JP2010200309A - 近接型アンテナ及び無線通信機 - Google Patents

Abstract

【課題】従来より広く他の部品の設置場所を確保できる近接型アンテナを提供すること。
【解決手段】近接型アンテナ１０は、信号端１２ａから接地端１２ｂに向かって水平面内の所定方向に巻回された配線パターン１２と、信号端１３ａから接地端１３ｂに向かって水平面内の上記所定方向の逆方向に巻回された配線パターン１３とを備え、配線パターン１２と配線パターン１３とが垂直方向に並置されていることを特徴とする。これにより、１ターン分の配線幅でスパイラルコイル数ターン分の特性を得ることができるので、従来より広く他の部品の設置場所を確保することが可能になる。
【選択図】図１

Description

本発明は、近接型アンテナ及びこの近接型アンテナを搭載した無線通信機に関する。

近年、携帯電話などの小型無線機器の高性能化は目覚ましく、非接触型ＩＣカード（例えば、ＮＦＣ（Near Field Communication）規格準拠のＩＣカード。具体的には、ＭＩＦＡＲＥ（登録商標）やＦｅｌｉｃａ（登録商標）など。）に対応するものも登場している。そのような小型無線機器には、ＭＨｚ帯の周波数での非接触通信用のアンテナ（以下、近接型アンテナという。）が搭載される。

近接型アンテナとしては、プリント基板上にエッチング加工によって形成した数ターンのスパイラルコイルを用いることが一般的である（例えば特許文献１参照。）。数ターンにするのは、数ターン未満のターン数では十分な通信特性が得られないからである。他に、小型無線機器の筐体内面にワイヤーを数回巻いて近接型アンテナとする例も知られているが、形状が崩れやすく、アンテナ特性にバラつきが生じやすく、通信距離が短くなってしまう場合などもある。

話は変わるが、共振器の構造のひとつとして、インターディジタル結合という構造が知られている。これは、一対の板状の共振器を近傍に並べ、それぞれの開放端（信号供給端）と短絡端とが互いに向かい合うようにしたもので、共振器単体での共振周波数を中心にして、高低に分離するという特徴を有する（以下、この分離した状態を、混成共振モードという。）。インターディジタル結合共振器では、低い方の共振周波数を動作周波数とすることにより、各共振器の長さを単体で用いる場合に比べて短くすることができるとともに、良好なバランス特性が得られる。また、導体損失も少なくなる。特許文献２の［００３８］段落〜［００５５］段落には、以上のことが詳しく説明されている。

特開２００５−９３８６７号公報 特開２００７−６０６１８号公報

ところで、小型無線機器の高性能化に伴い、使用部品点数も増大の一途をたどっている。そのような状況の中にあって、例えば、上記近接型アンテナは縦４０ｍｍ、横３０ｍｍ、３ターン分の配線幅４ｍｍと小型無線機器の搭載部品としては極めて占有面積が大きく、他の部品の設置場所を狭めている。それだけでなく、近接型アンテナのアンテナ特性は、近傍（特にコイル導体の真下）に金属製の部品があるだけで悪化してしまうという問題もあり、近接型アンテナは部品レイアウト上の難題となっている。

したがって、本発明の目的の一つは、従来より広く他の部品の設置場所を確保できる近接型アンテナ及びこの近接型アンテナを搭載した無線通信機を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明による近接型アンテナは、信号端から接地端に向かって水平面内の所定方向に巻回された第１のループアンテナと、信号端から接地端に向かって水平面内の前記所定方向の逆方向に巻回された第２のループアンテナとを備え、前記第１のループアンテナと前記第２のループアンテナとが垂直方向に並置されていることを特徴とする。

本発明によれば、１ターン分の配線幅で、スパイラルコイル数ターン分の特性を得ることができる。したがって、従来より広く他の部品の設置場所を確保することが可能になる。

また、上記近接型アンテナにおいて、絶縁性材料で構成された基板をさらに備え、前記第１のループアンテナは前記基板の一方面に形成され、前記第２のループアンテナは前記基板の他方面に形成されることとしてもよい。これによれば、基板の両面を用いて、第１のループアンテナと第２のループアンテナとを垂直方向に並置することが可能になる。

