JP2010088228A - モータ駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】磁界の歪みに起因して発生するトルクムラを軽減すること。
【解決手段】三相モータなどの多相モータの相電流を検出し、ｄ軸、ｑ軸などの二相回転座標に変換して、変換後の電流を所望の値に制御する制御系を含むモータ駆動制御装置であって、制御周期ごとの直流部分の電流平均値を検出し、トルクリップル周波数成分のみを抽出し、抽出したトルクリップル成分を座標変換後の電流の所望値に反転して加える。これによって、モータ固有の磁束の高調波歪み情報を用いることなく、発生しているトルクリップルを検出して、印加電流を加減することでリップルを軽減することができる。
【選択図】図２

Description

本発明は永久磁石を回転子とするモータの駆動制御に関するものであり、特に、永久磁石が引き起こすトルクムラを抑制する制御に関するものである。

永久磁石を回転子とするモータは回転子側で銅損を発生しないので、高効率なモータとなるという利点がある反面、永久磁石を含む回転子と固定子とで発生する磁界が滑らかな正弦波状にすることが難しく、トルクリップルを生じてしまう。

この磁界の歪みに着目し、歪みの影響を打ち消して一定トルクとなるような電流を流すことにより、トルクリップルを少なくする方法が開示されている（例えば、非特許文献１）。

図６は、従来のモータ制御装置における電流制御の電流波形図、図７はそれぞれの制御におけるトルクメータ出力のＦＦＴ解析結果である。図６（ａ）の波形図は一般的な正弦波電流制御を示しているが、一般的な正弦波電流制御でも、誘起電圧の歪みの影響があり、図７（ａ）に示すようにトルクリップルである（電流周波数の）６次高調波成分が発生している。次に、図６（ｂ）の波形図は電流が正弦波に近づくように制御を行ったものであり、モータ相電流の歪みは非常に少なくなっている。しかしながら、図７（ｂ）に示すようにトルクリップルである６次高調波は増加してしまっている。また、図６（ｃ）の波形図は、磁界の５次高調波歪みをもとに、積極的に高調波電流を流して、トルクが一定になるように制御を行うときの電流波形であり、図６（ａ）よりも電流の歪みが増大しているものの、図７（ｃ）に示すようにトルクリップルである６次成分は非常に少なくなっている（例えば、非特許文献１参照）。
吉本、北島ほか「ＩＰＭＳＭの高調波電流制御」電気学会 回転機研究会 ＲＭ−０３−５０（２００３年７月１１日発表）

しかしながら、前記非特許文献の手法を実現するには、磁界の歪みの度合いを事前に知っておく必要がある。ところが磁界の歪みはモータの構造によって異なり、事前に多くの情報が必要となる。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、事前に磁界の歪みの度合いを知ることなくトルク変動を抑圧することができるモータ駆動制御装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動制御装置は、直流電源もしくは交流電源を整流した電源から、スイッチング手段により任意の擬似多相交流に変換して、多相モータを駆動するモータ駆動制御装置で、前記モータ駆動制御装置は直流部の電流を検出し、スイッチング手段の制御状態より前記多相モータの各相の電流を算出し、算出した電流をもとに、回転座標系の電流情報に変換し、変換された回転座標系の電流情報を所望の値に制御する制御系を有するものであって、前記スイッチング手段の制御周期ごとの直流電流の平均値を検出し、検出した平均値の前記多相モータの電流周波数の基本波を除く整数倍の周波数成分が減少するように前記回転座標系の電流所望値を制御するとしたものである。

これによって、磁束の高調波歪みがあっても常に同じ動力を発生させてトルクを一定に保つことができ、従来速度変動として検出困難な騒音のもとになるトルク変動を防いで、静粛な駆動制御が実現できる。

本発明のモータ駆動制御装置は、モータ固有の高調波歪みのパラメータを用いることなく、トルクリップルを低減することができ、機器の静粛化を実現できる。

第１の発明は、直流電源もしくは交流電源を整流した電源から、スイッチング手段により任意の擬似多相交流に変換して、多相モータを駆動するモータ駆動制御装置で、前記モータ駆動制御装置は直流部の電流を検出し、スイッチング手段の制御状態より前記多相モータの各相の電流を算出し、算出した電流をもとに、回転座標系の電流情報に変換し、変換された回転座標系の電流情報を所望の値に制御する制御系を有するものであって、前記スイッチング手段の制御周期ごとの直流電流の平均値を検出し、検出した平均値の前記多相モータの電流周波数の基本波を除く整数倍の周波数成分が減少するように前記回転座標系の電流所望値を制御するとしたモータ駆動制御装置である。

