JP2010011600A - 回転機の制御装置、及び回転機の制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】モータジェネレータのトルクを制御するに際し電圧利用率の高い領域から低い領域へと移行することで、弱め界磁制御からベクトル制御へと切り替えるに際し、トルク変動が生じること。
【解決手段】図８（ｄ）に示すように、弱め界磁制御時においては、通常、実際の電圧ベクトルＶｒが、現在生成されているトルクをベクトル制御によって生成するための電圧ベクトルＶｅと相違する。弱め界磁制御時において、上記電圧ベクトルＶｅを逐次算出し、これが制限電圧ＶＬ以下であるとき、弱め界磁制御からベクトル制御に切り替える。ここで、制限電圧ＶＬは、インバータの入力電圧によって定まるものである。
【選択図】 図８

Description

本発明は、回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、各相に印加すべき電圧の指令値（指令電圧）を算出し、算出される指令電圧とキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作するＰＷＭ制御を行うものも実用化されている。これにより、３相電動機の各相に印加される電圧を指令電圧とすることができ、ひいては各相に流れる電流を所望に制御することができる。

ただし、３相電動機の高回転速度領域においては、指令電圧が上昇し、その振幅がインバータの入力電圧の「１／２」以上となることで、インバータの実際の出力電圧を指令電圧とすることができなくなる。ここで、３相電動機の高回転速度領域においては、インバータのスイッチング素子のオン・オフ周期と３相電動機の電気角の回転周期とを略一致させるいわゆる矩形波制御を行うことも実用化されている（特許文献１，２）。ただし、矩形波制御の電圧利用率は、上記ＰＷＭ制御における指令電圧の振幅がインバータの入力電圧の「１／２」の値となる時点での電圧利用率と比較して不連続的に大きいものとなっている。

そこで従来は、例えば下記特許文献３に見られるように、３相電動機の指令電圧の振幅がインバータの入力電圧の「１／２」以上となる場合、電流フィードバック制御のためのｄｑ軸上での指令電圧に基づき算出される位相と、ＲＯＭに格納されたパルスパターンとに基づき、インバータを操作することも提案されている。詳しくは、指令電圧のベクトルノルムが所定以上となる場合に、ＲＯＭに格納されたパルスパターンによりインバータを操作する。これにより、電圧利用率を、矩形波制御の電圧利用率へと上昇させていくことができる。
特開２００５−２１８２９９号公報 特開２００２−２２３５９０号公報 特開平９−４７１００号公報

ところで、上記ＲＯＭに格納されたパルスパターンに基づきインバータが操作される状況下、制御量としての要求トルクや回転速度が低下すると、上記指令電圧のベクトルノルムが小さくなり、ＰＷＭ制御に切り替えられることとなる。しかし、この際には、電動機によって生成されていたトルクを実現するために要求される電圧が、ＰＷＭ制御によっては実現できない電圧となるおそれがある。そしてこの場合には、切り替えに伴って電動機のトルクに大きな変動が生じることから、電動機の制御性が低下する。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の制御量を制御するに際し電圧利用率の高い領域から低い領域へと移行する場合であれ、回転機の制御性を高く維持することのできる回転機の制御装置、及び回転機の制御システムを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記回転機に印加される電圧を指令電圧に制御すべく前記電力変換回路を操作する低電圧制御手段と、前記低電圧制御手段よりも電圧利用率の高い領域において前記制御量の制御を行う高電圧制御手段と、前記高電圧制御手段による制御がなされているとき、該制御によるトルクを前記低電圧制御手段によって実現するために要求される前記電力変換回路の出力電圧に関するパラメータの値を推定する推定手段とを備えることを特徴とする。

低電圧制御手段の制御性は、指令電圧の最大値に依存する。これは、回転機に印加可能な電圧の最大値が直流電源の電圧に依存することによる。ここで、上記発明では、高電圧制御手段による制御がなされるとき、同制御によるトルクを上記低電圧制御手段によって実現するために要求される出力電圧に関するパラメータを推定する手段を備える。このため、高電圧制御手段による制御がなされている際、その制御を低電圧制御手段によって行う場合の制御性を把握することができる。このため、高電圧制御手段から低電圧制御手段への切り替えに伴い生じ得るトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを判断することができる。

なお、上記パラメータとしては、上記電圧そのものの他、例えば３相回転機にあっては、ｄｑ軸上での電圧のベクトルノルムや、ｄｑ軸上での電圧のｄ軸成分、ｄｑ軸上の電圧ベクトルの位相等がある。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記推定手段は、前記回転機のｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを含むモデルに基づき前記パラメータを推定するものであって且つ、前記ｑ軸インダクタンスを前記回転機を流れる電流に応じて可変設定することを特徴とする。

回転機のインダクタンス成分は、回転機の温度や回転機を流れる電流に応じて変化する。このため、推定手段による推定はこの変化の影響を受けることとなるため、これらインダクタンス成分等が一定であると仮定して推定を行う場合には、その推定に誤差が生じる。

ここで、上記仮定の下では、ｑ軸のインダクタンス成分の変動が上記推定に大きな影響を及ぼす一方、ｄ軸インダクタンス成分の変動が上記推定に及ぼす影響は小さいことが発明者によって見出されている。上記発明では、この点に着目し、ｑ軸インダクタンス成分を変化させる要因となる回転機を流れる電流に応じてｑ軸インダクタンス成分を可変設定することで、上記推定を高精度に行うことができる。

なお、上記発明において、ｄ軸のインダクタンスについては固定値としてもよい。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記推定手段の推定誤差を、前記低電圧制御手段による制御のなされているときの前記出力電圧に関するパラメータの値と前記推定手段によって推定される値とに基づき学習する誤差学習手段を更に備えることを特徴とする。

上記出力電圧に関するパラメータをモデルに基づき推定するに際しｑ軸のインダクタンスを回転機を流れる電流に基づき可変設定することで、モデルを構成するパラメータの変動による推定値の変動を好適に補償することができるとはいえ、推定値の絶対値についてはｑ軸インダクタンスの可変設定のみによっては高精度に設定することができない。この点、上記発明では、低電圧制御手段による制御がなされているときの出力電圧に関するパラメータの値と上記推定される値とを用いて、回転機の任意の動作点におけるモデル誤差を高精度に学習する。そして、この動作点からの変化に対するモデルのパラメータの変化による影響をｑ軸インダクタンスの可変設定によって好適に補償することで、高精度な推定が可能となる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記誤差学習手段は、前記回転機の回転速度が所定以上であるときの前記出力電圧に関するパラメータに基づき前記学習を行うことを特徴とする。

モデルを用いた上記出力電圧に関するパラメータの推定値の変動の要因としてｑ軸インダクタンスの変動が特に顕著となるのは、回転機の高回転速度領域である。上記発明では、この点に着目し、ｑ軸インダクタンスを可変設定するのみでモデルパラメータの変動による推定値の変動を好適に補償し得るときに、すなわち、回転機の回転速度が所定以上であるときに、学習を行う。これにより、ｑ軸インダクタンスの可変設定と学習結果との協働により、上記パラメータについての高精度な推定が可能となる。

請求項５記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記推定手段の推定する前記パラメータの推定誤差を、前記低電圧制御手段による制御のなされているときの前記出力電圧に関するパラメータの値と前記推定手段によって推定される値とに基づき学習する誤差学習手段を更に備えることを特徴とする。

回転機の抵抗成分やインダクタンス成分は、回転機の温度や回転機を流れる電流に応じて変化することなどから、推定手段による推定はこの変化の影響を受けることとなる。この点、上記発明では、誤差学習手段を備えることで、モデルのパラメータの変化に起因する推定誤差を好適に学習することができる。

請求項６記載の発明は、請求項３〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記誤差学習手段による学習結果と前記推定手段による推定とに基づき、前記要求される前記出力電圧が所定電圧以下であると判断されることを条件に、前記低電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を更に備えることを特徴とする。

上記発明では、所定電圧によって、高電圧制御手段から低電圧制御手段への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを定量化することができる。そして、この所定電圧に基づき切り替えを行うことで、高電圧制御手段による制御から低電圧制御手段による制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制することができる。更に、所定電圧以下であるか否かの判断に際して、推定手段のみならず、誤差学習手段の学習結果を用いることで、推定手段による推定誤差の影響を好適に補償しつつ高精度な判断を行うことができる。

請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記低電圧制御手段による制御がなされている際の前記電力変換回路の出力電圧が所定以上となることで前記高電圧制御手段による制御に切り替える手段を更に備え、前記誤差学習手段は、前記低電圧制御手段による制御から前記高電圧制御手段による制御へと切り替えられる際の前記推定手段の推定値を学習するものであり、前記切替手段は、前記推定手段によって推定される値と閾値とを比較することで前記要求される前記出力電圧が所定電圧以下であるか否かの判断を行うものであって且つ、前記閾値を、前記誤差学習手段の学習した値と、前記電源電圧についての前記誤差学習手段による学習時の値及び現在時の値とに基づき設定することを特徴とする。