また、上記近接型アンテナにおいて、前記基板は、前記一方面に形成された第１乃至第３のパッド電極と、前記他方面に形成された第４乃至第６のパッド電極と、前記第１のパッド電極と前記第４のパッド電極とを接続する第１のスルーホール導体と、前記第２のパッド電極と前記第５のパッド電極とを接続する第２のスルーホール導体と、前記第３のパッド電極と前記第６のパッド電極とを接続する第３のスルーホール導体とを有し、前記第１のパッド電極は前記第１のループアンテナの信号端と接続し、前記第２のパッド電極は前記第１のループアンテナの接地端と接続し、前記第５のパッド電極は前記第２のループアンテナの接地端と接続し、前記第６のパッド電極は前記第２のループアンテナの信号端と接続することとしてもよい。これによれば、基板の両面を対称構造とすることができるので、近接型アンテナを通信機内に設置する際の設計が容易になる。

また、本発明による無線通信機は、上記各近接型アンテナを搭載することを特徴とする。

本発明によれば、従来より広く他の部品の設置場所を確保できる近接型アンテナを提供できる。

本発明の好ましい実施の形態による近接型アンテナの概観を示す略斜視図である。 （ａ）及び（ｂ）はそれぞれ、本発明の好ましい実施の形態による近接型アンテナをおもて面及びうら面から見た平面図である。 本発明の好ましい実施の形態による近接型アンテナへの接続関係を示した模式図である。 （ａ）は、互いにインターディジタル結合する共振器を有するアンテナの平面図である。（ｂ）は、（ａ）に示したアンテナの動作周波数を共振周波数ｆ_１とした場合に、各共振器に流れる電流と、各共振器に発生する電界Ｅの分布とを示す図である。（ｃ）は、（ａ）に示したアンテナの動作周波数を共振周波数ｆ_２とした場合に、各共振器に流れる電流と、各共振器に発生する電界Ｅの分布とを示す図である。（ｄ）（ｅ）はともに、（ａ）のＡ−Ａ’線断面図である。（ｄ）には、（ａ）に示したアンテナの動作周波数を共振周波数ｆ_１とした場合に各共振器の周囲に生ずる磁界Ｈの分布を示している。（ｅ）には、（ａ）に示したアンテナの動作周波数を共振周波数ｆ_２とした場合に各共振器の周囲に生ずる磁界Ｈの分布を示している。 （ａ）は、本発明の好ましい実施の形態による近接型アンテナを使用する小型無線通信機の回路構成を示す図である。（ｂ）は、近接型アンテナの各配線パターンの他端をグランドに接続しない場合における小型無線通信機の回路構成の例を示す図である。 本発明の好ましい実施の形態の比較例１による近接型アンテナの概観を示す略斜視図である。 本発明の好ましい実施の形態による近接型アンテナの効果を確認するためのシミュレーションの構成を示す図である。 シミュレーションの結果得られた「電力伝送効率」を対周波数で示したグラフである。（ａ）は動作周波数を含む比較的広い周波数帯域を示しており、（ｂ）は動作周波数付近のみの比較的狭い周波数帯域を示している。 （ａ）は、本発明の好ましい実施の形態の実施例２による近接型アンテナの概観を示す略斜視図である。（ｂ）は、本発明の好ましい実施の形態の比較例２による近接型アンテナの概観を示す略斜視図である。 本発明の好ましい実施の形態による近接型アンテナの効果を確認するための実験の構成を示す図である。 本発明の好ましい実施の形態の変形例による整合回路を含む近接型アンテナを使用する小型無線通信機の回路構成を示す図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について詳細に説明する。

図１は、本実施の形態による近接型アンテナ１０の概観を示す略斜視図である。また、図２（ａ）及び図２（ｂ）はそれぞれ、近接型アンテナ１０をおもて面及びうら面から見た平面図である。また、図３は、近接型アンテナ１０への接続関係を示した模式図である。

