JP2010011380A - 可変利得増幅器および受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力信号の直流成分の変動を抑え、かつ、入力信号レベルが最も高くなるときの歪み特性を改善して良好な歪み特性を実現する可変利得増幅器を提供する。
【解決手段】本発明に係る可変利得増幅器６０は、バイアス電流となる可変電流源３０，３１の出力電流を、利得に応じて制御することにより出力端子の直流成分の変動を抑える。具体的には、利得が高いとき（すなわち、可変利得増幅器６０への入力信号振幅が低いとき）にはバイアス電流を減少させて出力直流電圧の低下を抑え、利得が低いとき（すなわち、入力信号振幅が高いとき）にはバイアス電流を増加させて出力直流電圧の上昇を抑える。これにより、出力直流電圧の変動を抑えることができる。また、利得が低いときにバイアス電流を増加させることで、歪み特性を改善することができる。
【選択図】図３

Description

本発明は可変利得増幅器に関するものであり、特に半導体集積回路上に集積され自動利得制御に使用される可変利得増幅器に関する。

図７は、一般的な半導体集積回路化された受信装置１００の主要構成を示している。受信装置１００は、例えば、テレビジョン放送信号（以下、「受信信号」と称する）を受信し、当該受信信号に対し後段の回路にて復調処理などを行うために周波数変換および増幅などの処理を行うチューナＩＣであり、携帯電話機やテレビジョン受信機などに搭載される。また、受信装置１００は、衛星放送受信用チューナＩＣとしても用いることができる。

受信装置１００は、図７に示すように、受信信号の入力端子１と、高周波可変利得増幅器２と、周波数変換器３と、低周波可変利得増幅器４と、ローパスフィルタ５と、出力増幅器６と、ローカル信号発生器７と、出力信号レベル検出回路９と、高周波可変利得増幅器２の利得制御信号発生回路１０と、低周波可変利得増幅器４の利得制御信号発生回路１１とを備えている。

入力端子１から入力された受信信号は、高周波可変利得増幅器２によって増幅又は減衰され、周波数変換器３に入力される。周波数変換器３は、ローカル信号発生回路７より供給されたローカル信号に基づき入力された信号を所望の周波数に周波数変換し、低周波可変利得増幅器４に出力する。低周波可変利得増幅器４は、入力された信号を一定の信号レベルになるような利得で増幅または減衰してローパスフィルタ５に出力し、ローパスフィルタ５の出力が出力増幅器６により増幅されて出力端子８より出力される。

出力端子８に接続された出力信号レベル検出回路９は、利得制御信号発生回路１０，１１に出力信号レベルの検出結果を出力する。利得制御信号発生回路１０，１１は、出力信号レベル検出回路９より提供された検出結果に基づき可変利得増幅器２，４の利得をそれぞれフィードバック制御することにより、出力端子８に出力される出力信号のレベルを一定にしている。

ここで、低周波可変利得増幅器４について考える。図８は、低周波可変利得増幅器４の一般的な構成を示している。

低周波可変利得増幅器４は、図８に示すように、信号入力端子１２，１３と、利得制御信号入力端子１４，１５と、電源端子１６と、トランジスタ１７〜２２と、低周波可変利得増幅器４の入力ダイナミックレンジに関係する抵抗２３と、負荷抵抗２４，２５と、低周波可変利得増幅器４のバイアス電流を決める電流源２６，２７と、信号出力端子２８，２９とを備えている。

トランジスタ１７〜２２は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタである。トランジスタ１７，１８のベースには信号入力端子１２，１３を介して入力信号（受信装置１００に備えられている場合は、周波数変換器３の出力信号）が入力され、トランジスタ１９〜２２には利得制御信号入力端子１４，１５を介して利得制御信号（受信装置１００に備えられている場合は、利得制御信号発生回路１０，１１の出力信号）が入力されて、利得制御に使用される。低周波可変利得増幅器４の入力ダイナミックレンジは概ね抵抗２３と電流源２６，２７のバイアス電流との積で決定され、最大利得は概ね抵抗２３と抵抗２４，２５との比で決定される。

入力信号は、信号入力端子１２，１３より入力され、トランジスタ１７，１８によってトランジスタ１７，１８のコレクタ電流に変換される。トランジスタ１７のコレクタ電流はトランジスタ１９，２０のエミッタ電流であり、トランジスタ１８のコレクタ電流はトランジスタ２１，２２のエミッタ電流である。利得制御信号入力端子１４，１５より入力される利得制御信号により、トランジスタ１７のコレクタ電流のうちトランジスタ１９，２０のエミッタ電流として流れる電流の比率が決まる。また、トランジスタ１８のコレクタ電流、トランジスタ２１，２２のエミッタ電流についても同様である。

このようなトランジスタ１９〜２２の動作によって、低周波可変利得増幅器４の利得は抵抗２３および負荷抵抗２４，２５から決定される最大利得からの減少量が決定される。また、トランジスタ１７のコレクタ電流には信号成分と直流成分との両方が含まれているため、負荷抵抗２４に流れる電流にも同様に信号成分と直流成分とが含まれる。

ここで、利得制御信号入力端子１５から入力された利得制御信号レベルが利得制御信号入力端子１４から入力された利得制御信号レベルより大きい場合、トランジスタ１９にはトランジスタ２０よりも多くの電流が流れるため、負荷抵抗２４に流れる電流量は増加する。このことから、信号成分に対する利得が可変であるとともに、出力直流電圧も利得にあわせて変化することがわかる。

