信号のデジタル信号と、Ａ／Ｄコンバータ３５から出力される右速度信号のデジタル信号とのサンプリング誤差をなくす重要な役割を担っている。
このようにＡ／Ｄコンバータ３１，３５によってデジタル信号に変化されたそれぞれの入力信号（左速度信号，右速度信号）は、周波数変換部１１０，１４０において、発信器１２０からの出力信号を用いて周波数変換される。

次に、図３に図示の信号処理装置１００における位相差計測演算の具体的な演算方法について説明する。
ここでは、変調合成周波数の和成分信号による位相計測について説明する。
周波数変換部１１０の出力周波数を周波数計測部１６０によって計測し、その値を用いて発信器１２０の発信周波数をコントロールする。
信号処理装置１００では、周波数変換部１１０の出力周波数を周波数計測部１６０によって計測する。

初期状態においては、発信器１２０の出力信号θ_Ｘｎは、発信器１２０から出力されていないので、初期の発信器１２０からの出力信号θ_Ｘ０は、
〔式６〕
θ_Ｘ０＝０ ………………（６）
となっている。
したがって、コリオリ流量計１の加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３に設けられるレフトピックオフ７から出力される出力信号（左速度信号）である流量信号LPOに対し、被周波数変調周波数の和成分周波数は、（θ＋θ_Ｘｎ）と表すことができるので、θ_Ｘｎ＝θ_Ｘ０で、周波数変換器１１０の出力信号周波数は、式（６）より、
〔式７〕
θ_co＝θ＋θ_Ｘ０＝θ ………………（７）
となり、初期の計測周波数は、ＬＰＯ信号周波数θにより起動される。

次の第一次ステップの発信器１２０からの出力信号θ_Ｘ１において、位相計測周波数θ_Ｃ＝目標周波数設定値＝constとすべく初期計測周波数を比較する。そして次式（８）に示す如くこの差分が発信器１２０の出力信号となるように、θ_Ｘ１を決定する。
〔式８〕
θ_Ｘ１＝θ_Ｃ−θ ………………（８）
と、発信器周波数θ_Ｘ１を求める。
そして、第一次ステップの発信器周波数θ_Ｘ１を求めることによってθ_Ｃ＝constとなる。
次のステップの発信器１２０からの出力信号θ_Ｘ２において設定されるべき周波数変換部１１０の出力信号周波数は、
〔式９〕
θ＋θ_Ｘ１＝θ_C1 ………………（９）
となる。

したがって、次のステップの発信器１２０からの出力信号θ_Ｘ２は、式（８）を元にして、
〔式１０〕
θ_Ｘ２＝θ_Ｘ１＋θ_Ｃ−（θ＋θ_Ｘ１） ………………（１０）
となる。

以上の動作を繰り返し行うと、
〔式１１〕

となる。

このようにクロック１５０の実時間処理クロックにしたがって、発信器１２０からの出力周波数θ_Ｘｎがコントロールされると、θ_Ｘｎ≒θ_Ｘｎ−１となる。
このことから、最終的に周波数変換部１１０の出力信号周波数（θ＋θ_Ｘｎ）は、
〔式１２〕
θ_Ｃ＝θ＋θ_Ｘｎ …………………（１２）
となる。
したがって、時系列的処理において、式（１２）により後段の位相計測の高速処理を可能にすることができる。

図３に図示のローパスフィルタ３０において、高調波ノイズを取り除きＡ／Ｄ変換時の折り返しノイズの影響を取り除くと、図４に示す如きsin信号（sinθ）が出力される。
このローパスフィルタ３０から出力された図４に示す如きsin信号（sinθ）は、Ａ／Ｄコンバータ３１において、任意の一定周期でサンプリングしてデジタル信号化が行われ、図５に示す如きサンプリング信号（sinθ）が得られ、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力される。

このローパスフィルタ３０から出力され、Ａ／Ｄコンバータ３１においてサンプリングされデジタル信号化が行われた図５に示す如き信号（sinθ）は、図３に図示の信号処理装置１００の周波数変換部１１０に入力される。また、この周波数変換部１１０には、発信器１２０から出力される発信器出力信号が入力される。
この発信器１２０においては、周波数計測部１６０から出力される出力信号周波数（θ_Ｃｎ＝θ＋θ_Ｘｎ）の計測値の入力によって、この出力信号周波数（θ_Ｃｎ＝θ＋θ_Ｘｎ）の計測値に基づいて、所望な周波数で発信器１２０における発信周波数信号（θ_Ｘｎ）を発信し、発信出力レートを入力信号のＡ／Ｄコンバータ３１におけるサンプリング周期と同じレートで図６に示す如きcos信号（cosθ_Ｘｎ）が出力する。