低電圧制御手段による制御時の上記出力電圧が所定以上となると、その制御性が低下する。このため、上記所定以上となることで、高電圧制御手段による制御への切り替えがなされる。このため、この切り替え時の推定手段の推定値、すなわち上記誤差学習手段の学習した値に基づき、高電圧制御手段による制御から低電圧制御手段による制御へと切り替えるための閾値を設定することができると考えられる。ただし、電源電圧が変動した場合には、高電圧制御手段による制御と低電圧制御手段による制御との間の切り替えに適した所定電圧が変化する。上記発明では、この点に着目し、学習手段の学習した値と電源電圧についての誤差学習手段による学習時の値及び現在時の値とに基づき閾値を設定することで、高電圧制御手段による制御時におけるトルクを低電圧制御手段によって実現するための上記出力電圧が所定電圧以下となったか否かの判断を適切に行うことができる。

請求項８記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記低電圧制御手段は、前記回転機を流れる電流をその指令値に制御するための操作量としての指令電圧に基づき前記電力変換回路を操作するものであり、前記高電圧制御手段による制御がなされるとき、前記回転機を流れる電流が前記電流の指令値の近傍の領域内に入るか否かを判断する判断手段と、前記電流の指令値の近傍の領域内に入ると判断されてからの前記推定手段による推定値の変化量に基づき、前記低電圧制御手段による制御に切り替える切替手段とを更に備えることを特徴とする。

回転機の抵抗成分やインダクタンス成分は、回転機の温度や、回転機を流れる電流によって生じる磁界等によって変化する。このため、推定手段による推定はこの変化の影響を受けることとなるため、これら抵抗成分やインダクタンス成分等が一定であると仮定して推定を行う場合には、その推定に誤差が生じる。

ここで、上記発明では、回転機を流れる電流が、低電圧制御手段による電流の指令値の近傍の領域に入るか否かを判断する。この判断に際しては、電圧の推定値を用いていないため、この判断は、上記変化の影響を受けず高精度に行うことができる。一方、上記領域に入ってから、高電圧制御時によるトルクを低電圧制御手段によって実現する場合に要求される出力電圧が低電圧制御手段の制御性を高く維持することのできる値となるまでの期間における回転機の抵抗成分やインダクタンス成分の変化は小さい。このため、この期間における推定手段による推定値の変化量は、上記領域に応じて一義的に定まると考えられる。上記発明では、この点に着目し、高電圧制御手段によるトルクを低電圧制御手段によって実現する場合に要求される電圧が低電圧制御手段の制御性を高く維持することのできる値となったか否かを高精度に判断することができ、ひいては高電圧制御手段から低電圧制御手段への切り替えに伴い生じ得るトルク変動を好適に抑制することができる。

なお、「回転機を流れる電流が前記電流の指令値の近傍の領域内に入るか否か」は、３相回転機において、ｄｑ軸上の実電流のベクトルの先端がｄｑ軸上の指令値の近傍の領域内に入るか否かとすることが望ましい。

請求項９記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記推定手段による推定に基づき、前記要求される前記出力電圧が所定電圧以下であると判断されることを条件に、前記低電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を更に備え、前記推定手段は、前記回転機の回転速度の検出値及び前記回転機を流れる電流の検出値と前記パラメータとの関係を定めるマップを備えることを特徴とする。

上記発明では、所定電圧によって、高電圧制御手段による制御から低電圧制御手段による制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを定量化することができる。そして、この所定電圧に基づき切り替えを行うことで、高電圧制御手段による制御から低電圧制御手段による制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制することができる。

ただし、回転機の抵抗成分やインダクタンス成分は、回転機を流れる電流等によって変化する。このため、推定手段による推定はこの変化の影響を受けることとなるため、これら抵抗成分やインダクタンス成分等が一定であると仮定して推定を行う場合には、その推定に誤差が生じる。

この点、上記発明では、電流を入力変数とするマップを用いて上記パラメータの値を推定するために、電流に起因する上記変化を反映した推定値を算出することができ、ひいてはパラメータの値の推定精度を向上させることができる。

請求項１０記載の発明は、請求項９記載の発明において、前記マップは、前記回転機の回転速度の検出値、前記回転機を流れる電流の検出値、及び前記回転機の温度と前記パラメータとの関係を定めることを特徴とする。

回転機の抵抗成分やインダクタンス成分は、回転機の温度等によって変化する。このため、推定手段による推定はこの変化の影響を受けることとなるため、これら抵抗成分やインダクタンス成分等が温度にかかわらず一定であると仮定して推定を行う場合には、その推定に誤差が生じる。

この点、上記発明では、温度を入力とするマップを用いて上記パラメータの値を推定するために、上記変化を反映した推定値を算出することができ、ひいてはパラメータの値の推定精度を向上させることができる。

請求項１１記載の発明は、請求項６〜１０のいずれか１項に記載の発明において、前記低電圧制御手段は、前記回転機を流れる電流をその指令値にフィードバック制御するための操作量として指令電圧を設定することで前記電力変換回路を操作するものであり、前記切替手段によって低電圧制御手段による制御への切り替えがなされる際、前記フィードバック制御のゲインを徐々に増大させる増大手段を更に備えることを特徴とする。

上記電流フィードバック制御を例えば過変調領域まで行う場合等にあっては、低変調率の領域と比較して、制御性が低くなる。このため、低電圧制御手段による制御へと切り替える領域が過変調領域である場合等にあっては、切り替えに伴ってフィードバック操作量が大きく変化し、ひいては切り替えを円滑に行うことが困難となることが懸念される。この点、上記発明では、切り替え直後のフィードバック制御のゲインを、それ以降と比較して鈍らせることで、切り替えに伴う操作量の変動を好適に抑制することができ、ひいては切り替えを円滑に行うことができる。

請求項１２記載の発明は、請求項１〜８，１１のいずれか１項に記載の発明において、前記推定手段は、前記回転機のトルクと前記回転機の出力軸の回転速度とに基づき、前記推定を行うことを特徴とする。

なお、上記発明におけるトルクとは、回転機の実際のトルクのこととしてもよいし、回転機に対する要求トルクのこととしてもよい。

請求項１３記載の発明は、請求項１２記載の発明において、前記低電圧制御手段は、前記回転機を流れる電流をその指令値にフィードバック制御するための操作量として指令電圧を設定することで前記電力変換回路を操作するものであり、前記推定手段は、前記高電圧制御手段による制御がなされているときの前記要求される前記出力電圧を前記低電圧制御手段の制御によって実現する場合に前記回転機の各相を流れる電流及びその相当値のいずれかを推定する手段と、該電流を流すために要求される前記指令電圧に関するパラメータを前記回転速度の検出値に基づき推定する手段とを備えて構成されることを特徴とする。

高電圧制御手段による制御時のトルクがわかれば、これを低電圧制御手段によって実現する場合に回転機を流れる電流を推定することができる。そして、この電流を流すための回転機の指令電圧に関するパラメータは、上記電流と回転速度とによって定まる。このため、上記発明では、高電圧制御手段による制御がなされるとき、該制御によるトルクを低電圧制御手段によって実現する場合に要求される指令電圧に関するパラメータを推定することができる。

請求項１４記載の発明は、請求項１〜８，１１のいずれか１項に記載の発明において、前記推定手段は、前記回転機を流れる電流の検出値と前記回転機の出力軸の回転速度とに基づき、前記推定を行うことを特徴とする。

低電圧制御手段によって任意のトルクを実現するために要求される指令電圧は、回転速度に依存する。一方、高電圧制御手段の制御によるトルクは、回転機を流れる電流によって推定可能である。この点、上記発明では、これら回転速度の検出値及び電流の検出値に基づき、高電圧制御手段の制御によるトルクを低電圧制御手段によって実現する場合に要求される電圧に関するパラメータを好適に推定することができる。

請求項１５記載の発明は、請求項１４記載の発明において、前記推定手段は、前記電流の検出値に基づき前記回転機の実際のトルクを推定する手段と、該実際のトルクを前記低電圧制御手段の制御によって実現する場合に前記回転機の各相を流れる電流及びその相当値のいずれかを推定する手段と、該電流を流すための前記指令電圧及びその相当値のいずれかを前記回転速度の検出値に基づき推定する手段とを備えて構成されることを特徴とする。

回転機を流れる電流の検出値は、回転機のトルクと相関を有するパラメータである。上記発明では、この点に鑑み、電流の検出値に基づき上記トルクを推定する。また、高電圧制御手段の制御によるトルクがわかれば、これを電圧制御手段によって生成する場合に回転機を流れる電流を推定することができる。そして、この電流を流すための指令電圧は、上記電流と回転速度とによって定まる。このため、上記発明では、高電圧制御手段による制御がなされるとき、該制御によるトルクを低電圧制御手段によって実現する場合に要求される指令電圧及びその相当値のいずれかを推定することができる。