これにより、磁束の高調波歪みがあっても常に同じ動力を発生させてトルクを一定に保つことができ、従来速度変動として検出困難な騒音のもとになるトルク変動を防いで、静粛な駆動制御が実現できる。

第２の発明は、特に第１の発明のモータ駆動制御装置において、多相モータは相数を３とし、永久磁石を回転子に含み、回転座標系は永久磁石の回転位相に基づいた二相座標であり、整数倍周波数は電流周波数の６倍の整数倍数であるとしたものである。

これにより、最もよく用いられる永久磁石回転子の三相モータにおいて、基本的なトルクリップル成分を効率よく抑制できる。

第３の発明は、特に第１または第２の発明のモータ駆動制御装置において、制御周期ごとの直流電流値と同区間における直流電圧値を乗算した、制御周期ごとの電力量を用いて、前記多相モータの電流周波数の基本波を除く整数倍の周波数成分が減少するように前記回転座標系の電流所望値を制御するとしたものである。

これにより、直流部分の瞬時電圧が時々刻々と大きく変動している場合にも同様の効果を発生することができ、直流平滑回路を小型化できる。

第４の発明は、特に第１〜３のいずれかの発明のモータ駆動制御装置において、直流電流を検出する手段が、直流部分に挿入した抵抗の両端の電圧を検出する方法であり、この電圧が一定以上の値となった場合には、駆動制御を停止させるとしたものである。

これにより、停止保護させるための検出手段と制御のための検出手段を共用することができ、装置を簡素化できる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動制御装置の全体構成を示す図である。図１において、直流電源５に三相ブリッジ回路４を接続し、三相ブリッジ回路４の出力にモータ１を接続する。ここでモータ１は三相モータとし、永久磁石を回転子に含む。モータ１の駆動制御は、モータ１への電流を直流部分の電流検出器６で検出し、回転検出器２でモータ１の回転状況を検出し、モータ１への印加電圧の発生精度を向上させるために、直流電源５の電圧を検出し、それらの結果にもとづいて、制御回路３にて三相ブリッジ回路４へ制御信号を与えることにより、モータ１の駆動を実現する。

以上のように構成されたモータ駆動制御装置における、制御回路３の動作、作用を説明する。

図２は、制御回路３における動作の流れを示すブロック線図である。図２において、外部から入力された速度指令ω＊は、回転位相検出器２により得られた検出位相を微分して得られた速度ωと比較回路２０２で比較される。比較結果は速度誤差として速度制御用のＰＩ補償手段２０３に送られる。ＰＩ補償手段２０３では、速度が安定するような補償演算を行い、演算結果を比較手段２２５を経由して電流分配手段２０４に送る。電流分配手段２０４では、モータ１の電流を回転座標系のｄ軸成分、ｑ軸成分に変換した場合の電流指令値Ｉｄ，Ｉｑを設定する。ここで、その分配度合いはＰＩ補償手段２０３の出力結果によって設定するものとする。電流分配手段２０４で得られたｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令は、比較手段２０５，２０６に送られ、実際のモータ１から検出されたｄ軸電流、ｑ軸電流と比較され、その差をそれぞれＰＩ補償手段２０７、２０８へと送る。ＰＩ補償手段２０７、２０８の出力は、３相／２相変換手段２０９に送られ、モータ１の各相に印加すべき電圧情報に変換される。各相への電圧情報はＰＷＭ用比較回路２１１に送られ、キャリア信号（図示せず）と比較され、三相ブリッジ回路４の各相へのＯＮ／ＯＦＦ信号に変換され、三相ブリッジ回路４の各相へと送られる。

三相ブリッジ回路４にて作成された擬似交流電圧は、三相のモータ１に印加されて回転駆動を実現する。また、三相ブリッジ回路４の直流部分には電流センサ６を設けて、モータ１への電流を計測する。計測した直流電流値は、ＰＷＭ用比較回路２１１で用いたタイミング情報により、三相の各相の電流情報に再度分配され、結果としてモータ１の相電流情報を２相／３相変換手段２１０に入力し、ｄ軸電流、およびｑ軸電流に変換し、比較手段２０５，２０６にて、それぞれの電流指令値と比較することにより、電流制御系を構成する。

また、モータ１の回転位置θは、回転位置検出器２により検出され、その情報を微分手段２２３にて微分することにより回転速度情報ωに変換でき、速度指令ω＊と比較することにより、速度制御系を構成し、所望の速度となる制御が実現される。さらに、回転位置情報θは、３相／２相変換および２相／３相変換時に必要となるため、３相／２相変換手段２０９、２相／３相変換手段２１０にも入力することにより、それぞれの変換を行う。

