JP2019057981A - モータ制御用集積回路 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの強制転流制御をより安定的に行うことができるモータ制御用集積回路を提供する。【解決手段】実施形態のモータ制御用集積回路は、同期モータを駆動対象とし、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号に従いオンオフ制御することで直流を３相交流に変換するインバータ回路に前記ＰＷＭ信号を出力するもので、入力される速度指令値に基づき前記ＰＷＭ信号を生成して出力するＰＷＭ生成部と、ＰＷＭ制御に使用される搬送波と前記同期モータに通電される電流を検出する電流検出器に発生した信号とに基づいて、前記搬送波の周期内における固定された所定のタイミングで相電流の微分値を検出する電流検出部とを備え、前記ＰＷＭ生成部は、前記微分値に基づいて前記同期モータの速度を演算すると、前記速度に基づき同期モータへ印加するＰＷＭ信号を生成する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、同期モータを駆動対象とするインバータ回路にＰＷＭ信号を出力するモータ制御用集積回路に関する。

従来、同期モータの回転位置を推定する方法として、例えば同期モータの速度に比例する誘起電圧を同期モータへの入力電圧と電流より演算し、その誘起電圧に基づいて推定する方法が広く用いられている。また、例えば特許文献１に示すように、誘起電圧情報の少ない極低速の領域では、回転子の突極性に応じて変化するインダクタンスが回転位置情報を含む点を利用して、駆動周波数に関係しないセンシング用の交流信号を永久磁石同期モータに印加し、電圧電流の関係から回転位置を推定する方法が提案されている。

特許第３４５４２１２号公報

しかしながら、上記のように突極性を利用するセンサレス方式では、モータの突極性がある程度高いことが必要であり、一般的には、ｑ軸インダクタンスＬｑとｄ軸インダクタンスＬｄとの比である突極比が１．５程度は要求される。このため、突極性が小さい表面磁石型永久磁石同期モータ，所謂ＳＰＭＳＭ等にセンサレス制御を適用する際には、微小な電流変化を検出するため高精度な電流検出器やＡＤ変換器が必要となり、制御装置のコストが高くなる問題がある。

一方で、センサレス駆動を簡易的に行うため、Ｖ／Ｆ制御や、強制転流又は強制同期駆動と称されるオープンループ制御が使用されている。これらの制御方法は、モータの速度指令値から積分演算等で位置指令値を生成し、この位置指令値に基づいてモータへの３相通電信号を生成する。

通常の位置センサを用いたベクトル制御は、検出したロータの回転位置に基づき３相電流をｄｑ軸電流に変換し、ｑ軸電流を通電することで発生するトルクによりモータが回転し、その回転位置を位置センサで検出する。一方、強制転流駆動では、位置指令値に基づき３相電流をｄｑ軸電流に変換し、ｄ軸電流指令値又は電圧指令値，例えばデューティ指令値等に基づき電流を通電する。

図９に従来のオープンループ制御を行う制御装置の構成を概略的に示す。この構成では、実際の負荷によって位置指令値とモータの回転位置との間にずれ角が生じる。トルクを発生する真のＩｑ電流値は、ずれ角Δθと、位置指令値に基づくｄ軸電流指令値Ｉ_ｄＲｅｆから（１）式で表される。モータに発生するトルクＴ_Ｍは、真のＩｑ電流値から（２）式で表せる。Ｐは極対数，φは永久磁石の磁束である。
Ｉｑ＝Ｉ_ｄＲｅｆｓｉｎ（Δθ） …（１）
Ｔ_Ｍ＝ＰφＩｑ …（２）

強制転流では、速度指令値に基づき駆動するため、負荷トルクがモータの出力トルクＴ_Ｍを上回ると脱調してしまう。モータが発生できる最大トルクは、（１）式で与えられるｄ軸電流指令値Ｉ_ｄＲｅｆの大きさとずれ角Δθとで決まる。（１），（２）式より、出力トルクＴ_Ｍは、ずれ角Δθが０ｄｅｇから９０ｄｅｇに達するまでは単調増加し、９０ｄｅgを超えると減少する。つまり、原理的には９０ｄｅｇが安定駆動可能な最大のずれ角となる。したがって、最大の負荷トルクが印加されても、ずれ角Δθが９０ｄｅｇを超えないように、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄＲｅｆの大きさを決定する。

