JP2010062614A - 電圧制御発振器、ｍｍｉｃ、および高周波無線装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低位相雑音の電圧制御発振器を実現する。
【解決手段】バラクタ２および制御電圧端子３を含む可変共振器を備えた電圧制御発振器であって、当該可変共振器に対して、並列に、長くとも高調波信号の波長の１／４の奇数倍に高調波信号の波長の１／１６を加算した長さであり、短くとも高調波信号の波長の１／４の奇数倍に高調波信号の波長の１／１６を減算した長さを有する先端開放スタブ５を接続している。この構成により、基本波周波数においては、基本波信号は先端開放スタブ５およびバラクタ２の両者へ伝播するため、高いＱ値を実現でき、一方、高調波周波数において、先端開放スタブ５は短絡負荷を有し、高調波信号は全て先端開放スタブ５へと伝播するため、高調波信号による制御電圧Ｖｔの変動が抑制される。
【選択図】図１

Description

本発明は電圧制御発振器、ＭＭＩＣおよび高周波無線装置に関し、特に、マイクロ波・ミリ波領域で動作する電圧制御発振器、ＭＭＩＣおよび高周波無線装置に関するものである。

車載レーダーや携帯電話等の高周波無線装置の普及により、出力周波数１ＧＨｚ超の発振器の高性能化の要求が高まっている。発振器とは回路内部で高周波電気信号の発振を起こし、高周波電気信号を外部へ発信する回路である。特に、出力周波数を変化させるための制御電圧端子を設けた発振器は、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ、電圧制御発振器）と呼ばれる。発振器は高周波電気信号を増幅させるためのトランジスタ等の能動素子と、特定の周波数の高周波電気信号を発振させるための共振器を内蔵する。出力可変機能を実現するために、ＶＣＯは、主にバラクタ（可変容量）を有する可変共振器を内蔵し、制御電圧をバラクタに印加してバラクタの容量を変化させることで出力周波数を変化させる。

ＶＣＯにおいて重要視される特性として、位相雑音と出力周波数がある。位相雑音は出力周波数の安定性を示す指標である。高周波無線装置をレーダーや通信装置として用いた際の測距精度および通信エラーレートに影響を及ぼすため、位相雑音はより低い値となることが望ましい。

ＶＣＯの位相雑音を抑制する手法の一つは、共振器のＱ値（特定の周波数の電気信号に対して共振器が蓄積できるエネルギー量を示す指標）の向上である。その手法の一例として、共振器に複数のスタブを使用することで高いＱ値を有する共振器を作成するという方法が報告されている（例えば、非特許文献１参照）。

また、ＶＣＯの位相雑音を抑制する別の手法として２倍波信号、３倍波信号、・・・といった高調波信号によってＶＣＯ内部のトランスジスタの共振器側端子における電圧が変動する現象を抑制するという手法がある（例えば、非特許文献２参照）。

このように位相雑音を抑制する手法が数多く提案されているが、出力周波数が３０ＧＨｚを超えるＶＣＯにおいては、高いＱ値を有する共振器の作成が困難となり、充分に低い位相雑音特性が得られていなかった。

また、ＶＣＯは高周波無線装置が扱う周波数の信号を直接出力する事が望ましい。周波数逓倍器を使用する事で無線装置が扱う周波数よりも低い周波数の信号を出力するＶＣＯも使用可能であるが、無線装置の構成は複雑となるため、低コスト化の観点からは不利となる。無線装置の高周波化が進む今日、ＶＣＯの出力周波数の向上が要望されている。

"Ａ Ｌｏｗ Ｐｈａｓｅ Ｎｏｉｓｅ １９ＧＨｚ−ｂａｎｄ ＶＣＯ ｕｓｉｎｇ Ｔｗｏ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ"，ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｉｎｔ． Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐ． Ｄｉｇｅｓｔ，ｐｐ．２１８９−２１９１，２００３年 "高調波負荷を最適化したＫａ帯２倍波発振器"，信学技報，Ｖｏｌ．１０７，Ｎｏ．３５５，ｐｐ．２９−３２，２００７年１１月

