JP2009207037A - スペクトラム直接拡散通信方式における受信同期装置 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数偏差によらず相関値の積分効果を十分に得て、受信信号の周波数制御と逆相関タイミングの取得を正確に行なえる受信同期装置を提供する。
【解決手段】受信同期装置に、受信信号の位相を回転する位相回転器を設ける。位相回転器は、十分な積分効果が得られる周波数範囲Ａ（Ｈｚ）の間隔で、設計情報から得られた周波数偏差範囲にわたって、位相回転量を与える。複数の位相回転量について相関値を取り、最も大きな相関値を持つ位相回転量を所望の位相回転量として、以後の相関値演算に用い、相関値の積分を行なうことにより、積分効果が十分に得られ、正確な周波数偏差の補正と逆拡散タイミングの取得が行なえる。
【選択図】図２

Description

本発明は、直接拡散方式によるスペクトラム拡散通信方式における、受信同期装置に関する。

図７に相関器の出力ｖｓ周波数特性の一例の図を、図８に従来例のスペクトラム直接拡散通信方式における復調器の回路構成の一例の図を示す。
図８において、ミキサ１０には、高周波信号から中間周波信号に変換された受信スペクトラム拡散信号(ＳＳ受信信号)と、電圧制御発振器(ＶＣＯ)１１の出力の乗算によりベースバンドスペクトラム拡散信号を出力する。このベースバンドスペクトラム拡散信号をローパス・フィルタ(ＬＰＦ)１２に通すことにより、高調波成分とエリアシング雑音(折り返し雑音)をカットする。ＬＰＦ１２の出力はＡＤ変換器１３で所定クロック周波数でサンプリングすることによりＡＤ変換され、ディジタル化した受信スペクトラム拡散信号となる。このディジタル化した受信スペクトラム拡散信号は相関器１４に入力され、予め準備されている拡散符号パターンとの相関を求めることにより相関値を出力する。例えば、掃引制御器１５によって制御される、カウンタで構成される掃引器１６の出力をＤＡ変換器１７を介してアナログ電圧に変換して、ＶＣＯ１１の制御信号とする。この掃引器１６の出力電圧を一定範囲内で順次増加させて周波数を掃引することにより、相関器からは図７に示すような相関値ｖｓ周波数の特性が得られる。相関値を電力変換器１８で電力に変化した後、最大値検出器１９でこの相関値の最大値を求め、相関値の最大値が得られた時のＶＣＯ１１の出力周波数(ｆｃ)でＡＦＣ２０の初期引き込みが完了したとして掃引を停止し、相関器から逆拡散タイミングを出力する。逆拡散タイミングが取得されたならば、逆拡散器２１で、そのタイミングで逆拡散する。

しかしながら、受信信号のＳ／Ｎが悪い場合は、逆拡散タイミングを正確に得られない場合が考えられる。通常、拡散1周期の掃引では正確な逆拡散タイミングが得られない場合は、相関電圧を複数回積分する方法が用いられる。この方式による復調器の構成を図９に示す。図９においては、積分器が設けられており、積分回数設定値Ｎにより、拡散周期Ｎ回分の積分を行なう。拡散1周期の積分では、拡散符号の位相一致による相関電圧値よりも雑音電圧の方が高い場合が考えられ、得られる逆拡散タイミングの信頼度が低い。しかし、入力される雑音成分は白色ガウス雑音とみなす事ができ、すべての周波数成分を同強度で含む為、積分することにより、その電圧は零へ収束する事を利用する。よって、複数回積分することにより拡散符号の位相が一致している点での相関電圧は強め合い、雑音電圧部分は零に収束することになる。この方法により、Ｓ／Ｎが改善され、逆拡散タイミングの検出確率を高めることが可能となるが、伝送速度が低い場合などで周波数偏差が無視できない場合は積分効果が得られない、もしくは積分によって逆にピーク部分が打ち消しあうなどの問題が発生する為、周波数偏差を除去する必要がある。(周波数偏差が無い場合の積分による効果例と、偏差が有る場合で積分効果が得られない例を図１０、図１１に示す。図１０は、積分効果が得られる場合であり、相関器の出力電圧を拡散周期で積分することにより、相関ピーク部分は強調され、ピークの大きさが積分回数倍になる。図１１は、周波数偏差の存在により、相関値が大きく変化し、積分しても積分効果が得られない場合を示している。図１１の上に示されるように、各拡散周期での相関値は、あるときは、正の大きな値となり、他の場合には、負の大きな値となる。ここで、相関値は、電力ではなく、電圧で示しているので、負の値になることが可能である。したがって、これらの相関値を複数回加算する積分を行なうと、ピーク部分は打ち消しあい、積分効果が得られない、あるいは、積分前よりもピーク値が減少する場合が生じる。このようなことがおきると、ピーク値の検出は所定の閾値との比較により行なわれるので、ピーク値が閾値よ
りも小さくなることがあり、正しくピーク値検出が出来ない、すなわち、正しい逆拡散タイミングが得られないという結果となる。

