JP2010028361A - 高周波信号用スイッチ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波信号の歪が少ない高周波信号用スイッチ回路を提供する。
【解決手段】ＳＯＩ基板上に形成された高周波信号用スイッチ回路において、１つのアンテナ端子ＡＮＴと複数の高周波端子との間にそれぞれスルースイッチ部を設ける。スルースイッチ部Ｍ４Ｔにおいては、アンテナ端子ＡＮＴと高周波端子ＲＦ４との間にｎ個（ｎは２以上の整数）の電界効果型トランジスタＭ１〜Ｍｎを直列に接続する。トランジスタＭ１〜Ｍｎは、共通の制御信号Ｃｏｎｔ４に基づいてオン状態とオフ状態とを切替える。また、スルースイッチ部Ｍ４Ｔには電界効果型トランジスタＭｘを設け、トランジスタＭｎに対して並列に接続する。トランジスタＭｘのゲートには常時電源電位Ｖｄｄを印加し、常時オン状態とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波信号用スイッチ回路に関し、特に、電界効果型トランジスタによって構成された高周波信号用スイッチ回路に関する。

携帯電話機においては、送信回路及び受信回路が高周波信号用スイッチ回路を介して共通のアンテナに選択的に接続されるようになっている。従来、このような高周波信号用スイッチ回路のスイッチ素子には、化合物半導体を用いたＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor：高電子移動度トランジスタ）が用いられてきたが、近年、シリコン基板上に形成されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）に置き換えることが検討されている。但し、通常のシリコン基板上に形成されたＭＯＳＦＥＴを使用すると、ソース・ドレインと接地電位との間の寄生容量が大きくなり、また、シリコンは半導体なので電力の損失が大きくなる。そこで、高周波信号用スイッチ回路をＳＯＩ（Silicon On Insulator）基板上に形成する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

しかしながら、このような高周波信号用スイッチ回路においては、送信又は受信される高周波信号が回路内を通過する際に、高調波が発生し、高周波信号が歪むという問題点がある。これは、スイッチ素子として用いているＭＯＳＦＥＴの特性が非線形であることに起因する。ＭＯＳＦＥＴに起因する高周波信号の歪には、ＭＯＳＦＥＴがオン状態であるときに発生するオン歪と、オフ状態であるときに発生するオフ歪がある。そして、各状態にあるＭＯＳＦＥＴの数が増えると、各歪の程度も増加する。

ところで、近年、マルチバンドの携帯電話機が普及している。マルチバンドの携帯電話機においては、高周波信号用スイッチ回路を介して、１本のアンテナに多数の送受信回路が接続可能となっている。このため、マルチバンドの携帯電話機の高周波信号用スイッチ回路においては、１本のアンテナ端子に多数のＭＯＳＦＥＴが接続されており、１つのＭＯＳＦＥＴのみがオン状態となり、残りのＭＯＳＦＥＴはオフ状態となることにより、１つの回路のみをアンテナに接続している。このように、アンテナに接続されているＭＯＳＦＥＴは、オフ状態にあるものの数が多く、従ってオフ歪が特に問題となる。

特表２００５−５１５６５７号公報

本発明の目的は、高周波信号の歪が少ない高周波信号用スイッチ回路を提供することである。

本発明の一態様によれば、高周波入出力端子と第１の高周波端子との間に接続された第１のスイッチ部と、前記高周波入出力端子と第２の高周波端子との間に接続された第２のスイッチ部と、を備え、前記第１のスイッチ部は、前記高周波入出力端子と前記第１の高周波端子との間に直列に接続され、共通の制御信号に基づいてオン状態とオフ状態とが切替えられる複数の第１の電界効果型トランジスタと、前記複数の第１の電界効果型トランジスタのうちの少なくとも１つに対して並列に接続され、常時オン状態とされる少なくとも１つの第２の電界効果型トランジスタと、を有することを特徴とする高周波信号用スイッチ回路が提供される。

本発明によれば、高周波信号の歪が少ない高周波信号用スイッチ回路を実現することができる。

以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
先ず、本発明の第１の実施形態について説明する。
図１は、本実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路を例示する回路図であり、
図２は、本実施形態における１つのスルースイッチ部を例示する回路図である。
なお、図２に示す範囲は図１に示す回路ブロックＡに相当する。

本実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路（以下、単に「スイッチ回路」ともいう）は、１枚のＳＯＩ基板上に１つのチップとして形成された多ポートのスイッチＩＣであり、例えば、携帯電話機に搭載され、携帯電話機のアンテナを６つの回路のいずれかに接続するＳＰ６Ｔ（Single-Pole 6-Throw）型のスイッチ回路である。このスイッチ回路が形成されたチップには、外部から高電位側電源電位Ｖｄｄ及び接地電位ＧＮＤが供給される。なお、高電位側電源電位Ｖｄｄは接地電位ＧＮＤよりも高い。