図１０は、強制転流駆動による無負荷時の動作波形を示している。位置指令値θ_Ｒｅｆとモータの実際の回転位置θとの差であるずれ角Δθは略ゼロである。図１１は、負荷トルクを漸増させた場合の特性であるが、負荷トルクの増加に従いずれ角Δθが増加し、限界を超えた時点で脱調している。

このように、従来の強制転流駆動では、想定される最大負荷に応じてｄ軸電流指令値Ｉ_ｄＲｅｆを予め決めなければモータが脱調してしまうため、軽負荷時には余分な電流が必要になる。そして、想定される最大負荷を超える負荷が印加されると脱調してしまう、という問題があった。また、脱調によりモータの回転が停止すると、インバータのような駆動回路を介して通電される電流が過大に流れるおそれがあるため、そのような状態を検出して回路を保護する必要がある。
そこで、モータの強制転流制御をより安定的に行うことができる，又はモータの回転が停止した状態を検出して回路を保護できるモータ制御用集積回路を提供する。

実施形態のモータ制御用集積回路は、同期モータを駆動対象とし、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号に従いオンオフ制御することで直流を３相交流に変換するインバータ回路に前記ＰＷＭ信号を出力するものであって、
入力される速度指令値に基づき前記ＰＷＭ信号を生成して出力するＰＷＭ生成部と、
ＰＷＭ制御に使用される搬送波と前記同期モータに通電される電流を検出する電流検出器に発生した信号とに基づいて、前記搬送波の周期内における固定された所定のタイミングで相電流の微分値を検出する電流検出部とを備え、
前記ＰＷＭ生成部は、前記微分値に基づいて前記同期モータの速度を演算すると、前記速度に基づき同期モータへ印加するＰＷＭ信号を生成する。

また、実施形態のモータ制御用集積回路は、同期モータを駆動対象とし、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号に従いオンオフ制御することで直流を３相交流に変換するインバータ回路に前記ＰＷＭ信号を出力するものであって、
入力される速度指令値に基づき前記ＰＷＭ信号を生成して出力するＰＷＭ生成部と、
ＰＷＭ制御に使用される搬送波と前記同期モータに通電される電流を検出する電流検出器に発生した信号とに基づいて、前記搬送波の周期内における固定された所定のタイミングで相電流の微分値を検出する電流検出部と、
前記微分値に基づいて前記同期モータの回転位置の変化を示す信号を生成し、前記信号に基づいて前記同期モータの停止状態を判定する停止判定部とを備え、
前記ＰＷＭ生成部は、前記停止判定部が前記停止状態を判定すると、前記ＰＷＭ信号の出力を停止する。

第１実施形態であり、モータ制御用ＩＣによりインバータ回路を制御してモータを駆動するシステム構成を示す図 インバータ回路を構成するスイッチング素子のオン状態を空間ベクトルで表した図 各相のＰＷＭキャリア及びパルス信号と、電流検出タイミングとを示す図 各相の電流変化量とパルス信号Ｈａ，Ｈｂ，Ｈｃとを示す図 位置信号生成部の構成を示す図 速度制御部の構成を示す図 高負荷時の強制転流制御の特性を示す図 第２実施形態であり、モータ制御用ＩＣによりインバータ回路を制御してモータを駆動するシステム構成を示す図 従来のオープンループ制御を行うモータ制御装置の構成を示す図 強制転流駆動による無負荷時の動作波形を示す図 強制転流駆動による高負荷時の動作波形を示す図

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１から図７を参照して説明する。図１は、モータ制御用ＩＣ（Integrated Circuit，集積回路）によりインバータ回路を制御してモータを駆動するシステムの構成を示す。直流電源１は、回転子に永久磁石を備える永久磁石同期モータ（以下、単にモータと称す）２を駆動する電力源である。直流電源１は、交流電源を直流に変換したものでも良い。インバータ回路３は、６個のスイッチング素子，例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４Ｕ＋，４Ｙ＋，４Ｗ＋，４Ｕ−，４Ｙ−，４Ｗ−を３相ブリッジ接続して構成されており、後述する変調部５で生成される３相分６つのスイッチング信号に基づいて、モータ２を駆動する電圧を生成する。

電流検出部６は、インバータ回路３の負側電源線と直流電源１の負側端子との間に接続されている。電流検出部６は、一般にシャント抵抗やホールＣＴなどを用いた電流センサ及び信号処理回路で構成され、モータ２に流れる直流電流Ｉdcを検出する。本実施形態では、単一のシャント抵抗による構成を示しているが、３シャント構成やモータ２の各相ラインに電流センサを配置する構成でも良い。

