DE102009036098A1

DE102009036098A1 - Spannungsgesteuerter Oszillator, MMIC und Hochfrequenzfunkvorrichtung

Info

Publication number: DE102009036098A1
Application number: DE102009036098A
Authority: DE
Inventors: Shinsuke Watanabe; Seiki Goto; Yoshihiro Tsukahara; Ko Kanaya
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2008-09-01
Filing date: 2009-08-04
Publication date: 2010-03-25
Also published as: CN101667829A; JP2010062614A; US20100052799A1; CN101667829B

Abstract

Es wird ein spannungsgesteuerter Oszillator mit geringem Phasenrauschen bereitgestellt, der einen variablen Resonator mit einem Varaktor (2) und einem Steuerspannungsanschluss (3) und eine offene Stichleitung (5) enthält, die parallel zu dem variablen Resonator geschaltet ist. Die offene Stichleitung hat eine Länge, die kleiner gleich einem ungeradzahligen Vielfachen eines Viertels einer Wellenlänge eines harmonischen Signals plus einem Sechzehntößer gleich dem ungeradzahligen Vielfachen des Viertels der Wellenlänge des harmonischen Signals minus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals ist. Bei diesem Aufbau wird ein hoher Q-Wert für eine Grundwellenfrequenz verwirklicht. Auf der anderen Seite wird die Schwankung einer Steuerspannung aufgrund eines harmonischen Signals kontrolliert.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen spannungsgesteuerten Oszillator, ein MMIC und eine Hochfrequenzfunkvorrichtung. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf einen spannungsgesteuerten Oszillator, ein MMIC und eine Hochfrequenzfunkvorrichtung, die in einem Mikrowellen- oder Millimeterwellenbereich arbeiten.
In Verbindung mit der weiten Ausbreitung von Hochfrequenzfunkvorrichtungen, die beispielsweise eine Automobilradarvorrichtung und ein Mobiltelefon enthalten, gab es eine steigende Nachfrage nach Oszillatoren hoher Leistungsfähigkeit mit einer Ausgangsfrequenz von 1 GHz oder mehr. Der Oszillator ist eine Schaltung zum Erzeugen einer Schwingung eines elektrischen Hochfrequenzsignals in der Schaltung, um das elektrische Hochfrequenzsignal nach außen zu liefern. Insbesondere wird ein Oszillator, der einen Steuerspannungsanschluss zum Ändern der Ausgangsfrequenz enthält, ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO = voltage controlled oscillator) genannt. Der Oszillator enthält eine ak tive Vorrichtung wie z. B. einen Transistor zum Verstärken des elektrischen Hochfrequenzsignals und einen Resonator zum Erzeugen einer Schwingung eines elektrischen Hochfrequenzsignals mit einer bestimmten Frequenz. Um eine variable Ausgangsfunktion zu verwirklichen, enthält der VCO einen variablen Resonator, der hauptsächlich einen Varaktor (variablen Kondensator) enthält. Eine Steuerspannung wird an den Varaktor angelegt, um die Kapazität des Varaktors zu ändern, so dass die Ausgangsfrequenz geändert werden kann.
Wichtige Eigenschaften des VCO sind das Phasenrauschen und die Ausgangsfrequenz. Das Phasenrauschen ist ein Indikator der Stabilität der Ausgangsfrequenz. Wenn die Hochfrequenzfunkvorrichtung für eine Radarvorrichtung oder eine Kommunikationsvorrichtung verwendet wird, beeinträchtigt das Phasenrauschen ihre Genauigkeit beim Messen von Abständen oder ihrer Kommunikationsfehlerrate. Daher ist es erwünscht, dass das Phasenrauschen einen niedrigen Wert hat.
Eines der Verfahren zum Steuern (oder Unterdrücken) von Phasenrauschen des VCO besteht darin, einen Q-Wert des Resonators (einen Indikator für eine Energiemenge, die der Resonator für ein elektrisches Signal einer bestimmten Frequenz speichern kann) zu verbessern. Als Beispiel für das Verfahren wird ein Verfahren berichtet, bei dem eine Mehrzahl von Stichleitungen für den Resonator verwendet werden, um dem Resonator einen hohen Q-Wert zu geben (s. z. B. „A Low Phase Noise 19 GHz-band VCO Using Two Different Frequency Resonators", IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Digest, S. 2189–2191, 2003).
Weiter gibt es als anderes Verfahren zum Steuern (oder Unterdrücken) des Phasenrauschens des VCO ein Verfahren zum Steuern ei nes Phänomens, dass eine Spannung an dem Anschluss eines Transistors auf der Resonatorseite in dem VCO fluktuiert durch Verwendung von harmonischen Signalen (Oberwellen), wie z. B. des zweiten harmonischen Signals, des dritten harmonischen Signals usw. (s. z. B. „A Ka-band Second Harmonic Oscillator with Optimized Harmonic Load", IEICE technical report, Bd. 107, Nr. 355, S. 29–32, November 2007).
Auch wenn viele Verfahren zum Steuern des Phasenrauschens, wie oben beschrieben, vorgeschlagen werden, ist es schwierig, einen Resonator in einem VCO, der eine Ausgangsfrequenz oberhalb 30 GHz hat, einen hohen Q-Wert haben zu lassen. Daher ist es unmöglich, hinreichend niedrige Phasenrauscheigenschaften zu erzielen.
Zusätzlich ist es wünschenswert, dass der VCO direkt ein Signal mit der Frequenz liefert, das von der Hochfrequenzfunkvorrichtung verarbeitet werden soll. Es ist möglich, den VCO, der ein Signal mit einer niedrigen Frequenz liefert als die Frequenz, die von der Funkvorrichtung verarbeitet werden soll, zusammen mit einem Frequenzmultiplexer zu verwenden, aber es ist nicht vorteilhaft für die Kostenverringerung, weil die Struktur der Funkvorrichtung kompliziert wird. Bei den heutigen Umständen, in denen hohe Frequenzen, die von Funkvorrichtungen verarbeitet werden müssen, höher und höher wurden, ist es erwünscht, die Ausgangsfrequenz des VCO zu verbessern.