発信器１２０からの出力信号（cosθ_Ｘｎ）が周波数変換部１１０に入力されると、周波数変換部１１０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１においてサンプリングされデジタル信号化が行われた図５に示す如き信号（sinθ）と、発信器１２０から出力される図６に示す如き出力信号（cosθ_Ｘｎ）とを周波数変換部１１０内の掛け算器において掛け算（sinθ×cosθ_Ｘｎ）を行って、図７に示す如き信号（sinθ×cosθ_Ｘｎ）を得る。
この周波数変換部１１０内の掛け算器において掛け算（sinθ×cosθ_Ｘｎ）を行って得た図７に示す如き信号（sinθ×cosθ_Ｘｎ）は、周波数変換部１１０内において、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を通して、低い周波数成分を取り除いて、図８に示す如き信号（sinθ_Ｃ）を得る。この図８に示す如き信号（sinθ_Ｃ）は、周波数変換部１１０から出力されて、周波数計測部１６０と、位相差計測器１３０に入力される。

コリオリ流量計１の加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときに、測定チューブ２，３に設けられる振動速度センサ７０（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）からの出力信号（左速度信号，右速度信号）は、図３に図示の信号処理装置１００を構成する周波数変換部１１０，１４０と、発信器１２０と、位相差計測器１３０と、周波数計測部１６０の４つのブロックにおいて、位相差が演算された後、周波数計測部１６０から出力される周波数信号と、温度センサ９によって検出される温度のデータをもとに流量信号に変換される。

次に、図９に示すタイムチャートを用いて、図３に図示の信号処理装置１００における動作について説明する。
まず、図３に図示のローパスフィルタ３０において、高調波ノイズを取り除きＡ／Ｄ変換時の折り返しノイズの影響を取り除くと、図５に示す如きsin信号（sinθ）が出力される。
この図５に示されるsin信号（sinθ）が出力されると、この図５に図示のsin信号（sinθ）がＡ／Ｄコンバータ３１に入力される。そして、このＡ／Ｄコンバータ３１においては、任意の一定周期でサンプリングしてデジタル信号化が行われ、図９（Ａ）に示す如きサンプリング信号（Ｙ１＝sinθ）が得られ、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力される。

このＡ／Ｄコンバータ３１から出力された図９（Ａ）に図示のサンプリング信号（sinθ）は、図３に図示の信号処理装置１００の周波数変換部１１０に入力される。
一方、信号処理装置１００の周波数計測部１６０においては、周波数変換部１１０から出力される信号に基づいて計測された周波数（θ_Ｃｎ＝θ＋θ_Ｘｎ）信号が出力される。この周波数計測部１６０から出力される出力信号周波数（θ_Ｃｎ＝θ＋θ_Ｘｎ）の計測値が入力される発信器１２０においては、この出力信号周波数（θ_Ｃｎ＝θ＋θ_Ｘｎ）の計測値に基づいて、所望の発信周波数信号（θ_Ｘｎ）を発信し、発信出力レートを入力信号のＡ／Ｄコンバータ３１におけるサンプリング周期と同じレートで図９（Ｂ）に示す如きcos信号（Ｙ２＝cosθ_Ｘｎ）を出力する。

発信器１２０から図９（Ｂ）に図示のcos信号（Ｙ２＝cosθ_Ｘｎ）が周波数変換部１１０に入力されると、周波数変換部１１０内の掛け算器においては、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力される図９（Ａ）に図示のサンプリング信号（Ｙ１＝sinθ）と掛け算（sinθ×cosθ_Ｘｎ）を行って、図９（Ｃ）に示す如き信号（Ｙ３＝sinθ×cosθ_Ｘｎ）を得る。
この周波数変換部１１０内の掛け算器において掛け算（sinθ×cosθ_Ｘｎ）を行って得た図９（Ｃ）に図示の信号（Ｙ３＝sinθ×cosθ_Ｘｎ）は、周波数変換部１１０内において、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を通して、低い周波数成分を取り除いて、図９（Ｄ）に示す如き信号（Ｙ４＝１／２・sinθ_Ｃ）を得る。この図９（Ｄ）図示の信号（Ｙ４＝１／２・sinθ_Ｃ）は、周波数変換部１１０から出力されて、周波数計測部１６０と、位相差計測器１３０に入力される。

また、図３に図示のローパスフィルタ３４において、高調波ノイズを取り除きＡ／Ｄ変換時の折り返しノイズの影響を取り除くと、sin信号（sin（θ＋δφ））が出力される。
このsin信号（sin（θ＋δφ））が出力されると、このsin信号（sin（θ＋δφ））は、Ａ／Ｄコンバータ３５に入力される。そして、このＡ／Ｄコンバータ３５においては、任意の一定周期でサンプリングしてデジタル信号化が行われる。
そして、このＡ／Ｄコンバータ３５から出力される信号と、Ａ／Ｄコンバータ３５から出力されるサンプリング信号とを周波数変換部１４０内の掛け算器において掛け算を行って信号を得る。