一方、直流検出器６で検出された三相ブリッジ回路の直流電流情報は平均化手段２２１に送られて、ＰＷＭ用比較回路の制御周期ごとの平均値を得る。直流電流の瞬時の値と制御周期毎の平均値との関係については後述する。得られた制御周期ごとの平均直流電流情報は、乗算手段２２６により、そのときの直流電圧情報と乗算されて、高域通過フィルタ回路２２２へと送られる。高域通過フィルタ２２２で直流成分や低周波成分を除去された後、櫛型フィルタ２２９に送られる。櫛型フィルタ２２９の構成は後述する。櫛型フィルタ２２９では特定の周波数およびその整数倍の成分のみを通過させる。通過した周波数成分にブロック２２４でゲインを与えて、比較手段回路２２５へと送り、電流指令値を調整する。

図４は直流検出器６で検出された１制御周期における直流部分の電流波形（真の瞬時値）を示すものである。直流部分ではスイッチング状態により、三相モータの相電流を時分割で検出することができる。図４では、Ｕ相およびＶ相の電流が検出できる状態を示している。このとき残りの相であるＷ相はＵ相とＶ相の電流の和の逆極性の値であり、演算により計算できる。平均化手段２２１ではこの周期における平均値すなわち、この周期ごとの略瞬時値を算出する。

図３（ａ）は櫛型フィルタ２２９の具体構成例を示す回路ブロック図である。図３（ａ）において、フィルタ入力信号は、加算手段５０２に送られて、遅延手段５０１の出力と加算演算される。加算演算結果は出力となるとともに、遅延手段５０１に再度入力される。遅延手段５０１の遅延時間はモータの電流周期の１／６に設定しておく。ここでの遅延時間であるが、モータの回転数に応じて遅延時間は当然変化するので、たとえば、図２における位置検出器２の情報を用いて回転位相が１／６回転分に相当する時間の遅延を行うようにする。

図３（ｂ）は（ａ）の回路の周波数−振幅特性である。信号の周波数が６倍およびその整数倍のところでは、振幅比は「１／Ｋｃｏｍｂ」倍であり、その中間では振幅比率が非常に小さくなる。このため信号の周波数が６倍およびその整数倍のみの信号を抜き出すことができる。さらに、図２で高域通過フィルタ２２２を設けているため、直流などの低周波での信号も遮断する特性を実現している。

モータの損失を無視すれば、モータへの供給電力はモータの出力である動力に等しく、動力は回転数とトルクとの積である。ここで、回転数が一定であれば、モータへの供給電力の変化はトルクの変化となるので、この供給電力の変化を調べれば、トルクの変化を検出することができる。すなわち、直流部分を通過する電力直流電圧が一定であれば直流部分の電流は直流部分での電力に比例する値となり、直流電圧が変化していれば直流部分の電圧と電流を乗算することにより、直流部分を通過する電力の略瞬時値が算出できる。直流から擬似交流への変換における損失は僅かであるため、直流部分で算出される電力はモータへの供給電力と略一致する。

ここで、直流部分の電圧が一定の場合は制御周期ごとの直流部分の電流の平均値を算出し、この平均電流値の相電流周波数の整数倍の成分が一定になるように回転座標軸上での電流指令を変調し、直流部分の電圧が変動する場合には、制御周期ごとの直流電流と直流電圧を乗算して、制御周期ごとの直流電力を用いて同様の処理を行う。上述のように制御することで、制御周期ごとにおけるモータへの供給電力は常に一定となり、モータの回転数が一定であれば、モータの損失を無視すると、電力は回転数とトルクの積となりトルクが一定になる。結果として、モータのトルクリップルの低減が可能となる。

また、三相モータの誘起電圧歪みに基づくトルクリップルは三相モータの電流周波数の６倍の周波数およびその整数倍の成分が殆どであるので、図３（ａ）のような櫛型フィルタを挿入することにより、トルクリップルの成分を抽出することができる。また、トルクリップルの原因は誘起電圧の歪みであり、例えば、誘起電圧が小さくなっているところでは、より多くの電流を流すように制御することによりトルクを一定に保つことができる。

以上のように、電力の瞬時値や短い期間における平均電力（略瞬時値）の高調波成分を減衰させる事によって、磁束の高調波歪みがあっても常に同じ動力を発生させていることになる。回転速度は慣性効果により高次の回転変動が減衰させられているので、速度変動として検出困難な騒音などのもとになるトルク変動を防いでトルクを一定に保つことができ、静粛な駆動制御が実現できる。

なお、電流制御動作である電流分配手段２０４による電流指令に変調を加えているのは、６次高調波の周波数のみであり、三相モータの電流周波数はもちろん、その他の周波数領域では変調動作を行わないので、モータの駆動の性能を損なうこともない。