請求項１６記載の発明は、請求項１〜１５のいずれか１項に記載の発明において、前記高電圧制御手段は、前記低電圧制御手段によって実現される電圧利用率と矩形波制御によって実現される電圧利用率との間の電圧利用率を実現可能な手段であることを特徴とする。

なお、上記低電圧制御手段によって実現される電圧利用率（の上限値）とは、指令電圧（又は複数の指令電圧間の相対的な差を確保しつつ変調処理された信号）の変動幅が電源電圧となる際の値のこととしてもよい。

請求項１７記載の発明は、請求項１〜１６のいずれか１項に記載の発明において、前記高電圧制御手段は、前記回転機の１電気角周期内に前記回転機の端子を前記直流電源の正極及び負極に複数回接続するように前記電力変換回路を操作しつつ前記回転機を流れる電流の位相を操作するものであることを特徴とする。

なお、前記位相は、前記制御量をその目標値へとフィードバック制御する際の操作量とされることが望ましい。また、前記制御量がトルクである場合には、トルクが大きいほど位相を進角操作するものであることが望ましい。

請求項１８記載の発明は、請求項１７記載の発明において、前記低電圧制御手段は、前記回転機を流れる電流の位相を前記回転機の制御量の目標値毎に予め設定された値に制御するものであることを特徴とする。

なお、上記制御量は、前記回転機のトルクであってもよい。

請求項１９記載の発明は、請求項１〜１８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、前記電力変換回路とを備えることを特徴とする回転機の制御システムである。

上記発明では、請求項１〜１８記載の回転機の制御装置を備えることで、制御精度のよいシステムを実現している。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶ及び昇圧コンバータＣＶを介して高圧バッテリ１２に接続されている。ここで、昇圧コンバータＣＶは、高圧バッテリ１２の電圧(例えば「２８８Ｖ」)を所定の電圧(例えば「６６６Ｖ」)を上限として昇圧するものである。一方、インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度θ（電気角）を検出する回転角度センサ１５を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６，１７，１８を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧(電源電圧ＶＤＣ)を検出する電圧センサ１９を備えている。

上記各種センサの検出値は、インターフェース１３を介して低圧システムを構成する制御装置１４に取り込まれる。制御装置１４では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶやコンバータＣＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。また、昇圧コンバータＣＶの２つのスイッチング素子を操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｃｎである。

図２に、上記インバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。

本実施形態では、ベクトル制御及び弱め界磁制御を行う。以下では、「ベクトル制御に関する処理」、「弱め界磁制御に関する処理」、「ベクトル制御と弱め界磁制御との切り替え処理」の順に説明する。
＜ベクトル制御に関する処理＞
モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、２相変換部２２において、回転２相座標系の実電流であるｄ軸上の実電流ｉｄとｑ軸上の実電流ｉｑとに変換される。指令電流設定部２０は、要求トルクＴｃに基づき、回転２相座標系の電流の指令値であるｄ軸上の指令電流ｉｄｃ及びｑ軸上の指令電流ｉｑｃを設定する。減算部２４では、ｄ軸上の指令電流ｉｄｃからｄ軸上の実電流ｉｄを減算することで減算値Δｉｄを算出する。減算部２６は、ｑ軸上の指令電流ｉｑｃからｑ軸上の実電流ｉｑを減算することで、減算値Δｉｑを算出する。

指令電圧設定部２８では、減算値Δｉｄ及び減算値Δｉｑと実電流ｉｄ，ｉｑとに基づき、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を設定する。詳しくは、指令電圧設定部２８では、ｄ軸上の減算値Δｉｄを入力とする比例積分演算を行うことで、ｄ軸上の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｃにフィードバック制御するためのフィードバック操作量である指令電圧ｖｄｃ１を算出する。また、ｑ軸上の減算値Δｉｑを入力とする比例積分演算を行うことで、ｑ軸上の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｃにフィードバック制御するためのフィードバック操作量として、指令電圧ｖｑｃ１を算出する。これら指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１は、ベクトル制御がなされる際には、モータジェネレータ１０に対する実際の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃとなる。

３相変換部３０は、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃに変換する。２相変調部３２では、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの相対的な大小関係を維持しつつそのうちの最大となるものをインバータＩＶの正極又は負極の入力端子の電位に一致させるようにオフセット補正を行ういわゆる２相変調処理を行う。操作信号生成部３４では、こうして２相変調処理のなされた信号とキャリアとの大小関係に基づき、操作信号を生成する。
＜弱め界磁制御に関する処理＞
トルク推定部４０では、ｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑに基づき、モータジェネレータ１０のトルクを推定する(推定トルクＴｅを算出する)。詳しくは、極対数ｐ及びトルク定数Ｔｋを用いて、「ｐ・｛（Ｌｑ−Ｌｄ）・ｉｄ・ｉｑ＋Ｔｋ・ｉｑ｝」により、推定トルクＴｅを算出する。一方、フィードバック制御部４４では、推定トルクＴｅを要求トルクＴｃにフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸上の指令電流ｉｑｃｃを算出する。この処理は、具体的には、推定トルクＴｅに対する要求トルクＴｃの差の比例積分演算によって行われる。

これに対し、電圧指令値設定部５０では、ｑ軸上の実電流ｉｑを上記指令電流ｉｑｃｃにフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸上の指令電圧ｖｄｃｃを設定する。詳しくは、まず、偏差算出部４６において、実電流ｉｑに対する指令電流ｉｑｃｃの差が算出され、乗算器４８において偏差算出部４６の出力値の符号が反転される。そして、電圧指令値設定部５０では、乗算器４８の出力に基づき、指令電圧ｖｄｃｃが設定される。ここで、電圧指令値設定部５０では、実電流ｉｑと指令電流ｉｑｃｃとの積分演算値として、指令電圧ｖｑｃｃを算出する。

本実施形態では、こうした簡易な設定によって、制御性の良い弱め界磁制御を実現することができる。以下、その理由について説明する。

図３（ａ）は、モータジェネレータ１０の高回転速度領域におけるｑ軸電流とトルクとの関係を示す。図示されるように、ｑ軸電流とトルクとは１対１の対応関係にあり、ｑ軸電流を定めることでトルクを一義的に設定することができる。しかも、ｑ軸電流に対するトルク特性は、比較的良好な線形性を有する。このため、ｑ軸電流を操作することでトルクを良好に制御することができると考えられる。

一方、図３（ｂ）に、高回転速度領域におけるｑ軸電流とｄ軸電圧との関係を示す。図示されるように、ｑ軸電流に対するｄ軸電圧の特性も、比較的良好な線形性を有している。ちなみに、これは、下記の式（ｃ１）に基づき説明することができる。式（ｃ１）は、電気角速度ω、モータジェネレータ１０の抵抗Ｒ，ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑ及び鎖交磁束Φを用いた周知の電圧方程式である。

上記の式（ｃ１）において、電気角速度ωが大きい場合には、右辺の電気角速度ωの項以外を無視する近似が成り立つため、ｄ軸電圧成分については、「ｖｄ≒―ωＬｑ・ｉｑ」と近似できる。このため、ｄ軸電圧ｖｄは、ｑ軸電流に対して線形性を有することとなる。ちなみに、上記近似においては、ｑ軸電圧成分についても、「ｖｑ≒ωＬｄ・ｉｄ＋ωΦ」と近似できることから、ｄ軸電流に対して線形性を有する。しかし、ｄ軸電流によってはトルクが一義的に定まらず、同一のｄ軸電流に対してトルクが２通りに定まることとなる。このため、弱め界磁制御を比較的簡易なロジックにて構成しつつも極力制御性を高める観点から、本実施形態では、ｑ軸の指令電流を直接の操作対象とすることによってトルクフィードバック制御を行う。

次に、電圧指令値設定部５０の設計手法について説明する。

図４は、本実施形態にかかる制御系のブロック図である。ここでは、電圧指令値設定部５０を制御器Ｃと表現した。ここで、図中、破線で示した経路を無視する場合、乗算器４８の入力からｑ軸の実電流ｉｑまでの伝達関数である一巡伝達関数Ｇｏｐは、以下の式（ｃ２）となる。

ここで、弱め界磁制御の実行領域では、電気角速度ωが大きいことから抵抗Ｒの２乗の項を無視することができ、この近似のもとで式（ｃ２）を変更することで、下記の式（ｃ３）を得る。

ここで、弱め界磁制御時において、電気角周波数がトルク応答周波数よりも十分に大きくなるように制御設計をするなら、電気角速度ωよりトルク応答の角周波数ωｃも十分に大きく「ω・ω＞＞ωｃ」が成り立つために、一巡伝達関数Ｇｏｐは、下記の式（ｃ４）と近似できる。