出力周波数の向上とともに原理的にＶＣＯの位相雑音は増加すなわち劣化する。さらにミリ波帯以上の出力周波数（３０ＧＨｚ超）になると、高いＱ値を有する共振器の作成が困難となり、充分に低い位相雑音特性を有するＶＣＯが作成されなかった。

非特許文献１に記載の、複数の共振器を使用する手法においては、基本波周波数すなわち発振周波数におけるＱ値のみを改善しており、高調波周波数における回路の負荷を最適化する事はできなかった。また、非特許文献２に記載の、高調波信号による電圧変動を抑制する手法においては、高調波周波数における回路の負荷のみを考慮しており、基本波周波数におけるＱ値を向上させる事はできなかった。したがって、これらの手法では、出力周波数が特に約３０ＧＨｚを超えるＶＣＯにおいて充分に低い位相雑音特性が得られないという問題点があった。

本発明はかかる問題点を解消するためになされたもので、マイクロ波帯（１ＧＨｚ以上）またはミリ波帯（３０ＧＨｚ以上）の出力周波数においても、低い位相雑音特性を実現することが可能な電圧制御発振器（ＶＣＯ）、ＭＭＩＣ（モノシリックマイクロ波集積回路）および高周波無線装置を得ることを目的とする。

この発明は、可変共振器を備えた電圧制御発振器であって、長くとも高調波信号の波長の四分の一の奇数倍に高調波信号の波長の十六分の一を加算した長さであり、短くとも高調波信号の波長の四分の一の奇数倍に高調波信号の波長の十六分の一を減算した長さを有する先端開放スタブを、少なくとも１つ、前記可変共振器に並列に接続したことを特徴とする電圧制御発振器である。

また、この発明は、可変共振器を備えた電圧制御発振器であって、長くとも高調波信号の波長の整数倍に高調波信号の波長の十六分の一を加算した長さであり、短くとも高調波信号の波長の整数倍に高調波信号の波長の十六分の一を減算した長さを有する先端短絡スタブを、少なくとも１つ、前記可変共振器に並列に接続したことを特徴とする電圧制御発振器である。

この発明は、可変共振器を備えた電圧制御発振器であって、長くとも高調波信号の波長の四分の一の奇数倍に高調波信号の波長の十六分の一を加算した長さであり、短くとも高調波信号の波長の四分の一の奇数倍に高調波信号の波長の十六分の一を減算した長さを有する先端開放スタブを、少なくとも１つ、前記可変共振器に並列に接続したことを特徴とする電圧制御発振器である。また、この発明は、可変共振器を備えた電圧制御発振器であって、長くとも高調波信号の波長の整数倍に高調波信号の波長の十六分の一を加算した長さであり、短くとも高調波信号の波長の整数倍に高調波信号の波長の十六分の一を減算した長さを有する先端短絡スタブを、少なくとも１つ、前記可変共振器に並列に接続したことを特徴とする電圧制御発振器である。これにより、マイクロ波帯（１ＧＨｚ以上）またはミリ波帯（３０ＧＨｚ以上）の出力周波数においても、低い位相雑音特性を実現することが可能である。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係るＶＣＯの構成を示した図である。図１においては、直列正帰還構成のＶＣＯを示し、周波数が所望の周波数の整数分の１である電気信号（すなわち基本波信号）を発振させて高調波信号を出力端子から取り出す、高調波取り出し型発振器を示す。１はトランジスタ、２はバラクタ、３は制御電圧端子、４は信号の出力端子、５は２倍波信号の波長の四分の一に相当する長さの先端開放スタブ、１２および１３は線路、１４はエミッタ線路、１５は基本波反射スタブ、１６はバイアス電圧端子である。バラクタ２、線路１２および制御電圧端子３は、バラクタ２の電圧可変な容量成分と線路１２のインダクタンス成分により可変共振器を構成している。制御電圧端子３に印加する制御電圧Ｖｔを変化させる事で出力周波数を変化させる事が可能となる。先端開放スタブ５は、上記可変共振器に並列に接続される。エミッタ線路１４はトランジスタ１のエミッタとグラウンドの間に接続される。基本波反射スタブ１５は、例えば回路内部で発振する基本波の波長の４分の１に相当する先端開放スタブであり、図１に示すようにトランジスタの出力側に取り付けられた線路１３に接続されている。