信号を通過させて直流成分を除去するためには通常、直列にコンデンサを挿入する方法が採られるが、半導体集積回路上に大きな容量値のコンデンサを設置することは困難であるため、半導体集積回路では低周波数の信号の直流成分を除去することは困難である。このため、受信装置１００では、ローパスフィルタ５および出力増幅器６については低周波可変利得増幅器４の出力直流電圧成分の変化に対しても所望の特性が得られるように設計することが必要となり、ローパスフィルタ５および出力増幅器６の設計に対する制約条件となる。この課題への対策として、たとえば特許文献１や特許文献２に記載の方法が提案されている。

具体的には、特許文献１に開示されている可変利得増幅回路では、トランジスタＱ７，Ｑ８および定電圧源Ｖ２を設け、当該トランジスタＱ７，Ｑ８および定電圧源Ｖ２により、可変利得増幅回路の利得を変動させても、負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２に流れる電流の直流成分を一定値とすることで、出力電圧の直流成分を一定値としている（段落〔００４０〕〜段落〔００６１〕および図１参照）。

また、特許文献２に開示されている可変利得増幅器では、その回路構成により、端子４，５間に印加される制御電圧ＶＡによらず出力端子６，７のバイアス電位を一定としている（段落〔００１４〕〜段落〔００２８〕および図１参照）。

次に、低周波可変利得増幅器４の歪み特性について考える。

受信装置１００において広い信号レベル範囲の入力信号を受信する必要がある場合、受信装置１００は例えば図９に示すようなレベルダイヤグラムを実現している必要がある。また、高周波可変利得増幅器２と低周波可変利得増幅器４とのゲイン変化の関係は、図１０に示すように設計される。

ここで、受信装置１００への入力信号レベルが最も低い、すなわち受信装置１００全体の利得が最大となっている状態から信号レベルが上がっていく場合を考える。まず、受信装置１００全体のＮＦを悪化させずに受信装置１００全体の利得を下げるためには、前段の利得を下げないことが望ましいため、高周波可変利得増幅器２の利得は下げずに低周波可変利得増幅器４の利得を下げていく。さらに入力信号レベルが上がった場合、低周波可変利得増幅器２の利得を下げすぎると、高周波可変利得増幅器２の出力信号レベルや周波数変換器３の入出力信号レベル、低周波可変利得増幅器４の入力信号レベルが高くなり歪み特性に問題が発生する。そこで、要求される歪み特性を満たす範囲で低周波可変利得増幅器４の利得減少を止め、高周波可変利得増幅器２の利得を減少することにより全体の利得を下げる。このような動作をすることにより、受信装置１００全体としてノイズ特性、歪み特性ともに問題のない受信装置が構成される。

次に、比較的低い入力信号レベルでの受信装置１００の歪み特性を考える。比較的入力信号レベルが低い場合、高周波可変利得増幅器２の歪み特性は問題にならないように設計できる。この理由を以下に簡単に説明する。一般的に、ある回路において、入力信号が大きいほど入力部で発生する歪み成分は増加し、また出力信号が大きいほど出力部で発生する歪み成分は増加する。図９より、比較的低い入力信号レベルでの高周波可変利得増幅器（RFVGA）２の動作を考えると、入力信号、出力信号ともに、より入力信号レベルが高い場合の信号レベルに比べて低くなっているため、比較的入力信号レベルが低い場合には高周波可変利得増幅器２の歪み特性は問題にならないように設計することが可能である。また、図９に示す通り、受信装置１００の入力信号レベルが変化してもローパスフィルタ（KPF）５、出力増幅器（AMP）６の入出力信号レベルは変化しないため、ローパスフィルタ５および出力増幅器６については常に一定の歪み特性が要求されることになる。周波数変換器（MIXER）３については、図９に示す周波数変換器３への最大の入力信号レベル、最大の出力信号レベルにおいて歪み特性を満足しなければならない。

次に、低周波可変利得増幅器（BBVGA）４について考えると、入力信号レベルが変化した場合、低周波可変利得増幅器４の出力信号レベルは常に一定であるが、低周波可変利得増幅器４の入力信号レベルは変化することが図９よりわかる。したがって、低周波可変利得増幅器４については、低周波可変利得増幅器４への入力信号レベルが最も高くなるとき、すなわち受信装置１００としては比較的低い入力信号レベル以上の信号入力時に、入力側の歪み特性が要求される値を満たすように設計しなければならない。また、受信装置１００全体の歪み特性は受信装置１００を構成する各回路ブロックのうち、最も歪み性能の悪い回路ブロックの影響が支配的となることを考えると、低周波可変利得増幅器４の歪み特性は比較的低い入力信号レベルにおいて必要な性能を満たしている必要がある。
特開平５−２１８７６７（１９９３年８月２７日公開） 特開平６−１５２２８３（１９９４年５月３１日公開）

上述のように、半導体集積回路では低周波信号の直流成分を除去することは困難であり、そのために出力信号の直流成分が変化する回路の後段の回路の設計が制約を受けることになるという問題を生じる。この問題を解決可能な可変利得増幅器が上述した特許文献１，２に提案されているが、これらの可変利得増幅器は以下に示すような問題を生じる。

まず、特許文献１に開示されている可変利得増幅回路の回路構成では、一般的な可変利得増幅回路に比べて縦積みのトランジスタの段数が多く、電源電圧が低い場合に回路を構成する全てのトランジスタを適切なバイアス条件で動作させることが困難である。また可変利得増幅回路の歪み性能が良好ではなく低い利得が必要なとき、すなわち可変利得増幅回路への入力信号が大きく良好な歪み特性が要求されるときに適切な設計ができず、かつ、歪み特性が要求されないときに不要な電流を流し、消費電流の無駄を発生する。