Wenn die Ausgangsfrequenz erhöht wird, steigt das Phasenrauschen des VCO, er wird, anders ausgedrückt, grundsätzlich schlechter. Wenn die Ausgangsfrequenz bis zu einer Frequenz in dem Millimeterwellenband oder höher (oberhalb 30 GHz) erhöht wird, ist es schwierig, einen Resonator mit einem hohen Q-Wert zu machen. Da her ist es unmöglich, zu erreichen, dass ein VCO hinreichend niedrige Phasenrauscheigenschaften aufweist. Bei dem Verfahren des Verwendens einer Mehrzahl von Resonatoren, wie es in dem oben zitierten „A Low Phase Noise 19 GHz-band VCO Using Two Different Frequency Resonators", IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. digest, S. 2189–2191, 2003, beschrieben ist, wird der Q-Wert nur für eine Grundwellenfrequenz, d. h. eine Oszillationsfrequenz verbessert, und somit kann eine Schaltungslast für eine harmonische Frequenz nicht optimiert werden. Weiter werden bei dem Verfahren des Steuerns von Spannungsfluktuationen durch Verwendung von harmonischen Signalen, wie es oben in „A Ka-band Second Harmonic Oscillator with Optimized Harmonic Load", IEICE technical report, Bd. 107 Nr. 355, S. 29–32, November 2007, beschrieben ist, nur die Schaltungslasten für die harmonischen Frequenzen in Betracht gezogen, aber der Q-Wert für die Grundwellenfrequenz kann nicht verbessert werden. Daher haben diese Verfahren das Problem, dass hinreichend niedrige Phasenrauscheigenschaften bei dem VCO, der insbesondere eine Ausgangsfrequenz oberhalb ungefähr 30 GHz aufweist, nicht gewonnen werden können.
Die vorliegende Erfindung wurde zur Lösung des oben genannten Problems durchgeführt, und ihre Aufgabe besteht darin, einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO = voltage controlled oscillator), eine monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (MMIC = monolithic microwave integrated circuit) und eine Hochfrequenzfunkvorrichtung bereitzustellen, die geringe Phasenrauscheigenschaften, auch bei einer Ausgangsfrequenz in dem Mikrowellenband (1 GHz oder mehr) oder dem Millimeterwellenband (30 GHz oder mehr) verwirklichen kann.
Die Aufgabe wird gelöst durch einen spannungsgesteuerten Oszillator gemäß Anspruch 1.
Der spannungsgesteuerter Oszillator enthält einen variablen Resonator und zumindest eine offene Stichleitung, die parallel zu dem variablen Resonator geschaltet ist, wobei die offene Stichleitung eine Länge hat, die kleiner gleich einem ungradzahligen Vielfachen eines Viertels einer Wellenlänge eines harmonischen Signals plus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals und größer gleich dem ungradzahligen Vielfachen des Viertels der Wellenlänge des harmonischen Signals minus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals ist.
Die Aufgabe wird ebenfalls gelöst durch einen spannungsgesteuerten Oszillator gemäß Anspruch 2.
Der spannungsgesteuerter Oszillator enthält einen variablen Resonator und zumindest eine kurzgeschlossene Stichleitung, die parallel zu dem variablen Resonator geschaltet ist, wobei die kurzgeschlossene Stichleitung eine Länge hat, die kleiner gleich einem ganzzahligen Vielfachen einer Wellenlänge eines harmonischen Signals plus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals und größer gleich dem ganzzahligen Vielfachen der Wellenlänge des harmonischen Signals minus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals ist.
Die Aufgabe wird ebenfalls gelöst durch einen spannungsgesteuerten Oszillator gemäß Anspruch 3.
Der spannungsgesteuerter Oszillator enthält einen variablen Resonator und eine Vorspannungsschaltung, die parallel zu dem variablen Resonator geschaltet ist, wobei eine Leitungslänge von einem Anschlusspunkt der Vorspannungsschaltung bis zu einem Masseverbindungsabschnitt über einen Kondensator (11) kleiner gleich einem ganzzahligen Vielfachen einer Wellenlänge eines harmonischen Signals plus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals und größer gleich dem ganzzahligen Vielfachen der Wellenlänge des harmonischen Signals minus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals ist.
Die Aufgabe wird ebenfalls gelöst durch einen spannungsgesteuerten Oszillator gemäß Anspruch 4.
Der spannungsgesteuerter Oszillator enthält einen variablen Resonator und zumindest eine LCR-Schaltung oder eine Wellenleiterschaltung, die parallel zu dem variablen Resonator geschaltet ist, wobei die LCR-Schaltung oder Wellenleiterschaltung eine Last aufweist, die für eine Oszillationsfrequenz keine Kurzschlussschaltung ist und die für eine Frequenz eines harmonischen Signals einen Realteil in dem Bereich von 0 bis 15 Ohm und einen Imaginärteil in dem Bereich von –30 j bis +30 j Ohm enthält.
Weiterbildungen der Erfindung sind jeweils in den Unteransprüchen angegeben.
Somit ist es möglich, geringe Phasenrauscheigenschaften auch bei einer Ausgangsfrequenz in dem Mikrowellenband (1 GHz oder mehr) oder dem Millimeterwellenband (30 GHz oder mehr) zu erzielen.
Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der beigefügten Zeichnungen.
1 ist ein Strukturdiagramm, das einen Aufbau eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, dem eine of fene Stichleitung hinzugefügt ist, die für eine zweite Harmonische eine Länge von λ/4 hat.
2 ist ein Strukturdiagramm, das einen Aufbau eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, dem eine kurzgeschlossene Stichleitung hinzugefügt ist, die für eine zweite Harmonische eine Länge von λ hat.
3 ist ein erläuterndes Diagramm, das eine Felddichteverteilung bei 38 GHz zeigt, was gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein Grundwellensignal ist.
4 ist ein erläuterndes Diagramm, das eine Felddichteverteilung bei 77 GHz zeigt, was gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein Signal der zweiten Harmonischen ist.
5 ist ein erläuterndes Diagramm, das eine Impedanz auf einer Resonanzschaltungsseite bei einer Frequenz des Signals der zweiten Harmonischen und eine Phasenrauschen gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
6 ist ein Strukturdiagramm, das einen Aufbau eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, bei dem eine Vorspannungsschaltung angeordnet ist, die eine Leitung mit einer Länge von λ für die zweite Harmonische und eine Hochfrequenzkurzschließkapazität enthält.
7 ist ein Strukturdiagramm, das einen Aufbau eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, bei dem eine LCR-Schaltung angeordnet ist, um für die zweite Harmonische eine Kurzschlusslast zu sein.
8 ist ein Strukturdiagramm, das einen Aufbau eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, bei dem eine Wellenleiterschaltung angeordnet ist, um für die zweite Harmonische eine Kurzschlusslast zu sein.
9 ist ein Strukturdiagramm, das einen Aufbau eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, bei dem eine offene Stichleitung angeordnet ist, um für die zweite Harmonische eine Kurzschlusslast zu sein.
10 ist ein Strukturdiagramm, das einen anderen Aufbau eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, bei dem eine offene Stichleitung angeordnet ist, um für die zweite Harmonische eine Kurzschlusslast zu sein.
11 ist ein Strukturdiagramm, das noch einen anderen Aufbau eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß der fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, bei dem eine offene Stichleitung und eine kurzgeschlossene Stichleitung angeordnet sind, um für die zweite Harmonische Kurzschlusslasten zu sein.