このＶＣＯ回路の構造は、例えばＭＭＩＣであり、またＭＩＣ（マイクロ波集積回路）やディクスリート素子を用いたものであってもよい。基板としては、ＧａＡｓ（砒化ガリウム）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ＩｎＰ（リン化インジウム）、Ｓｉ等の材料を使用しても良い。
トランジスタ１の材料に制限は無く、シリコン、砒化ガリウム、窒化ガリウム等が使用可能である。トランジスタ１の構造にも制限は無く、バイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ、高電子移動度トランジスタ等が使用可能であり、真空管であっても良い。

次に動作を説明する。回路内部の熱雑音等の雑音信号はトランジスタ１に入力されて増幅された後、トランジスタ１のエミッタ線路１４からの帰還または基本波反射スタブ１５からの反射によって線路１３およびトランジスタ１を経てトランジスタ１のベース側に戻り、再びトランジスタ１に入力されて増幅される。このようにしてＶＣＯ内部で基本波周波数における発振が生じるが、トランジスタ１は基本波周波数の２倍、３倍、・・・の周波数の高調波信号（２倍波信号、３倍波信号、・・・）も発生してしまう。基本波反射スタブ１５が２倍波信号に対しては開放であるため、２倍波信号は出力端子４へと向かい発振器の外部へ出力される。基本波信号は基本波反射スタブ１５よりも出力側に進行しないため、発振器の外部へは出力されない。

もし、これらの高調波信号が制御電圧端子４まで伝播し、制御電圧Ｖｔを変動させてしまうと、意図せずに出力周波数が変動してしまう。すなわち出力周波数の安定性が損なわれ位相雑音の増加となる。この制御電圧Ｖｔの変動を抑制するために基本波信号は通過させ、高調波信号は吸収する先端開放スタブ５をトランジスタ１と線路１２との間に追加している。この先端開放スタブ５によって高調波信号は制御電圧端子３に伝播できなくなる。一方で基本波信号はバラクタ２へ伝播するため、外部から制御電圧Ｖｔを変化させた際におけるバラクタ２の容量変化により、発振周波数を変化させる事が可能である。

本実施の形態では、先端開放スタブ５は２倍波信号の波長の四分の一に相当する長さとしたため、基本波周波数において先端開放スタブ５は非短絡かつ非開放の負荷を有し、トランジスタ１のエミッタ線路１４からの帰還または基本波反射スタブ１５からの反射により戻ってきた基本波信号は先端開放スタブ５およびバラクタ２の両者へ伝播する。このため、基本波に対して複数のスタブを使用した共振器が構成され、基本波に対して高いＱ値を実現できる。このとき基本波と高調波は発振器において６ｄＢ／ｏｃｔの関係にあるので基本波と高調波の両方の位相雑音を低減することができる。一方、２倍波周波数において先端開放スタブ５は短絡負荷を有し、２倍波信号は全て先端開放スタブ５へと伝播するため、バラクタ２に２倍波信号が伝播しない。このため、２倍波信号による制御電圧Ｖｔの変動は抑制され、バラクタ２を有する可変共振回路で発生する位相雑音が低減される。また、先端開放スタブ５の接続箇所では２倍波信号による電界変動が生じないため、２倍波信号によるトランジスタ１のベース電圧の変動が抑制され、さらに位相雑音が低減される。以上から低位相雑音のＶＣＯを実現する事ができる。

図１では、先端開放スタブ５の線路長は一例として２倍波信号の波長の四分の一としたが、２倍波信号の波長の四分の一に２倍波信号の半波長の整数倍を加算した長さとしてもよい。すなわち、２倍波信号の波長をλとすると、下記の（１）式で定義される長さ（２倍波信号の波長の四分の一の奇数倍）とすればよい。（１）式で定義される長さに相当する先端開放スタブは、高調波に対して短絡負荷を有し、基本波に対して非短絡かつ非開放の負荷を有するからである。