Ｇｏｐ＝Ｃ／ωＬｑ …（ｃ４）
次に、先の図４において、指令電流ｉｑｃｃを入力として且つ実電流ｉｑを出力とする閉ループ伝達関数Ｇｃｌは、破線で示す経路を無視する場合、「Ｇｏｐ／（１＋Ｇｏｐ）」となる。この閉ループ伝達関数Ｇｃｌは、任意に設計しえるものであるが、本実施形態では、制御設計を簡素化すべく、閉ループ伝達関数Ｇｃｌを１次遅れ「ωｃ／(ｓ＋ωｃ)」とする。これにより、一巡伝達関数Ｇｏｐは、「Ｇｏｐ＝ωｃ／ｓ」となる。ここで、上記の式（ｃ４）を用いることで、下記の式（ｃ５）を得る。

Ｃ＝ωｃＬｑω／ｓ＝２πＦｃωＬｑ／ｓ …（ｃ５）
図５に、トルク応答周波数Ｆｃを「３０Ｈｚ」とする場合についての一巡伝達関数Ｇｏｐ及び閉ループ伝達関数Ｇｃｌのゲイン特性及び位相特性を示す。図示されるように、良好な１次遅れ特性を実現できている。
＜ベクトル制御と弱め界磁制御との切り替え処理＞
本実施形態では、先の図２に示す切替処理部６０を備えている。切替処理部６０では、３相変換部３０に入力される指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを、ベクトル制御によって設定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１とするか、弱め界磁制御によって設定される指令電圧ｖｄｃｃ、ｖｑｃｃとするかを切り替える処理を行う。更に、切替処理部６０では、ベクトル制御がなされる際には、２相変調部３２の出力を操作信号生成部に出力して且つ、弱め界磁制御がなされる際には、３相変換部３０の出力する指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃを操作信号生成部３４に出力する。

図６に、本実施形態にかかるベクトル制御から弱め界磁制御への切り替え処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理においては、まずステップＳ２において、ベクトル制御を実行している旨のフラグであるベクトル制御モードフラグがオン状態であるか否かを判断する。そして、ベクトル制御モードであると判断される場合、ステップＳ４において、指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃのベクトルノルムが、制限電圧ＶＬ以上であるか否かを判断する。ここで、制限電圧ＶＬは、電源電圧ＶＤＣに「１．１５」及び「３／８」の平方根を乗算した値である。ここで、「３／８」の平方根を乗算するのは、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの最大値に「３／８」の平方根を乗算したものがｄｑ軸上の電圧ベクトルのノルムとなることを理由とする。また、「１．１５」は、２相変調処理後の信号の変動量が電源電圧ＶＤＣに一致する際の変調率が「１．１５」であることによる。これは、電圧利用率に換算すると「０．７１」程度となる。このため、上記ステップＳ４によって、ベクトル制御の制御性を維持できる領域であるのか否かを判断することができる。そして、ステップＳ４において肯定判断されると、ステップＳ６において、ベクトル制御モードフラグをオフして且つ弱め界磁制御モードフラグをオンとすることで、ベクトル制御から弱め界磁制御に切り替える処理を行う。

なお、ステップＳ２，Ｓ４において否定判断される場合や、ステップＳ６の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図７に、本実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切替にかかる処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、弱め界磁制御モードフラグがオン状態であるか否かを判断する。そして、弱め界磁制御モードフラグがオン状態である場合、ステップＳ１２において、実電流ｉｄ，ｉｑに基づき推定トルクＴｅを算出する。続くステップＳ１４では、推定トルクＴｅに基づき、これをベクトル制御によって実現するための指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定する。これは、推定トルクＴｅを、先の図２に示した指令電流設定部２０と同一の処理を行う演算手段に入力した際の出力として推定算出することができる。

続くステップＳ１６においては、推定される指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに基づき、これをベクトル制御によって実現するための指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定する。これは、上記の式（ｃ１）のｄｑ軸上の電流として、上記推定される指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃと電気角速度ωとを代入することで算出することができる。

続くステップＳ１８においては、推定された指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１のベクトルノルムが、上記制限電圧ＶＬから所定値αを減算した値以下であるか否かを判断する。この処理は、推定トルクＴｅをベクトル制御によって生成する際に要求される指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが、変調率「１．１５」よりも小さい値に対応するか否かを判断するためのものである。なお、ここで所定値αは正の数であり、先の図６に示した処理によるベクトル制御から弱め界磁制御への切替と、この図７に示す処理による弱め界磁制御からベクトル制御への切替とのハンチングを回避するために設けられている。そして、ステップＳ１８において肯定判断される場合には、ステップＳ２０において、ベクトル制御モードフラグをオンとして且つ弱め界磁制御モードフラグをオフとすることで、ベクトル制御へと切り替える。

なお、ステップＳ１０，Ｓ１８において否定判断される場合や、ステップＳ２０の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図８に、本実施形態にかかるベクトル制御と弱め界磁制御との切替に伴うｄｑ軸上での電圧ベクトルの推移を示す。詳しくは、図８において、実線にて実際の電圧ベクトルＶｒを示し、一点鎖線にて、現在のトルクをベクトル制御によって実現するために要求される電圧ベクトルＶｅを示しており、２点鎖線にて、制限電圧ＶＬを示している。

図８（ａ）においては、ｄｑ軸上の電圧ベクトルのノルムが制限電圧ＶＬよりも短く、ベクトル制御を行っているときを示している。また図８（ｂ）は、電圧ベクトルＶｅのノルムが制限電圧ＶＬとなり、ベクトル制御から弱め界磁制御へ切り替えるときを示している。そして、図８（ｃ）は、弱め界磁制御を行うときを示している。このときには、生成されているトルクをベクトル制御によって実現するために要求される電圧ベクトルＶｅのノルムが制限電圧ＶＬよりも長くなっている。ここでは、電圧ベクトルＶｒのノルムは制限電圧ＶＬと一致するが、ベクトル制御時よりも位相を進めることで高回転速度領域におけるトルク制御を実現している。同様に、図８（ｄ）も、生成されているトルクをベクトル制御によって実現するために要求される電圧ベクトルＶｅのノルムが制限電圧ＶＬよりも長く、弱め界磁制御を行うときを示している。これに対し、図８（ｅ）は、生成されているトルクをベクトル制御によって実現するために要求される電圧ベクトルＶｅのノルムが制限電圧ＶＬよりも所定値αだけ短く、弱め界磁制御からベクトル制御へ切り替えるときを示している。そして、図８（ｆ）は、切替後のベクトル制御を行うときを示している。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）弱め界磁制御によるトルクをベクトル制御によって実現する場合の指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１を推定した。これにより、弱め界磁制御からベクトル制御へと切り替える際のトルクの変動を抑制することができる状況か否かを判断することができる。

（２）推定される指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１によって定義される電圧ベクトルのノルムが所定電圧以下である場合、ベクトル制御に切り替えた。このため、所定電圧によって、弱め界磁制御からベクトル制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを定量化することができる。

（３）上記所定電圧を、電源電圧ＶＤＣに「１．１５」及び「３／８」の平方根を乗算した値である制限電圧ＶＬから所定値αを減算した値に設定した。これにより、弱め界磁制御からベクトル制御への切り替えに際し、ベクトル制御の制御性を高く維持することができる。このため、弱め界磁制御からベクトル制御への切り替えに際し、トルクの急変を抑制するように適切な制御をすることができる。更に、ベクトル制御から弱め界磁制御への切り替え条件に対して弱め界磁制御からベクトル制御への切り替え条件を相違させることで、これらの間にヒステリシスを持たせた。これにより、切り替えが頻繁に生じるハンチング現象を回避することができる。

（４）モータジェネレータ１０の実電流ｉｄ，ｉｑと回転速度とに基づき、弱め界磁制御によるトルクをベクトル制御で実現するための指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定した。これにより、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を好適に推定することができる。

（５）推定トルクＴｅをベクトル制御によって実現するための指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定し、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃと回転速度の検出値とに基づき、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定した。これにより、上記の式（ｃ１）に基づき、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を好適に推定することができる。

（６）弱め界磁制御によって実現されているトルクをベクトル制御によって実現するために要求される３相の電圧の代わりに、その相当値としてのｄｑ軸上の電圧を推定した。これにより、電圧の振幅を考慮する必要がないため、切り替えにかかる処理を簡易に行うことができる。

（７）ベクトル制御による指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１によって定義される電圧ベクトルのノルムが、制限電圧ＶＬとなることで、ベクトル制御から弱め界磁制御に切り替えた。これにより、極力ベクトル制御を用いつつも、ベクトル制御によるトルクの制御性が低下する以前に弱め界磁制御に切り替えることができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記実施形態では、弱め界磁制御時に生成されているトルクをベクトル制御によって実現するための指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１を、モデル（上記式（ｃ１））によって推定した。ところで、上記モデルは、モータジェネレータ１０の状態に応じて変化する。詳しくは、例えばモータジェネレータ１０を流れる電流によって生じる磁界に応じてインダクタンスＬｄ，Ｌｑが変化する。また、モータジェネレータ１０の温度によって抵抗Ｒが変化する。このため、これらインダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒを一定として上記指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定したのでは、上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒの変化に依存して推定精度が変動するおそれがある。

そこで本実施形態では、図９に示す態様にて、推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１に基づくベクトル制御への切り替えタイミングの誤差を抑制する。