12 ist ein Strukturdiagramm, das einen Aufbau einer Hochfrequenzfunkvorrichtung zeigt, die mit dem spannungsgesteuerten Oszillator gemäß einer beliebigen der ersten bis fünften Ausführungsform versehen ist.
1 ist ein Strukturdiagramm, das einen Aufbau eines spannungsgesteuerten Oszillators gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. 1 zeigt einen VCO, der einen seriellen positiven Rückkopplungsaufbau hat, der ein harmonischer Extraktionsoszillator ist, bei dem ein elektrisches Signal mit einer Frequenz, die ein ganzzahliger Bruchteil einer gewünschten Frequenz ist, d. h. ein Grundwellensignal schwingt, so dass ein harmonisches Signal von einem Ausgangsanschluss geliefert wird. Bezugszeichen 1 bezeichnet einen Transistor, 2 einen Varaktor, 3 einen Steuerspannungsanschluss, 4 einen Signalausgangsanschluss, 5 eine offene Stichleitung (Stichleitung mit offenem Ende) mit einer Länge, die einem Viertel der Wellenlänge des Signals der zweiten Harmonischen entspricht, 12 und 13 Leitungen, 14 eine Emitterleitung, 15 eine Grundwellenreflexionsstichleitung und 16 einen Vorspannungsanschluss. Der Varaktor 2, die Leitung 12 und der Steuerspannungsanschluss 3 bilden einen variablen Resonator, der aus einer spannungsabhängigen Kapazitätskomponente des Varaktors 2 und einer Induktivitätskomponente der Leitung 12 besteht. Das Ändern einer Steuerspannung Vt, die an den Steuerspannungsanschluss 3 angelegt ist, ermöglicht es, die Ausgangsfrequenz zu verändern. Die offene Stichleitung 5 ist parallel zu dem variablen Resonator geschaltet. Die Emitterleitung 14 ist zwischen den Emitter des Transistors 1 und Masse geschaltet. Die Grundwellenreflexionsstichleitung 15 ist eine offene Stichleitung mit einer Länge, die beispielsweise einem Viertel der Wellenlänge der Grundwelle entspricht, die in der Schaltung schwingt, und sie ist mit der Leitung 13 verbunden, die, wie in 1 gezeigt, an der Ausgangsseite des Transistors angeschlossen ist.
Dieser Aufbau des VCO ist beispielsweise eine monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (MMIC = monolithic microwave integrated circuit) und sie kann auch unter Verwenden einer integrierten Mirkowellenschaltung (MIC = microwave integrated circuit) oder von diskreten Elementen realisiert sein. Sein Substrat kann aus einem Material wie z. B. Galliumarsenid (GaAs), Galliumnitrid (GaN), Indiumphosphid (InP), Silizium (Si) oder dergleichen sein.
Das Material des Transistors 1 ist nicht beschränkt, und Silizium, Galliumarsenid, Galliumnitrid oder dergleichen können verwendet werden. Auch der Aufbau des Transistors 1 ist nicht eingeschränkt, und ein Bipolartransistor, ein Feldeffekttransistor, ein Transistor hoher Elektronenbeweglichkeit oder dergleichen können verwendet werden. Es kann auch eine Vakuumröhre sein.
Als nächstes wird der Betrieb erläutert. Ein Rauschsignal wie z. B. das thermische Rauschen innerhalb der Schaltung wird dem Transistor 1 zugeführt, der das Rauschsignal verstärkt. Dann wird das Rauschsignal von der Emitterleitung 14 des Transistors 1 zu der Basis des Transistors 1 rückgekoppelt oder von der Grundwellenreflexionsstichleitung 15 über die Leitung 13 und den Transistor 1 zurück reflektiert und dem Transistor 1 wieder zugeführt, um verstärkt zu werden. Somit tritt die Schwingung der Grundwellenfrequenz in dem VCO auf, aber der Transistor 1 erzeugt auch harmonische Signale, die die doppelte, dreifache usw. Frequenz der Grundwellenfrequenz haben (zweites harmonisches Signal, drittes harmonisches Signal usw.). Da die Grundwellenreflexionsstichleitung 15 für der zweite harmonische Signal offen ist, wird das zweite harmonische Signal an den Ausgangsanschluss 4 geleitet und von dem Oszillator aus nach außen geliefert. Da das Grundwellensignal sich von der Grundwellenreflexionsstichleitung aus nicht weiter zu der Ausgangsseite hin ausbreitet, wird es nicht von dem Oszillator aus nach außen abgegeben.
Wenn diese harmonischen Signale sich zu dem Steuerspannungsanschluss 3 ausbreiten und die Steuerspannung Vt schwanken lassen, schwankt die Ausgangsfrequenz unabsichtlich. Anders ausgedrückt, ist die Stabilität der Ausgangsfrequenz verloren und das Phasenrauschen steigt. Um diese Schwankung der Steuerspannung Vt zu unterdrücken, wird die offene Stichleitung 5 zwischen dem Transistor 1 und der Leitung 12 hinzugefügt, so dass das Grundwellensignal passieren kann, während das harmonische Signal absorbiert wird. Diese offene Stichleitung 5 hindert das harmonische Signal daran, sich zu dem Steuerspannungsanschluss 3 hin auszubreiten. Das Grundwellensignal dagegen kann sich zu dem Varaktor 2 hin ausbreiten, und somit kann die Oszillationsfrequenz geändert werden durch Ändern der externen Steuerspannung Vt, so dass sich die Kapazität des Varaktors 2 ändert.
Da die offene Stichleitung 5 in dieser Ausführungsform eine Länge hat, die einem Viertel der Wellenlänge des Signals der zweiten Harmonischen entspricht, hat die offene Stichleitung 5 für die Grundwellenfrequenz eine Last, die weder eine kurzgeschlossene Schaltung noch eine offene Schaltung ist. Daher breitet sich das Grundwellensignal, das von der Emitterleitung 14 des Transistors 1 rückgekoppelt wird oder von der Grundwellenreflexionsstichleitung 15 zurück reflektiert wird, sowohl zu der offenen Stichleitung 5 als auch zu dem Varaktor 2 hin aus. Somit ist ein Resonator aus einer Mehrzahl von Stichleitungen für die Grundwelle so aufgebaut, dass für die Grundwelle ein hoher Q- Wert verwirklicht werden kann. Da in diesem Fall die Grundwelle und die Harmonische in dem Oszillator ein Verhältnis von 6 dB/oct haben, kann das Phasenrauschen sowohl in der Grundwelle als auch in der Harmonischen reduziert werden. Dagegen hat die offene Stichleitung 5 für die zweite harmonische Frequenz eine Kurzschlusslast, und daher breitet sich das Signal der zweiten Harmonischen ganz zu der offenen Stichleitung 5 aus, und somit breitet es sich nicht zu dem Varaktor hin aus. Daher kann die Schwankung der Steuerspannung Vt aufgrund des Signals der zweiten Harmonischen kontrolliert werden, und das Phasenrauschen, das in der variablen Resonanzschaltung mit dem Varaktor 2 erzeugt wird, ist verringert. Zusätzlich wird keine Schwankung des elektrischen Felds aufgrund des Signals der zweiten Harmonischen an einem Anschlussknoten der offenen Stichleitung 5 erzeugt. Daher kann eine Schwankung einer Basisspannung des Transistors 1 aufgrund des Signals der zweiten Harmonischen unterdrückt werden, und das Phasenrauschen wird weiter reduziert. Somit kann ein VCO mit geringem Phasenrauschen verwirklicht werden.