次に、特許文献２に開示されている可変利得増幅器の回路構成でも、一般的な可変利得増幅器（低周波可変利得増幅器４）の構成に比べて縦積みの回路段数が多く、電源電圧が比較的低い場合に増幅器に十分な動作電圧範囲を確保することができず、かつ、入力ダイナミックレンジが固定であるため、歪み特性に対して適切な設計をしながら消費電流を抑えることができない。

本発明は、上記の問題点を鑑みてなされたものであり、出力信号の直流成分の変動を抑え、かつ、入力信号レベルが最も高くなるときの歪み特性を改善して良好な歪み特性を実現する可変利得増幅器、およびそれを備えた受信装置を提供することにある。

本発明に係る可変利得増幅器は、上記課題を解決するために、入力信号がベースに入力される第１および第２のトランジスタで構成される第１の差動対と、上記第１のトランジスタのコレクタにエミッタが接続される第３および第４のトランジスタで構成される第２の差動対と、上記第２のトランジスタのコレクタにエミッタが接続される第５および第６のトランジスタで構成される第３の差動対と、上記第１および第２のトランジスタのエミッタ間に接続される第１の抵抗と、上記第１のトランジスタのエミッタと上記第１の抵抗との接続点と接地との間に接続される第１の電流源と、上記第２のトランジスタのエミッタと上記第１の抵抗との接続点と接地との間に接続される第２の電流源と、上記第３のトランジスタのコレクタと電源端子との間に接続される第２の抵抗と、上記第６のトランジスタのコレクタと上記電源端子との間に接続される第３の抵抗とを備え、上記第４および第５のトランジスタのコレクタは上記電源端子に接続されており、上記第３および第６のトランジスタのベースは互いに接続されており、上記第４および第５のトランジスタのベースは互いに接続されており、互いに接続された上記第３および第６のトランジスタのベースと互いに接続された上記第４および第５のトランジスタのベースとにはそれぞれ利得制御信号が入力され、上記第３および第６のトランジスタのコレクタが出力信号を取り出す出力端子として使用される可変利得増幅器において、上記第１および第２の電流源の出力電流を制御する電流制御手段を備え、上記電流制御手段は、上記利得制御信号に基づき、可変利得増幅器の利得が増加する場合には上記第１および第２の電流源の出力電流を減少させ、可変利得増幅器の利得が減少する場合には上記第１および第２の電流源の出力電流を増加させることを特徴としている。

上記の構成によれば、本発明に係る可変利得増幅器は、利得に応じて第１および第２の電流源の出力電流、すなわちバイアス電流を制御することにより出力端子の直流成分の変動を抑える。具体的には、利得が高いとき（すなわち、可変利得増幅器への入力信号振幅が低いとき）にはバイアス電流を減少させて出力直流電圧の低下を抑え、利得が低いとき（すなわち、入力信号振幅が高いとき）にはバイアス電流を増加させて出力直流電圧の上昇を抑える。これにより、出力直流電圧の変動を抑えることができる。また、利得が低いときにバイアス電流を増加させることで、歪み特性を改善することができる。

以上により、本発明に係る可変利得増幅器は、出力信号の直流成分の変動を抑え、かつ、入力信号レベルが最も高くなるときの歪み特性を改善して良好な歪み特性を実現する可変利得増幅器を提供することができるという効果を奏する。

本発明に係る可変利得増幅器は、上記第１のトランジスタのエミッタと上記第１の抵抗との接続点に、上記第１の電流源としての第７のトランジスタのコレクタが接続され、上記第２のトランジスタのエミッタと上記第１の抵抗との接続点に、上記第２の電流源としての第８のトランジスタのコレクタが接続され、上記第７および第８のトランジスタはベースが互いに接続されて第１のカレントミラー回路を構成し、上記電流制御手段は、上記第１のカレントミラー回路に入力する、出力の基準となる基準電流を変化させることが好ましい。

上記第１および第２の電流源は、上記電流制御手段の制御による変化も含めて常に同じ値の電流を流す必要がある。このため、上記の構成のように上記第１および第２の電流源をカレントミラー回路（第１のカレントミラー回路）で構成すれば、上記第１および第２の電流源を適切に、かつ、簡単に実現することができる。そして、上記電流制御手段が上記第１のカレントミラー回路に入力する基準電流を変化させることによりかかる制御を行うことで、上記可変利得増幅器を適切に、かつ、簡単に実現することができる。

本発明に係る可変利得増幅器は、上記電流制御手段は、上記利得制御信号を所望の電圧に変換する電圧変換回路と、上記電圧変換回路にて生成された電圧がベースに印加される第９のおよび第１０のトランジスタで構成される第４の差動対と、上記第９および第１０のトランジスタのエミッタにそれぞれ接続される電流源とを少なくとも備えているトランスコンダクタンスアンプ回路とによって構成され、上記第９のトランジスタのベースには、上記電圧変換回路にて生成された、互いに接続された上記第３および第６のトランジスタのベースに入力された利得制御信号に対応した電圧が入力され、上記第１０のトランジスタのベースには、上記電圧変換回路にて生成された、互いに接続された上記第４および第５のトランジスタのベースに入力された利得制御信号に対応した電圧が入力され、上記トランスコンダクタンスアンプ回路の出力電流である上記第１０のトランジスタのコレクタ電流から上記第１のカレントミラー回路の基準電流を生成することが好ましい。