図９（ａ）において、実線にて示す曲線は、上記指令電流設定部２０によって設定される指令電流曲線ＣＬである。今、弱め界磁制御によってモータジェネレータ１０を流れる電流が電流ベクトルＶ１であるとする。このとき、図中、１点鎖線にて示す等トルク曲線と指令電流曲線ＣＬとの交点ＳＰの近傍の領域を切替領域ＳＡとする。そして、弱め界磁制御による電流ベクトルが電流ベクトルＶ１から電流ベクトルＶ３に移行することで、その先端が切替領域ＳＡ内に入るとき、上記の式（ｃ１）によって推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を記憶する。

図９（ｂ）に、このとき記憶される電圧ベクトルＶＶ３を示す。ここで、本実施形態では、弱め界磁制御からベクトル制御へ切り替えるための電圧ベクトルの変化量の閾値Δを定める。この閾値Δは、電流ベクトルが切替領域ＳＡ内に入ってから上記交点ＳＰとなるまでの期間における推定される電圧ベクトルのノルムの変化量に基づき設定されている。このため、図９（ｂ）に示すように、推定される電圧ベクトルが電圧ベクトルＶＶ３から電圧ベクトルＶＶ４に変化することで、そのノルムの変化量が閾値Δとなったときに、実際の電圧ベクトルのノルムを、図９（ｂ）に２点鎖線にて示す制限電圧ＶＬ（より正確には、ＶＬ−α）以下とすることができると考えられる。ここで、図９（ｂ）では、電圧ベクトルＶＶ４のノルムが、制限電圧ＶＬよりも長い場合を例示している。これは、上記の式（ｃ１）において、インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒを一定とすることに起因した推定誤差のためである。しかし、この場合であっても、電圧ベクトルＶＶ３から閾値Δだけノルムが変化した電圧ベクトルＶＶ４については、そのノルムが正確に制限電圧ＶＬ以下となっていると考えられる。ここでは、上記推定される電圧ベクトルが電圧ベクトルＶＶ３から電圧ベクトルＶＶ４へと移行する期間内における上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒの変化が無視できると想定している。

こうした処理を行うことで、本実施形態では、上記の式（ｃ１）においてインダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒを一定とすることによるベクトル制御への切り替えに際しての誤差を抑制する。図１０に、上記処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４により、弱め界磁制御時において例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、現在の要求トルクＴｃに基づき、先の図９（ａ）に示した指令電流曲線ＣＬと等トルク曲線との交点ＳＰ（切替点）を算出する。この処理は、例えば、先の図２に示した指令電流設定部２０に現在の要求トルクＴｃを入力した際の指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを切替点とすることで行うことができる。続くステップＳ３２においては、先の図９（ａ）に示した切替領域ＳＡを設定する。ここでは例えば、切替点とのｄ軸成分及びｑ軸成分における差がそれぞれ所定量以下の領域を切替領域とすればよい。

続くステップＳ３４においては、実電流ｉｄ，ｉｑが切替領域内に入ったか否かを判断する。そして、切替領域内にない場合には、ステップＳ３０、Ｓ３２の処理を繰り返す。そしてステップＳ３４において切替領域内であると判断される場合には、ステップＳ３６に移行する。ステップＳ３６〜Ｓ４０の処理では、先の図７のステップＳ１２〜Ｓ１６の処理を行う。そして、ステップＳ４０の処理が完了すると、ステップＳ４２において、切替領域となった直後のステップＳ４０において推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１のノルムを記憶済みであるか否かを判断する。そして、ステップＳ４２において否定判断される場合には、ステップＳ４４において、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１のノルムを記憶し、ステップＳ４６に戻る。

一方、ステップＳ４２において記憶済みであると判断される場合には、ステップＳ４６において、ステップＳ４０にて推定された指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１のノルムに対する記憶されたノルムの差が上記閾値Δ以上となるか否かを判断する。そして、閾値Δ未満である場合には、ステップＳ３６に戻る。

これに対し閾値Δ以上であると判断される場合には、ステップＳ４８において、ベクトル制御に切り替える処理を行う。なお、ステップＳ４８の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（３）〜（７）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（９）推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１に基づくベクトル制御への切り替えのタイミングついての、モータジェネレータ１０の抵抗Ｒ及びインダクタンスＬｄ、Ｌｑの変化による誤差を抑制する処理を行った。これにより、ベクトル制御への切替に際し、モータジェネレータ１０のトルクの変化を好適に抑制することができる。

（１０）モータジェネレータ１０を流れる電流が切替領域内に入ると判断されてからの指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１のノルムの変化量に基づき、ベクトル制御によって要求される電圧が所定電圧（ＶＬ−α）以下となるときを判断した。これにより、弱め界磁制御によるトルクをベクトル制御によって実現する場合に要求される電圧の指令値がベクトル制御の制御性を高く維持することのできる値であるか否かを高精度に判断することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４により、弱め界磁制御時において例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１１において、先の図１０に示した処理と対応する処理には、便宜上同一のステップ番号を付している。

図示されるように、本実施形態では、切替領域に入ると判断されてからの電圧ベクトルのノルムの変化量に代えて、位相の変化量に基づきベクトル制御への切り替えを行う。すなわち、切替領域に入ると、ステップＳ４４ａにおいて、そのときにステップＳ４０にて推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相φを記憶する。そして、その後、推定される電圧ベクトルの変化を監視し、記憶された位相φに対する現在の位相の差が閾値β以下となると（ステップＳ４６ａ：ＹＥＳ）、ベクトル制御に切り替える（ステップＳ４８）。すなわち、先の図９（ｂ）に示したように、ベクトル制御を行う際のベクトルは、弱め界磁制御を行う際のベクトルよりもその位相が遅れている。このため、記憶された位相φよりも閾値β以上遅角側に位相が変化することで、ベクトル制御に切り替える。

このように、弱め界磁制御によるトルクをベクトル制御によって実現する場合に要求される電圧に関するパラメータとして、指令電圧ベクトル（指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１）の位相φを用いることによっても、電圧ベクトルのノルムが制限電圧ＶＬ以下（又はＶＬ−α）となるタイミングを高精度に判断することができる。

以上説明した本実施形態によっても、先の第２の実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１２に、本実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４により、弱め界磁制御時において例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ５０において、実電流ｉｄ，ｉｑ、回転速度、及びモータジェネレータ１０の温度に基づき、弱め界磁制御によるトルクをベクトル制御によって実現するために要求される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１をマップ演算する。ここで、マップは、上記実電流ｉｄ，ｉｑ、回転速度、及びモータジェネレータ１０の温度の４つのパラメータを入力とし、これらから上記指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を定めるものである。これは、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１のそれぞれについて、上記４つのパラメータとの関係を定めるマップを予め作成しておくことで実現することができる。このマップは、上記４つのパラメータによる上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒの変化に応じて上記要求される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１が変化するように予め実験等によって適合されてたものである。このため、このマップを用いて推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１には、上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒを一定とみなしつつ上記の式（ｃ１）によって推定されたもののような誤差が生じない。

上記ステップＳ５０の処理が完了すると、ステップＳ５２、Ｓ５４の処理において、先の図７に示したステップＳ１８、Ｓ２０と同様の処理を行う。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第４の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１３に、本実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切替処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４により、弱め界磁制御時において例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ６０において、実電流ｉｄ，ｉｑ、回転速度、及びモータジェネレータ１０の温度に基づき、弱め界磁制御によるトルクをベクトル制御によって実現するために要求される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相φをマップ演算する。ここで、マップは、上記実電流ｉｄ，ｉｑ、回転速度、及びモータジェネレータ１０の温度の４つのパラメータを入力とし、これらから上記指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相φを定めるものである。これは、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相について、上記４つのパラメータとの関係を定めるマップを予め作成しておくことで実現することができる。このマップは、上記４つのパラメータによる上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒの変化に応じて上記要求される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相が変化するように予め実験等によって適合されたものである。このため、このマップを用いて推定される指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１の位相には、上記インダクタンスＬｄ，Ｌｑや抵抗Ｒを一定とみなしつつ上記の式（ｃ１）によって推定されたもののような誤差が生じない。

上記ステップＳ６０の処理が完了すると、ステップＳ６２において、上記位相φが所定値γと略一致するか否かを判断する。この処理は、弱め界磁制御によるトルクをベクトル制御によって実現可能であるか否かを判断するものである。ここで、所定値γは、回転速度、トルク、及び電源電圧ＶＤＣによってマップ演算される。これは、モータジェネレータ１０のトルク制御では、通常、モータジェネレータ１０の状態に応じて力率が可変設定されることによる。このため、ベクトル制御に切り替えることが適切な位相は、モータジェネレータ１０の運転状態に応じて変化する。この変化に応じて適切な所定値γを設定するためのパラメータが、回転速度、トルク、及び電源電圧ＶＤＣである。