Auch wenn die Leitungslänge der offenen Stichleitung 5 als Beispiel in 1 ein Viertel der Wellenlänge des Signals der zweiten Harmonischen ist, kann sie ein Viertel der Wellenlänge des Signals der zweiten Harmonischen plus ein ganzzahliges Vielfaches einer halben Wellenlänge des Signals der zweiten Harmonischen sein. Wenn die Wellenlänge des Signals der zweiten Harmonischen durch λ dargestellt wird, kann die Leitungslänge, anders ausgedrückt, eine Länge sein, die durch den Ausdruck (1) unten definiert ist (ein ungradzahliges Vielfaches eines Viertels der Wellenlänge des Signals der zweiten Harmonischen). Die offene Stichleitung, die der durch Ausdruck (1) definierten Länge entspricht, hat eine Kurzschlusslast für die Harmonische, während sie für die Grundwelle eine Last aufweist, die weder eine Kurzschlussschaltung noch eine offene Schaltung ist. (2n – 1)·λ/4 (mit n = 1, 2, ...) (1)
Außerdem ist es nicht erforderlich, die Länge der offenen Stichleitung 5 exakt auf die durch Ausdruck (1) definierte Länge einzustellen, sondern die Länge kann einen Fehler von etwa ±λ/16 haben. Das ist so, weil dieser Fehlerbereich als hinreichend angesehen werden kann, um die Wirkung des Verringerns des Phasenrauschens in einem Bereich von etwa 0,8 bis 1,4 dB Abfall zu erzielen, verglichen mit dem Phasenrauschen in dem Fall, in dem die Länge exakt gemäß Gleichung (1) eingestellt ist, mit Bezug auf ein Berechnungsergebnis des Pegels des Phasenrauschens für die Lastimpedanz der zweiten Harmonischen auf der Resonanzschaltungsseite.
In dieser Ausführungsform ist das harmonische Signal das Signal der zweiten Harmonischen. Wenn jedoch ein Signal einer dritten Harmonischen, ein Signal der vierten Harmonischen oder dergleichen ein dominierender Faktor für die Verschlechterung des Phasenrauschens ist, ist es möglich, die offene Stichleitung mit der Leitungslänge zu verwenden, die Ausdruck (1) genügt für die Wellenlänge λ des Signals der dritten Harmonischen, des Signals der vierten Harmonischen oder dergleichen, so dass die Kurzschlusslast für die dritte harmonische Frequenz, die vierte harmonische Frequenz oder dergleichen, gebildet wird. Auch in diesem Fall kann die Wirkung des Verringerns des Phasenrauschens auch dann erwartet werden, wenn der Fehler von ±λ/16 eingeschlossen ist.
Auch wenn das in 1 gezeigte Beispiel nur eine offene Stichleitung 5 enthält, die parallel zu dem variablen Resonator geschaltet ist, stellt dieser Aufbau keine Einschränkung dar. Es ist möglich, zwei oder mehr offene Stichleitungen 5 parallel zu dem variablen Resonator zu schalten.
Wie oben beschrieben ist in dieser Ausführungsform zumindest eine offene Stichleitung parallel zu dem variablen Resonator geschaltet, und eine Länge der offenen Stichleitung ist kleiner gleich einem ungeradzahligen Vielfachen eines Viertels der Wellenlänge eines harmonischen Signals plus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals, und sie ist größer gleich einem ungeradzahligen Vielfachen eines Viertels der Wellenlänge des harmonischen Signals minus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals. Da die offene Stichleitung 5 für die Grundwellenfrequenz eine Last aufweist, die weder eine Kurzschlussschaltung noch eine offene Schaltung ist, und da sie für die harmonische Frequenz eine Kurzschlussschaltungslast aufweist, kann sich das Grundwellensignal bei der Grundwellenfrequenz sowohl zu der offenen Stichleitung 5 hin als auch zu dem Varaktor 2 hin ausbreiten. Anders ausgedrückt ist der Resonator, der eine Mehrzahl von Stichleitungen verwendet, so aufgebaut, dass ein hoher Q-Wert verwirklicht werden kann. Andererseits hat die offene Stichleitung 5 für die harmonische Frequenz eine Kurzschlusslast, so dass sich das harmonische Signal zur Gänze zu der offenen Stichleitung 5 hin ausbreitet. Daher breitet sich das harmonische Signal nicht zu dem Varaktor 2 hin aus, so dass eine Schwankung der Steuerspannung Vt aufgrund des harmonischen Signals unterdrückt werden kann. Da weiter keine Schwankung des elektrischen Felds aufgrund des harmonischen Signals an dem Anschlussknoten der offenen Stichleitung 5 erzeugt wird, kann die Schwankung der Basisspannung des Transistors 1 aufgrund des har monischen Signals unterdrückt werden. Somit kann in dieser Ausführungsform der Q-Wert für die Grundwellenfrequenz verbessert werden, und die Schwankung der Spannung, die an den Varaktor und den Transistor angelegt ist, aufgrund des harmonischen Signals kann unterdrückt werden. Demzufolge kann ein VCO mit einem geringen Phasenrauschen verwirklicht werden.
Auch wenn 1 das Beispiel des harmonischen Extraktionsoszillators zeigt, der die Grundwellenreflexionsstichleitung enthält, kann auch ein anderer Typ eines Grundwellenoszillators, der die Grundwelle liefert, ohne die Grundwellenreflexionsstichleitung 15 ebenfalls einen VCO mit geringem Phasenrauschen in ähnlicher Weise bilden. Wenn der variable Resonator mit der Emitterseite oder der Kollektorseite des Transistors 1 in dem VCO verbunden ist, ist es außerdem möglich, in ähnlicher Weise den VCO mit geringem Phasenrauschen zu verwirklichen, so lange die offene Stichleitung 5 parallel zu dem variablen Resonator geschaltet ist.