図１に示すように、本実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路１においては、高周波入出力端子としてのアンテナ端子ＡＮＴが、６つの高周波端子ＲＦ１〜ＲＦ６に分岐されている。アンテナ端子ＡＮＴは携帯電話機のアンテナに接続されている。また、高周波端子ＲＦ１〜ＲＦ６は、相互に異なる高周波回路に接続されている。高周波端子ＲＦ１〜ＲＦ６に接続された６つの高周波回路は、例えば、携帯電話機が通信に用いる３つの周波数帯の送信回路及び受信回路である。

アンテナ端子ＡＮＴと高周波端子ＲＦ１〜ＲＦ６との間には、それぞれ、スルースイッチ部Ｍ１Ｔ〜Ｍ６Ｔが接続されている。また、高周波端子ＲＦ１〜ＲＦ６と接地電位ＧＮＤとの間には、それぞれ、シャントスイッチ部Ｍ１Ｓ〜Ｍ６Ｓが接続されている。
スルースイッチ部Ｍ１Ｔ〜Ｍ６Ｔは、それぞれ複数個の電界効果型トランジスタ（以下、単に「トランジスタ」ともいう）により構成されており、各スルースイッチ部に属するトランジスタのうち大部分のトランジスタは、それぞれ共通の制御信号Ｃｏｎｔ１〜Ｃｏｎｔ６によってオン状態とオフ状態とに切替えられる。制御信号Ｃｏｎｔ１〜Ｃｏｎｔ６は、例えば、ハイレベルを高電位側電源電位Ｖｄｄとし、ロウレベルを低電位側電源電位Ｖｓｓとする二値信号である。なお、低電位側電源電位Ｖｓｓは、接地電位ＧＮＤよりも低い。
また、シャントスイッチ部Ｍ１Ｓ〜Ｍ６Ｓも、それぞれ複数個のトランジスタにより構成されており、大部分のトランジスタは、それぞれ共通の制御信号Ｃｏｎｔ１／〜Ｃｏｎｔ６／によってオン状態とオフ状態とに切替えられる。制御信号Ｃｏｎｔ１／〜Ｃｏｎｔ６／は、それぞれ制御信号Ｃｏｎｔ１〜Ｃｏｎｔ６の反転信号である。

以下、図２を参照して、各スルースイッチ部の構成を具体的に説明する。なお、図２においては、スルースイッチ部Ｍ４Ｔを例に挙げて説明するが、他のスルースイッチ部の構成も同様である。

図２に示すように、スルースイッチ部Ｍ４Ｔにおいては、アンテナ端子ＡＮＴと高周波端子ＲＦ４との間に、第１の電界効果型トランジスタとして、複数段、例えばｎ段の電界効果型トランジスタＭ１〜Ｍｎが設けられている。ｎは２以上の整数である。トランジスタＭ１〜Ｍｎはいずれも同じ導電型、例えばｎ型のＭＯＳＦＥＴであり、相互に直列に接続されている。すなわち、ある段のトランジスタのソース・ドレインの一方が、隣の段のトランジスタのソース・ドレインの他方に接続されている。

各トランジスタＭ１〜Ｍｎのゲートは、制御信号Ｃｏｎｔ４が入力される制御端子Ｃｏｎｔ４に共通接続されている。なお、本明細書においては、制御端子とそれに入力される制御信号を同じ符号で表している。制御端子Ｃｏｎｔ４は、制御信号Ｃｏｎｔ４を生成する制御回路（図示せず）に接続されている。トランジスタＭ１〜Ｍｎのゲートと制御端子Ｃｏｎｔ４との間には、それぞれゲート抵抗Ｒｇ１〜Ｒｇｎが接続されている。ゲート抵抗Ｒｇ１〜Ｒｇｎは、トランジスタＭ１〜Ｍｎに印加される高周波信号が制御回路に漏洩しない程度に高い抵抗値を有している。また、トランジスタＭ１〜Ｍｎのドレイン・ソース間には、それぞれ、抵抗Ｒｄｓ１〜Ｒｄｓｎが並列に接続されている。

そして、スルースイッチ部Ｍ４Ｔにおいては、第２の電界効果型トランジスタとして、トランジスタＭｘが設けられている。トランジスタＭｘは例えば最終段のトランジスタＭｎに対して並列に接続されている。トランジスタＭｘの導電型は必ずしもトランジスタＭ１〜Ｍｎと同じである必要はないが、製造プロセスを簡略化するために同じ導電型であることが好ましく、本実施形態においては例えばｎ型である。そして、トランジスタＭｘのゲートには、ゲート抵抗Ｒｇｘを介して常に電源電位Ｖｄｄが印加されている。これにより、トランジスタＭｘは常時オン状態とされている。

シャントスイッチ部Ｍ１Ｓ〜Ｍ６Ｓの構成も、上述のスルースイッチ部の構成と同様であるが、シャントスイッチ部のトランジスタのゲート幅はスルースイッチ部のトランジスタＭ１〜Ｍｎのゲート幅よりも小さく、従って、電流駆動能力が小さい。