図１及び図２に示すように、近接型アンテナ１０は、ランド状の突起１１ａを有する略環状の基板１１と、基板１１のおもて面に形成された略環状の配線パターン１２（第１のループアンテナ）と、基板１１のうら面に形成された略環状の配線パターン１３（第２のループアンテナ）と、突起１１ａのおもて面に形成されたパッド電極２０〜２２（第１乃至第３のパッド電極）と、突起１１ａのうら面に形成されたパッド電極３０〜３２（第４乃至第６のパッド電極）と、突起１１ａに形成されたスルーホール導体４０〜４２（第１乃至第３のスルーホール導体）とを備えている。

なお、ランド状の突起１１ａを有することは必須ではない。つまり、パッド電極を形成する場所は必ずしも突起１１ａでなくともよく、例えば基板１１の環状部分にパッド電極を形成することも可能である。

基板１１は、ガラスエポキシ、ポリイミド、ポリエチレン、アラミド、紙フェノール、紙エポキシ、ポリエステル、セラミックなどの絶縁性材料によって構成される。突起１１ａを除いた基板１１の外形は長方形となっている。また、基板１１の中央（配線パターン１２及び１３で囲まれた部分）は、中空の開口部１１ｖとなっている。

配線パターン１２，１３、パッド電極２０〜２２，３０〜３２、スルーホール導体４０〜４２は、アルミニウム、銅、銀、ニッケル、金などの導体材料によって構成される。後述するように、配線パターン１２，１３は１ターンのループアンテナを構成するので、配線パターン１２，１３の導体幅と配線幅とは等しくなっている。

配線パターン１２は、一端１２ａから他端１２ｂに向かって水平面内を、基板１１のおもて面側から見て反時計回りに巻回された１ターンのループアンテナ（第１のループアンテナ）を構成する。両端１２ａ，１２ｂはそれぞれパッド電極２０，２１に接続している。また、配線パターン１３は、一端１３ａから他端１３ｂに向かって水平面内を、基板１１のおもて面側から見て時計回りに巻回された１ターンのループアンテナ（第２のループアンテナ）を構成する。両端１３ａ，１３ｂはそれぞれパッド電極３２，３１に接続している。パッド電極２０と３０、パッド電極２１と３１、パッド電極２２と３２は、それぞれ基板１１のうらおもての互いに対応する位置に設けられており、それぞれスルーホール導体４０〜４２によって接続されている。

図３に示すように、近接型アンテナ１０を使用する際には、一端１２ａ（パッド電極２０）及び一端１３ａ（パッド電極２２）は一対の信号線ＰＬ１，ＰＬ２に接続される。また、他端１２ｂ，１３ｂ（パッド電極２１）はともにグランドに接続される。信号線ＰＬ１，ＰＬ２の具体的な例を挙げると、ＮＦＣ（Near Field Communication）規格準拠のＩＣカードで用いられる信号線、より具体的には、差動伝送方式（ディファレンシャル方式）で用いられる信号線が挙げられる。この場合、近接型アンテナ１０は、ＩＣカードやＩＣカード機能を搭載した携帯電話などの小型無線通信機に搭載される。

以上のような構成により、図３に示すように、配線パターン１２の両端１２ａ，１２ｂはそれぞれ開放端（信号供給端）及び短絡端を構成し、配線パターン１３の両端１３ａ，１３ｂもそれぞれ開放端（信号供給端）及び短絡端を構成する。そして、配線パターン１２の開放端と配線パターン１３の短絡端、配線パターン１３の開放端と配線パターン１２の短絡端とがそれぞれ向かい合っている。つまり、近接型アンテナ１０は、上述したインターディジタル結合共振器に相当する構造を有している。

ここで、インターディジタル結合について詳しく説明する。

図４（ａ）は、互いにインターディジタル結合する共振器１２，１３を有するアンテナ１０の平面図である。図４（ｂ）は、アンテナ１０の動作周波数を共振周波数ｆ_１とした場合に、共振器１２，１３に流れる電流ｉ_１，ｉ_２と、共振器１２，１３に発生する電界Ｅの分布とを示す図である。図４（ｃ）は、アンテナ１０の動作周波数を共振周波数ｆ_２とした場合に、共振器１２，１３に流れる電流ｉ_１，ｉ_２と、共振器１２，１３に発生する電界Ｅの分布とを示す図である。図４（ｄ）（ｅ）はともに、図４（ａ）のＡ−Ａ’線断面図である。図４（ｄ）には、アンテナ１０の動作周波数を共振周波数ｆ_１とした場合に共振器１２，１３の周囲に生ずる磁界Ｈの分布を示している。一方、図４（ｅ）には、アンテナ１０の動作周波数を共振周波数ｆ_２とした場合に共振器１２，１３の周囲に生ずる磁界Ｈの分布を示している。図４（ｄ）（ｅ）には、電流ｉ_１，ｉ_２の向きも示している。