電流変化量検出部７は、後述する検出タイミング信号生成部８より入力される検出タイミング信号ｔ１〜ｔ６に基づいて直流電流Ｉdcを６回検出する。そして、各相２回毎の検出値の差分値を変化量ｄＩｕ（１００）,ｄＩｖ（０１０）,ｄＩｗ（００１）を算出する。位置信号生成部９は、モータ２の極低速領域での駆動時におけるロータ回転位置に応じた信号を生成するもので、電流変化量検出部８より入力された各相の電流変化量から、上記回転位置に応じたパルス信号Ｈａ,Ｈｂ,Ｈｃを生成する。速度演算部１０は、位置信号生成部９で生成されたパルス信号Ｈａ,Ｈｂ,Ｈｃからモータの速度推定値ωｃを演算する。

速度制御部１１は、上位のシステムから与えられる速度指令値ω_Ｒｅｆと速度演算部１０で演算された速度推定値ωｃとからデューティ指令値Ｄを、例えばＰＩ制御器などにより演算する。３相デューティ生成部１２は、デューティ指令値Ｄと、速度指令値ω_Ｒｅｆを積分器１４により積分して得られた位置指令値θ_Ｒｅｆと、電圧位相指令値θ_Ｖとから、（３）式にて３相のデューティ，変調指令Ｄｕ,Ｄｖ,Ｄｗを演算する。
Ｄｕ＝−Ｄｓｉｎ（θ_Ｒｅｆ＋θ_Ｖ）＋０．５
Ｄｖ＝−Ｄｓｉｎ（θ_Ｒｅｆ＋θ_Ｖ−２π／３）＋０．５
Ｄｗ＝−Ｄｓｉｎ（θ_Ｒｅｆ＋θ_Ｖ＋２π／３）＋０．５ …（３）

変調部５は、３相変調指令Ｄｕ,Ｄｖ,Ｄｗと、キャリア生成部１３より入力される各相のＰＷＭキャリア，搬送波とを比較して各相のＰＷＭ信号パルスを生成する。１相当たりのパルスにはデッドタイムが付加され、それぞれ３相上下のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４に出力するスイッチング信号Ｕ＋,Ｕ−,Ｖ＋,Ｖ−,Ｗ＋，Ｗ−を生成する。

ここで、３種類のキャリアの波形は、図３に示すように例えば三角波，鋸波，逆鋸波を用い、図３ではＵ相：三角波，Ｖ相：逆鋸波，Ｗ相：鋸波である。このように設定すると、図中における三角波の山付近では、必ずＵ相オフ，Ｖ相オン，Ｗ相オフとなる期間，及びＵ相オフ，Ｖ相オフ，Ｗ相オンとなる期間が発生する。これを図２で示す空間ベクトルで表すと、Ｖ３（０１０）及びＶ５（００１）となる。また、三角波の谷付近では、必ずＵ相オン，Ｖ相オフ，Ｗ相オフとなる期間が発生する。これを空間ベクトルで表すと、Ｖ１（１００）となる。このように、三角波の山付近及び谷付近において、図３に示すように３相の電流の変化量ｄＩｖ（０１０），ｄＩｗ（００１），ｄＩｕ（１００）を検出する。

以上の構成において、直流電源１，モータ２，インバータ回路３及び電流検出器６を除いたものは、何れもハードウェアにより構成されてモータ制御用ＩＣ１５となっている。そして、モータ制御用ＩＣ１５において、電流変化量検出部７を除いたものがＰＷＭ生成部１６を構成している。

次に、本実施形態による極低速駆動時における回転位置検出の原理を説明する。（４）式は、突極性を有する永久磁石同期モータの３相インダクタンスを示しており、各相のインダクタンスＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは回転位置θに応じて変化する。
Ｌｕ＝Ｌ_０−Ｌ_１ｃｏｓ（２θ）
Ｌｖ＝Ｌ_０−Ｌ_１ｃｏｓ｛２（θ−２π／３）｝
Ｌｗ＝Ｌ_０−Ｌ_１ｃｏｓ｛２（θ＋２π／３）｝ …（４）
これらインダクタンスの回転位置依存性を利用することで、モータ速度がゼロ近傍となる条件下でも回転位置を推定できる。