この周波数変換部１４０内の掛け算器において掛け算を行って得た信号は、周波数変換部１１０内において、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を通して、低い周波数成分を取り除いて、図９（Ｅ）に示す如き信号（Ｙ５＝１／２・sin（θ_Ｃ＋δφ））を得る。この図９（Ｅ）図示の信号（Ｙ５＝１／２・sin（θ_Ｃ＋δφ））は、周波数変換部１１０から出力されて、周波数計測部１６０と、位相差計測器１３０に入力される。
位相差計測器１３０においては、周波数変換部１１０から出力されて、位相差計測器１３０に入力される図９（Ｄ）図示の信号（Ｙ４＝１／２・sinθ_Ｃ）と、周波数変換部１４０から出力されて、位相差計測器１３０に入力される図９（Ｅ）図示の信号（Ｙ５＝１／２・sin（θ_Ｃ＋δφ））とに基づいて、図９（Ｆ）に示す如き信号（Ｙ６＝δφ）を、その位相差δφとして出力する。

このように演算周期をサンプリング時間と同期させることによって、位相計測時のリアルタイム性をあげることができる。
また、一対の振動速度信号（sinθ，sin（θ＋δφ））は、どちらも同じ処理を行い位相計算されるため演算誤差がほとんど無く、正確な位相計算を行うことができる。

次に、図１０に図示の動作フローチャートを用いて、信号処理方法について説明する。
図１０には、フィードバックループを用いた場合の周波数変調および位相計測におけるフローチャートが示されている。
図１０において、ステップ２００では、演算器である信号処理装置１００のパラメータを初期化する。この信号処理装置１００のパラメータの初期化が行われると、ステップ２００において、周波数変調における目標周波数、すなわち、周波数変調後の目標周波数の設定を行い、さらに、初期参照波形の周波数を設定、すなわち、参照信号周波数の初期設定を行う。

ステップ２００において、演算器である信号処理装置１００のパラメータの初期化が行われ、周波数変調後の目標周波数の設定、参照信号周波数の初期設定が行われると、ステップ２１０において、レフトピックオフ（ＬＰＯ）７（左速度センサ７）から出力される位相／及び速度信号をＡ／Ｄコンバータ３１において任意のサンプリング周期でサンプリングしてデジタル信号化し、ライトピックオフ（ＲＰＯ）８（右速度センサ８）から出力される位相／及び速度信号をＡ／Ｄコンバータ３５において任意のサンプリング周期でサンプリングしてデジタル信号化する。
そして、このＡ／Ｄコンバータ３１において任意のサンプリング周期でサンプリングしてデジタル信号化された位相／及び速度信号は、周波数変換器１１０に、Ａ／Ｄコンバータ３５において任意のサンプリング周期でサンプリングしてデジタル信号化された位相／及び速度信号は、周波数変換器１４０に、それぞれ入力される。

このステップ２１０において任意のサンプリング周期でサンプリングしデジタル信号化されると、ステップ２２０において、参照信号用の発信器１２０に出力周波数を設定し、参照信号の生成を行う。参照信号の生成が行われると、この発信器１２０から、発信器１２０において設定された周波数の参照信号が出力され、周波数変換器１１０，１４０に入力される。

このステップ２２０において発信器１２０に参照信号の生成が行われると、ステップ２３０において、周波数変換器１１０，１４０の処理が行われる。すなわち、発信器１２０から出力される参照周波数信号が入力された周波数変換器１１０においては、Ａ／Ｄコンバータ３１から出力されてくる位相／及び速度信号を発信器１２０から出力される参照信号を用いて、任意の周波数の位相／及び速度信号に変換する。
また、発信器１２０から出力される参照周波数信号が入力された周波数変換器１４０においては、Ａ／Ｄコンバータ３５から出力されてくる位相／及び速度信号を発信器１２０から出力される参照信号を用いて、任意の周波数の位相／及び速度信号に変換する。

このステップ２３０において任意の周波数の位相／及び速度信号への変換が行われると、ステップ２４０において、周波数変換後の周波数が計測され、初期設定時の周波数変調における目標周波数と比較する。
すなわち、周波数変換器１１０において任意の周波数変換されたＡ／Ｄコンバータ３１から出力されてくる位相及び速度信号は、周波数計測器１６０と位相計測器１３０に入力される。そして、この周波数計測器１６０において、周波数変換後の周波数が計測され、発信器１２０から出力される初期設定時の周波数変調における目標周波数と比較される。