図４（ａ）に示すように、アンテナ１０は、一対の共振器１２，１３を近傍に並べ、それぞれの開放端（信号供給端）と短絡端とが互いに向かい合うようにした構成を有している。アンテナ１０の共振周波数ｆ_１，ｆ_２は、共振器単体での共振周波数ｆ_０を中心にして高低（共振周波数ｆ_１，ｆ_２）にそれぞれ周波数間隔Ｄだけ分離するが、結合の度合いが強いほど共振周波数ｆ_１，ｆ_２は共振周波数ｆ_０から離れる。つまり、共振周波数ｆ_０とｆ_１及び共振周波数ｆ_０とｆ_２の周波数間隔Ｄが長くなる。

共振器単体での共振周波数ｆ_０は共振器が短いほど高くなるが、アンテナ１０では、より低帯域の共振周波数ｆ_２が得られる。したがって、共振周波数ｆ_２を動作周波数とすることにより、共振器１２，１３の長さを、それぞれを単体で用いる場合に比べて短くすることが可能になる。

ところで、共振周波数ｆ_２を動作周波数とするメリットは他にもある。共振周波数ｆ_２を動作周波数とする場合、図４（ｃ）に示すように、共振器１２，１３に流れる電流ｉ_１，ｉ_２が同一方向の電流となり、また、共振器１２と共振器１３とでは左右対称の位置で電界Ｅの位相が互いに１８０°異なる。つまり、電磁波が逆相に励振されることから、共振周波数ｆ_２を動作周波数とする場合、差動伝送方式（ディファレンシャル方式）で用いられる平衡信号をバランス特性に優れた状態で伝送することが可能になる。つまり、一対の信号線ＰＬ１、ＰＬ２から入力された平衡信号を電磁波として送信する送信アンテナ、またはアンテナ１０で受信した電磁波を一対の信号線ＰＬ１、ＰＬ２から平衡信号として出力する受信アンテナとして構成される。

また、図４（ｅ）に示すように、共振器１２，１３の周囲に生ずる磁界Ｈの分布は、共振器１２，１３を１つの導体とみなした場合に生ずる分布に等しくなる。これは仮想的に導体厚みが厚くなることを意味しており、したがって、導体損失が少なくなる。

これに対し、共振周波数ｆ_１を動作周波数とする場合には、以上のようなメリットは得られない。すなわち、共振周波数ｆ_１を動作周波数とする場合、図４（ｂ）に示すように、共振器１２，１３に流れる電流ｉ_１，ｉ_２が互いに逆方向の電流となり、また、共振器１２と共振器１３とで電界Ｅの位相が同じになる。つまり、電磁波が同相に励振されることから、差動伝送方式（ディファレンシャル方式）で用いられる平衡信号のバランス特性は悪化する。また、図４（ｄ）に示すように、共振器１２と共振器１３とで磁界Ｈが打ち消し合うため、電気的ロスが大きくなる。

インターディジタル結合が以上のような特性を有することから、近接型アンテナ１０では、低い方の共振周波数ｆ_２を動作周波数として用いることで、各配線パターンの長さを単体で用いる場合に比べて短くすることができ、かつ良好なバランス特性及び少ない導体損失を実現することが可能になる。

なお、上記の効果を得るためには、近接型アンテナ１０の各配線パターンの他端１２ｂ，１３ｂをグランドに接続することが必須である。以下、詳しく説明する。

図５（ａ）は、近接型アンテナ１０を使用する小型無線通信機の回路構成を示す図である。同図に示すように、小型無線通信機には非接触型ＩＣカードの本体部５０が搭載される。本体部５０は端子Ｔｘ１，Ｔｘ２を有し、それぞれ上記信号線ＰＬ１，ＰＬ２に接続される。信号線ＰＬ１，ＰＬ２にはフィルタ５１及び整合回路５２が設けられている。