Auch wenn in dieser Ausführungsform die Frequenz des Grundwellensignals oder des harmonischen Signals niedriger als 1 GHz ist, kann dieselbe Wirkung wie oben beschrieben erzielt werden, so lange die Leitungslänge der offenen Stichleitung 5 auf die in Ausdruck (1) definierte Länge eingestellt ist.
Auch wenn der variable Resonator in dem in 1 gezeigten Aufbau aus dem Varaktor 1 und der Leitung 12 gebildet ist, ist es möglich, einen anderen Aufbau zu verwenden, der aus einer LCR-Schaltung aufgebaut ist, die den Varaktor enthält.
2 ist ein Diagramm, das einen Aufbau eines VCO gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. In 2 bezeichnen die Bezugszeichen 1 bis 4 und 12 bis 16 dieselben Elemente wie in 1, und Bezugszeichen 6 bezeichnet eine kurzgeschlossene Stichleitung mit einer Länge, die der Wellenlänge eines Signals der zweiten Harmonischen entspricht. Die Stichleitung, die für die zweite harmonische Frequenz die Kurzschlussschaltungslast aufweist und parallel zu dem variablen Resonator geschaltet ist, kann auch, unter Verwendung der kurzgeschlossenen Stichleitung (Stichleitung mit kurzgeschlossenen Ende) verwirklich werden. Sie kann die Leitungslänge aufweisen, die durch den unten angegebenen Ausdruck (2) für die Wellenlänge λ des Signals der zweiten Harmonischen definiert ist (ganzzahliges Vielfaches der Wellenlänge des Signals der zweiten Harmonischen). n·λ (mit n = 1, 2, ...) (2)
Die kurzgeschlossene Stichleitung 6 mit der Leitungslänge, die durch Ausdruck (2) definiert ist, wird für die Grundwellenfrequenz bei einer niedrigen Frequenz von ≤ etwa 1 GHz ebenfalls Kurzschlussschaltungslast. Daher kann sich das Grundwellensignal nicht zu dem variablen Resonator hin ausbreiten, das den Varaktor 2 enthält, so dass die Oszillationsfrequenz nicht verändert werden kann. Wenn dagegen die Frequenz höher wird, weicht die durch Ausdruck (2) definierte Leitungslänge aufgrund einer parasitären Kapazitätskomponente (C) und einer parasitären Induktivitätskomponente (L), die in der Leitung der kurzgeschlossenen Stichleitung 6 enthalten sind, von einem ganzzahligen Vielfachen der halben Wellenlänge des Grundwellensignals ab. Daher kommt es dazu, dass die kurzgeschlossene Stichleitung 6 mit der durch Ausdruck (2) definierten Länge für die Grundwellenfrequenz eine Last aufweist, die weder eine Kurzschlussschaltung noch eine offene Schaltung ist. Daher ist es für den VCO, der bei einer Grundwellenfrequenz von etwa 1 GHz oder mehr schwingt, möglich, anstelle der offenen Stichleitung 5 der ersten Ausführungsform, die kurzgeschlossene Stichleitung 6 zu verwenden, die die durch Ausdruck (2) definierte Leitungslänge hat.
Das Prinzip des Betriebs des VCO gemäß dieser Ausführungsform ist im Wesentlichen dasselbe wie das des VCO gemäß der ersten Ausführungsform. Um den Betrieb des VCO gemäß dieser Ausführungsform zu verifizieren, zeigen 3 und 4 Beispiele von Berechnungsergebnissen einer elektrischen Feldverteilung innerhalb des in 2 mit einer gestrichelten Linie angegebenen Rahmens, wenn das Grundwellensignal von 38 GHz und das Signal der zweiten Harmonischen von 76 GHz von dem Basisanschluss des Transistors aus an das Innere des in 2 mit einer gestrichelten Linie gezeigten Rahmens angelegt werden, wobei der Schaltungsaufbau ein MMIC ist. Diese Berechnung wird in der Anordnung durchgeführt, in der der Vorspannungsanschluss 16 in der Mitte der kurzgeschlossenen Stichleitung 6 angeschlossen ist, aber es gibt keinen wesentlichen Unterschied zu dem in 2 gezeigten VCO.
Aus der in 3 gezeigten elektrischen Feldverteilung ist klar, dass das Grundwellensignal bei 38 GHz sich sowohl zu der kurzgeschlossenen Stichleitung 6 als auch zu dem Varaktor 2 hin ausbreitet. Im Gegensatz dazu ist aus der in 4 gezeigten elektrischen Feldverteilung klar, dass das Signal der zweiten Harmonischen bei 76, GHz sich nur zu der kurzgeschlossenen Stichleitung 6 hin ausbreitet, sich aber nicht zu dem Varaktor 2 hin ausbreitet. Außerdem ist das elektrische Feld aufgrund des Signals der zweiten Harmonischen bei 76 GHz an dem Basisanschluss des Transistors Null. Anders ausgedrückt ist klar, dass die Basisspannung nicht schwankt.

Tabelle 1 zeigt ein Beispiel von Berechnungsergebnissen für das Phasenrauschen des VCO gemäß der zweiten Ausführungsform. Aus der Tabelle ist klar, dass es zwischen der Ausgangsfrequenz in dem Fall, in dem die kurzgeschlossene Stichleitung 6 angeordnet ist, und der Ausgangsfrequenz in dem Fall, in dem sie nicht angeordnet ist, keinen großen Unterschied gibt, und dass das Phasenrauschen durch Hinzufügen der kurzgeschlossenen Stichleitung 6 verringert werden kann. Weiterhin ist es in beiden Fällen möglich, die Frequenz durch die an den Steuerspannungsanschluss 3 angelegte Spannung um etwa 1 GHz zu ändern. Tabelle 1

	λ bei der zweiten Harmonischen ohne kurzgeschlossene Stichleitung 6	λ bei der zweiten Harmonischen mit kurzgeschlossener Stichleitung 6
Ausgangsfrequenz	77,80 GHz	77,70 GHz
Phasenrauschen bei 1 MHz Versatz	–107,8 dBc/Hz	–115,9 dBc/Hz

Es sei angemerkt, dass es auch in dieser Ausführungsform, ähnlich wie in der ersten Ausführungsform, nicht erforderlich ist, die kurzgeschlossene Stichleitung 6 so einzustellen, dass sie exakt die durch Ausdruck (2) definierte Länge hat. Die Wirkung des Unterdrückens des Phasenrauschens kann auch dann erwartet werden, wenn der Fehler von ±λ/16 enthalten ist.