上記の構成によれば、利得制御信号を用いて上記第１のカレントミラー回路の基準電流を生成するため、利得に応じた制御を行う上記可変利得増幅器を適切に、かつ、簡単に実現することができる。

本発明に係る可変利得増幅器は、上記電流制御手段は、一定の電流を出力する第３の電流源をさらに備えて構成され、当該第３の電流源の出力電流と上記トランスコンダクタンスアンプ回路の出力電流との和の電流から上記第１のカレントミラー回路の基準電流を生成することが好ましい。

上記の構成によれば、第３の電流源をさらに備え、当該第３の電流源の出力電流と上記トランスコンダクタンスアンプ回路の出力電流との和の電流から上記第１のカレントミラー回路の基準電流を生成することにより、上記可変利得増幅器の電流を適切な動作をする許容値よりも小さくしてしまうことを防ぐことができる。

本発明に係る可変利得増幅器は、上記電流制御手段は、上記第３の電流源の出力電流と上記トランスコンダクタンスアンプ回路の出力電流との和の電流を一定の倍率で増幅する第２のカレントミラー回路をさらに備えて構成され、当該第２のカレントミラー回路の出力電流が上記第１カレントミラー回路の基準電流となることが好ましい。

上記の構成によれば、第２のカレントミラー回路をさらに備え、当該第２のカレントミラー回路を用いて上記第３の電流源の出力電流と上記トランスコンダクタンスアンプ回路の出力電流との和の電流を一定の倍率で増幅して上記第１カレントミラー回路の基準電流とすることで、上記トランスコンダクタンスアンプ回路などの上記電流制御手段を構成する回路において流れる電流を低減することができるため、上記可変利得増幅器を適切に、簡単に、かつ、低消費電流で実現することができる。

本発明に係る可変利得増幅器は、上記トランスコンダクタンスアンプ回路における電流源と上記第３の電流源とは、共通の基準電流が入力される第３のカレントミラー回路により構成されることが好ましい。

上記の構成によれば、上記トランスコンダクタンスアンプ回路における電流源と上記第３の電流源とを、共通の基準電流が入力される第３のカレントミラー回路により構成することで、上記可変利得増幅器を適切に、かつ、簡単に実現することができる。

本発明に係る可変利得増幅器は、上記電圧変換回路はエミッタフォロワ回路で構成されることが好ましい。

上記可変利得増幅器は、その回路構成上、それぞれのトランジスタを適切なバイアスで動作させるためには、上記第３のトランジスタ〜上記第６のトランジスタに比べて、上記第９および第１０のトランジスタには低い直流電圧を印加することが望ましいため、上記の構成のように、上記電圧変換回路をエミッタフォロワ回路で構成すれば、上記可変利得増幅器を適切に、かつ、簡単に実現することができる。

本発明に係る受信装置は、上記課題を解決するために、上記可変利得増幅器を用いていることを特徴としている。

上記の構成のように、本発明に係る受信装置は、上記可変利得増幅器を用いているために、直流電圧の許容範囲を必要以上に広くせずに上記可変利得増幅器の後段の回路（例えば、フィルタおよび出力増幅器）を設計できるとともに、歪み特性が良好で、消費電流が少ない受信装置を実現できる。

本発明に係る可変利得増幅器は、バイアス電流となる第１および第２の電流源の出力電流を、利得に応じて制御することにより出力端子の直流成分の変動を抑える。具体的には、利得が高いとき（すなわち、可変利得増幅器への入力信号振幅が低いとき）にはバイアス電流を減少させて出力直流電圧の低下を抑え、利得が低いとき（すなわち、入力信号振幅が高いとき）にはバイアス電流を増加させて出力直流電圧の上昇を抑える。これにより、出力直流電圧の変動を抑えることができる。また、利得が低いときにバイアス電流を増加させることで、歪み特性を改善することができる。以上により、上記可変利得増幅器は、出力信号の直流成分の変動を抑え、かつ、入力信号レベルが最も高くなるときの歪み特性を改善して良好な歪み特性を実現する可変利得増幅器を提供することができる。

そして、以上のような可変利得増幅器を備えた本発明に係る受信装置は、上記可変利得増幅器を用いているために、直流電圧の許容範囲を必要以上に広くせずに上記可変利得増幅器の後段の回路（例えば、フィルタおよび出力増幅器）を設計できるとともに、歪み特性が良好で、消費電流が少ない受信装置を実現できる。

〔実施の形態１〕
本発明の一実施形態について図１〜図３を用いて説明すると以下の通りである。

図１は本実施形態に係る可変利得増幅器６０の一部の回路構成を示しており、図２および図３は可変利得増幅器６０のより具体的な回路構成を示している。なお、説明の便宜上、図８に示した低周波可変利得増幅器４の部材と同一の機能を有する部材には同一の部材番号を付し、その説明を省略する。

可変利得増幅器６０は、図１に示すように、低周波可変利得増幅器４における電流源２６，２７に代えて、出力電流値を変更することができる可変電流源３０（第１の電流源），３１（第２の電流源）を備え、利得に応じて可変電流源３０，３１の出力電流（すなわちバイアス電流）を制御することにより、信号出力端子２８，２９から出力される出力信号の直流成分の利得制御信号入力端子１４，１５へ入力される利得制御信号による影響を抑えて、その変動を抑える、すなわち安定化させることができる。