また、先端開放スタブ５の長さを厳密に上記の（１）式の長さに設定する必要はなく、±λ／１６程度の誤差を有していてもよい。この誤差範囲内であれば、共振回路側の２倍波負荷インピーダンスに対する位相雑音の大きさの計算結果より、厳密に（１）式の長さに設定した場合の位相雑音と比べて０．８ｄＢないし１．４ｄＢ程度の悪化に留まり、位相雑音の抑制効果が十分に期待できるからである。

本実施の形態では、高調波信号を２倍波信号としたが、３倍波信号、４倍波信号、・・・が位相雑音の支配的な劣化要因となる場合であれば、３倍波周波数、４倍波周波数、・・・において短絡負荷となるよう３倍波信号、４倍波信号、・・・の波長λに対して（１）式を満たす線路長にした先端開放スタブを使用する事も可能である。その際も±λ／１６の誤差を有しても位相雑音の抑制効果が期待できる。

なお、図１の例では、先端開放スタブ５を１つだけ可変共振器に並列接続した例を示したが、それに制限されることなく、２以上の先端開放スタブ５を可変共振器に並列接続するようにしてもよい。

以上のように、本実施の形態においては、長くとも高調波信号の波長の四分の一の奇数倍に高調波信号の波長の十六分の一を加算した長さであり、短くとも高調波信号の波長の四分の一の奇数倍に高調波信号の波長の十六分の一を減算した長さの先端開放スタブ５を１以上可変共振器に並列接続するようにした。上記先端開放スタブ５は基本波周波数において非短絡かつ非開放の負荷を有し、かつ、高調波周波数において短絡の負荷を有するので、基本波周波数においては、基本波信号は先端開放スタブ５およびバラクタ２の両者へ伝播する。すなわち複数のスタブを使用した共振器が構成され、高いＱ値を実現できる。一方、高調波周波数においては、先端開放スタブ５は短絡負荷を有し、高調波信号は全て先端開放スタブ５へと伝播するため、バラクタ２に高調波信号が伝播せず、高調波信号による制御電圧Ｖｔの変動が抑制される。また、先端開放スタブ５の接続箇所では高調波信号による電界変動が生じないため、高調波信号によるトランジスタ１のベース電圧の変動が抑制される。以上から、本実施の形態においては、基本波周波数におけるＱ値を向上させ、かつ、バラクタおよびトランジスタに印加される電圧の高調波信号による変動を抑制することができるため、位相雑音の低いＶＣＯを実現する事ができる。

なお、図１においては基本波反射スタブ１５を有する高調波取り出し型発振器の例を示したが、基本波反射スタブ１５を有さず基本波を出力する基本波発振器であっても、同様に位相雑音の低いＶＣＯを実現する事ができる。また、上記可変共振器がトランジスタ１のエミッタ側またはコレクタ側に接続されているＶＣＯにおいても、先端開放スタブ５が上記可変共振器に並列に接続されていれば、同様に位相雑音の低いＶＣＯを実現することができる。

本実施の形態では、基本波信号または高調波信号の周波数が１ＧＨｚ未満であっても、先端開放スタブ５の線路長を（１）式で表される長さとすることができれば、上記と同様の効果を奏する。また、図１において可変共振器はバラクタ１と線路１２を有する構成としたが、バラクタを含むＬＣＲ回路によって構成されていてもよい。

実施の形態２．
図２は、本発明の実施の形態２に係るＶＣＯの構成を示した図である。図２において、１〜４および１２〜１６は、図１と同様であり、６は２倍波信号の波長に相当する長さの先端短絡スタブである。２倍波周波数において短絡負荷を有する可変共振器と並列に接続するスタブは先端短絡スタブを用いても実現可能であり、２倍波信号の波長λに対して、下記の（２）式で示される線路長（２倍波信号の波長の整数倍）とすれば良い。

おおむね１ＧＨｚ未満の低い周波数では（２）式で表される線路長の先端短絡スタブ６は基本波周波数においても短絡負荷となる。このため、バラクタ２を含む可変共振器に基本波信号が伝播しなくなってしまい、発振周波数を変化させる事ができなくなる。一方、高周波数になるにつれて先端短絡スタブ６の線路に含まれる寄生Ｃ成分や寄生Ｌ成分によって（２）式で表される線路長は基本波信号の半波長の整数倍ではなくなるため、（２）式の線路長の先端短絡スタブ６は基本波周波数において非短絡かつ非開放の負荷を有するようになる。したがって、おおむね１ＧＨｚ以上の基本波周波数で発振するＶＣＯでは、実施の形態１の先端開放スタブ５の代わりに、（２）式で表される線路長の先端短絡スタブ６を使用することができる。