なお、櫛型フィルタ２２９と高域通過フィルタ２２２の順序は逆になっていても同様の効果があることは明白である。

また、図３にて櫛型フィルタの構成例を示したが、この構成例に限定されるものではない。

（実施の形態２）
図５は、本発明の第２の実施形態におけるモータ駆動装置の全体構成図であり、図１の電流検出器６の代わりに検出抵抗７０６を挿入し、この検出抵抗７０６により電流を電圧として検出する。第２の実施の形態と同じ構成については説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。図５において、検出抵抗７０６は、電圧のしきい値情報とともに電圧の電圧レベル比較手段７５０に接続されている。さらに電圧レベル比較手段７５０からの信号は制御回路３と三相ブリッジ回路４の間に設けられた遮断手段７５５に入力され、信号の遮断動作を制御する。

以上のように構成されたモータ駆動制御装置について、以下その動作、作用を説明する。

検出抵抗７０６により得られた電流情報は、制御回路３へ送られるとともに、電圧レベル比較手段７５０にも送られる。その後、電圧レベル比較手段７５０によって、あらかじめ決められたしきい値と比較される。ここで、電流がしきい値を超えていれば、遮断手段７５５により、制御回路３から三相ブリッジ回路４へ送られる制御信号を遮断して、モータ１の駆動を停止させる。

これにより、得られた電流情報を制御回路３へ送ることによってモータ駆動装置のトルクリップルを低減することができるとともに、電圧情報をモータの安全装置としても利用することができる。このように、モータ駆動装置を停止保護させるための検出手段とモータ駆動制御のための検出手段とを共用化することができ、装置の簡素化が可能となる。

以上のように、本発明にかかるモータ駆動制御装置では、モータの磁束の高調波歪みの情報を用いることなく、歪に起因するトルクリップルを低減できるので、精度が必要な工作機械などの産業用装置や、騒音を敬遠する家庭用洗濯機をはじめとする電化機器などの用途に適用できる。

なお、本発明の実施例では、モータの回転位置検出に検出器を設置した場合で説明しているが、モータの電圧と電流から、モータの発電電圧位相を時々刻々割り出して駆動する、位置センサレス駆動でも同様の駆動を行えるのは明白であり、回転位置検出器を使用するのが困難な、家庭用エアコンや冷蔵庫などの圧縮機の低振動低騒音駆動にも適用することができる。

本発明の実施の形態１におけるモータ制御装置の全体構成図 本発明の実施の形態１における制御回路の動作を示すブロック線図 （ａ）本発明の実施の形態１における櫛型フィルタのブロック図（ｂ）本発明の実施の形態１における櫛型フィルタの周波数−振幅特性を示す図 直流部分の電流の波形図 本発明の実施の形態２におけるモータ制御装置の全体構成図 従来のモータ制御装置における電流制御の電流波形図 従来のモータ制御装置におけるトルクリップル特性を示す図

符号の説明

１ モータ
３ 制御回路
４ 三相ブリッジ回路
５ 直流電源
６ 直流検出器
２２０ ２相／３相変換器
２２１ 平均化手段
２２９ 櫛型フィルタ
５０１ 遅延手段
７０６ 検出抵抗
７５０ 電圧レベル比較手段
７５５ 遮断手段

Claims (4)

1. 直流電源もしくは交流電源を整流した電源から、スイッチング手段により任意の擬似多相交流に変換して、多相モータを駆動するモータ駆動制御装置で、前記モータ駆動制御装置は直流部の電流を検出し、スイッチング手段の制御状態より前記多相モータの各相の電流を算出し、算出した電流をもとに、回転座標系の電流情報に変換し、変換された回転座標系の電流情報を所望の値に制御する制御系を有するものであって、前記スイッチング手段の制御周期ごとの直流電流の平均値を検出し、検出した平均値の前記多相モータの電流周波数の基本波を除く整数倍の周波数成分が減少するように前記回転座標系の電流所望値を制御することを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 多相モータは、相数を３とし、永久磁石を回転子に含み、回転座標系は永久磁石の回転位相に基づいた二相座標であり、整数倍周波数は電流周波数の６倍の整数倍数であることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動制御装置。
3. 制御周期ごとの直流電流値と同区間における直流電圧値を乗算した、制御周期ごとの電力量を用いて、前記多相モータの電流周波数の基本波を除く整数倍の周波数成分が減少するように前記回転座標系の電流所望値を制御することを特徴とする請求項１または２記載のモータ駆動制御装置。
4. 直流電流を検出する手段が、直流部分に挿入した抵抗の両端の電圧を検出する方法であり、この電圧が一定以上の値となった場合には、駆動制御を停止させることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載のモータ駆動制御装置。

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