具体的には、利得が高いとき（すなわち、可変利得増幅器６０への入力信号振幅が低いとき）には、可変電流源３０，３１の出力電流を減少させて入力ダイナミックレンジを必要以上に大きくせずに出力直流電圧の低下を抑え、利得が低いとき（すなわち、入力信号振幅が高いとき）には、可変電流源３０，３１の出力電流を増加させて入力ダイナミックレンジを大きくして出力直流電圧の上昇を抑える。これにより、出力直流電圧の変動を抑えることができる。

また、利得を小さく設定するときは、上述のように可変利得増幅器６０への入力信号レベルが大きいときを意味していることから、このときに可変電流源３０，３１の出力電流を増加させることで回路の歪み特性を改善することができる。

なお、可変利得増幅器６０の回路構成では、利得は抵抗２３と負荷抵抗２４，２５との比でほぼ決定されるため、可変電流源３０，３１の出力電流を変化させることによる利得の変化はほとんどなく、利得は利得制御信号入力端子１４，１５に入力される利得制御信号に基づいて制御される。また、可変利得増幅器６０の入力ダイナミックレンジは、概ね抵抗２３と可変電流源３０，３１のバイアス電流との積で決定される。

可変利得増幅器６０は、適切に動作するためには可変電流源３０，３１が上述したような利得に応じた制御による変化も含めて常に同じ値の電流を流す必要がある。このため、可変電流源３０，３１は、図２に示すように、カレントミラー回路（具体的には、電流入力回路３２および電流出力回路３３，３４によるカレントミラー回路および当該カレントミラー回路に基準電流を供給する可変電流源３５）で構成することが好ましく、そのようにカレントミラー回路で構成することにより、可変電流源３０，３１を適切に、かつ、簡単に実現することができる。そして、上記利得に応じた制御は、上記カレントミラー回路に入力する、出力の基準となる基準電流を変化させることにより行う。これにより、可変利得増幅器６０は適切に、かつ、簡単に実現することができる。以下、図３を用いて可変利得増幅器６０の具体的な回路構成について説明する。

可変利得増幅器６０は、図３に示すように、低周波可変利得増幅器４の構成に対し、電流入力回路３２，３７と、電流出力回路３３，３４，３６と、電圧変換回路４３と、トランスコンダクタンスアンプ回路５６とを備えている。電流入力回路３２および電流出力回路３３，３４は、可変電流源３０，３１を構成している。特許請求の範囲に記載した、本発明に係る可変利得増幅器における電流制御手段は、電流出力回路３６、電流入力回路３７、電圧変換回路４３、およびトランスコンダクタンスアンプ回路５６によって構成される。

電流入力回路３２は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ３２ａおよび抵抗３２ｂを備えている。同様に、電流出力回路３３，３４も、１つのＮＰＮ型バイポーラトランジスタと１つの抵抗とを備えている。電流出力回路３６は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ３６ａおよび抵抗３６ｂを備えている。同様に、電流入力回路３７も、１つのＰＮＰ型バイポーラトランジスタ（以下、適宜「トランジスタ」と称する）と１つの抵抗とを備えている。

電流入力回路３２および電流出力回路３３，３４はそれらでカレントミラー回路（第１のカレントミラー回路）を構成している。電圧変換回路４３、トランスコンダクタンスアンプ回路５６、電流出力回路３７、および電流入力回路３６を介して電流入力回路３２に電流が供給され、電流出力回路３３，３４は電流入力回路３２に流れる電流とほぼ同じ値の電流を発生する。なお、上述のように可変利得増幅器６０を適切に動作させるためには可変電流源３０，３１がそれぞれ同じ値の電流を流す必要があるため、電流出力回路３３，３４には同じ値の電流が流れるように設計する必要があるが、電流入力回路３２と電流出力回路３３，３４との電流値は１：１である必要はない。

電流入力回路３６および電流出力回路３７はそれらでカレントミラー回路（第２のカレントミラー回路）５５を構成している。カレントミラー回路５５のミラー比（電流比）は、入力対出力を１：１としてもよいが、１：ｎ（ｎ＞１）としてもよい。この構成により、すなわちカレントミラー回路５５が入力された電流を一定の倍率で増幅する構成とすることにより、カレントミラー回路５５に電流を供給するトランスコンダクタンスアンプ回路５６などに流れる電流を低減して、消費電流を削減することができる。

電圧変換回路４３は、利得制御信号入力端子１４，１５に接続され、利得制御信号入力端子１４，１５に入力される利得制御信号を所望の電圧に変換して、トランスコンダクタンスアンプ回路５６の入力信号を生成する。電圧変換回路４３は、具体的には、エミッタフォロワ回路によって構成される（詳細は後述する）。可変利得増幅器６０は、その回路構成上、それぞれのトランジスタを適切なバイアスで動作させるためには、トランジスタ１９〜２２に比べて、トランスコンダクタンスアンプ回路５６を構成するトランジスタ３８，３９には低い直流電圧を印加することが望ましいため、電圧変換回路４３をエミッタフォロワ回路で構成すれば、可変利得増幅器６０を適切に、かつ、簡単に実現することができる。

トランスコンダクタンスアンプ回路５６は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（以下、適宜「トランジスタ」と称する）３８（第９のトランジスタ），３９（第１０のトランジスタ）と、抵抗４０と、電流源４１，４２とを備え、電流出力回路３７に供給する電流を生成する。