上記位相φが所定値γとなると、ステップＳ６４において、先の図７に示したステップＳ２０と同様の処理を行う。

以上説明した本実施形態においても、先の第４の実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、弱め界磁制御時によるトルクをベクトル制御によって実現するための指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１をモデル（上記の式（ｃ１））によって推定する際の推定誤差を、ベクトル制御時にモータジェネレータ１０に印加されている電圧に基づき学習する。具体的には、本実施形態では、ベクトル制御から弱め界磁制御への切り替え時において、要求トルクＴｃに基づき先の図７のステップＳ１４の要領で指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定し、推定される指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃと回転速度とに基づき指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１を推定する。これら推定される指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１と、ベクトル制御によってモータジェネレータ１０に印加される電圧（先の図２に示した３相変換部３０に入力される指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）とのずれは、上記推定誤差と考えられる。このため、本実施形態では、この際推定される電圧ベクトル（指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）のノルムを、上記モデルの推定誤差を補償するように補正された値として用いる。

図１４に、本実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切り替えの原理を示す。詳しくは、図１４（ａ）に、回転速度の推移を示し、図１４（ｂ）に、インバータＩＶの出力する電圧ベクトルのノルム（出力電圧）の推移を示し、図１４（ｃ）に上記推定される電圧ベクトルのノルム（推定電圧）の推移を示す。図示されるように、出力電圧が制限電圧ＶＬとなることでベクトル制御から弱め界磁制御へと切り替えられる時刻ｔ１において、そのときの推定電圧を記憶する。そして、推定電圧が記憶値以下となる時刻ｔ２において、弱め界磁制御からベクトル制御へと切り替える。これにより、弱め界磁制御によるトルクをベクトル制御によって実現する場合に要求される出力電圧が制限電圧ＶＬ以下となることで切り替えを行うことができる。

ただし、実際には、上記モデル誤差は、モータジェネレータ１０を流れる電流や温度に応じて変動する。このため、ベクトル制御から弱め界磁制御へと切り替えた際にモータジェネレータ１０に流れていた電流やモータジェネレータ１０の温度と、弱め界磁制御からベクトル制御へと切り替える際にモータジェネレータ１０に流れている電流やモータジェネレータ１０の温度との間に相違がある場合、上記推定される電圧ベクトルのノルムは、上記モデルの推定誤差を補償するように補正された値とはならないおそれがある。すなわち、例えば図１５の１点鎖線に示すように、高回転速度・小トルクにてベクトル制御から弱め界磁制御へと切り替えられた後、中回転速度・大トルクにて弱め界磁制御からベクトル制御へと切り替えられる場合には、両切り替え時における電流が大きく相違するためにモデル誤差も変化していると考えられる。また、例えば２点鎖線に示すように、高回転速度・中トルクにてベクトル制御から弱め界磁制御へと切り替えられた後、中回転速度・大トルクにて弱め界磁制御からベクトル制御へと切り替えられる場合にも、両切り替え時における電流が大きく相違するためにモデル誤差が変化していると考えられる。

そこで本実施形態では、上記モデルのうち、ｑ軸インダクタンスを、電流に基づき可変設定する。このように、ｑ軸インダクタンスのみを可変設定するのは、次の理由による。弱め界磁制御がなされる領域は、基本的に回転速度が大きいため、上記の式（ｃ１）に示したモデルのうち、干渉項が支配的となる。このため、推定誤差に対するモデルの抵抗の変動等による影響は無視し得る。このため、モデルのパラメータのうち変動し得るものとしては、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、及び鎖交磁束Φが問題となる。

図１６に、これらｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、及び鎖交磁束Φのいずれか１つを変動させた場合における推定される電圧ベクトルのノルム（推定電圧）の変動の算出結果を示す。図１６では、全てのパラメータを固定した場合の推定電圧に対するいずれか１つのパラメータを変動させた場合の推定電圧の比の変動量の百分率を示している。図示されるように、ｑ軸インダクタンスを変動させた場合（実線）には、電圧の推定誤差が大きく変化するのに対し、ｄ軸インダクタンスや鎖交磁束Φ（破線、１点鎖線）を変動させても推定誤差はほとんど変化しない。このため、ｑ軸のインダクタンスのみを可変設定することで、制御装置１４の演算負荷の増大を極力抑制しつつも上記モデルの推定誤差を好適に補償することが可能であると考えられる。

図１７に、本実施形態にかかるベクトル制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば弱め界磁制御のなされる領域において所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ７０において、モータジェネレータ１０を流れている電流に基づき、上記モデルのｑ軸インダクタンスをマップ演算する。ここで、マップは、図１８に示されるように、モータジェネレータ１０を流れる電流の振幅が大きいほど小さい値とされている。続くステップＳ７２においては、要求トルクＴｃに基づき、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定する。この処理は、先の図７のステップＳ１４に対応するものである。ただし、要求トルクＴｃが急激する際には、実際の電流の変化はこれに追従できないため、モータジェネレータ１０のトルクがこれに一致しない。このため、本実施形態では、上記ステップＳ１４の処理と同様にして推定された電流をフィルタ処理することで最終的な推定値とする。これにより、要求トルクＴｃを用いつつも、トルクを実現するための電流を高精度に推定することができる。

続くステップＳ７４においては、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃと回転速度とに基づき、上記モデルを用いて指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定する。そして、ステップＳ７６では、推定電圧ベクトルのノルムＮｒｍを算出する。続くステップＳ７８では、ベクトル制御から弱め界磁制御への切り替え時であるか否かを判断する。この判断は、先の図６のステップＳ４において肯定判断されるか否かの判断となる。そして、切り替え時であると判断されると、ステップＳ８０において、そのときの制限電圧ＶＬと、推定電圧ベクトルのノルムＮｒｍとを、それぞれＶＬ０，Ｎｒｍ０として記憶する。

これに対し、ステップＳ７８において切り替え時でないと判断される場合には、ステップＳ８２において、制限電圧変動量ΔＶＬを算出する。これは、上記ステップＳ８０において記憶される制限電圧ＶＬ０に対する現在の制限電圧ＶＬの変動量を算出する処理である。続くステップＳ８４においては、弱め界磁制御からベクトル制御への切り替えタイミングであるか否かを判断する。具体的には、現在の推定電圧ベクトルのノルムＮｒｍを、閾値と比較する処理となる。ここで、閾値は、ステップＳ８０にて記憶された制限電圧ＶＬ０に対するノルムＮｒｍ０の比に変動量ΔＶＬを乗算した値「（Ｎｒｍ０／ＶＬ０）ΔＶＬ」にてノルムＮｒｍ０を補正したものとする。ここで、ノルムＮｒｍ０は、バッテリ１２の電圧が変動しないなら閾値として適切な値と考えられる。一方、値「（Ｎｒｍ０／ＶＬ０）ΔＶＬ」は、バッテリ１２の電圧変動量ΔＶＬによる推定電圧ベクトルのノルムの変化等を補償するための補正量である。

ステップＳ８４にて肯定判断される場合には、ステップＳ８６にてベクトル制御へと切り替える。これに対し、ステップＳ８０、Ｓ８６の処理が完了する場合や、ステップＳ８４にて否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて更に以下の効果が得られるようになる。

（１１）モデルのパラメータのうちのｄ軸インダクタンスを定数とするとともにｑ軸インダクタンスをモータジェネレータ１０を流れる電流に応じて可変設定しつつ、所定のトルクをベクトル制御によって生成する場合の指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１を推定した。これにより、上記モデルによる推定を高精度に行うことができる。

(１２)ベクトル制御から弱め界磁制御へと切り替えられる際の推定電圧ベクトル（指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１）に基づき、上記モデルの推定誤差を学習した。これにより、切り替え時におけるモデル誤差を高精度に学習することができる。そして、切り替え時からの変化に対するモデルのパラメータの変化による影響をｑ軸インダクタンスの可変設定によって好適に補償することで、上記モデルの推定精度を向上させることができる。

(１３)ベクトル制御から弱め界磁制御へと切り替えられる際の推定電圧ベクトルのノルムを、同切り替え時に対する現在の電源電圧ＶＤＣの変動量にて補正することで、ベクトル制御への切り替え判断用の閾値を設定した。これにより、上記閾値によって、弱め界磁制御からベクトル制御への切り替えに伴うトルク変動を好適に抑制可能な状況であるか否かを適切に判断することができる。

(１４)モータジェネレータ１０に対する要求トルクＴｃとモータジェネレータ１０の回転速度とに基づき、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定した。これにより、「弱め界磁制御によるトルク」を簡易に取得しつつ指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を推定することができる。

(１５)要求トルクＴｃをベクトル制御によって実現する場合にモータジェネレータ１０の各相を流れる指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定し、該指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを流すためのベクトル制御の指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を、回転速度の検出値に基づき推定した。これにより、指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を適切に推定することができる。

（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第６の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１９に、本実施形態にかかるベクトル制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば弱め界磁制御のなされる期間において所定周期で繰り返し実行される。なお、図１９において、先の図１７と対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付してその説明を割愛する。