図５（ａ）に示すように、フィルタ５１は信号線ごとにＬＣフィルタを有しており、ＬＣフィルタを構成するキャパシタは各信号線とグランドの間に設けられる。また、整合回路５２も信号線ごとに２つのキャパシタからなる整合回路を有しており、それぞれ一方のキャパシタはグランドとの間に設置される。そして、上述したように、近接型アンテナ１０の各配線パターンの他端１２ｂ，１３ｂはいずれもグランドに接続されている。このような回路構成としていることにより、回路側から見て配線パターン１２と配線パターン１３とが個々のアンテナとして機能するようにみえる。したがって、各配線パターン１２，１３がインターディジタル結合し、各配線パターン単体での共振周波数を中心にして、共振周波数が高低に分離することになる。そしてこれにより、上述したように、各配線パターンの長さを単体で用いる場合に比べて短くすることができるとともに、良好なバランス特性及び少ない導体損失が実現される。

仮に、図５（ｂ）に示すように近接型アンテナ１０の各配線パターンの他端１２ｂ，１３ｂをグランドに接続しない場合、回路側から見て配線パターン１２と配線パターン１３とが１つのアンテナとして機能するようにみえることになる。したがって、このような回路構成では、各配線パターン１２，１３がインターディジタル結合せず、上記の効果は得られない。

以上説明した近接型アンテナ１０によれば、近接型アンテナ１０がインターディジタル結合に相当する構造を有していることにより、配線パターン１２，１３の長さを従来より短くすることができるとともに、良好なバランス特性及び少ない導体損失が実現される。具体的には、１ターン分の配線幅で、スパイラルコイル数ターン分の特性を得ることができる。

以下、シミュレーション及び実験の結果を示しながら、上記効果についてより具体的に説明する。なお、シミュレーションでは以下に説明する実施例１及び比較例１を用い、実験では以下に説明する実施例２及び比較例２を用いた。

まず、シミュレーションについて説明する。

図１及び図２は、実施例１による近接型アンテナ１０を示している。この近接型アンテナ１０では、基板１１の高さｈ１を約４０ｍｍとし、幅ｗ１を約３０ｍｍとした。また、配線パターン１２，１３の導体幅ｗ３を約１．０ｍｍとした。したがって、配線幅も約１．０ｍｍである。なお、配線パターン１２，１３を構成する銅箔の厚みは３５μｍとした。また、基板１１の余白部分の幅を約０．１ｍｍとした。したがって、基板１１の開口部１１ｖの大きさは、高さｈ２が約３７．６ｍｍ、幅ｗ２が約２７．６ｍｍとなっている。

図６は、比較例１による近接型アンテナ１００の概観を示す略斜視図である。この近接型アンテナ１００は、環状の基板１０１と、基板１０１のおもて面に形成されたスパイラルコイル１０２とを備えている。スパイラルコイル１０２の両端１０２ａ，１０２ｂは一対の信号線（不図示）に接続される。基板１０１の大きさは、近接型アンテナ１０と同じ約４０ｍｍ×約３０ｍｍとし、スパイラルコイル１０２の導体幅は約１．３ｍｍとした。なお、スパイラルコイル１０２を構成する銅箔の厚みは３５μｍとした。また、スパイラルコイル１０２の線間距離及び基板１０１の余白部分の幅は約０．１ｍｍとした。スパイラルコイル１０２は３ターン分あるため、配線幅は近接型アンテナ１０よりも広く、導体間の余白を含めて４．３ｍｍとなっている。また、基板１０１の開口部１０１ｖの大きさは約３１．４ｍｍ×約２１．４ｍｍとなっている。