トランジスタ（第１のトランジスタ）１７のベースは、信号入力端子１２に接続されており、トランジスタ１７とともに差動対（第１の差動対）を構成するトランジスタ（第２のトランジスタ）１８のベースは、信号入力端子１３に接続されている。トランジスタ１７，１８のエミッタ間には、抵抗（第１の抵抗）２３が接続されている。トランジスタ１７のエミッタと抵抗２３との接続点には、電流出力回路３３を構成するトランジスタ（第７のトランジスタ）３３ａのコレクタが接続されており、トランジスタ３３ａのエミッタは、電流出力回路３３を構成する抵抗３３ｂを介して接地されている。トランジスタ１８のエミッタと抵抗２３との接続点には、電流出力回路３４を構成するトランジスタ（第８のトランジスタ）３４ａのコレクタが接続されており、トランジスタ３４ａのエミッタは、電流出力回路３４を構成する抵抗３４ｂを介して接地されている。トランジスタ３３ａ，３４ａのベースおよび電流出力回路３２を構成するトランジスタ３２ａのベースは、互いに接続されており、トランジスタ３２ａのエミッタは、電流出力回路３２を構成する抵抗３２ｂを介して接地されている。

差動対（第２の差動対）を構成するトランジスタ１９（第３のトランジスタ），２０（第４のトランジスタ）のエミッタは互いに接続されており、この互いに接続されたエミッタは、トランジスタ１７のコレクタと接続されている。差動対（第３の差動対）を構成するトランジスタ２１（第５のトランジスタ），２２（第６のトランジスタ）のエミッタは互いに接続されており、この互いに接続されたエミッタは、トランジスタ１８のコレクタと接続されている。トランジスタ２０のベースとトランジスタ２１のベースとは、互いに接続されており、この互いに接続されたベースは、利得制御信号入力端子１４に接続されている。トランジスタ１９のベースとトランジスタ２２のベースとは、互いに接続されており、この互いに接続されたベースは、利得制御信号入力端子１５に接続されている。

トランジスタ１９のコレクタは、負荷抵抗（第２の抵抗）２４を介して電源端子１６に接続されており、トランジスタ２０のコレクタは、電源端子１６に接続されている。トランジスタ２１のコレクタは、電源端子１６に接続されており、トランジスタ２２のコレクタは、負荷抵抗（第３の抵抗）２５を介して電源端子１６に接続されている。トランジスタ１９のコレクタと負荷抵抗２４との接続点が、信号出力端子２８に接続されており、トランジスタ２２と負荷抵抗２５との接続点が、信号出力端子２９に接続されている。

差動対（第４の差動対）を構成するトランジスタ３８，３９のエミッタ間には、抵抗４０が接続されている。トランジスタ３８のエミッタと抵抗４０との接続点と接地との間には、電流源４１が接続されており、トランジスタ３９のエミッタと抵抗４０との接続点と接地との間には、電流源４２が接続されている。トランジスタ３８のコレクタは、電源端子１６に接続されており、トランジスタ３９のコレクタは、電流出力回路３７を構成するトランジスタ３７ａおよび抵抗３７ｂを介して電源端子１６に接続されている。

電流出力回路３７とカレントミラー回路５５を構成する電流入力回路３６のトランジスタ３６ａのエミッタは、抵抗３６ｂを介して電源端子１６に接続されているとともに、トランジスタ３６ａのコレクタは、トランジスタ３２ａのコレクタに接続されている。トランジスタ３８のベースには、電圧変換回路４３にて生成された、利得制御信号入力端子１５に入力された利得制御信号に対応した電圧が入力され、トランジスタ３９のベースには、電圧変換回路４３にて生成された、利得制御信号入力端子１４に入力された利得制御信号に対応した電圧が入力される。

可変利得増幅器６０は、以上のような構成を有することにより、すなわち可変利得増幅器６０の利得を増加させる場合にそのレベルが小さくなり、可変利得増幅器６０の利得を減少させる場合にそのレベルが大きくなる利得制御信号入力端子１４に入力される利得制御信号を用いて、可変電流源３０，３１として機能する、カレントミラー回路を構成している電流入力回路３２および電流出力回路３３，３４に供給する電流を生成する。この構成により、可変利得増幅器６０は、上述したような利得に応じた制御を実現でき、また、可変利得増幅器６０を適切に、かつ、簡単に実現することができる。なお、可変利得増幅器６０の基本的な増幅動作については、低周波可変利得増幅器４の増幅動作と同様であるため、ここではその説明を省略している。

〔実施の形態２〕
本発明の他の実施形態について図４〜図６を用いて説明すると以下の通りである。

図４は本実施形態に係る可変利得増幅器６０ａの回路構成を示しており、図５および図６は可変利得増幅器６０ａのより具体的な回路構成を示している。なお、説明の便宜上、図１〜図３に示した可変利得増幅器６０の部材と同一の機能を有する部材には同一の部材番号を付し、その説明を省略する。

可変利得増幅器６０ａは、可変利得増幅器６０の構成に対し、トランスコンダクタンスアンプ回路５６の出力端子、すなわちトランジスタ３７ａのコレクタとトランジスタ３９ａのコレクタとの接続点と接地との間に、一定の電流を出力する電流源４４を備えている。電流源４４を付加することにより、可変利得増幅器６０ａの電流を適切な動作をする許容値よりも小さくしてしまうことを防ぐことができる。

電流源４４は、図５に示すように、電流出力回路４７によって構成できる。同じく、電流源４１，４２も、電流出力回路４５，４６によって構成できる。電流出力回路４５〜４７は、電流入力回路４８とともにカレントミラー回路（第３のカレントミラー回路）を構成する。電流入力回路４８は、上記カレントミラー回路に出力の基準となる基準電流を入力する。電流源４９は、電流入力回路４８に電流を供給する。