また、周波数偏差が問題となる例として、次のような衛星携帯電話のシステムが考えられる。このシステムを図１２に示す。
図１２において、基地局からは常に共通パイロットチャネル(ＣＰＩＣＨ)と呼ばれる信号が送信されており、端末ではこのチャネルを基準として周波数同期を取る。このため、衛星の周波数偏差がΔＦであったとすると、２×ΔＦが基地局で受信されることになり、端末伝送速度が低速な場合で、逆拡散による相関値を拡散周期で複数回積分を行っている場合は問題となる。ここで、衛星の周波数偏差ΔＦが基地局で２倍になるのは、信号が、基地局と端末の間を往復する際に衛星を２回通るので、衛星の周波数偏差を２回受けることになるからである。さらに、ＴＤＭＡ等でバーストフレームを受信するような場合、限られた時間内(フレームの先頭Ｐｉｌｏｔ内など)で周波数同期及び逆拡散タイミングの検出を完了する必要があり、従来の掃引方法では同期完了まで長時間を必要とすることから問題がある。

従来技術としては、特許文献１〜３がある。特許文献１には、受信手段から復調手段への信号の転送ビット数を小さくし、装置の小型化や低消費電力化、位相変動や利得制御誤差をなくした高品質の復調信号を得られる受信装置が開示されている。特許文献２には、マルチパスフェージング、シャドウイングのある伝搬路の正しいパスの受信タイミングを正確に検出することのできる受信装置が開示されている。特許文献３には、初期同期における符号の検出をマッチドフィルタを用いて高速化する通信装置が開示されている。
特開２００１−３３９４５５号公報 特開平１０−３２５２３号公報 特開平１１−３４０８７４号公報

本受信同期装置の課題は、周波数偏差によらず相関値の積分効果を十分に得て、受信信号の周波数制御と逆相関タイミングの取得を正確に行なえる受信同期装置を提供することである。

本受信同期装置は、スペクトラム直接拡散通信方式の受信同期装置であって、無線信号を受信する受信手段と、受信信号に位相回転を与える位相回転手段と、位相回転された受信信号の相関値を取る相関手段と、該相関値を積分する積分手段と、複数の異なる位相回転量の位相回転が施された受信信号の相関値の積分値を電力変換した値から最大の相関値を与える位相回転量を検出する最大値検出手段と、受信信号を逆拡散する逆拡散手段と、該最大の相関値を与える位相回転量を該位相回転手段に設定し、以後の受信信号に対し、この位相回転量を与えて、逆拡散を行なう。

本受信同期装置によれば、周波数偏差によらず相関値の積分効果を十分に得て、受信信号の周波数制御と逆相関タイミングの取得を正確に行なえる受信同期装置を提供することができる。

本実施形態においては、入力信号の周波数偏差を十分な積分効果が得られる範囲まで除去する。なお、ここでは、受信信号は、マルチキャリアからなり、あるサブキャリアでは、ｐｉｌｏｔ信号が常時送信されているとし、周波数偏差の調整や逆拡散タイミングの検
出はｐｉｌｏｔ信号を用いて行なうことを考える。