図７は、本シミュレーションの構成を示す図である。同図に示すように、各近接型アンテナの基板のうら側には、磁気シート６０と金属シート６１とをこの順で貼り付けたものと仮定した。これは、小型無線通信機内の環境を疑似的に再現したものである。そして、近接型アンテナ１０，１００が露出している表面に市販のＲＦＩＤリーダライタ６２を接近させ、その状態でＲＦＩＤリーダライタ６２に電力を入力した場合に、近接型アンテナ１０，１００に伝達される電力量を、Ａｎａｓｏｆｔ社の電磁界解析ソフトＨＦＳＳを用いてシミュレートした。具体的には近接型アンテナ１０のパッド電極２０，２２間に現れる電力と、近接型アンテナ１００の一端１０２ａ，他端１０２ｂ間に現れる電力とをシミュレートした。こうして得られる電力値は「電力伝送効率（電力伝送特性又はＳ２１値ともいう。）」と呼ばれ、値が大きいほど電力が多く伝わったことを意味する。

なお、ＲＦＩＤリーダライタ６２側に設けるアンテナとしては、近接型アンテナ１００と同様のスパイラルコイルを用い、そのサイズは約１０４ｍｍ×約６７ｍｍとした。これは、実際に改札機に用いられているアンテナをモデリングしたものである。各アンテナの中心軸を合わせた状態のシミュレーションを行った。

図８（ａ）（ｂ）は、本シミュレーションの結果得られた「電力伝送効率」を対周波数で示したグラフである。図８（ａ）は動作周波数ｆ_２（＝１３．５６ＭＨｚ）を含む比較的広い周波数帯域を示しており、図８（ｂ）は動作周波数ｆ_２付近のみの比較的狭い周波数帯域を示している。同図に示すように、近接型アンテナ１０と近接型アンテナ１００とでは、動作周波数ｆ_２での「電力伝送効率」を含め、ほぼ同様の結果が得られた。この結果は、１ターン分の配線幅の近接型アンテナ１０により、スパイラルコイル３ターン分の配線幅の近接型アンテナ１００と同等の特性を得られることを示している。

次に、実験について説明する。

図９（ａ）は、実施例２による近接型アンテナ１０の概観を示す略斜視図である。裏面は示していないが、図２（ｂ）に示した近接型アンテナ１０と同様に、配線パターン１３などが形成されている。この近接型アンテナ１０では、基板１１を、約３５ｍｍ四方の正方形とした。また、配線パターン１２，１３の導体幅を約１．０ｍｍとした。したがって、配線幅も約１．０ｍｍである。なお、配線パターン１２，１３を構成する銅箔の厚みは３５μｍとした。また、基板１１の余白部分の幅を約０．１ｍｍとした。したがって、基板１１の開口部１１ｖの大きさは約３２．６ｍｍ四方となっている。

図９（ｂ）は、比較例２による近接型アンテナ１００の概観を示す略斜視図である。この比較例による近接型アンテナ１００も、環状の基板１０１と、基板１０１のおもて面に形成されたスパイラルコイル１０２とを備えている。スパイラルコイル１０２の両端１０２ａ，１０２ｂは一対の信号線（不図示）に接続される。基板１０１の大きさ及びスパイラルコイル１０２の導体幅は、近接型アンテナ１０のそれと同一にしている。つまり、基板１０１の大きさを約３５ｍｍ四方とし、スパイラルコイル１０２の導体幅を約１．０ｍｍとした。なお、スパイラルコイル１０２を構成する銅箔の厚みは３５μｍとした。また、スパイラルコイル１０２の線間距離及び基板１０１の余白部分の幅は約０．５ｍｍとした。スパイラルコイル１０２は４ターン分あるため、配線幅は近接型アンテナ１０よりも広く、導体間の余白を含めて６．５ｍｍとなっている。また、基板１０１の開口部１０１ｖの大きさは約２２ｍｍ四方となっている。

図１０は、本実験の構成を示す図である。同図に示すように、近接型アンテナ１０，１００に市販のＲＦＩＤリーダライタ６３を接近させ、その状態でＲＦＩＤリーダライタ６３から読取信号を出力した。近接型アンテナ１０，１００には整合回路６４を介して通信回路６５を取り付けておき、近接型アンテナ１０，１００で受信された上記読取信号を検出できるようにした。

なお、ＲＦＩＤリーダライタ６３側に設けるアンテナとしては、近接型アンテナ１００と同様のスパイラルコイルを用い、そのサイズは約５４ｍｍ×約３５ｍｍとした。また、近接型アンテナ１０，１００、ＲＦＩＤリーダライタ６３側のアンテナともに空芯（金属などの周囲環境がない状態）とし、各アンテナの中心軸を合わせた状態で実験を行った。