また、電圧変換回路４３は、図６に示すように、それぞれエミッタフォロワ回路を構成するＮＰＮ型バイポーラトランジスタ５０，５１と、トランジスタ５０，５１のエミッタ電流をそれぞれ供給する電流出力回路５２，５３とによって構成できる。電流出力回路５２，５３は、電流出力回路４５〜４７および電流入力回路４８とともに上記カレントミラー回路を構成している。以上のような構成とすることにより、可変利得増幅器６０ａは、適切に、かつ、簡単に実現することができる。また、電流出力回路４５〜４７および電流入力回路４８によって構成される上記カレントミラー回路の電流比は、可変利得増幅器６０ａの利得および歪み特性等を所望の値とするように設計する。

電流出力回路４５は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ４５ａおよび抵抗４５ｂを備えている。同様に、電流出力回路４６，４７，５２，５３および電流入力回路４８も、１つのＮＰＮ型バイポーラトランジスタと１つの抵抗とを備えている。

電流入力回路４８のトランジスタ４８ａのコレクタは電流源４９を介して電源端子１６に接続されており、トランジスタ４８ａのエミッタは抵抗４８ｂを介して接地されている。電流出力回路５３のトランジスタ５３ａのエミッタは、抵抗５３ｂを介して接地されており、トランジスタ５３ａのコレクタは、トランジスタ５１のエミッタに接続されている。トランジスタ５１のベースは、利得制御信号入力端子１４に接続されており、トランジスタ５１のコレクタは、電源端子１６に接続されている。トランジスタ５３ａのコレクタとトランジスタ５１のエミッタとの接続点は、トランジスタ３９のベースに接続されている。

電流出力回路５２のトランジスタ５２ａのエミッタは、抵抗５２ｂを介して接地されており、トランジスタ５２ａのコレクタは、トランジスタ５０のエミッタに接続されている。トランジスタ５０のベースは、利得制御信号入力端子１５に接続されており、トランジスタ５０のコレクタは、電源端子１６に接続されている。トランジスタ５２ａのコレクタとトランジスタ５０のエミッタとの接続点は、トランジスタ３８のベースに接続されている。

電流出力回路４５のトランジスタ４５ａのエミッタは、抵抗４５ｂを介して接地されており、トランジスタ４５ａのコレクタは、トランジスタ３８のエミッタと抵抗４０との接続点に接続されている。電流出力回路４６のトランジスタ４６ａのエミッタは、抵抗４６ｂを介して接地されており、トランジスタ４６ａのコレクタは、トランジスタ３９のエミッタと抵抗４０との接続点に接続されている。電流出力回路４７のトランジスタ４７ａのエミッタは、抵抗４７ｂを介して接地されており、トランジスタ４７ａのコレクタは、トランジスタ３７ａのコレクタとトランジスタ３９ａのコレクタとの接続点に接続されている。トランジスタ４５ａ〜４８ａ，５２ａ，５３ａのベースは、互いに接続されている。

以上のような構成を有する可変利得増幅器６０ａは、可変電流源３０，３１として機能する、カレントミラー回路を構成している電流入力回路３２および電流出力回路３３，３４に供給する電流を、トランスコンダクタンスアンプ回路５６の出力電流と電流源４４の出力電流との和の電流をカレントミラー回路５６を介して生成すること以外は、可変利得増幅器６０と同様であって、上述したような利得に応じた制御を実現できるとともに、可変利得増幅器を適切に、かつ、簡単に実現することができる。

以上のように、本実施形態に係る可変利得増幅器は、利得に応じてバイアス電流である可変電流源３０，３１の出力電流を制御する（増減させる）ことで、出力信号の直流成分の利得に依存する変動を抑え、また消費電流の無駄を抑えながら必要な歪み特性が得られる可変利得増幅器を実現することができる。そして、この可変利得増幅器（特に、図６に示した可変利得増幅器６０ａが最も好ましい）を、図８に示した受信装置１００の低周波可変利得増幅器４として用いることにより、ローパスフィルタ５および出力増幅器６の入力直流電圧に対する制約を軽減し、かつ実際の使用時の消費電流を抑えながら必要な歪み特性が得られる受信装置を実現できる。なお、上記可変利得増幅器において、バイアス電流に依存する微小な利得の変化は、出力信号レベルを一定にするフィードバックループによって吸収されるため、この微小な利得の変化は受信装置の動作、特性に影響しない。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明に係る可変利得増幅器は、出力信号の直流成分の利得に依存する変動を抑え、また消費電流の無駄を抑えながら必要な歪み特性が得られるものであるから、例えば携帯電話機に搭載されて、テレビジョン放送信号を受信し、当該受信信号に対し後段の回路にて復調処理などを行うために周波数変換および増幅などの処理を行う受信装置における可変利得増幅器として好適に利用できる。また、上記可変利得増幅器を備えた本発明に係る受信装置は、上記受信装置として好適に利用できる。

本発明の一実施形態に係る可変利得増幅器の一部の構成を示す回路図である。 図１に示した可変利得増幅器のより具体的な構成を示す回路図である。 図１に示した可変利得増幅器のより具体的な構成を示す回路図である。 本発明の他の実施形態に係る可変利得増幅器の構成を示す回路図である。 図３に示した可変利得増幅器のより具体的な構成を示す回路図である。 図３に示した可変利得増幅器のより具体的な構成を示す回路図である。 従来技術を示すものであり、受信装置の構成を示す図である。 図７に示した受信装置における低周波可変利得増幅器の構成を示す回路図である。 図７に示した受信装置のレベルダイヤグラムである。 図７に示した受信装置の利得制御の模式図である。