本実施の形態に係るＶＣＯの動作原理は、実施の形態１に係るＶＣＯと基本的に同様である。本実施の形態に係るＶＣＯの動作を確認すべく、回路構造をＭＭＩＣとして３８ＧＨｚ基本波信号および７６ＧＨｚの２倍波信号がトランジスタベース端子から図２中の点線枠内へ入力された際の、図２中の点線枠内の電界分布を計算した一例を図３および図４にそれぞれ示す。この計算は先端短絡スタブ６の中間にバイアス電圧端子１６を接続した配置で行っているが、図２に示すＶＣＯと本質的な違いはない。
図３に示された電界分布から３８ＧＨｚ基本波信号は先端短絡スタブ６およびバラクタ２の両者へ伝播する事がわかる。一方、図４に示された電界分布から７６ＧＨｚの２倍波信号は先端短絡スタブ６のみへ伝播し、バラクタ２へは伝播しない事がわかる。さらに、トランジスタベース端子では７６ＧＨｚの２倍波信号による電界はゼロになる、すなわち、ベース電圧が変動しないことがわかる。

表１に実施の形態２に係るＶＣＯの位相雑音の計算結果の一例を示す。表１の結果から、先端短絡スタブ６を設置していない場合と設置した場合とで出力周波数に大きな変動はなく、先端短絡スタブ６を追加する事で位相雑音が抑圧される事がわかる。また、制御電圧端子３に加える電圧によって共に約１ＧＨｚの周波数変化が可能である。

なお、本実施の形態においても、実施の形態１と同様、先端短絡スタブ６を厳密に（２）式の長さに設定する必要はなく、±λ／１６の誤差を有しても位相雑音の抑制効果が期待できる。図５に先端短絡スタブ６の長さをλ−λ／１６、λ−λ／３２、λ、λ＋λ／３２、λ＋λ／１６とした場合における、トランジスタ１のベース側から見た共振回路側（可変共振回路および先端短絡スタブ６）の２倍波負荷インピーダンスを５０Ωのスミスチャートにドットで示す。また、共振回路側の２倍波負荷インピーダンスに対する位相雑音の大きさの計算結果をスミスチャート上の０．２ｄＢステップの等高線で示している。先端短絡スタブ６の長さがλである場合に、位相雑音が最も抑制される最適点、すなわちスミスチャートの左端、をとる。長さがλからずれるに従って、共振回路側のインピーダンスはスミスチャートの外周上を移動し、位相雑音が劣化していくことが分かる。計算結果より、先端短絡スタブ６の長さがλ±λ／１６となったときは、位相雑音は最適点より０．８ｄＢないし１．４ｄＢ程度劣化することが分かるが、この場合においても十分に位相雑音の抑制効果が期待できる。先端開放スタブ５を用いた実施の形態１においても、共振回路側の２倍波負荷インピーダンスに対する位相雑音の大きさの計算結果は図５と同様である。
また、３倍波周波数、４倍波周波数、・・・において短絡負荷となるよう線路長を３倍波信号、４倍波信号、・・・の波長に対して（２）式を満たすようにした先端短絡スタブを使用する事も可能である。その際も±λ／１６の誤差を有しても位相雑音の抑制効果が期待できる。

なお、図２の例では、先端短絡スタブ６を１つだけ可変共振器に並列接続した例を示したが、それに制限されることなく、２以上の先端短絡スタブ６を可変共振器に並列接続するようにしてもよい。また、先端短絡スタブ６の先端は、ＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ−Ｍｅｔａｌ）キャパシタを一例とする容量を介して高周波のみグラウンドに短絡するようにしてもよい。