なお、常時オン状態となるトランジスタＭｘのゲートに接続されたゲート抵抗Ｒｇｘの抵抗値は、他のトランジスタＭ１〜Ｍｎのゲートに接続されたゲート抵抗Ｒｇ１〜Ｒｇｎの抵抗値よりも高くすることが好ましい。その理由は、後述のシミュレーション結果で示すように、トランジスタＭｘのゲート幅はトランジスタＭ１〜Ｍｎの各ゲート幅よりも小さく、従って、オン状態時のゲート容量が小さくインピーダンスが高いため、それに見合った分だけゲート抵抗を高くしなれけば、高周波信号が電源電位Ｖｄｄに漏洩して偶数次の高調波歪が発生してしまうからである。ゲート抵抗Ｒｇｘを高くすることが困難である場合には、トランジスタＭｘのソース・ゲート間及びソース・ドレイン間に、相互に同一の容量値の容量素子、例えば、ＭＩＭ（Metal Insulator Metal：金属−絶縁物−金属）容量素子を付加することが望ましい。

次に、本実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路の動作について説明する。
動作の一例として、アンテナ端子ＡＮＴを高周波端子ＲＦ１のみに導通させ、他の高周波端子ＲＦ２〜ＲＦ６からは遮断する場合を考える。これにより、例えば、高周波端子ＲＦ１に接続されている高周波回路が送信回路である場合、この送信回路から出力された高周波信号が端子ＲＦ１からスルースイッチ部Ｍ１Ｔを導通してアンテナ端子ＡＮＴに到達し、アンテナから送信される。

この場合、制御信号Ｃｏｎｔ１をハイレベル（例えば、電源電位Ｖｄｄ）とし、制御信号Ｃｏｎｔ２〜Ｃｏｎｔ６をロウレベル（例えば、電源電位Ｖｓｓ）とする。また、制御信号Ｃｏｎｔ１／はロウレベルとし、制御信号Ｃｏｎｔ２／〜Ｃｏｎｔ６／はハイレベルとする。これにより、図１に示すように、１つのスルースイッチ部Ｍ１Ｔのみがオン状態となり、他のスルースイッチ部Ｍ２Ｔ〜Ｍ６Ｔはオフ状態となり、また、１つのシャントスイッチ部Ｍ１Ｓのみがオフ状態となり、他のシャントスイッチ部Ｍ２Ｓ〜Ｍ６Ｓはオン状態となる。

図２に示すように、オフ状態となっているスルースイッチ部Ｍ４Ｔにおいては、ロウレベルの制御信号Ｃｏｎｔ４がゲート抵抗Ｒｇ１〜Ｒｇｎを介してトランジスタＭ１〜Ｍｎのゲートに印加される。これにより、トランジスタＭ１〜Ｍｎはオフ状態となる。一方、トランジスタＭｘのゲートには、ゲート抵抗Ｒｇｘを介して電源電位Ｖｄｄが常時印加されているため、トランジスタＭｘは、制御信号Ｃｏｎｔ４によらず、常にオン状態となる。なお、トランジスタＭ１〜Ｍｎはオフ状態となっているため、スルースイッチ部Ｍ４Ｔ全体としては、オフ状態となる。

このとき、スイッチ回路１においては、高周波信号に歪が発生する。この歪は、オン状態にあるＭＯＳＦＥＴによって生じるオン歪と、オフ状態にあるＭＯＳＦＥＴによって生じるオフ歪とが合成されたものになる。そして、スイッチ回路１においては、高周波信号が印加されるオン状態のスルースイッチ部は１個、すなわち、スルースイッチ部Ｍ１Ｔのみであるが、オフ状態のスルースイッチ部は５個、すなわち、スルースイッチ部Ｍ２Ｔ〜Ｍ６Ｔである。また、この高周波信号はオフ状態のシャントスイッチ部Ｍ１Ｓにも印加される。このため、スイッチ回路１において発生する高調波歪は、オン歪よりもオフ歪の方が大きい。

例えば、図２に示すように、スルースイッチ部Ｍ４Ｔにおいては、アンテナ端子ＡＮＴ側から高周波信号が印加されるため、オフ状態となっているトランジスタＭ１〜Ｍｎからはオフ歪が発生するが、オン状態となっているトランジスタＭｘからはオン歪が発生する。これにより、トランジスタＭ１〜Ｍｎに起因するオフ歪と、トランジスタＭｘに起因するオン歪とが相殺される。そして、このオフ歪とオン歪との相殺の状況は、常時オン状態にあるトランジスタＭｘのゲート幅に依存する。従って、トランジスタＭｘのゲート幅を適切に選択すれば、スルースイッチ部Ｍ４Ｔ全体から発生する高調波歪を低減することができ、ひいては、スイッチ回路１全体から発生する高調波歪を低減することができる。

なお、トランジスタのオフ歪は、原理的には奇数次の高調波歪のみが出現する。そして、奇数次の高調波歪のうち、最も強度が高い歪は３次高調波歪であるため、３次高調波歪のゲート幅に対する依存性を把握することにより、オフ歪全体のゲート幅依存性を把握することができる。