符号の説明

１６ 電源端子
１７ トランジスタ（第１のトランジスタ）
１８ トランジスタ（第２のトランジスタ）
１９ トランジスタ（第３のトランジスタ）
２０ トランジスタ（第４のトランジスタ）
２１ トランジスタ（第５のトランジスタ）
２２ トランジスタ（第６のトランジスタ）
２３ 抵抗（第１の抵抗）
２４ 抵抗（第２の抵抗）
２５ 抵抗（第３の抵抗）
２８、２９ 出力端子
３０ 可変電流源（第１の電流源）
３１ 可変電流源（第２の電流源）
３３ａ トランジスタ（第７のトランジスタ）
３４ａ トランジスタ（第８のトランジスタ）
３８ トランジスタ（第９のトランジスタ）
３９ トランジスタ（第１０のトランジスタ）
４４ 電流源（第３の電流源）
５５ カレントミラー回路（第３のカレントミラー回路）
５６ トランスコンダクタンスアンプ回路
６０、６０ａ 可変利得増幅器
１００ 受信装置

Claims (8)

1. 入力信号がベースに入力される第１および第２のトランジスタで構成される第１の差動対と、上記第１のトランジスタのコレクタにエミッタが接続される第３および第４のトランジスタで構成される第２の差動対と、上記第２のトランジスタのコレクタにエミッタが接続される第５および第６のトランジスタで構成される第３の差動対と、上記第１および第２のトランジスタのエミッタ間に接続される第１の抵抗と、上記第１のトランジスタのエミッタと上記第１の抵抗との接続点と接地との間に接続される第１の電流源と、上記第２のトランジスタのエミッタと上記第１の抵抗との接続点と接地との間に接続される第２の電流源と、上記第３のトランジスタのコレクタと電源端子との間に接続される第２の抵抗と、上記第６のトランジスタのコレクタと上記電源端子との間に接続される第３の抵抗とを備え、上記第４および第５のトランジスタのコレクタは上記電源端子に接続されており、上記第３および第６のトランジスタのベースは互いに接続されており、上記第４および第５のトランジスタのベースは互いに接続されており、互いに接続された上記第３および第６のトランジスタのベースと互いに接続された上記第４および第５のトランジスタのベースとにはそれぞれ利得制御信号が入力され、上記第３および第６のトランジスタのコレクタが出力信号を取り出す出力端子として使用される可変利得増幅器において、
   上記第１および第２の電流源の出力電流を制御する電流制御手段を備え、
   上記電流制御手段は、上記利得制御信号に基づき、可変利得増幅器の利得が増加する場合には上記第１および第２の電流源の出力電流を減少させ、可変利得増幅器の利得が減少する場合には上記第１および第２の電流源の出力電流を増加させることを特徴とする可変利得増幅器。
2. 上記第１のトランジスタのエミッタと上記第１の抵抗との接続点に、上記第１の電流源としての第７のトランジスタのコレクタが接続され、上記第２のトランジスタのエミッタと上記第１の抵抗との接続点に、上記第２の電流源としての第８のトランジスタのコレクタが接続され、上記第７および第８のトランジスタはベースが互いに接続されて第１カレントミラー回路を構成し、
   上記電流制御手段は、上記第１のカレントミラー回路に入力する、出力の基準となる基準電流を変化させることを特徴とする請求項１に記載の可変利得増幅器。
3. 上記電流制御手段は、
   上記利得制御信号を所望の電圧に変換する電圧変換回路と、
   上記電圧変換回路にて生成された電圧がベースに印加される第９のおよび第１０のトランジスタで構成される第４の差動対と、上記第９および第１０のトランジスタのエミッタにそれぞれ接続される電流源とを少なくとも備えているトランスコンダクタンスアンプ回路とによって構成され、
   上記第９のトランジスタのベースには、上記電圧変換回路にて生成された、互いに接続された上記第３および第６のトランジスタのベースに入力された利得制御信号に対応した電圧が入力され、上記第１０のトランジスタのベースには、上記電圧変換回路にて生成された、互いに接続された上記第４および第５のトランジスタのベースに入力された利得制御信号に対応した電圧が入力され、
   上記トランスコンダクタンスアンプ回路の出力電流である上記第１０のトランジスタのコレクタ電流から上記第１のカレントミラー回路の基準電流を生成することを特徴とする請求項２に記載の可変利得増幅器。
4. 上記電流制御手段は、一定の電流を出力する第３の電流源をさらに備えて構成され、当該第３の電流源の出力電流と上記トランスコンダクタンスアンプ回路の出力電流との和の電流から上記第１のカレントミラー回路の基準電流を生成することを特徴とする請求項３に記載の可変利得増幅器。
5. 上記電流制御手段は、上記第３の電流源の出力電流と上記トランスコンダクタンスアンプ回路の出力電流との和の電流を一定の倍率で増幅する第２のカレントミラー回路をさらに備えて構成され、当該第２のカレントミラー回路の出力電流が上記第１カレントミラー回路の基準電流となることを特徴とする請求項４に記載の可変利得増幅器。
6. 上記トランスコンダクタンスアンプ回路における電流源と上記第３の電流源とは、共通の基準電流が入力される第３のカレントミラー回路により構成されることを特徴とする請求項３〜５のいずれか一項に記載の可変利得増幅器。
7. 上記電圧変換回路は、エミッタフォロワ回路で構成されることを特徴とする請求項３〜６のいずれか一項に記載の可変利得増幅器。
8. 請求項１〜７のいずれか一項に記載の可変利得増幅器を用いていることを特徴とする受信装置。

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