このステップ２４０において初期設定時の周波数変調における目標周波数と比較が行われると、ステップ２５０において、発信器１２０から出力される次回の参照信号の発信周波数の決定を行う。
すなわち、ステップ２５０においては、ステップ２４０において比較された差分の周波数が０Hzになるように、発信器１２０から出力される次回の参照信号の発信周波数の決定を行う。
このステップ２５０において発信器１２０から出力される次回の参照信号の発信周波数の決定を行うと、ステップ２６０において、位相計測を行う。
すなわち、ステップ２６０においては、発信器１２０から出力される参照信号の発信周波数に基づいて任意の一定周波数に変換された位相及び速度信号が位相計測器１３０に入力される。この位相計測器１３０においては、周波数変換器１１０から出力される任意の一定周波数に変換された位相及び速度信号に基づいて、ＦＦＴ等を用いて位相計測する。このようにＦＦＴ等を用いて位相計測することによって、常に同じ演算周期で高精度な位相差計測が行える。

以下に、信号処理装置１００を構成する周波数変換部１１０，１４０と、発信器１２０と、位相差計測器１３０と、周波数計測部１６０の４つのブロックについて説明する。
（１）周波数変換部
信号処理装置１００の周波数変換部１１０は、図１１に示す如き構成を有している。
図１１において、周波数変換部１１０は、掛け算器１１１と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１２（又は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ））で構成されている。
発信器１２０からの参照信号cosθ_２と、Ａ／Ｄコンバータ３１からの入力信号SINθ_１を掛け算し、その後、ローパスフィルタ１１２によってフィルタ処理を行う。

まず、発信器１２０からの参照信号cosθ_２と、レフトピックオフ（左速度センサ）７によって検出され、ローパスフィルタ３０によって取り出された低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）がＡ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換され出力される入力信号sinθ_１を掛け算し、
〔式１３〕

と、和と差の周波数信号を合成する。
この和と差の合成信号にローパスフィルタ（又は、ハイパスフィルタ）１１２を掛けることによって差の信号（又は、和の信号）のみを取り出す。
ここでは、具体的な説明をするため、和の信号を取り出すこととしているが、差の信号でも問題なく、周波数変換方法に応じてフィルタの処理方法は、適宜対応される。

ローパスフィルタ（又は、ハイパスフィルタ）１１２からの出力は、
〔式１４〕

となり、このときのローパスフィルタ（又は、ハイパスフィルタ）１１２からの出力信号周波数θ_３は、常に一定になるようにコントロールされる。
このため、使用するフィルタは、入力信号によらず、常に同一のフィルタを用いることができる。
また、このことによって、周波数変換部１１０の後段の位相差計測器１３０における位相計測を非常に画一的に、かつ単純化して処理を行うことができる。

（２）周波数計測部
周波数の計測方法としては、本実施の形態においては、ＰＬＬ（PLL; Phase-locked loop 位相同期回路）の原理を用いる。このＰＬＬは、入力される交流信号と周波数が等しく、かつ位相が同期した信号を、フィードバック制御により別の発振器から出力する電子回路が知られている。
このようにＰＬＬは、もともと位相を同期するための回路で、入力信号に対して位相の同期した信号を作ることができるようになっている。
このＰＬＬは、外部から入力された基準信号と、ループ内の発振器からの出力との位相差が一定になるよう、ループ内発振器にフィードバック制御をかけて発振させる発振回路で、演算器で構成することが比較的簡単で、さらに高速で演算することが可能である。

信号処理装置１００の周波数計測部１６０は、図１２に示す如き構成を有している。
図１２において、周波数計測部１６０は、掛け算器１６１と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６２と、周波数計測用発信器１６３とによって構成されている。
周波数変換部１１０には、掛け算器１６１が接続されている。この周波数変換部１１０からは、レフトピックオフ（左速度センサ）７によって検出され、ローパスフィルタ３０によって取り出された低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）がＡ／Ｄコンバータ３１においてデジタル信号に変換され出力されてくる入力信号周波数θと、発信器１２０から出力される出力周波数θ_Ｘｎとを加算（または減算）された変換周波数信号sin（θ＋θ_Ｘｎ）が出力され、掛け算器１６１に入力される。

そして、この掛け算器１６１は、周波数変換部１１０の出力信号と、周波数計測用発信器１６３から出力される出力信号cosδの位相を比較し、その差信号と和信号としてローパスフィルタ１６２に出力するものである。
したがって、掛け算器１６１の出力端には、ローパスフィルタ１６２が接続されている。このローパスフィルタ１６２は、掛け算器１６１から出力される出力信号を周波数フィルタを通して、低い周波数の信号のみ取り出すものである。
したがって、ここでは、掛け算器１６１から出力される出力信号の中で差の成分のみを取り出している。

また、ローパスフィルタ１６２には、周波数計測用発信器１６３が接続されている。この周波数計測用発信器１６３は、ローパスフィルタ１６２から出力される低い周波数の信号を基に位相データδを生成するものである。
そして、このローパスフィルタ１６２によって濾波出力される差の成分のみの出力データＶ（周波数演算関数Ｖ）が０になるように帰還ループが形成される。