図３は、横軸に常時オン状態とされるトランジスタのゲート幅をとり、縦軸に高周波信号の３次高調波歪率をとって、常時オン状態とされるトランジスタのゲート幅が３次高調波歪に及ぼす影響を例示するグラフ図である。
図３は、トランジスタＭｘのゲート幅Ｗｇｘを変化させてシミュレーションを行った結果である。このシミュレーションの条件を、下記表１に示す。表１に示す「ゲート幅」とは、各段のトランジスタのゲート幅である。すなわち、ｈ段目のトランジスタＭｈのゲート幅をＷｇｈとするとき、Ｗｇ１＝Ｗｇ２＝・・・＝Ｗｇ１１＝Ｗｇ１２＋Ｗｇｘ＝４ｍｍ、である。

図３に示すように、オン状態にあるトランジスタＭｘのゲート幅Ｗｇｘがある範囲Ｂの内部にあると、３次高調波歪率はトランジスタＭｘを設けない場合、すなわち、Ｗｇｘ＝０である場合よりも小さくなる。例えば、Ｗｇｘ＝０である場合の３次高調波歪は−９０．５ｄＢｃであるのに対し、Ｗｇｘ＝７６μｍである場合の３次高調波歪は−１０１．５ｄＢｃであり、１１ｄＢ改善した。そして、図３に示す例では、Ｗｇｘ＝０のときよりも３次高調波歪が改善するゲート幅Ｗｇｘの範囲Ｂは、概ね０．０６〜０．１３ｍｍであり、トランジスタＭｎとトランジスタＭｘの合計のゲート幅に対して、概ね１．５〜３．２％に相当する。

なお、アンテナ端子ＡＮＴを高周波端子ＲＦ４に接続する場合、すなわち、スルースイッチ部Ｍ４Ｔをオン状態とする場合には、制御信号Ｃｏｎｔ４をハイレベルとする。これにより、トランジスタＭ１〜Ｍｎが全てオン状態となり、アンテナ端子ＡＮＴと高周波端子ＲＦ４との間が導通する。このとき、トランジスタＭｘもオン状態である。また、上述の説明では、スルースイッチ部Ｍ４Ｔを例に挙げて説明したが、他のスルースイッチ部の動作も同様である。更に、シャントスイッチ部の動作も同様である。

次に、本実施形態の効果について説明する。
上述の如く、本実施形態によれば、スルースイッチ部に常時オン状態となる電界効果型トランジスタＭｘを設けることにより、オフ歪とオン歪を相殺させて、全体の歪を低減することができる。なお、常時オン状態となるトランジスタのゲート幅の好適な範囲Ｂは、高周波信号の周波数及び各トランジスタの構成等の要因によって異なるが、スイッチ回路を設計する際に、シミュレーション等によって求めることができる。

次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図４は、本実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路における１つのスルースイッチ部を例示する回路図である。
なお、図４に示す範囲は図１に示す回路ブロックＡに相当する。

図４に示すように、本実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路においては、各スルースイッチ部の各段を構成するトランジスタＭ１〜Ｍｎが、それぞれマルチフィンガー型となっており、複数の単位トランジスタが相互に並列に接続されて構成されている。各単位トランジスタは各トランジスタの各フィンガーに相当する。すなわち、トランジスタＭ１は、相互に並列に接続されたｍ個の単位トランジスタＭ１１〜Ｍ１ｍによって構成されている。なお、ｍは２以上の整数である。同様に、トランジスタＭ２は、相互に並列に接続されたｍ個の単位トランジスタＭ２１〜Ｍ２ｍによって構成され、トランジスタＭ（ｎ−１）は、単位トランジスタＭ（ｎ−１）１〜Ｍ（ｎ−１）ｍによって構成されている。これらの単位トランジスタのゲートには、共通の制御信号Ｃｏｎｔ４が印加される。

また、トランジスタＭｎ及びトランジスタＭｘは、相互に並列に接続されたｍ個の単位トランジスタＭｎ１〜Ｍｎｍによって構成されている。これらの単位トランジスタＭｎ１〜Ｍｎｍのうち、ｋ個（ｋは１以上ｍ未満の整数）の単位トランジスタＭｎ１〜ＭｎｋはトランジスタＭｘを構成し、残りの（ｍ−ｋ）個の単位トランジスタＭｎ（ｋ＋１）〜ＭｎｍはトランジスタＭｎを構成する。すなわち、単位トランジスタＭｎ１〜Ｍｎｋのゲートには電源電位Ｖｄｄが常に印加されて常時オン状態とされる。また、単位トランジスタＭｎ（ｋ＋１）〜Ｍｎｍのゲートには制御信号Ｃｏｎｔ４が印加されて、単位トランジスタＭ１１〜Ｍ（ｎ−１）ｍと同期してオン状態又はオフ状態となる。

なお、図４においては、任意の単位トランジスタは符号Ｍｉｊで表されている。ｉは１乃至ｎの整数であり、ｊは１乃至ｍの整数である。そして、任意のｉ，ｊに関して、単位トランジスタＭｉｊは同一のゲート幅を有する。従って、トランジスタＭ１〜Ｍｎのゲート幅をそれぞれＷｇ１〜Ｗｇｎとし、トランジスタＭｘのゲート幅をＷｇｘとすると、下記数式（１）が成立する。これにより、単位トランジスタＭ１１〜Ｍｎｍは、ＳＯＩ基板上にｍ行ｎ列のマトリクス状に配列することができ、レイアウトが容易になる。