5 zeigt das 50-Ohm-Smith-Diagramm, bei dem die Lastimpedanzen auf der Resonanzschaltungsseite für die zweite Harmonische (variable Resonanzschaltung und kurzgeschlossene Stichleitung 6), gesehen von der Basisseite des Transistors aus mit Punkten dargestellt sind, wenn die Länge der kurzgeschlossenen Stichleitung 6 jeweils auf λ – λ/16, λ – λ/32, λ, λ + λ/32 und λ + λ/16 eingestellt sind. Außerdem sind Berechnungsergebnisse eines Pegels des Phasenrauschens für die Lastimpedanz der zweiten Harmonischen auf der Resonanzschaltungsseite mit Konturlinien mit Schritten von 0,2 dB auf dem Smith-Diagramm dargestellt. Wenn die Länge der kurzgeschlossenen Stichleitung 6 λ ist, wird sie ein optimaler Punkt, in dem das Phasenrauschen am meisten verringert ist, d. h. das linke Ende des Smith-Diagramms. Wenn die Länge von λ abweicht, bewegt sich die Impedanz der Resonanzschaltung auf dem Rand des Smith-Diagramms, woraus klar wird, dass das Phasenrauschen verschlechtert wird. Aus den Berechnungsergebnissen ist klar, dass das Phasenrauschen gegenüber dem optimalen Punkt um etwa 0,8 dB bis 1,4 dB verschlechtert wird, wenn die Länge der kurzgeschlossenen Stichleitung 6 λ ±λ/16 wird. Auch in diesem Fall kann die Wirkung des Reduzierens des Phasenrauschens hinreichend erwartet werden. Auch bei der ersten Ausführungsform, in der die offene Stichleitung 5 verwendet wird, ist ein Berechnungsergebnis eines Pegels des Phasenrauschens für die Lastimpedanz der zweiten Harmonischen auf der Resonanzschaltungsseite dieselbe wie die in 5 gezeigte.
Es ist auch möglich, die kurzgeschlossene Stichleitung mit der Leitungslänge, die an das Erfüllen der Gleichung (2) angepasst ist, für die Wellenlänge des Signals der dritten Harmonischen, des Signals der vierten Harmonischen und dergleichen zu verwenden, so dass sie eine Kurzschlussschaltungslast für die dritte harmonische Frequenz, die vierte harmonischen Frequenz oder dergleichen wird. Auch in diesem Fall kann die Wirkung des Verringerns des Phasenrauschens auch dann erwartet werden, wenn der Fehler von ±λ/16 eingeschlossen ist.
Auch wenn bei dem in 2 gezeigten Beispiel nur eine kurzgeschlossene Stichleitung 6 parallel zu dem variablen Resonator geschaltet ist, stellt dieser Aufbau keine Einschränkung dar. Es ist möglich, zwei oder mehr kurzgeschlossene Stichleitungen 6 parallel zu dem variablen Resonator zu schalten. Außerdem kann das Ende der kurzgeschlossenen Stichleitung 6 über einen Kondensator, wie z. B. einen Metall-Isolator-Metall-Kondensator (MIM) mit Masse verbunden sein, um nur für eine hohe Frequenz ein Kurzschluss zu sein.
In dieser Ausführungsform sind eine oder mehrere kurzgeschlossene Stichleitungen parallel zu dem variablen Resonator geschaltet, wobei die Länge der kurzgeschlossenen Stichleitung kleiner gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Wellenlänge eines harmonischen Signals plus ein Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals ist und größer gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Wellenlänge des harmonischen Signals minus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals ist. Die kurzgeschlossene Stichleitung 6 hat für die Grundwellenfrequenz eine Last, die weder eine Kurzschlussschaltung noch eine offene Schaltung ist, während sie für die harmonische Frequenz eine Kurzschlussschaltungslast hat. Daher breitet sich die Grundwellenfrequenz sowohl zu der kurzgeschlossenen Stichleitung 6 als auch zu der Varaktordiode 2 hin aus. Anders ausgedrückt ist ein Resonator unter Verwendung einer Mehrzahl von Stichleitungen, gebildet, so dass ein hoher Q-Wert verwirklicht werden kann. Andererseits hat die kurzgeschlossene Stichleitung 6 für die harmonische Frequenz eine Kurzschlussschaltungslast, so dass das harmonische Signal sich ganz zu der kurzgeschlossenen Stichleitung 6 hin ausbreitet. Daher breitet sich das harmonische Signal nicht zu der Varaktordiode 2 hin aus, so dass die Schwankung der Steuerspannung Vt, aufgrund des harmonischen Signals, unter drückt werden kann. Außerdem wird keine Schwankung des elektrischen Felds aufgrund des harmonischen Signals an den Anschlussknoten der kurzgeschlossenen Stichleitung 6 erzeugt, so dass die Schwankung der Basisspannung des Transistors 1 aufgrund des harmonischen Signals unterdrückt werden kann. Somit kann auch in dieser Ausführungsform, ähnlich wie bei der ersten Ausführungsform, ein VCO mit einem geringen Phasenrauschen verwirklicht werden.
Auch wenn in 2 ein Beispiel für den harmonischen Extraktionsoszillator dargestellt ist, der die Grundwellenreflexionsstichleitung 15 enthält, kann auch ein anderer Typ des Grundwellenoszillators, der die Grundwelle abgibt, ohne die Grundwellenreflexionsstichleitung 15, den VCO mit geringem Phasenrauschen in ähnlicher Weise verwirklichen. Wenn der variable Resonator mit der Emitterseite oder der Kollektorseite des Transistors 1 in dem VCO verbunden ist, ist es außerdem möglich, den VCO mit dem geringen Phasenrauschen in ähnlicher Weise zu verwirklichen, so lange die kurzgeschlossene Stichleitung 6 parallel zu dem variablen Resonator geschaltet wird.
Auch wenn der variable Resonator bei dem in 2 gezeigten Aufbau aus dem Varaktor 2 und der Leitung 12 besteht, ist es möglich, einen anderen Aufbau zu verwenden, bei dem er aus einer LCR-Schaltung besteht, die den Varaktor enthält.
6 ist ein Diagramm, das einen Aufbau eines VCO gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. In 6 bezeichnen die Bezugszeichen 1 bis 4 und 12 bis 15 dieselben Elemente wie in 1, und Bezugszeichen 7 bezeichnet eine Vorspannungsschaltung, die eine Leitungslänge von dem Anschlussknoten bis zu dem Kurzschlussschaltungsabschnitt für eine hohe Frequenz über den Kondensator 11 hat, die der Wellenlänge des zweiten harmonischen Signals entspricht.
Dieselbe Wirkung wie diejenige der zweiten Ausführungsform, bei der die kurzgeschlossene Stichleitung hinzugefügt ist, kann erzielt werden, indem man die Vorspannungsschaltung eine Kurzschaltung über den Kondensator 11 an dem Abschnitt machen lässt, der von dem Anschlussknoten durch einen Abstand getrennt ist, der den Ausdruck (2) erfüllt, ohne, wie oben in der zweiten Ausführungsform beschrieben, die kurzgeschlossene Stichleitung 6 neu hinzuzufügen.