ここで、電圧ベクトルＶ１（０１０），Ｖ３（０１０），Ｖ５（００１）を印加している間のＵ相，Ｖ相，Ｗ相電流の微少時間ｄｔにおける変化量ｄＩｕ（１００）,ｄＩｖ（０１０）,ｄＩｗ（００１）は、（５），（６）式で表されるようにモータの回転位置θに応じて１２０度の位相差で変化する信号となる。

これら３つの信号の大小関係を比較することで、回転位置に応じたパルス信号を生成する。図４に、電流変化量ｄＩｕ（１００）,ｄＩｖ（０１０）,ｄＩｗ（００１）と、それらの大小関係から生成したパルス信号Ｈａ,Ｈｂ,Ｈｃとを示す。図５は、位置信号生成部９の構成例である。３つのコンパレータ９ａ，９ｂ，９ｃを用いて、それぞれｄＩｕ（１００）とｄＩｖ（０１０），ｄＩｖ（０１０）とｄＩｗ（００１），ｄＩｗ（００１）とｄＩｕ（１００）を比較してパルス信号Ｈａ,Ｈｂ,Ｈｃを生成する。そして速度演算部７では、パルス信号Ｈａ,Ｈｂ,Ｈｃのオン期間をカウンタ等で測定することでモータ２の速度推定値ωｃを得る。

得られた速度推定値ωｃは速度制御部８に入力され、デューティ指令値Ｄが演算される。図６は、速度制御部８の詳細構成を示す。減算器８ａにおいて、速度指令値ω_Ｒｅｆより速度推定値ωｃが減算されて、その絶対値がａｂｓ演算器８ｂにより得られる。前記絶対値は積分器８ｃで積分されると、増幅器８ｄにおいてゲインＫが乗じられてデューティ指令値Ｄが得られる。

従来の強制転流駆動では前述のように、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄＲｅｆ，又は固定のデューティ指令値に基づき制御される。これに対して本実施形態では、検出した速度推定値ωｃが速度指令値ω_Ｒｅｆにほぼ追従する場合はデューティ指令値Ｄを減少させるよう動作するので、モータ２に通電する電流が減少して高効率に動作する。

一方、負荷が大きくなると（１），（２）式で説明したように、ｄ軸電流が一定の状態では、ずれ角Δθが大きくなり９０ｄｅｇ付近になるとモータトルクＴ_Ｍが減少し、速度が低下して更には脱調してしまう。このような場合、従来の強制転流では速度の低下を検出できない。

本実施形態の構成では、速度演算部７で求めた推定速度ωｃの変動量を演算し、変動量が大きくなると速度制御部８でデューティ指令値Ｄを増加させるよう動作する。これにより、（１）式におけるｄ軸電流指令値Ｉ_ｄＲｅｆが増加するので、脱調することなく駆動制御を行うことができる。変動量ω_ａｍｐの演算は、（７）式に示すように基準となる速度指令値ω_Ｒｅｆと速度推定値ωｃとの差分値の絶対値等を、電気角周期で積分演算，あるいは平均化することで求めることができる。

図６に示す速度制御部８の構成において、積分器８ｃの出力が変動量ω_ａｍｐとなる。

本実施形態の速度制御では、回転位置の検出値を直接用いることなく、回転位置に基づくパルス信号Ｈａ，Ｈｂ，Ｈｃと、それらのパルス信号から演算された速度推定値ωｃのみを用いている。したがって、例えば突極性が小さいＳＰＭＳＭ等のモータを駆動する場合、検出した電流変化量ｄＩｕ（１００）,ｄＩｖ（０１０）,ｄＩｗ（００１）に大きな誤差が発生すると、それらの大小関係に基づいて生成されるパルス信号Ｈａ，Ｈｂ，Ｈｃ及び検出した速度推定値ωｃには、やはり誤差が発生する。

しかしながら、３相デューティ生成部１２に用いる位相信号θ_Ｒｅｆは、速度指令値ω_Ｒｅｆを積分することで決定されるので、大きな影響が出ることなくモータを駆動できる。速度推定値ωｃへの誤差影響は、例えばローパスフィルタ等で低減することも可能であり、速度制御の帯域を低下させることでＳＰＭＳＭであっても低速でも駆動できる。