本実施の形態においては、長くとも高調波信号の波長の整数倍に高調波信号の波長の十六分の一を加算した長さであり、短くとも高調波信号の波長の整数倍に高調波信号の波長の十六分の一を減算した長さの先端短絡スタブを１以上可変共振器に並列接続するようにした。上記先端短絡スタブ６は基本波周波数において非短絡かつ非開放の負荷を有し、かつ、高調波周波数において短絡の負荷を有するので基本波周波数においては、先端短絡スタブ６およびバラクタ２の両者へ伝播する。すなわち複数のスタブを使用した共振器が構成され、高いＱ値を実現できる。一方、高調波周波数においては、先端開放スタブ５は短絡負荷を有し、高調波信号は全て先端短絡スタブ６へと伝播するため、バラクタ２に高調波信号が伝播せず、高調波信号による制御電圧Ｖｔの変動が抑制される。また、先端短絡スタブ６の接続箇所では高調波信号による電界変動が生じないため、高調波信号によるトランジスタ１のベース電圧の変動が抑制される。以上から、本実施の形態においても、実施の形態１と同様に、低位相雑音のＶＣＯを実現する事ができる。

なお、図２においては基本波反射スタブ１５を有する高調波取り出し型発振器の例を示したが、基本波反射スタブ１５を有さず基本波を出力する基本波発振器であっても、同様に位相雑音の低いＶＣＯを実現する事ができる。また、可変共振器がトランジスタ１のエミッタ側またはコレクタ側に接続されているＶＣＯにおいても、先端短絡スタブ６が上記可変共振器に並列に接続されていれば、同様に位相雑音の低いＶＣＯを実現することができる。

図２において可変共振器はバラクタ１と線路１２を有する構成としたが、バラクタを含むＬＣＲ回路によって構成されていてもよい。

実施の形態３．
図６は、本発明の実施の形態３に係るＶＣＯの構成を示した図である。図６において、１〜４および１２〜１５は、図１と同様であり、７は、接続箇所から容量（キャパシタ）１１を介した高周波短絡箇所までの線路長が、２倍波信号の波長に相当する長さであるバイアス回路である。

上述の実施の形態２で説明したように先端短絡スタブ６を新たに追加せずとも、バイアス回路において、接続箇所から上述の（２）式を満たす距離だけ離れた箇所に容量１１を介して短絡とする事で、上述の実施の形態２の先端短絡スタブの追加と同様の効果が得られる。

なお、上記の説明においては、バイアス回路７の線路長を２倍波信号の波長に相当する長さとして説明したが、その場合に限らず、バイアス回路７の線路長は２倍波信号の波長の整数倍に相当する長さにすればよい。また、２倍波信号に限らず３倍波以上の高調波の波長の整数倍に相当する長さとしてもよい。

また、バイアス回路７の線路長が±λ／１６の誤差を有しても位相雑音の抑制効果が期待できる。

以上のように、本実施の形態においては、バイアス回路接続箇所からキャパシタを介した接地箇所までの線路長が、長くとも高調波信号の波長の整数倍に高調波信号の波長の十六分の一を加算した長さであり、短くとも高調波信号の波長の整数倍に高調波信号の波長の十六分の一を減算した長さを有するバイアス回路を、可変共振器に並列に接続するようにしたので、実施の形態２と同様に、本実施の形態においても、低位相雑音のＶＣＯを実現する事ができる。

実施の形態４．
図７は、本発明の実施の形態４に係るＶＣＯの構成を示した図である。図７において、１〜４および１２〜１６は、図１と同様であり、８は２倍波周波数において短絡負荷を有するＬＣＲ回路である。

また、図８は、本発明の実施の形態４に係るＶＣＯの構成の他の例を示した図である。図８において、１〜４および１２〜１６は、図１と同様であり、９は２倍波周波数において短絡負荷を有する導波管回路である。

なお、ＬＣＲ回路８および導波管回路９は、いずれも、高調波信号の周波数において短絡負荷または短絡負荷に近い例えば−３０ｊΩ以上＋３０ｊΩ以下の範囲の負荷であるものとする。この範囲の負荷は、特性インピーダンスが５０Ωの系では実施の形態２の先端短絡スタブ６に対応させるとλ±λ／１６の範囲に相当し、図５からも分かるように、位相雑音は最適点から０．８ｄＢないし１．４ｄＢ程度の劣化で収まるため、位相雑音を抑える効果がある。また、図５のスミスチャートから分かるように、インピーダンスが上記の虚数成分に加えて０Ω以上１５Ω以下の実数成分を有していたとしても、位相雑音は最適点から０．８ｄＢないし１．４ｄＢ程度の劣化で収まり、位相雑音を抑える効果がある。