図１２に図示のように周波数変換部１１０から出力され掛け算器１６１に入力される入力信号をSINθ、発信器１２０から出力され掛け算器１６１に入力される出力信号をcosδとおき、その２つの波形を掛け算器１６１において掛け算すると、
〔式１５〕

となる。
この式（１５）に示される掛け算器１６１における掛け算結果をローパスフィルタ１６２を掛けることによって、高い周波数成分が除去され、
〔式１６〕
Ｖ＝sin（θ−δ） …………………（１６）
となる。

式（１５）の（θ−δ）の値が十分小さい値（Ｖ≒０）のとき、掛け算器１６１における掛け算結果を示す周波数演算関数Ｖは、
〔式１７〕
Ｖ＝θ−δ≒０ …………………（１７）
で近似することができる。
ここで、周波数演算関数Ｖが０になるように周波数計測用発信器１６３の出力波形をコントロールすることによって、周波数変換部１１０において周波数変換した後の位相θを求めることができる。

このようにして求めた周波数変換部１１０から出力される周波数変換後の位相θを、次の式（１７）、式（１８）を用いて演算することによって周波数ｆを求めることができる。
〔式１８〕

ここで、ΔＴは、時間変化を表しており、演算周期（サンプリングレート）と等しくなる。
したがって、位相変化（θ）は、
〔式１９〕
θ＝２・π・ｆ・Ｔａ ……………………（１９）
但）Ｔａ：時間変化（サンプリング周期）（sec）
ｆ：入力周波数（Hz）
θ：位相変化（rad）
となる。

そして、入力周波数ｆは、
〔式２０〕

となる。
このような計算を周波数計測器１６０において行うことによって、高速な周波数計測を行うことができる。

（３）発信器
図３において可変調な発信器１２０は、周波数計測部１６０の計測結果（θ＋θ_Ｘｎ）に基づいて出力周波数が制御される。
すなわち、発信器１２０は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときにレフトピックオフ７によって検出され周波数変換部１１０に入力される測定チューブ２，３の左側に生じる振動速度の検出信号（出口側速度信号）の周波数θを位相差計測器１３０で処理される所望な周波数に制御する。
この周波数変換部１１０と周波数変換部１４０とは、同じ構成となっている。このため、周波数変換部１１０から出力される周波数同様、周波数変換部１４０から出力される周波数は、加振器６によって測定チューブ２，３を振動したときにライトピックオフ８によって検出され周波数変換部１４０に入力される測定チューブ２，３の右側に生じる振動速度の検出信号（入口側速度信号）の周波数（θ＋δφ）を所望な周波数に変換する。

（４）位相計測器
位相計測の方法には、種々な方法があるが、フーリエ変換を用いた位相計測の場合、周波数が固定されているため、非常に演算を高速に行うことが可能となる。
以下に、離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform;ＤＦＴ）を例にとって説明する。この離散フーリエ変換というのは、離散群上のフーリエ変換であり、信号処理などで離散化されたデジタル信号の周波数解析などによく使われ、偏微分方程式や畳み込み積分を効率的に計算するためにも使われるものである。この離散フーリエ変換は（計算機上で）高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使って高速に計算することができる。

いま、位相差計測器１３０において、サンプリングされた入力信号をｇ（ｎ）とすると、そのＤＦＴ Ｇ（ｋ）は、
〔式２１〕

と定義される。

さらに表現を簡潔にするために、複素指数関数の部分を、
〔式２２〕

と置き換えて表現すると、式（２１）は、
〔式２３〕

となる。

ここで、複素指数関数Ｗ_Ｎ ^ｎｋに注目し、さらにＮを、Ｎ＝２^Ｍ（Ｍ：整数）たとえば、Ｎ＝８として考えると、入力周波数がサンプリング周波数の１／４の時、三角関数の周期性より実数部と虚数部の関数を、
〔式２４〕

と、０．１，−１で表現することができる。
このようにして、サンプリング周波数の１／４に周波数変換した入力信号LPO，RPOを非常に簡単にフーリエ変換することができ、さらに通常位相計測においては、単一の周波数（振動周波数）のみフーリエ変換すればよいので、他の周波数帯域について変換は行わないため、加減算のみで演算することが可能である。

実際には、位相差計測器１３０に入力された入力信号をｇ（ｎ）とし、入力信号をｇ（ｎ）がサンプリングレートの１／４の周波数とし、さらにＮを、Ｎ＝２^Ｍ（Ｍ：整数）とした場合、そのＤＦＴ Ｇ（ｎ）の演算は、
〔式２５〕

のように演算することができる。
Ｍの値が大きくなっても基本的な演算は全く変わらないので、Ｍを大きくするほど非常に精度良く計算することが可能であり、演算負荷もほとんど変わらない。