Ｗｇ１＝Ｗｇ２＝・・・＝Ｗｇ（ｎ−１）＝Ｗｇ（ｎ）＋Ｗｇｘ （１）

本実施形態によれば、スルースイッチ部における各段のトランジスタをマルチフィンガー型のトランジスタとすることにより、電流駆動能力を増大させることができる。また、少なくとも１段のトランジスタを構成する複数の単位トランジスタのうち、一部の単位トランジスタを常時オン状態とすることにより、従来の高周波信号用スイッチ回路のレイアウトから大きくなることなく、本実施形態に係るスイッチ回路を作製することができる。これにより、低コストで本実施形態に係るスイッチ回路を実現することが可能となる。本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。

次に、本実施形態の比較例について説明する。
図５は、本比較例に係る高周波信号用スイッチ回路における１つのスルースイッチ部を例示する回路図である。
図５に示すように、本比較例に係る高周波信号用スイッチ回路においては、各スルースイッチ部の各段を構成するトランジスタが、それぞれマルチフィンガー型となっており、複数の単位トランジスタが相互に並列に接続されて構成されている。そして、各スルースイッチ部に属する全ての単位トランジスタのゲートには、共通の制御信号が印加される。

本比較例においては、スルースイッチ部に常時オン状態となるトランジスタが設けられておらず、全てのトランジスタが共通の制御信号によってオン状態とオフ状態とに切り替えられる。このため、スルースイッチ部がオフ状態であるときに、オフ歪がオン歪によって相殺されることがなく、スルースイッチ部全体の歪が大きい。

次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
図６は、本実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路における１つのスルースイッチ部を例示する回路図である。
なお、図６に示す範囲は図１に示す回路ブロックＡに相当する。

図６に示すように、本実施形態においては、常時オン状態とされるトランジスタＭｘは、最終段のトランジスタＭｎではなく、中間段のトランジスタに対して並列に接続されている。すなわち、ｉを２以上（ｎ−１）以下の整数とするとき、トランジスタＭｘは、トランジスタＭｉに対して並列に接続されている。

このような構成としても、前述の第１の実施形態と同様な効果を得ることができる。本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。なお、トランジスタＭｘは、最前段のトランジスタＭ１に対して並列に接続してもよい。また、各スルースイッチ部においてトランジスタＭｘを複数個設け、２以上の段のトランジスタに対してそれぞれ並列に接続してもよい。更に、本実施形態においても、前述の第２の実施形態と同様に、トランジスタＭ１〜Ｍｎをそれぞれマルチフィンガー型のトランジスタとして、ｉ段目のトランジスタＭｉを構成する複数の単位トランジスタの一部のゲートに、電源電位Ｖｄｄを印加してもよい。

次に、本発明の第４の実施形態について説明する。
図７は、本実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路における１つのスルースイッチ部を例示する回路図である。
なお、図７に示す範囲は図１に示す回路ブロックＡに相当する。

図７に示すように、本実施形態においては、各スルースイッチ部において、第３の電界効果型トランジスタとして、トランジスタＭｙが設けられている。トランジスタＭｙはトランジスタＭｘ及びトランジスタＭｎに対して並列に接続されており、そのゲートにはゲート抵抗Ｒｇｙを介して制御信号ＣｏｎｔＦ４が印加される。制御信号ＣｏｎｔＦ４は、ハイレベルを高電位側電源電位Ｖｄｄとし、ロウレベルを低電位側電源電位Ｖｓｓとする二値信号である。なお、ゲート抵抗Ｒｇｙの抵抗値も、ゲート抵抗Ｒｇｘの抵抗値と同様に、偶数次の高調波歪の発生を防止するために、ゲート抵抗Ｒｇ１〜Ｒｇｎの抵抗値よりも高くすることが好ましい。また、それが困難な場合は、トランジスタＭｙのソース・ゲート間及びソース・ドレイン間に、相互に等しい容量値の容量素子を付加することが好ましい。

次に、本実施形態の動作について説明する。
図８は、横軸に常時オン状態とされるトランジスタのゲート幅をとり、縦軸に高周波信号の３次高調波歪率をとって、常時オン状態とされるトランジスタのゲート幅が３次高調波歪に及ぼす影響を例示するグラフ図である。
図８においては、スイッチ回路を伝播する高周波信号の周波数が０．８ＧＨｚである場合と、１．９ＧＨｚである場合のシミュレーション結果を示している。このシミュレーションにおける上記以外の条件は、前述の図３に示すシミュレーションと同様である。

図８に示すように、常時オン状態とされるトランジスタのゲート幅のうち、常時オン状態とされるトランジスタを設けない場合と比較して３次高調波歪が減少するような範囲Ｂは、スイッチ回路に入力される高周波信号の周波数に依存する。図８に示す例では、高周波信号の周波数が０．８ＧＨｚのときは、範囲Ｂは概ね０．０３〜０．０６ｍｍである。一方、周波数が１．９ＧＨｚのときは、範囲Ｂは概ね０．０６〜０．１３ｍｍである。