上述の実施の形態１または２で追加した回路は、基本波周波数において非短絡かつ非開放の負荷、高調波周波数において短絡負荷を有すれば良く、線路スタブである必要は無い。従って、本実施の形態に示すように、ＬＣＲ回路８や導波管回路９も使用する事が可能である。

以上のように、本実施の形態においては、基本周波数に対しては短絡ではなく、かつ、高調波信号の周波数において実数成分が０Ω以上１５Ω以下かつ虚数成分が−３０ｊΩ以上＋３０ｊΩ以下の負荷を有するＬＣＲ回路８または導波管回路９を、少なくとも１つ、可変共振器に並列に接続するようにしたので、上述の実施の形態２または３と同様に、低位相雑音のＶＣＯを実現する事ができる。

実施の形態５．
上述の実施の形態１、２、４で追加した回路は、図９のように、複数追加する事も可能である。図９では、実施の形態１で示した２倍波信号の波長の四分の一に相当する長さの先端開放スタブ５、５Ａ、５Ｂを３個接続した例を示しているが、実施の形態２で示した先端短絡スタブ６にしてもよいし、実施の形態４で示したＬＣＲ回路８や導波管回路９にしてもよい。また、個数も３個に限らず、適宜、任意の個数を設けるようにしてもよい。

また、複数の次数の高調波信号が位相雑音の劣化要因となるのであれば、図１０のように、複数追加した回路をそれぞれ異なる次数の高調波信号に対して短絡負荷とする事も可能である。図１０の例では、実施の形態１で示した３倍波信号の波長の四分の一に相当する長さの先端開放スタブ５と、３倍波信号の波長の四分の一に相当する長さの先端開放スタブ５Ｃと、４倍波信号の波長の四分の一に相当する長さの先端開放スタブ５Ｄとが追加されているが、これは一例であり、これらに限定されるものではない。位相雑音の劣化要因に基づいて、適宜、組み合わせを選択する。

さらに、図１１のように、複数追加する回路は、先端短絡スタブ、先端開放スタブ、ＬＣＲ回路、導波管回路と異なっていても良い。図１１の例では、４倍波信号の波長に相当する長さの先端短絡スタブ６Ａと、３倍波信号の波長の四分の一に相当する長さの先端開放スタブ５Ｅと、実施の形態２で示した２倍波信号の波長に相当する長さの先端短絡スタブ６とが設けられているが、これに限定されるものではない。これについても、位相雑音の劣化要因に基づいて、適宜、組み合わせを選択する。

以上のように、本実施の形態においても、上述の実施の形態１、２、４と同様に、低位相雑音のＶＣＯを実現する事ができる。

実施の形態６．
図１２は、実施の形態１から５に係る電圧制御発振器を備えた高周波無線装置の構成例である。高周波無線装置２０はレーダーや携帯電話等であり、マイクロ波やミリ波を使って送信または受信あるいはその両方を行う装置である。
周波数制御装置２１からの電圧信号による周波数で電圧制御発振器２２が発振し、増幅器２３で発振信号が増幅され、出力アンテナ２４からマイクロ波またはミリ波が送信される。受信アンテナ２５でマイクロ波またはミリ波を受信し、周波数制御装置２６の電圧信号に基づいて電圧制御発振器２７が出力する発振信号と受信アンテナ２５からの受信信号をミキサ２８で周波数変換して所望の信号を出力する。
送信アンテナ２４と受信アンテナ２５は一体としてもよい。周波数制御装置２１と２６、電圧制御発振器２２と２７はそれぞれ一体としてもよい。また、送信部分と受信部分の一方にのみ実施の形態１から５に係る電圧制御発振器を使用することでもよい。
高周波無線装置が実施の形態１から５に係る電圧制御発振器を用いることで、位相雑音の少ない高品質なマイクロ波またはミリ波を送信することができる。また受信時の雑音を低減することができる。