図７は、本実施形態による高負荷時の強制転流制御の特性を示す。負荷の増加に従いデューティ指令値Ｄが増加するよう制御され、Ｕ相デューティＤｕの振幅が増加し、結果としてトルクＴ_Ｍが増加しており、脱調することなく運転が継続できている。尚、このスケールではＵ相デューティＤｕの振幅増加が分かり難いため、デューティ指令値Ｄについては縦軸を拡大して示している。

以上のように本実施形態によれば、モータ制御用ＩＣ１５は、同期モータ２を駆動対象とし、インバータ回路３にＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ生成部１６は、入力される速度指令値ω_Ｒｅｆに基づきＰＷＭ信号を生成して出力する。電流変化量検出部７は、ＰＷＭ制御に使用されるキャリアとモータ２に通電される電流を検出する電流検出器６に発生した信号とに基づいて、キャリア周期内における固定された所定のタイミングで相電流の微分値ｄＩｕ（１００）,ｄＩｖ（０１０）,ｄＩｗ（００１）を検出する。ＰＷＭ生成部１５は、前記微分値に基づいてモータ２の速度ωｃを演算すると、速度ωｃに基づきモータ２へ印加するＰＷＭ信号を生成する。

すなわち、相電流の微分値には、モータ２の回転位置情報が含まれている。したがって、速度指令値ω_Ｒｅｆと前記微分値に基づいて演算した速度ωｃとに基づいてモータ２を強制転流駆動することで、その駆動制御を安定して行うことができる。

また、ＰＷＭ生成部１６は、微分値の３相間の大小関係に基づいて、モータ２のロータ回転位置に応じて変化するパルス信号Ｈａ，Ｈｂ，Ｈｃを生成する位置信号生成部９を備え、速度演算部１０は、パルス信号Ｈａ，Ｈｂ，Ｈｃのレベルが変化する間隔よりモータ２の速度ωｃを演算する。したがって、モータ２の実際の速度が変動した場合でも、応答性良く速度ωｃを演算することができる。

また、速度制御部１１は、速度指令値ω_Ｒｅｆと、演算した速度ωｃとの差に応じてデューティ指令値Ｄを決定し、３相デューティ生成部１２は、デューティ指令値Ｄと、速度指令値ω_Ｒｅｆを積分した位置指令値θ_Ｒｅｆと、入力される電圧位相指令値θｖとに基づいて、３相デューティ指令値Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを決定する。したがって、電圧位相指令値θｖにより、強制転流駆動時における位相制御を行うことができる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。第１実施形態では、位置信号生成部６で生成したパルス信号Ｈａ，Ｈｂ，Ｈｃから速度推定値ωｃを演算していたが、第２実施形態では、パルス信号Ｈａ，Ｈｂ，Ｈｃを停止判定部２１に入力する。停止判定部２１では、カウンタ等を用いてパルス信号Ｈａ，Ｈｂ，Ｈｃのハイレベル期間又はローレベル期間を測定する。そして、測定した期間が一定時間以上であれば、モータ２が停止状態であると判定し、停止信号を出力する。

また、速度制御部１１は削除されており、３相デューティ生成部１２に替わる３相デューティ生成部２２には、外部より入力されるデューティ指令値Ｄが与えられている。変調部５に替わる変調部２３では、停止信号が入力されるとＰＷＭ信号の出力を停止する。以上により、モータ制御用ＩＣ２４が構成されている。そして、モータ制御用ＩＣ２４より電流変化量検出部７，位置信号生成部９及び停止判定部２１を除いたものがＰＷＭ生成部２５を構成している。

以上のように構成される第２実施形態によれば、モータ２が、出力トルクＴ_Ｍよりも大きな負荷トルクが加えられたことで過負荷状態に陥り停止している際に、停止判定部２１がその停止状態を検出し、変調部２２が通電を停止させることで、モータ２を過大な通電状態から保護できる。

（その他の実施形態）
３相のＰＷＭ信号を実施形態のように発生させるためには、３種類のキャリアを用いずに位相シフト機能等を利用しても良いし、１種類のキャリアのデューティ設定タイミングや、パルス発生の比較極性等を変更するなどの方法を利用しても良い。
電流変化量検出部がキャリア周期内で３相の電流を検出するタイミングは、必ずしもキャリアのレベルが最小又は最大を示す位相を基準とする必要はなく、３相の電流を検出可能な範囲でキャリアの任意の位相に基づいて設定すれば良い。
また、電流を検出するタイミングは、ＰＷＭキャリアの周期に一致させる必要はなく、例えばキャリア周期の２倍や４倍の周期で検出を行っても良い。したがって、電流変化量検出部に入力する電流検出タイミング信号は、キャリアから得られた信号そのものである必要はなく、別個のタイマで生成した信号であっても良い。