さらに、２つの入力信号を前述の手順によって離散フーリエ変換（ＤＦＴ）した結果、ＲＰＯ信号を、
〔式２６〕

とおき、ＬＰＯ信号を、
〔式２７〕

とおくことが可能である。

このときの入力信号の位相角ｔａｎδφは、
〔式２８〕

となる。

この式（２８）において、入力信号の位相角ｔａｎδφを求めた後、そのｔａｎ^−１δφを演算して位相差信号δφを求めることができる。
また、被測定流体の質量流量Ｑは、位相角に比例し駆動周波数Ｆに反比例することから、
〔式２９〕
Ｑ＝Ｓ（ｔ）・δφ／Ｆ …………………（２９）
但）Ｓ（ｔ）：測定流体の温度に関連した補正係数
と表され、この式（２９）に計測した位相角δφと駆動周波数Ｆを代入することによって質量流量Ｑを計算することができる。
このようにして求めた質量流量Ｑは、適切なスケーリングや単位換算が行われ、アナログ出力、パルス出力、シリアル通信など後段の処理を追加することによって様々な形態で外部に出力することができる。

《周波数変換を用いた位相計測方法の特長》
本発明に係る位相計測システムの特徴は、レフトピックオフ（左速度センサ）７によって検出され、ローパスフィルタ３０によって取り出された低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）をＡ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換され出力され、周波数変換部１１０に入力される入力信号の周波数θとは無関係なサンプリング周期で信号をサンプリングできるので、非常に構成が簡単で、さらにフィルタのテーブルを必要とせず、さらに演算誤差が少ない非常に高速な演算が可能となる。

また、本発明に係る位相計測システムによると、レフトピックオフ（左速度センサ）７によって検出され、ローパスフィルタ３０によって取り出された低い周波数の左速度信号（出口側速度信号）をＡ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換され出力され、周波数変換部１１０に入力される入力信号に急激な周波数変化が生じても、周波数変換のフィードバックループによって、応答良く追従することができ、周波数変換後の周波数を直接計測し、位相計測を行うため、周波数変換に伴う周波数変換誤差が最小限に抑えら、非常に高安定性で正確な位相計測に適している。
そして位相計測だけでなく同時に周波数変換後の周波数と発信器１２０の発信周波数より入力信号の周波数を求めることができる。
ここで求められた周波数は、高速なフィードバックループより応答性の高い極めて安定な周波数となる。

さらに、本発明に係る位相計測システムによると、周波数変換部１１０に入力される入力信号の入力周波数による位相計測の帯域制限が殆ど無いため、さまざまな駆動周波数のセンサと結合することが可能となり、さらに入力周波数によって演算精度が影響されないため、常に高精度な位相計測が可能となる。

測定用の流管を構成する少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブからなる測定チューブ２，３を駆動装置によって加振器６を作動させる。この一本、若しくは一対のフローチューブからなる測定チューブ２，３を交番駆動して、このフローチューブを振動させる。そして、レフトピックオフ（ＬＰＯ）７とライトピックオフ（ＲＰＯ）８とによって構成される振動検出センサである一対の速度センサ若しくは加速度センサによって、一本、若しくは一対のフローチューブからなる測定チューブ２，３に作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計が構成されている。

このコリオリ流量計に、可変調な周波数信号を発信出力する発信器１２０を設ける。
さらに、一対の振動検出センサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）の内、一方の速度センサ（例えば、レフトピックオフ７から入力される入力信号（出口側速度信号））を第１のＡ／Ｄコンバータ３１によってデジタル信号に変換する。そして、この入力信号周波数θを、発信器１２０から出力される出力周波数θ_Ｘｎを用いて、特定した一定周波数信号に周波数シフトして所望の周波数帯域に移動する第１の周波数変換部１１０を設ける。

一対の振動検出センサ（レフトピックオフ７，ライトピックオフ８）の内、他方の速度センサ（例えば、ライトピックオフ８から入力される入力信号（入口側速度信号））を第２のＡ／Ｄコンバータ３５によってデジタル信号に変換された入力信号周波数θを、発信器１２０から出力される出力周波数θ_Ｘｎを用いて、特定した一定周波数信号に周波数シフトして所望の周波数帯域に移動する第２の周波数変換部１４０を設ける。

第１の周波数変換部１１０から出力される一定の周波数信号に変換された第１の周波数信号の周波数を計測し、この計測した第１の周波数信号の周波数値を発信器１２０に出力して、周波数変換部１１０において周波数変換を行った後の周波数が、常に一定周波数となるように出力周波数をコントロールする周波数計測部１６０を設ける。
さらに、第１の周波数変換部１１０から一定の周波数信号に変換された第１の周波数信号と、第２の周波数変換部１４０から出力される一定の周波数信号に変換された第２の周波数信号との位相差の計測を行う位相差計測部１３０を設ける。