Auch wenn die Leitungslänge der Vorspannungsschaltung 7 daran angepasst ist, eine Länge zu sein, die, gemäß der obigen Beschreibung der Wellenlänge des Signals der zweiten Harmonischen entspricht, ist dieser Aufbau keine Einschränkung. Es reicht, dass die Leitungslänge der Vorspannungsschaltung 7 eine Länge ist, die einem ganzzahligen Vielfachen der Wellenlänge des Signals der zweiten Harmonischen entspricht. Außerdem kann es eine Länge sein, die einem ganzzahligen Vielfachen der Wellenlänge einer Harmonischen entspricht, die nicht auf das Signal der zweiten Harmonischen eingeschränkt ist, sondern ein Signal einer dritten oder höheren Harmonischen sein kann.
Zusätzlich kann auch dann, wenn die Leitungslänge der Vorspannungsschaltung 7 den Fehler ±λ/16 enthält, die Wirkung des Verringerns des Phasenrauschens erwartet werden.
Somit ist gemäß dieser Ausführungsform die Vorspannungsschaltung parallel zu dem variablen Resonator geschaltet, wobei die Leitungslänge von dem Verbindungsknoten der Vorspannungsschaltung zu dem Masseverbindungsabschnitt über den Kondensatorkleiner gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Länge eines harmonischen Signals plus ein Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals ist und größer gleich einem ganzzahligen Vielfachen der Wellenlänge des harmonischen Signals minus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals ist. Daher kann ähnlich wie in der zweiten Ausführungsform auch in dieser Ausführungsform ein VCO mit geringen Phasenrauschen verwirklicht werden.
7 ist ein Diagramm, das einen Aufbau eines VCO gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. In 7 bezeichnen die Bezugszeichen 1 bis 4 und 12 bis 16 dieselben Elemente wie in 1, und das Bezugszeichen 8 bezeichnet ein LCR-Schaltung, die für die zweite harmonische Frequenz eine Kurzschlussschaltungslast aufweist.
Weiter zeigt 8 ein Diagramm, das ein anderes Beispiel eines Aufbaus des VCO gemäß der vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. In 8 bezeichnen die Bezugszeichen 1 bis 4 und 12 bis 16 dieselben Elemente wie in 1, und Bezugszeichen 9 bezeichnet eine Wellenleiterschaltung, die für die zweite harmonische Frequenz eine Kurzschlusslast aufweist.
Es sei angemerkt, dass die LCR-Schaltung 8 und die Wellenleiterschaltung 9 für die Frequenz des harmonischen Signals eine Kurzschlussschaltungslast aufweist oder eine Last, die nahe der Kurzschlussschaltungslast ist, z. B. eine Impedanz in dem Bereich von –30 j Ohm bis +30 j Ohm. Die Last in diesem Bereich entspricht dem Bereich λ ± λ/16 der in der zweiten Ausführungsform gezeigten kurzgeschlossenen Stichleitung 6 in dem System mit der charakteristischen Impedanz von 50 Ohm.
Wie aus 5 klar ist, liegt die Verschlechterung des Phasenrauschens in dem Bereich von etwa 0,8 dB bis 1,4 dB von dem optimalen Punkt, und daher kann die Wirkung des Verringerns des Phasenrauschens erzielt werden. Auch wenn die Impedanz zusätzlich zu dem oben genannten Imaginärteil einen Realteil in dem Bereich von 0 bis 15 Ohm aufweist, fällt die Verschlechterung des Phasenrauschens, wie aus dem in 5 gezeigten Smith-Diagramm klar ist, in den Bereich von etwa 0,8 dB bis 1,4 dB von dem Optimalpunkt aus, und somit kann die Wirkung des Verringerns des Phasenrauschens erzielt werden.
Es ist hinreichend, dass die Schaltung, die bei der oben genannten ersten oder zweiten Ausführungsform hinzugefügt wird, eine Last aufweist, die für die Grundwellenfrequenz weder eine Kurzschlussschaltung noch eine offene Schaltung ist und die für die harmonische Frequenz eine Kurzschlussschaltungslast ist, und es ist nicht notwendigerweise eine Stichleitung. Daher ist es möglich, wie in dieser Ausführungsform beschrieben, die LCR-Schaltung 8 oder die Wellenleiterschaltung 9 zu verwenden.
Somit ist gemäß dieser Ausführungsform zumindest eine LCR-Schaltung 8 oder eine Wellenleiterschaltung 9, die für die Grundwelle keine Kurzschlussschaltung ist und für die Frequenz des harmonischen Signals eine Last hat, die einen Realteil im Bereich von 0 bis 15 Ohm und einem Imaginärteil in dem Bereich von –30 j Ohm bis +30 j Ohm hat, parallel zu dem variablen Resonator geschaltet. Daher kann, ähnlich wie bei der o. g. zweiten oder dritten Ausführungsform, ein VCO mit geringem Phasenrauschen verwirklicht werden.
Die Schaltung, die der oben genannten ersten, zweiten oder vierten Ausführungsform hinzugefügt wird, kann auch wie in 9 gezeigt, eine Mehrzahl von Schaltungen sein. Auch wenn 9 ein Beispiel zeigt, bei dem drei offene Stichleitungen 5, 5A und 5B mit einer Länge, die wie in der ersten Ausführungsform gezeigt einem Viertel der Wellenlänge des Signals der zweiten Harmonischen entsprechen, ist es möglich, die in der zweiten Ausführungsform gezeigte kurzgeschlossene Stichleitung oder die in der vierten Ausführungsform gezeigte LCR-Schaltung 8 oder Wellenleiterschaltung 9 anzuschließen. Außerdem ist ihre Anzahl nicht auf drei eingeschränkt, sondern eine beliebige geeignete Anzahl kann angeschlossen werden.
Wenn eine Mehrzahl von Ordnungen der harmonischen Signale ein Faktor der Verschlechterung des Phasenrauschens sind, ist es möglich, die Mehrzahl hinzugefügter Schaltungen Kurzschlussschaltungslasten für die verschiedenen Ordnungen der harmonischen Signale sein zu lassen, wie es in 10 gezeigt ist. Bei dem in 10 gezeigten Beispiel sind die in 1 gezeigte offene Stichleitung 5 mit der Länge, die einem Viertel der Wellenlänge des Signals der zweiten Harmonischen entspricht, die offene Stichleitung 5C mit einer Länge, die einem Viertel der Wellenlänge des Signals der dritten Harmonischen entspricht, und die offene Stichleitung 5D mit einer Länge, die einem Viertel der Wellenlänge des Signals der vierten Harmonischen entspricht, hinzugefügt. Dieser Aufbau ist jedoch lediglich ein Beispiel und stellt keine Einschränkung dar. Eine geeignete Kombination kann, basierend auf einem Faktor der Verschlechterung des Phasenrauschens gewählt werden.