パルス信号は必ずしもＨａ，Ｈｂ，Ｈｃを用いる必要は無く、それらのうち１つ又は２つに基づいて速度ωｃを求めても良い。
電流変化量を測定する電圧ベクトルは、前記のＶ１,Ｖ３,Ｖ５に限らない。つまり、制御に用いる相電流の微分値はｄＩｕ（１００）,ｄＩｖ（０１０）,ｄＩｗ（００１）に限ることなく、互いに６０度の位相差を有する関係となる微分値を適宜選択すれば良い。
電流検出部はシャント抵抗でもＣＴでも良い。スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ，パワートランジスタやＳｉＣ,ＧａN等のワイドギャップ半導体等を使用しても良い。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、１は直流電源、２は永久磁石同期モータ、３はインバータ回路、４はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、５は変調部、６は電流検出部、７は電流変化量検出部、９は検出タイミング信号生成部、１０は回転位置信号生成部、１５はモータ制御用ＩＣ，１６はＰＷＭ生成部、２１は停止判定部、２２は３相デューティ生成部、２４はモータ制御用ＩＣ，２５はＰＷＭ生成部を示す。

Claims (6)

1. 同期モータを駆動対象とし、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号に従いオンオフ制御することで直流を３相交流に変換するインバータ回路に前記ＰＷＭ信号を出力するモータ制御用集積回路であって、
   入力される速度指令値に基づき前記ＰＷＭ信号を生成して出力するＰＷＭ生成部と、
   ＰＷＭ制御に使用される搬送波と前記同期モータに通電される電流を検出する電流検出器に発生した信号とに基づいて、前記搬送波の周期内における固定された所定のタイミングで相電流の微分値を検出する電流検出部とを備え、
   前記ＰＷＭ生成部は、前記微分値に基づいて前記同期モータの速度を演算すると、前記速度に基づき同期モータへ印加するＰＷＭ信号を生成するモータ制御用集積回路。
2. 前記ＰＷＭ生成部は、前記微分値の３相間の大小関係に基づいて、前記同期モータのロータ回転位置に応じて変化するパルス信号を生成する位置信号生成部と、
   前記パルス信号のレベルが変化する間隔より前記同期モータの速度を演算する速度演算部とを備える請求項１記載のモータ制御用集積回路。
3. 前記ＰＷＭ生成部は、前記速度指令値と、演算した前記同期モータの速度との差に応じてデューティ指令値を決定する速度制御部と、
   前記デューティ指令値と、前記速度指令値を積分した位置指令値と、入力される電圧位相指令値とに基づいて、３相デューティ指令値を決定する３相デューティ生成部とを備える請求項１又は２記載のモータ制御用集積回路。
4. 同期モータを駆動対象とし、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号に従いオンオフ制御することで直流を３相交流に変換するインバータ回路に前記ＰＷＭ信号を出力するモータ制御用集積回路であって、
   入力される速度指令値に基づき前記ＰＷＭ信号を生成して出力するＰＷＭ生成部と、
   ＰＷＭ制御に使用される搬送波と前記同期モータに通電される電流を検出する電流検出器に発生した信号とに基づいて、前記搬送波の周期内における固定された所定のタイミングで相電流の微分値を検出する電流検出部と、
   前記微分値に基づいて前記同期モータの回転位置の変化を示す信号を生成し、前記信号に基づいて前記同期モータの停止状態を判定する停止判定部とを備え、
   前記ＰＷＭ生成部は、前記停止判定部が前記停止状態を判定すると、前記ＰＷＭ信号の出力を停止するモータ制御用集積回路。
5. 前記微分値の３相間の大小関係に基づいて、前記同期モータのロータ回転位置に応じて変化するパルス信号を生成する位置信号生成部を備え、
   前記停止判定部は、前記パルス信号のレベルが変化する間隔より前記同期モータの停止状態を判定する請求項４記載のモータ制御用集積回路。
6. 前記ＰＷＭ生成部は、前記速度指令値を積分した位置指令値と、入力されるデューティ指令値と、入力される電圧位相指令値とに基づいて３相デューティ指令値を決定する３相デューティ生成部を備える請求項４又は５記載のモータ制御用集積回路。

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