そこで、本実施形態においては、トランジスタＭｘの他にトランジスタＭｙを設けることにより、スイッチ回路に入力される高周波信号の周波数に応じて、常時オン状態とされるトランジスタのゲート幅を選択する。具体的には、高周波信号の周波数が０．８ＧＨｚのときは、制御信号ＣｏｎｔＦ４の値は制御信号Ｃｏｎｔ４と等しくする。これにより、トランジスタＭｙは、トランジスタＭ１〜Ｍｎと同期して、オン状態とオフ状態とが切替えられる。一方、高周波信号の周波数が１．９ＧＨｚのときは、制御信号ＣｏｎｔＦ４の値はハイレベル、すなわち、電源電位Ｖｄｄとする。これにより、トランジスタＭｙは、トランジスタＭｘと同様に、常時オン状態となる。このように、トランジスタＭｙは、スイッチ回路を流れる高周波信号の周波数に応じて、共通の制御信号Ｃｏｎｔ４に基づいてオン状態とオフ状態とが切替えられるか、常時オン状態となるか、が選択される。

例えば、図８に示す例では、トランジスタＭｘのゲート幅を３２μｍとし、トランジスタＭｙのゲート幅は４４μｍとすればよい。これにより、０．８ＧＨｚ帯の信号を送信するときには、常時オン状態のトランジスタを設けない場合には−９７ｄＢｃであった３次高調波歪が−１１１ｄＢｃに減少し、１．９ＧＨｚ帯の信号を送信するときには、常時オン状態のトランジスタを設けない場合には−９０．５ｄＢｃであった３次高調波歪が−１０１．５ｄＢｃに減少する。

本実施形態によれば、高周波信号の周波数に応じて、常時オン状態とされるトランジスタのゲート幅を選択することができる。この結果、高周波信号の周波数によらず、高調波歪を低減することができる。例えば、マルチバンドの携帯電話機においても、使用する周波数によらず、高調波歪を抑制することができる。本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。

次に、本発明の第５の実施形態について説明する。
本実施形態に係るスイッチ回路の回路構成は、前述の第１の実施形態（図１及び図２参照）と同様である。但し、トランジスタＭｘのゲート幅は、アンテナ端子と高周波端子との間に流れる高周波信号のうち、周波数が最も高い高周波信号の高調波歪を低減するように設定されている。

図８に示すように、高調波歪は、高周波信号の周波数が高い方が大きい。従って、本実施形態のようにトランジスタＭｙを設けず、ゲート幅を選択できないスイッチ回路を、前述の第４の実施形態のように複数の周波数帯を用いる用途に使用する場合には、より周波数が高い高周波信号の高調波歪を優先的に抑えることが好ましい。そこで、本実施形態においては、トランジスタＭｘのゲート幅を、アンテナ端子と高周波端子との間に流れる高周波信号のうち、周波数が最も高い高周波信号の高調波歪を低減するように設定している。これにより、低い周波数の信号の高調波歪を増大させることなく、高い周波数の信号の高調波歪を改善することができる。

例えば、図８に示す例では、ゲート幅Ｗｇｘを７６μｍとすれば、周波数が１．９ＧＨｚの信号に関しては３次高調波歪をほぼ最小とすることができ、且つ、周波数が０．８ＧＨｚの信号に関しては、３次高調波歪をトランジスタＭｘを設けない場合（Ｗｇｘ＝０）とほぼ同程度に維持することができる。本実施形態における上記以外の動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。

次に、本発明の第６の実施形態について説明する。
図９は、本実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路を例示する回路図であり、
図１０は、本実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路を例示する回路図である。

図９及び図１０に示すように、本実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路６は、ＳＰＤＴ（Single-Pole Double-Throw）型のスイッチ回路であり、アンテナ端子ＡＮＴを高周波端子ＲＦ１に接続するか高周波端子ＲＦ２に接続するかを切替えるものである。アンテナ端子ＡＮＴと高周波端子ＲＦ１との間には、スルースイッチ部Ｍ１Ｔが接続されており、アンテナ端子ＡＮＴと高周波端子ＲＦ２との間には、スルースイッチ部Ｍ２Ｔが接続されている。また、高周波端子ＲＦ１と接地電位ＧＮＤとの間には、シャントスイッチ部Ｍ１Ｓが接続されており、高周波端子ＲＦ２と接地電位ＧＮＤとの間には、シャントスイッチ部Ｍ２Ｓが接続されている。