本発明の実施の形態１に係る２倍波における線路長がλ／４である先端開放スタブを追加した電圧制御発振器の構成を示した構成図である。 本発明の実施の形態２に係る２倍波における線路長がλである先端短絡スタブを設置した電圧制御発振器の構成を示した構成図である。 本発明の実施の形態２に係る基本波信号である３８ＧＨｚの電界強度分布を示した説明図である。 本発明の実施の形態２に係る２倍波信号である７７ＧＨｚの電界強度分布を示した説明図である。 本発明の実施の形態２に係る２倍波信号周波数での共振回路側のインピーダンスと位相雑音を示した説明図である。 本発明の実施の形態３に係る２倍波における線路長がλの線路と高周波短絡容量を有するバイアス回路を設置した電圧制御発振器の構成を示した構成図である。 本発明の実施の形態４に係る２倍波において短絡負荷となるＬＣＲ回路を設置した電圧制御発振器の構成を示した構成図である。 本発明の実施の形態４に係る２倍波において短絡負荷となる導波管回路を設置した電圧制御発振器の構成を示した構成図である。 本発明の実施の形態５に係る２倍波において短絡負荷となる先端開放スタブを設置した電圧制御発振器の構成を示した構成図である。 本発明の実施の形態５に係る２倍波において短絡負荷となる先端開放スタブを設置した電圧制御発振器の他の例の構成を示した構成図である。 本発明の実施の形態５に係る２倍波において短絡負荷となる先端開放スタブおよび先端短絡スタブを設置した電圧制御発振器のさらなる他の例の構成を示した構成図である。 実施の形態１から５に係る電圧制御発振器を備えた高周波無線装置の構成を示した構成図である。

符号の説明

１ トランジスタ、２ バラクタ、３ 制御電圧端子、４ 出力端子、５ 先端開放スタブ、６ 先端短絡スタブ、７ バイアス回路、８ ＬＣＲ回路、９ 導波管回路、２０ 高周波無線装置。

Claims (7)

1. 可変共振器を備えた電圧制御発振器であって、
   長くとも高調波信号の波長の四分の一の奇数倍に高調波信号の波長の十六分の一を加算した長さであり、短くとも高調波信号の波長の四分の一の奇数倍に高調波信号の波長の十六分の一を減算した長さを有する先端開放スタブを、少なくとも１つ、前記可変共振器に並列に接続したことを特徴とする電圧制御発振器。
2. 可変共振器を備えた電圧制御発振器であって、
   長くとも高調波信号の波長の整数倍に高調波信号の波長の十六分の一を加算した長さであり、短くとも高調波信号の波長の整数倍に高調波信号の波長の十六分の一を減算した長さを有する先端短絡スタブを、少なくとも１つ、前記可変共振器に並列に接続したことを特徴とする電圧制御発振器。
3. 可変共振器を備えた電圧制御発振器であって、
   バイアス回路接続箇所からキャパシタを介した接地箇所までの線路長が、長くとも高調波信号の波長の整数倍に高調波信号の波長の十六分の一を加算した長さであり、短くとも高調波信号の波長の整数倍に高調波信号の波長の十六分の一を減算した長さを有するバイアス回路を、前記可変共振器に並列に接続したことを特徴とする電圧制御発振器。
4. 可変共振器を備えた電圧制御発振器であって、
   発振周波数に対しては短絡ではなく、高調波信号の周波数において、実数成分が０Ω以上１５Ω以下、かつ、虚数成分が−３０ｊΩ以上＋３０ｊΩ以下の負荷を有するＬＣＲ回路を、少なくとも１つ、前記可変共振器に並列に接続したことを特徴とする電圧制御発振器。
5. 可変共振器を備えた電圧制御発振器であって、
   発振周波数に対しては短絡ではなく、高調波信号の周波数において、実数成分が０Ω以上１５Ω以下、かつ、虚数成分が−３０ｊΩ以上＋３０ｊΩ以下の負荷を有する導波管回路を、少なくとも１つ、前記可変共振器に並列に接続したことを特徴とする電圧制御発振器。
6. 請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電圧制御発振器を備えたＭＭＩＣ。
7. 請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電圧制御発振器を備えた高周波無線装置。

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