そして、第１の周波数変換部１１０から出力される一定の周波数信号に変換された第１の周波数信号と、第２の周波数変換部１４０から出力される一定の周波数信号に変換された第２の周波数信号との位相差を得る信号処理装置１００を設けてコリオリ流量計を構成する。

１………………………コリオリ流量計
２，３…………………測定チューブ
４………………………検出器
５………………………変換器
６………………………加振器
７………………………左速度センサ
８………………………右速度センサ
９………………………温度センサ
１０……………………駆動制御部
１１……………………位相計測部
１２……………………温度計測部
３０，３４……………ローパスフィルタ
３１，３５……………Ａ／Ｄコンバータ
７０……………………振動速度センサ
８０……………………振動速度信号演算器
８５……………………周波数変換部
９０……………………発信器
９５……………………位相差計測器
１００…………………信号処理装置
１１０…………………周波数変換部
１１１…………………掛け算器
１１２…………………ローパスフィルタ
１２０…………………発信器
１３０…………………位相差計測器
１４０…………………周波数変換部
１５０…………………クロック
１６０…………………周波数計測部
１６１…………………掛け算器
１６２…………………ローパスフィルタ
１６３…………………周波数計測用発信器

Claims (13)

1. 測定用の流管を構成する少なくとも一本、又は一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、振動検出センサである２つの速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
   前記速度センサ若しくは加速度センサから検出される前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した振動周波数の入力信号をＡ／Ｄ変換して得る２つの流量信号の各々について任意の発振周波数に基づいて合成して周波数変換し，
   少なくとも一方のセンサの合成波形の周波数を計測し，
   前記計測した周波数に基づいて制御信号を発信し，
   前記合成周波数信号の合成した合成成分の和分または差分の成分の周波数が常に一定となるように制御し，
   前記制御信号よりフローチューブの共振周波数を求め、被計測流体の密度を算出し、
   前記制御された各々の変換合成周波数の和分または差分の信号から位相を計測する
   ことを特徴とする信号処理方法。
2. 前記任意の発振周波数に基づく合成周波数変換は，
   前記一方のセンサからの入力信号SINθ_１と、前記発信する制御信号cosθ_２とを掛け算し，
   前記掛け算して出力される出力信号を周波数フィルタを通して、低い周波数の信号のみ取り出すようにした
   ものである請求項１に記載の信号処理方法。
3. 前記任意の発振周波数に基づく合成周波数変換は，
   前記一方のセンサからの入力信号SINθ_１と、前記発信する制御信号cosθ_２とを掛け算し，
   前記掛け算して出力される出力信号を周波数フィルタを通して、高い周波数の信号のみ取り出すようにした
   ものである請求項１に記載の信号処理方法。
4. 前記速度センサ若しくは加速度センサから検出される前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した振動周波数の入力信号は、
   前記Ａ／Ｄ変換においてサンプリングしてデジタル信号化が行われ，
   前記発信する制御信号に基づいて合成周波数変換して得られる各々の変換合成周波数信号は，
   合成した合成成分の和分または差分の成分の周波数が前記Ａ／Ｄ変換時のサンプリング周波数の１／４になるように制御する
   ものである請求項１に記載の信号処理方法。
5. 測定用の流管を構成する少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、振動検出センサである速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
   可変調な周波数信号を発信出力する発信器と，
   前記速度センサ若しくは加速度センサによって検出される入力周波数と、前記発信器の出力周波数Ｆ_Ｘを加算（又は減算）して周波数変換し、該周波数変換後の周波数値が常に一定になるように周波数シフトする周波数変換部と，
   によって構成してなることを特徴とする信号処理装置。
6. 測定用の流管を構成する少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブを振動させて、振動検出センサである一対の速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
   可変調な周波数信号を発信出力する発信器と，
   前記一対の振動検出センサの一方のセンサを第１のＡ／Ｄコンバータによってデジタル信号に変換された該入力信号周波数と、前記発信器から出力される出力周波数とを加算（または減算）して該周波数変換後の周波数値が常に一定になるように周波数変換する第１の周波数変換部と，
   前記一対の振動検出センサの他方のセンサを第２のＡ／Ｄコンバータによってデジタル信号に変換された該入力信号周波数と、前記発信器から出力される出力周波数とを加算（または減算）して該周波数変換後の周波数値が常に一定になるように周波数変換する第２の周波数変換部と，
   によって構成したことを特徴とする信号処理装置。