スルースイッチ部Ｍ１Ｔ及びＭ２Ｔの構成は、前述の第１の実施形態において説明したスルースイッチ部ＭＴ４の構成と同様である。すなわち、スルースイッチ部Ｍ１Ｔにおいては、高周波端子ＲＦ１とアンテナ端子ＡＮＴとの間に複数のトランジスタＭ１〜Ｍｎが直列に接続されており、最も高周波端子ＲＦ１側に接続されたトランジスタＭｎに対して並列にトランジスタＭｘ１が接続されており、トランジスタＭｘ１のゲートには常時電源電位Ｖｄｄが印加されている。同様に、スルースイッチ部Ｍ２Ｔにおいては、最も高周波端子ＲＦ２側のトランジスタＭｎに対して並列に、常時オン状態とされるトランジスタＭｘ２が接続されている。そして、ゲート抵抗Ｒｘ１及びＲｘ２の抵抗値は、他のゲート抵抗の抵抗値よりも高い。

一方、シャントスイッチ部Ｍ１Ｓ及びＭ２Ｓにおいては、それぞれ、高周波端子と接地電位ＧＮＤとの間に複数のトランジスタＭｓが直列に接続されているが、常時オン状態とされるトランジスタは設けられていない。

そして、スルースイッチ部Ｍ１ＴのトランジスタＭ１〜Ｍｎのゲート、及びシャントスイッチ部Ｍ２ＳのトランジスタＭｓのゲートには、共通の制御信号Ｃｏｎｔが入力される。また、スルースイッチ部Ｍ２ＴのトランジスタＭ１〜Ｍｎのゲート、及びシャントスイッチ部Ｍ１ＳのトランジスタＭｓのゲートには、共通の制御信号Ｃｏｎｔ／が入力される。制御信号Ｃｏｎｔ及び制御信号Ｃｏｎｔ／は、ハイレベルを高電位側電源電位Ｖｄｄとし、ロウレベルを低電位側電源電位Ｖｓｓとする二値信号であり、相補信号である。

本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。なお、本実施形態においては、シャントスイッチ部には常時オン状態とされるトランジスタが設けられていないが、シャントスイッチ部を流れる高周波信号の強度はスルースイッチ部を流れる高周波信号の強度よりも小さいため、シャントスイッチ部に起因するオフ歪は小さく、実用上それほど問題にならない。

次に、本発明の第７の実施形態について説明する。
図１１は、本実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路を例示する回路図である。
図１１に示すように、本実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路７は、前述の第６の実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路６（図１０参照）と比較して、常時オン状態とされるトランジスタＭｘ２は、回路ブロックＤ（スルースイッチ部Ｍ２Ｔ）のみに設けられており、回路ブロックＣ（スルースイッチ部Ｍ１Ｔ）には設けられていない。また、スルースイッチ部Ｍ２Ｔのゲート幅は、スルースイッチ部Ｍ１Ｔのゲート幅よりも小さい。

次に、本実施形態の動作について説明する。
本実施形態に係るスイッチ回路７は、例えば、携帯電話機に搭載される。そして、アンテナ端子は携帯電話機のアンテナに接続され、高周波端子ＲＦ１に送信回路が接続され、高周波端子ＲＦ２に受信回路が接続される。

そして、送信時には、制御信号Ｃｏｎｔをハイレベル、制御信号Ｃｏｎｔ／をロウレベルとする。これにより、スルースイッチ部Ｍ１Ｔ及びシャントスイッチ部Ｍ２Ｓがオン状態となり、スルースイッチ部Ｍ２Ｔ及びシャントスイッチ部Ｍ１Ｓがオフ状態となって、高周波端子ＲＦ１とアンテナ端子ＡＮＴとの間が導通状態となり、送信回路がアンテナに接続される。一方、高周波端子ＲＦ２とアンテナ端子ＡＮＴとの間は遮断状態となる。このとき、強力な送信信号がオフ状態となっているスルースイッチ部Ｍ２Ｔに印加されるが、スルースイッチ部Ｍ２ＴにはトランジスタＭｘ２が設けられているため、オフ歪を抑制することができる。

一方、受信時には、制御信号Ｃｏｎｔ／をハイレベル、制御信号Ｃｏｎｔをロウレベルとする。これにより、スルースイッチ部Ｍ２Ｔ及びシャントスイッチ部Ｍ１Ｓがオン状態となり、スルースイッチ部Ｍ１Ｔ及びシャントスイッチ部Ｍ２Ｓがオフ状態となって、アンテナ端子ＡＮＴと高周波端子ＲＦ２との間が導通状態となり、アンテナが受信回路に接続される。一方、アンテナ端子ＡＮＴと高周波端子ＲＦ１との間は遮断状態となる。このとき、受信信号がオフ状態となっているスルースイッチ部Ｍ１Ｔに印加されるが、受信信号は微弱であるため、スルースイッチ部Ｍ１ＴにはトランジスタＭｘ１（図１０参照）が設けられていなくても、オフ歪はほとんど発生しない。

次に、本実施形態の効果について説明する。
本実施形態のように、スイッチ回路７の用途が特定されており、高周波端子ＲＦ１が送信回路に接続され、高周波端子ＲＦ２が受信回路に接続されることが予め決定されている場合には、オフ状態であるときに微弱な受信信号が印加される方のスルースイッチ部には常時オン状態とされるトランジスタを設けないことで、スイッチ回路全体の面積を縮小し、コストを低減することができる。これに対して、予め接続関係が決定されていない場合には、前述の第６の実施形態のように、両側のスルースイッチ部に常時オン状態のトランジスタＭｘ１及びＭｘ２を設ければよい。本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第６の実施形態と同様である。