この一連の処理では、ステップＳ７４の処理が完了すると、ステップＳ７６ａにおいて、推定電圧ベクトルの位相φを算出する。また、ステップＳ７８において肯定判断される場合には、ステップＳ８０ａにおいて、電源電圧ＶＤＣと、位相φとを、それぞれＶＤＣ０、φ０として記憶する。一方、ステップＳ７８において否定判断される場合には、ステップＳ８２ａにおいて、電源電圧ＶＤＣの変動量(電圧変動量ΔＶＤＣ)を算出する。続くステップＳ８４において、現在の位相φを閾値と比較することで、ベクトル制御への切り替えタイミングであるか否かを判断する。この閾値は、上記ステップＳ８０ａにて記憶される位相φ０を電圧変動量ΔＶＤＣに応じた補正量ｔａｂｌｅ（ΔＶＤＣ）にて補正することで設定される。

以上説明した本実施形態によっても、先の第６の実施形態に準じた効果が得られる。

（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第６の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２０に、本実施形態にかかるベクトル制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば弱め界磁制御のなされる期間において所定周期で繰り返し実行される。なお、図２０において、先の図１７と対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付してその説明を割愛する。

この一連の処理では、ステップＳ７８において否定判断される場合には、ステップＳ８４ｂにおいて、現在の推定電圧ベクトルのノルムＮｒｍを補正したものが制限電圧ＶＬから所定値αを減算した値以下となるか否かに基づき、ベクトル制御への切り替えタイミングであるか否かを判断する。ここで、現在のノルムＮｒｍの補正は、上記ステップＳ８０にて記憶したノルムＮｒｍ０に対する制限電圧ＶＬ０の比「ＶＬ０／Ｎｒｍ０」をノルムＮｒｍに乗算することで行う。この比「ＶＬ０／Ｎｒｍ０」は、バッテリ１２の電圧変動量ΔＶＬによる推定電圧ベクトルのノルムの変化等を補償するための補正係数である。

以上説明した本実施形態によっても、先の第６の実施形態に準じた効果が得られる。

（第９の実施形態）
以下、第９の実施形態について、先の第６の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２１に、本実施形態にかかるベクトル制御への切り替えにかかる処理の手順を示す。この処理は、制御装置１４によって、例えば弱め界磁制御のなされる領域近傍において所定周期で繰り返し実行される。なお、図２１において、先の図１７と対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付してその説明を割愛する。

この一連の処理では、ステップＳ７８ｃにおいて、上記モデルの推定誤差を学習することができるタイミングであるか否かを判断する。具体的には、ベクトル制御中且つ回転速度が所定速度以上であるか否かを判断する。ここで、回転速度が所定速度以上であることを条件とするのは、ｑ軸インダクタンスを先の図１８に示したマップにて可変設定するモデルの適用領域が高回転速度領域であることによる。すなわち、上述したように、ｑ軸インダクタンスの変動による推定精度の変動が支配的となるのは上記モデルの干渉項が支配的となる高回転速度領域であるため、回転速度が高回転速度領域か否かを判断する。また、ベクトル制御中であることを条件とするのは、モデルの推定値との比較対象となる値を取得するためである。

ステップＳ７８ｃにて肯定判断される場合には、ステップＳ７９において、ベクトル制御の指令電圧ベクトルのノルムＮＲＭ（先の図２に示した３相変換部３０に入力されるベクトルのノルム）を取得する。続くステップＳ８０ｃにおいては、推定電圧ベクトルのノルムＮｒｍをＮｒｍ０として記憶する。

一方、ステップＳ７８ｃにて否定判断される場合には、ステップＳ８４ｃにおいて、推定電圧ベクトルの現在のノルムＮｒｍを補正したものが制限電圧ＶＬから所定値αを引いたもの以下となるか否かに基づき、ベクトル制御への切り替えタイミングであるか否かを判断する。ここで、現在のノルムＮｒｍの補正は、ステップＳ８０ｃにて記憶したノルムＮｒｍ０に対するステップＳ７９にて記憶したノルムＮＲＭの比「ＮＲＭ／Ｎｒｍ０」を現在のノルムＮｒｍに乗算することで行う。この比「ＮＲＭ／Ｎｒｍ０」は、推定誤差を補償するための補正係数である。

以上説明した本実施形態によっても、先の第６の実施形態に準じた効果が得られる。

（第１０の実施形態）
以下、第１０の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第１の実施形態に示した態様にて弱め界磁制御からベクトル制御へと切り替える際には、ベクトル制御の指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１のベクトルノルムは、制限電圧ＶＬ以下となっていると考えられる。ただし、この制限電圧ＶＬを、電圧利用率「０．７１」に対応する値よりも大きく設定したい要求が生じる場合がある。しかし、この場合、ベクトル制御へと切り替える領域におけるベクトル制御の制御性が、電圧利用率「０．７１」以下の領域よりも低くなるおそれがある。このため、先の図２に示した指令電圧設定部２８におけるフィードバックゲインとして、電圧利用率「０．７１」以下の領域において適合された値を用いたのでは、ゲインが過大となり、切り替えに伴って出力電圧が変動するおそれがある。

そこで本実施形態では、図２２に示すように、弱め界磁制御からベクトル制御へと切り替えた直後にあっては、ゲインを制限する。詳しくは、切り替え直後の所定時間(時刻ｔ０〜ｔ１)においては、ゲインを小さい値で保持し、その後、ゲインを漸増させる。そして、切り替えから所定時間(時刻ｔ０〜ｔ２)の経過以降においては、ゲインを一定値に固定する。ちなみに、ここでゲインとは、図示されるように、比例ゲイン及び積分ゲインのことである。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記各効果に加えて更に以下の効果が得られるようになる。

（１６）弱め界磁制御からベクトル制御への切り替えがなされる際、ベクトル制御におけるフィードバック制御ゲインを徐々に増大させた。これにより、切り替えに伴う指令電圧の変動を好適に抑制することができ、ひいては切り替えを円滑に行うことができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１〜第５、及び第１０の実施形態では、実電流ｉｄ，ｉｑをモータジェネレータ１０のトルクと相関を有するパラメータとして用いて、弱め界磁制御時におけるモータジェネレータ１０の生成しているトルクをベクトル制御によって実現するための指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１を算出したがこれに限らない。例えば、実電流に代えて、要求トルクＴｃを用いてもよい。

・上記第６〜第９の実施形態では、要求トルクＴｃを用いて、弱め界磁制御時におけるモータジェネレータ１０の生成しているトルクをベクトル制御によって実現するための指令電圧ｖｄｃ１，ｖｑｃ１を算出したがこれに限らない。例えば、要求トルクＴｃに代えて、実電流ｉｄ，ｉｑをモータジェネレータ１０のトルクと相関を有するパラメータとして用いてもよい。

・上記第２、第３の実施形態において、切替領域の境界と切替点との距離を、実電流ｉｄ，ｉｑ等に応じて可変設定してもよい。

・先の第６〜第８の実施形態では、ベクトル制御から弱め界磁制御に切り替わる度にモデルの誤差を学習し、また、第９の実施形態では、ベクトル制御において回転速度が所定速度以上となる度にモデルの誤差を学習したが、これに限らない。例えば、ベクトル制御から弱め界磁制御に切り替わる際や、ベクトル制御において回転速度が所定速度以上となる際に一旦学習を行った後には、走行距離が所定以上となるまで再学習を行わないようにしてもよい。この場合であっても、学習結果を用いることで、弱め界磁制御によって生成されているトルクをベクトル制御によって生成する場合に指令値として要求される電圧に関するパラメータの値を高精度に推定することができる。

・ｑ軸インダクタンスを固定する場合であっても、各トルクの値毎に推定誤差を学習することで、モデルの推定誤差を補償しつつベクトル制御への切り替えタイミングを高精度に判断することはできる。

・上記第１の実施形態に対する第１０の実施形態の変更点によって、上記第２〜第９の実施形態を変更してもよい。

・弱め界磁制御によって生成されているトルクをベクトル制御によって生成する場合に指令値として要求される電圧に関するパラメータとしては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えばｄ軸の指令電圧であってもよい。

・ベクトル制御としては、キャリアとの大小の比較対象とする信号を、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが２相変調処理された信号とするものに限らない。例えば２相変調処理を行わなくてもよい。ただし、この場合、上記制限電圧を変調率が「１」である際の２次元電圧ベクトルのノルム程度とすることが望ましい。換言すれば、操作信号の平均周波数がキャリア周波数ｆｃ以下となる際の値程度としてもよい。

・前記高電圧制御手段による制御がなされているとき、該制御によるトルクを前記低電圧制御手段によって実現するために要求される前記電力変換回路の出力電圧に関するパラメータの値を推定する推定手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、ベクトル制御によって推定トルクＴｅを実現するために要求される電圧に関するパラメータとして、相電圧の波高値を推定するものであってもよい。