7. 測定用の流管を構成する少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、振動検出センサである一対の振動検出センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
   可変調な周波数信号を発信出力する発信器と，
   前記一対の振動検出センサの一方の速度センサを第１のＡ／Ｄコンバータによってデジタル信号に変換されて出力されてくる入力信号周波数を、前記発信器から出力される出力周波数を用いて、常に一定の周波数信号に周波数シフトして別の周波数帯域に移動する第１の周波数変換部と，
   前記一対の振動検出センサの他方の速度センサを第２のＡ／Ｄコンバータによってデジタル信号に変換されて出力されてくる入力信号周波数を、前記発信器から出力される出力周波数を用いて、常に一定の周波数信号に周波数シフトして別の周波数帯域に移動する第２の周波数変換部と，
   前記第１の周波数変換部から出力される一定の周波数信号に変換された第１の周波数信号の周波数を計測し、該計測した第１の周波数信号の周波数値を前記発信器に出力して、前記周波数変換部において周波数変換を行った後の周波数が、前記第１のＡ／Ｄコンバータによってデジタル信号に変換されて入力される一対の振動速度センサの一方の速度センサ信号の入力周波数を所望の周波数になるように第１及び第２の周波数変換部の出力周波数をコントロールする周波数計測部と，
   によって構成したことを特徴とする信号処理装置。
8. 前記周波数変換部は，
   前記発信器からの参照信号cosθ_２と、前記第１のＡ／Ｄコンバータからの入力信号SINθ_１を掛け算する掛け算器と，
   前記掛け算器において掛け算して出力されてくる出力信号を周波数フィルタを通して、低い周波数の信号のみ取り出すローパスフィルタと，
   によって構成したことを特徴とする請求項５，６又は７に記載の信号処理装置。
9. 前記周波数変換部は，
   前記発信器からの参照信号cosθ_２と、前記第１のＡ／Ｄコンバータからの入力信号SINθ_１を掛け算する掛け算器と，
   前記掛け算器において掛け算して出力されてくる出力信号を周波数フィルタを通して、高い周波数の信号のみ取り出すハイパスフィルタと，
   によって構成したことを特徴とする請求項５，６又は７に記載の信号処理装置。
10. 前記周波数計測部は，
    前記第１の周波数変換部に接続される掛け算器と、該掛け算器に接続されるローパスフィルタと、該ローパスフィルタに接続され、該ローパスフィルタからの出力信号を入力する周波数計測用発信器とからなり，
    前記掛け算器は、前記第１の周波数変換部から出力される出力信号sin（θ＋θ_Ｘｎ）と、周波数計測用発信器から出力される出力信号cosδの位相を比較し、その差信号と和信号として後段のローパスフィルタに出力するもので，
    前記ローパスフィルタは、前記掛け算器から出力される出力信号を周波数フィルタを通して、低い周波数の信号のみ取り出すもので，
    該ローパスフィルタから出力される低い周波数の信号を基に基本出力波形の位相量Ｖが生成され、該位相量Ｖは前記周波数計測用発信器によって常に、
    Ｖ＝０
    なる条件を満たす
    ことを特徴とする請求項７，８又は９に記載の信号処理装置。
11. 前記第１のＡ／Ｄコンバータと前記第２のＡ／Ｄコンバータの出力の同期を取るクロックを設け，
    前記第１のＡ／Ｄコンバータから出力される一対の振動検出センサのいずれか一方のデジタル信号と、前記第２のＡ／Ｄコンバータから出力される該振動検出センサの他方のデジタル信号との同期を取るようにしたことを特徴とする請求項７，８，９又は１０に記載の信号処理装置。
12. 前記位相計測部の処理は，
    ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）又は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）である請求項７，８，９，１０又は１１に記載の信号処理装置。
13. 測定用の流管を構成する少なくとも一本、若しくは一対のフローチューブを駆動装置によって加振器を作動させ前記フローチューブを交番駆動し、該フローチューブを振動させて、振動検出センサである一対の速度センサ若しくは加速度センサによって前記フローチューブに作用するコリオリの力に比例した位相差及び／又は振動周波数を検出することにより、被計測流体の質量流量及び／又は密度を得るコリオリ流量計において，
    可変調な周波数信号を発信出力する発信器と，
    前記一対の振動検出センサの一方の速度センサを第１のＡ／Ｄコンバータによってデジタル信号に変換された該入力信号周波数θを、前記発信器から出力される出力周波数θ_Ｘｎを用いて、特定した一定周波数信号に周波数シフトして所望の周波数帯域に移動する第１の周波数変換部と，
    前記一対の振動検出センサの他方の速度センサを第２のＡ／Ｄコンバータによってデジタル信号に変換された該入力信号周波数θを、前記発信器から出力される出力周波数θ_Ｘｎを用いて、特定した一定周波数信号に周波数シフトして所望の周波数帯域に移動する第２の周波数変換部と，
    前記第１の周波数変換部から出力される一定の周波数信号に変換された第１の周波数信号の周波数を計測し、該計測した第１の周波数信号の周波数値を前記発信器に出力して、前記周波数変換部において、周波数変換後の周波数が、常に一定周波数となるように出力周波数をコントロールする周波数計測部と，
    を設けたことを特徴とするコリオリ流量計。

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