以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。例えば、前述の各実施形態に対して、当業者が適宜、構成要素の追加、削除若しくは設計変更を行ったものも、本発明の要旨を備えている限り、本発明の範囲に含有される。例えば、前述の各実施形態においては、スイッチ回路がＳＰ６Ｔ又はＳＰＤＴである例を示したが、本発明はこれに限定されず、高周波端子の数は２本以上であれば何本でもよい。

本発明の第１の実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路を例示する回路図である。 第１の実施形態における１つのスルースイッチ部を例示する回路図である。 横軸に常時オン状態とされるトランジスタのゲート幅をとり、縦軸に高周波信号の３次高調波歪率をとって、常時オン状態とされるトランジスタのゲート幅が３次高調波歪に及ぼす影響を例示するグラフ図である。 本発明の第２の実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路における１つのスルースイッチ部を例示する回路図である。 第２の実施形態の比較例に係る高周波信号用スイッチ回路における１つのスルースイッチ部を例示する回路図である。 本発明の第３の実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路における１つのスルースイッチ部を例示する回路図である。 本発明の第４の実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路における１つのスルースイッチ部を例示する回路図である。 横軸に常時オン状態とされるトランジスタのゲート幅をとり、縦軸に高周波信号の３次高調波歪率をとって、常時オン状態とされるトランジスタのゲート幅が３次高調波歪に及ぼす影響を例示するグラフ図である。 本発明の第６の実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路を例示する回路図である。 第６の実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路を例示する回路図である。 本発明の第７の実施形態に係る高周波信号用スイッチ回路を例示する回路図である。

符号の説明

１、６、７、１０１ 高周波信号用スイッチ回路、Ａ、Ｃ、Ｄ 回路ブロック、ＡＮＴ アンテナ端子、Ｂ 範囲、Ｃｏｎｔ１〜Ｃｏｎｔ６、Ｃｏｎｔ１／〜Ｃｏｎｔ６／ 制御信号、ＧＮＤ 接地電位、ＲＦ１〜ＲＦ６ 高周波端子、Ｍ１〜Ｍｎ、Ｍｘ、Ｍｘ１、Ｍｘ２、Ｍｘ トランジスタ、Ｍ１Ｔ〜Ｍ６Ｔ スルースイッチ部、Ｍ１Ｓ〜Ｍ６Ｓ シャントスイッチ部、Ｍ１１〜Ｍｎｍ 単位トランジスタ、Ｒｄｓ１〜Ｒｄｓｎ 抵抗、Ｒｇ１〜Ｒｇｎ、Ｒｇｘ ゲート抵抗、Ｖｄｄ 電源電位、Ｗｇｘ ゲート幅

Claims (5)

1. 高周波入出力端子と第１の高周波端子との間に接続された第１のスイッチ部と、
   前記高周波入出力端子と第２の高周波端子との間に接続された第２のスイッチ部と、
   を備え、
   前記第１のスイッチ部は、
   前記高周波入出力端子と前記第１の高周波端子との間に直列に接続され、共通の制御信号に基づいてオン状態とオフ状態とが切替えられる複数の第１の電界効果型トランジスタと、
   前記複数の第１の電界効果型トランジスタのうちの少なくとも１つに対して並列に接続され、常時オン状態とされる少なくとも１つの第２の電界効果型トランジスタと、
   を有することを特徴とする高周波信号用スイッチ回路。
2. 前記第２の電界効果型トランジスタのゲート幅は、前記高周波入出力端子と前記第２の高周波端子との間に流れる高周波信号のうち、周波数が最も高い高周波信号の高調波歪を低減するように設定されていることを特徴とする請求項１記載の高周波信号用スイッチ回路。
3. 前記第１のスイッチ部は、前記第２の電界効果型トランジスタに対して並列に接続され、前記高周波入出力端子と前記第２の高周波端子との間に流れる高周波信号の周波数に応じて、前記共通の制御信号に基づいてオン状態とオフ状態とが切替えられるか、常時オン状態となるか、が選択される第３の電界効果型トランジスタをさらに有することを特徴とする請求項１記載の高周波信号用スイッチ回路。
4. 前記複数の第１の電界効果型トランジスタのうち、前記第２の電界効果型トランジスタに対して並列に接続されていないものは、それぞれ、相互に並列に接続されたｍ個（ｍは２以上の整数）の単位トランジスタによって構成されており、
   前記複数の第１の電界効果型トランジスタのうち、前記第２の電界効果型トランジスタに対して並列に接続されているものは、それぞれ、相互に並列に接続された（ｍ−ｋ）個（ｋは１以上ｍ未満の整数）の単位トランジスタによって構成されており、
   前記第２の電界効果型トランジスタは、それぞれ、相互に並列に接続されたｋ個の単位トランジスタによって構成されている
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の高周波信号用スイッチ回路。
5. ＳＯＩ基板に形成されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の高周波信号用スイッチ回路。

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