・上記各実施形態では、ベクトル制御時において、指令電圧設定部２８の出力する指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１を直接指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃとしたが、これに限らない。例えば、指令電圧設定部２８の出力する指令電圧ｖｄｃ１、ｖｑｃ１に、非干渉項をフィードフォワード項として加えることで、指令電圧ｖｄｃ、ｖｑｃを算出してもよい。

・指令電圧設定部２８としては、比例積分制御を行うものに限らず、例えば積分制御や、比例積分微分制御等を行うものであってもよい。

・２次元座標系のいずれか一方の成分の指令電流に応じた当該成分の指令電圧と、入力電圧とに基づき、いずれか他方の指令電圧を設定することで、いずれか一方の成分のみの指令電流に基づきトルクを制御する単一指令値操作手段としては、上記実施形態で例示したものに限らない。すなわち、回転座標系における磁極方向及びこれに直交する方向の指令電圧を設定するに際し、いずれか一方の成分の指令電流のみを用いるものに限らない。例えば、固定２相座標系（αβ座標系）におけるα軸及びβ軸の指令電圧を設定するに際し、いずれか一方の指令電流のみを用いるものであってもよい。

・ベクトル制御よりも電圧利用率の高い領域において要求トルクへの制御を行う高電圧制御手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、上記特許文献３に記載されたものであってもよい。また、これにも限らず、弱め界磁制御を行う任意の手段であってもよい。

・回転機の制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度であってもよい。この場合であっても、回転速度が上昇することで電圧飽和領域に入る場合には、弱め界磁制御を行った方が制御性が良い一方、回転速度が低い領域においてはベクトル制御を行った方が制御性がよいと思われる。したがって、これら双方の制御間での切り替えに際して、本発明を適用することができる。

・突極機としては、ＩＰＭＳＭに限らない。例えば、同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）であってもよい。

・回転機としては、突極機に限らず、非突極機であってもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。更に、回転機としては、車両の駆動系を構成するものにも限らない。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるインバータの操作信号の生成に関する処理を示すブロック図。 高回転速度領域におけるモータジェネレータの特性を示す図。 上記実施形態における制御設計手法を説明するためのブロック図。 同実施形態において設計された制御器の特性を示す図。 同実施形態にかかるベクトル制御から弱め界磁制御への切替処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切り替え処理の手順を示す流れ図。 上記切替処理による電圧ベクトルの推移を示す図。 第２の実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切替手法を説明する図。 同実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切替処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切替処理の手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切替処理の手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切替処理の手順を示す流れ図。 第６の実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切替処理の原理を説明するタイムチャート。 上記切替原理に基づく切り替えの問題点を示す図。 電圧推定モデルのパラメータの変動量と誤差との関係を示す図。 上記実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切替処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる電圧推定モデルのｑ軸インダクタンスの設定手法を示す図。 第７の実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切替処理の手順を示す流れ図。 第８の実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切替処理の手順を示す流れ図。 第９の実施形態にかかる弱め界磁制御からベクトル制御への切替処理の手順を示す流れ図。 第１０の実施形態にかかるベクトル制御への切り替えに伴うゲインの設定態様を示すタイムチャート。

符号の説明

１０…モータジェネレータ、１２…高圧バッテリ、１４…制御装置、ＩＶ…インバータ。

Claims (19)

1. 回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記回転機に印加される電圧を指令電圧に制御すべく前記電力変換回路を操作する低電圧制御手段と、
   前記低電圧制御手段よりも電圧利用率の高い領域において前記制御量の制御を行う高電圧制御手段と、
   前記高電圧制御手段による制御がなされているとき、該制御によるトルクを前記低電圧制御手段によって実現するために要求される前記電力変換回路の出力電圧に関するパラメータの値を推定する推定手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記推定手段は、前記回転機のｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを含むモデルに基づき前記パラメータを推定するものであって且つ、前記ｑ軸インダクタンスを前記回転機を流れる電流に応じて可変設定することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記推定手段の推定誤差を、前記低電圧制御手段による制御のなされているときの前記出力電圧に関するパラメータの値と前記推定手段によって推定される値とに基づき学習する誤差学習手段を更に備えることを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記誤差学習手段は、前記回転機の回転速度が所定以上であるときの前記出力電圧に関するパラメータに基づき前記学習を行うことを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記推定手段の推定する前記パラメータの推定誤差を、前記低電圧制御手段による制御のなされているときの前記出力電圧に関するパラメータの値と前記推定手段によって推定される値とに基づき学習する誤差学習手段を更に備えることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
6. 前記誤差学習手段による学習結果と前記推定手段による推定とに基づき、前記要求される前記出力電圧が所定電圧以下であると判断されることを条件に、前記低電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を更に備えることを特徴とする請求項３〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記低電圧制御手段による制御がなされている際の前記電力変換回路の出力電圧が所定以上となることで前記高電圧制御手段による制御に切り替える手段を更に備え、
   前記誤差学習手段は、前記低電圧制御手段による制御から前記高電圧制御手段による制御へと切り替えられる際の前記推定手段の推定値を学習するものであり、
   前記切替手段は、前記推定手段によって推定される値と閾値とを比較することで前記要求される前記出力電圧が所定電圧以下であるか否かの判断を行うものであって且つ、前記閾値を、前記誤差学習手段の学習した値と、前記電源電圧についての前記誤差学習手段による学習時の値及び現在時の値とに基づき設定することを特徴とする請求項６記載の回転機の制御装置。
8. 前記低電圧制御手段は、前記回転機を流れる電流をその指令値に制御するための操作量としての指令電圧に基づき前記電力変換回路を操作するものであり、
   前記高電圧制御手段による制御がなされるとき、前記回転機を流れる電流が前記電流の指令値の近傍の領域内に入るか否かを判断する判断手段と、
   前記電流の指令値の近傍の領域内に入ると判断されてからの前記推定手段による推定値の変化量に基づき、前記低電圧制御手段による制御に切り替える切替手段とを更に備えることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
9. 前記推定手段による推定に基づき、前記要求される前記出力電圧が所定電圧以下であると判断されることを条件に、前記低電圧制御手段による制御に切り替える切替手段を更に備え、
   前記推定手段は、前記回転機の回転速度の検出値及び前記回転機を流れる電流の検出値と前記パラメータとの関係を定めるマップを備えることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
10. 前記マップは、前記回転機の回転速度の検出値、前記回転機を流れる電流の検出値、及び前記回転機の温度と前記パラメータとの関係を定めることを特徴とする請求項９記載の回転機の制御装置。
11. 前記低電圧制御手段は、前記回転機を流れる電流をその指令値にフィードバック制御するための操作量として指令電圧を設定することで前記電力変換回路を操作するものであり、
    前記切替手段によって低電圧制御手段による制御への切り替えがなされる際、前記フィードバック制御のゲインを徐々に増大させる増大手段を更に備えることを特徴とする請求項６〜１０のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
12. 前記推定手段は、前記回転機のトルクと前記回転機の出力軸の回転速度とに基づき、前記推定を行うことを特徴とする請求項１〜８，１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
13. 前記低電圧制御手段は、前記回転機を流れる電流をその指令値にフィードバック制御するための操作量として指令電圧を設定することで前記電力変換回路を操作するものであり、
    前記推定手段は、前記高電圧制御手段による制御がなされているときの前記要求される前記出力電圧を前記低電圧制御手段の制御によって実現する場合に前記回転機の各相を流れる電流及びその相当値のいずれかを推定する手段と、該電流を流すために要求される前記指令電圧に関するパラメータを前記回転速度の検出値に基づき推定する手段とを備えて構成されることを特徴とする請求項１２記載の回転機の制御装置。
14. 前記推定手段は、前記回転機を流れる電流の検出値と前記回転機の出力軸の回転速度とに基づき、前記推定を行うことを特徴とする請求項１〜８，１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
15. 前記推定手段は、前記電流の検出値に基づき前記回転機の実際のトルクを推定する手段と、該実際のトルクを前記低電圧制御手段の制御によって実現する場合に前記回転機の各相を流れる電流及びその相当値のいずれかを推定する手段と、該電流を流すための前記指令電圧及びその相当値のいずれかを前記回転速度の検出値に基づき推定する手段とを備えて構成されることを特徴とする請求項１４記載の回転機の制御装置。
16. 前記高電圧制御手段は、前記低電圧制御手段によって実現される電圧利用率と矩形波制御によって実現される電圧利用率との間の電圧利用率を実現可能な手段であることを特徴とする請求項１〜１５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
17. 前記高電圧制御手段は、前記回転機の１電気角周期内に前記回転機の端子を前記直流電源の正極及び負極に複数回接続するように前記電力変換回路を操作しつつ前記回転機を流れる電流の位相を操作するものであることを特徴とする請求項１〜１６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
18. 前記低電圧制御手段は、前記回転機を流れる電流の位相を前記回転機の制御量の目標値毎に予め設定された値に制御するものであることを特徴とする請求項１７記載の回転機の制御装置。
19. 請求項１〜１８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、
    前記電力変換回路とを備えることを特徴とする回転機の制御システム。

Images