Außerdem können, wie in 11 gezeigt, die Mehrzahl hinzugefügter Schaltungen verschieden sein aus der kurzgeschlossenen Stichleitung, der offenen Stichleitung, der LCR-Schaltung und der Wellenleiterschaltung. Bei dem in 11 gezeigten Beispiel sind die kurzgeschlossene Stichleitung 6A mit einer Länge, die der Wellenlänge des Signals der vierten Harmonischen entspricht, die offene Stichleitung 5E mit einer Länge, die einem Viertel der Wellenlänge des Signals der dritten Harmonischen entspricht, und die in 2 gezeigte kurzgeschlossene Stichleitung 6 mit einer Länge, die der Wellenlänge des Signals der zweiten Harmonischen entspricht, angeordnet, aber dieser Aufbau ist keine Einschränkung. In dieser Hinsicht sollte eine geeignete Kombination gewählt werden, basierend auf einem Faktor der Verschlechterung des Phasenrauschens.
Somit kann, ähnlich wie bei der ersten, zweiten oder vierten Ausführungsform auch in dieser Ausführungsform ein VCO mit einem geringen Phasenrauschen verwirklicht werden.
12 zeigt ein Beispiel für einen Aufbau einer Hochfrequenzfunkvorrichtung, die mit dem spannungsgesteuerten Oszillator gemäß einer beliebigen der ersten bis fünften Ausführungsform versehen ist. Eine Hochfrequenzfunkschaltung 20 ist eine Radarvorrichtung, ein Mobiltelefon oder dergleichen, was ein Gerät ist zum Durchführen von Senden, Empfangen oder beidem unter Verwendung einer Mikrowelle oder einer Millimeterwelle.
Ein spannungsgesteuerter Oszillator 22 schwingt bei einer Frequenz basierend auf einem Spannungssignal von einer Frequenzsteuervorrichtung 21, ein Verstärker 23 verstärkt das Oszillationssignal und eine Ausgangsantenne 24 sendet eine Mikrowelle oder Millimeterwelle. Eine Empfangsantenne 25 empfängt die Mikrowelle oder Millimeterwelle. Ein Mischer 28 führt eine Frequenzumwandlung des Oszillationssignals durch, das von einem spannungsgesteuerten Oszillator 27 geliefert wird, basierend auf dem Spannungssignal einer Frequenzsteuervorrichtung 26 und des Emp fangssignals von der Empfangsantenne 25, um ein gewünschtes Signal zu liefern.
Die Sendeantenne 24 und die Empfangsantenne 25 können eine Einheit sein. Die Frequenzsteuervorrichtungen 21 und 26 sowie die spannungsgesteuerten Oszillatoren 22 und 27 können jeweils eine Einheit sein. Außerdem ist es möglich, den spannungsgesteuerten Oszillator gemäß einer beliebigen der ersten bis fünften Ausführungsform nur für den Sendeabschnitt oder den Empfangsabschnitt zu verwenden.
Wenn die Hochfrequenzfunkvorrichtung den spannungsgesteuerten Oszillator gemäß einer der ersten bis fünften Ausführungsform verwendet, kann eine Mikrowelle oder Millimeterwelle hoher Qualität mit geringem Phasenrauschen übertragen werden. Außerdem kann das Rauschen in dem Empfangsmodus verringert sein.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Nicht-Patentliteratur

- „A Low Phase Noise 19 GHz-band VCO Using Two Different Frequency Resonators”, IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Digest, S. 2189–2191, 2003 [0004]
- „A Ka-band Second Harmonic Oscillator with Optimized Harmonic Load”, IEICE technical report, Bd. 107, Nr. 355, S. 29–32, November 2007 [0005]
- „A Low Phase Noise 19 GHz-band VCO Using Two Different Frequency Resonators”, IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. digest, S. 2189–2191, 2003 [0008]
- „A Ka-band Second Harmonic Oscillator with Optimized Harmonic Load”, IEICE technical report, Bd. 107 Nr. 355, S. 29–32, November 2007 [0008]

Claims

Spannungsgesteuerter Oszillator mit einem variablen Resonator (2, 3, 12) und zumindest einer offenen Stichleitung (5), die parallel zu dem variablen Resonator (2, 3, 12) geschaltet ist, wobei die offene Stichleitung (5) eine Länge hat, die kleiner gleich einem ungradzahligen Vielfachen eines Viertels einer Wellenlänge eines harmonischen Signals plus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals und größer gleich dem ungradzahligen Vielfachen des Viertels der Wellenlänge des harmonischen Signals minus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals ist.
Spannungsgesteuerter Oszillator mit einem variablen Resonator (2, 3, 12) und zumindest einer kurzgeschlossenen Stichleitung (6), die parallel zu dem variablen Resonator (2, 3, 12) geschaltet ist, wobei die kurzgeschlossene Stichleitung (6) eine Länge hat, die kleiner gleich einem ganzzahligen Vielfachen einer Wellenlänge eines harmonischen Signals plus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals und größer gleich dem ganzzahligen Vielfachen der Wellenlänge des harmonischen Signals minus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals ist.
Spannungsgesteuerter Oszillator mit einem variablen Resonator (2, 3, 12) und einer Vorspannungsschaltung (7), die parallel zu dem variablen Resonator (2, 3, 12) geschaltet ist, wobei eine Leitungslänge von einem Anschlusspunkt der Vorspannungsschaltung bis zu einem Masseverbindungsabschnitt über einen Kondensator (11) kleiner gleich einem ganzzahligen Vielfachen einer Wellenlänge eines harmonischen Signals plus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals und größer gleich dem ganzzahligen Vielfachen der Wellenlänge des harmonischen Signals minus einem Sechzehntel der Wellenlänge des harmonischen Signals ist.
Spannungsgesteuerter Oszillator mit einem variablen Resonator (2, 3, 12) und zumindest einer LCR-Schaltung (8) oder einer Wellenleiterschaltung (9), die parallel zu dem variablen Resonator (2, 3, 12) geschaltet ist, wobei die LCR-Schaltung (8) oder Wellenleiterschaltung (9) eine Last aufweist, die für eine Oszillationsfrequenz keine Kurzschlussschaltung ist und die für eine Frequenz eines harmonischen Signals einen Realteil in dem Bereich von 0 bis 15 Ohm und einen Imaginärteil in dem Bereich von –30 j bis +30 j Ohm enthält.
Monolithisch integrierte Mikrowellenschaltung (MMIC) mit einem spannungsgesteuerten Oszillator gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4.
Hochfrequenzfunkvorrichtung (20) mit einem spannungsgesteuerten Oszillator gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4.