拡散周期と積分回数から、十分な積分効果が得られる周波数偏差量は求まり、周波数偏差の上限は、周波数の安定度といったシステム上の要素から推定する事が可能である。よって、積分に必要な信号をバッファに格納しておき、この格納した信号に対して推定される周波数偏差量を逆位相で与える事で周波数偏差をキャンセルする。ここで、取りうる全ての周波数偏差量を与える事はハードウェアの規模から非現実的であるので、
十分な積分効果を得られる周波数偏差量・・・・・Ａ［Ｈｚ］以下
取りうる周波数偏差の範囲・・・・・・・・・・・−Ｂ［Ｈｚ］〜Ｂ［Ｈｚ］
とすると、Ｂ［Ｈｚ］〜−Ｂ［Ｈｚ］までの間を、Ａ［Ｈｚ］の間隔で区切った離散値を位相回転器に与える。なお、ここで、取りうる周波数偏差の範囲は、システムの設計事項から当業者が見積もるものとし、十分な積分効果を得られる周波数偏差量は、積分回数等に依存するため、実験等を行って決定するものとする。

例として次のようなシステムを考える。
十分な積分効果を得られる周波数偏差量が１０［Ｈｚ］以下
取りうる周波数偏差の範囲が−２０［Ｈｚ］〜２０［Ｈｚ］とすると、
バッファに格納してある信号に対して、
（１）−２０［Ｈｚ］を与え、逆拡散による相関値を拡散周期で積分した結果得られる相関ピーク電力値
（２）−１０［Ｈｚ］を与え、逆拡散による相関値を拡散周期で積分した結果得られる相関ピーク電力値
（３）０［Ｈｚ］を与え、逆拡散による相関値を拡散周期で積分した結果得られる相関ピーク電力値
（４）１０［Ｈｚ］を与え、逆拡散による相関値を拡散周期で積分した結果得られる相関ピーク電力値
（５）２０［Ｈｚ］を与え、逆拡散による相関値を拡散周期で積分した結果得られる相関ピーク電力値
（１）〜（５）までの結果の中で、最も高い相関ピーク電力値が得られた位相回転量が実際の周波数偏差量であり、偏差をキャンセルして積分効果を得られる事となる。

この方法では、取りうる周波数偏差の範囲の中で複数の推定偏差量を格納している信号に与え、それぞれの偏差量による相関ピーク電力値を一括比較する事が可能であり、周波数同期及び逆拡散タイミングの検出を同時完了する事が出来る事から、従来手法と比較して大幅に時間を短縮可能である。

本実施形態にしたがって周波数偏差をキャンセルした場合の積分効果の概念説明図を図１に示す。
図１（ａ）は、周波数偏差のキャンセル前の相関値の概念図である。ここで、拡散周期Ｔを４ｍｓ、周波数偏差は、約３６Ｈｚであるとしている。周波数偏差があると、相関値が正の大きな値から負の大きな値になり、このまま積分しても積分効果が得られない。そこで、図１（ｂ）に示すように、入力信号に−３６Ｈｚの位相回転を与え、周波数偏差をキャンセルしたとする。すると、図１（ｂ）に示されるように、相関値は、正の大きな値になり、積分すると積分効果が十分得られる状態が得られる。

図２は、本発明の実施形態に従った復調器の構成図である。
図２において、図９と同じ構成要素には同じ参照符号を付す。
図２において、ミキサ１０には高周波信号から中間周波信号に変換された受信スペクトラム拡散信号(ＳＳ受信信号)と、電圧制御発振器(ＶＣＯ)１１の出力の乗算によりベースバンドスペクトラム拡散信号を出力する。このベースバンドスペクトラム拡散信号をロー
パス・フィルタ(ＬＰＦ)１２に通すことにより、高調波成分とエリアシング雑音(折り返し雑音)をカットする。ＬＰＦ１２の出力はＡＤ変換器１３により、所定クロック周波数でサンプリングすることによりＡＤ変換され、ディジタル化した受信スペクトラム拡散信号となる。このディジタル化した受信スペクトラム拡散信号は相関器１４に入力され、予め準備されている拡散符号パターンとの相関を求めることにより相関値を出力する。例えば、カウンタで構成される掃引器１６の出力をＤＡ変換器１７を介してアナログ電圧に変換してＶＣＯ１１の制御信号とし、この掃引器１６の出力電圧を一定範囲内で順次増加させて周波数を掃引することにより相関器１４からは図７に示すような相関値ｖｓ周波数の特性が得られる。（ここで、相関値は従来のマッチドフィルタから得られる出力）最大値検出器１９ではこの相関値の最大値を求め、相関値の最大値が得られた時のＶＣＯ出力周波数(ｆｃ)で掃引動作を停止し、周波数同期を完了する。