以上のような実験の結果、近接型アンテナ１０，１００それぞれの最大通信可能距離は、５６ｍｍ，５２ｍｍであった。このことから、１ターン分の配線幅の近接型アンテナ１０により、スパイラルコイル４ターン分の配線幅の近接型アンテナ１００と同等以上の特性を得られることが理解される。

以上説明したように、近接型アンテナ１０によれば、１ターン分の配線幅で、スパイラルコイル数ターン分の特性を得ることができる。したがって、従来より広く他の部品の設置場所（基板１１の開口部１１ｖ）を確保することが可能になる。また、配線が占める面積が小さくなるため、背面金属の影響も少なくなる。

また、近接型アンテナ１０では、基板１１の両面を用いて、配線パターン１２と配線パターン１３とを垂直方向に並置することが可能になる。したがって、各が１ターンであっても、配線幅は１ターン分で足りることになる。

また、基板１１の両面を対称構造としているので、近接型アンテナ１０を通信機内に設置する際の設計が容易になる。

以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。

例えば、上記実施の形態では基板１１に開口部１１ｖを設けたが、開口部１１ｖを設けなくても近接型アンテナ１０のアンテナとしての特性は変わらない。したがって、他の部品の具体的な設置態様や形状などによって必要でない場合には、必ずしも開口部１１ｖを設けなくともよい。

また、整合回路５２の具体的な回路構成は、図５（ａ）に示したものに限られるものではない。図１１には、他の一例による整合回路５２を含む小型無線通信機の回路構成を示している。この例を図５（ａ）に示した例と比較すると、信号線に間挿されるキャパシタと、信号線とグランドの間に接続されるキャパシタとの位置関係が逆になっている。つまり、図５（ａ）の例では、前者のキャパシタが近接型アンテナ１０寄りに配置されていたが、図１１の例では、後者のキャパシタが近接型アンテナ１０寄りに配置されている。このように、整合回路５２には様々な回路構成を採用できる。

１０ 近接型アンテナ
１１ 基板
１１ａ 突起
１１ｖ 開口部
１２，１３ 配線パターン
２０〜２２，３０〜３２ パッド電極
４０〜４２ スルーホール導体
５０ 通信回路本体部
５１ フィルタ
５２ 整合回路
６０ 磁気シート
６１ 金属シート
６２，６３ リーダライタ
６４ 整合回路
６５ 通信回路
ＰＬ１，ＰＬ２ 信号線

Claims (4)

1. 信号端から接地端に向かって水平面内の所定方向に巻回された第１のループアンテナと、
   信号端から接地端に向かって水平面内の前記所定方向の逆方向に巻回された第２のループアンテナとを備え、
   前記第１のループアンテナと前記第２のループアンテナとが垂直方向に並置されていることを特徴とする近接型アンテナ。
2. 絶縁性材料で構成された基板をさらに備え、
   前記第１のループアンテナは前記基板の一方面に形成され、前記第２のループアンテナは前記基板の他方面に形成されることを特徴とする請求項１に記載の近接型アンテナ。
3. 前記基板は、
   前記一方面に形成された第１乃至第３のパッド電極と、
   前記他方面に形成された第４乃至第６のパッド電極と、
   前記第１のパッド電極と前記第４のパッド電極とを接続する第１のスルーホール導体と、
   前記第２のパッド電極と前記第５のパッド電極とを接続する第２のスルーホール導体と、
   前記第３のパッド電極と前記第６のパッド電極とを接続する第３のスルーホール導体とを有し、
   前記第１のパッド電極は前記第１のループアンテナの信号端と接続し、
   前記第２のパッド電極は前記第１のループアンテナの接地端と接続し、
   前記第５のパッド電極は前記第２のループアンテナの接地端と接続し、
   前記第６のパッド電極は前記第２のループアンテナの信号端と接続することを特徴とする請求項２に記載の近接型アンテナ。
4. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載の近接型アンテナを搭載することを特徴とする無線通信機。

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