次に、相関器１４の出力を拡散周期で積分する動作へと移行する。掃引器１６と掃引器１６を制御する掃引制御器１５を備えるＡＦＣ（Automatic Frequency Control）２０による初期掃引による周波数残差もしくは衛星等の周波数偏差が積分に影響する場合、位相回転器３１によって周波数偏差をキャンセルする。位相回転量は、最大値検出器１９の出力である相関電力値を回転量制御部３２が取得し、ピークの値の大きさが最大になるように、位相回転器の位相回転量を制御する。

図２におけるバッファ３０は、積分周期分の入力信号を格納するRAMであり、最終的な結果が得られるまで入力信号を保持する。拡散周期分の信号を格納後、バッファ３０からのデータ読み出しと、読み出したデータに対する位相回転を行う。ここで、十分な積分効果が得られる周波数偏差量（Ａ［Ｈｚ］）以下まで偏差をキャンセルする必要があるので、システム上想定される周波数偏差の範囲の中を、Ａ［Ｈｚ］の間隔で順次位相回転させ、それぞれの位相回転量で得られた積分後相関ピーク電力を比較し、最も高い値が得られた逆拡散タイミングを採用する。ここで、回転量制御部３２では位相回転量の制御と、それぞれの位相回転量による相関電力値の比較を行う。

上記動作によって偏差の影響をキャンセルし、積分によるＳ／Ｎ改善効果を確実に得る事が可能となる為、逆拡散タイミングの検出率の向上が可能となる。
図３は、衛星携帯電話のようなシステムの基地局受信部で、周波数同期の動作が必要ない場合の復調器構成を示す図である。

図３において、図９と同じ構成要素には同じ参照符号を付す。
この場合は、入力信号(端末の送信信号)は基地局と周波数同期が取れているが、積分による効果を確実に得る為には衛星による周波数偏差を取り除く必要がある。

図３において、ミキサ１０には高周波信号から中間周波信号に変換された受信スペクトラム拡散信号(ＳＳ受信信号)と、電圧制御発振器(ＶＣＯ)１１の出力の乗算によりベースバンドスペクトラム拡散信号を出力する。このベースバンドスペクトラム拡散信号をローパス・フィルタ(ＬＰＦ)１２に通すことにより高調波成分とエリアシング雑音(折り返し雑音)をカットする。ＬＰＦ１２の出力はＡＤ変換器１３で所定クロック周波数でサンプリングすることによりＡＤ変換され、ディジタル化した受信スペクトラム拡散信号となる。

次に、入力信号を拡散周期で積分する為にバッファ３０へ積分周期分のデータを格納し、最終的な結果が得られるまで入力信号を保持する。拡散周期分の信号を格納後、バッファ３０からのデータ読み出しと、読み出したデータに対する位相回転を行う。ここで、十分な積分効果が得られる周波数偏差量（Ａ［Ｈｚ］）以下まで偏差をキャンセルする必要があるので、システム上想定される周波数偏差の範囲の中を、Ａ［Ｈｚ］の間隔で順次位
相回転させ、それぞれの位相回転量で得られた積分後相関ピーク電力を比較し、最も高い値が得られた逆拡散タイミングを採用する。ここで、回転量制御部３２では位相回転量の制御と、それぞれの位相回転量による相関電力値の比較を行う。

上記動作によって偏差の影響をキャンセルし、積分によるＳ／Ｎ改善効果を確実に得る事が可能となる為、逆拡散タイミングの検出率の向上が可能となる。
図４は、位相回転器の動作を説明する図である。

位相回転部はＩ，Ｑ信号の複素演算を行っている。図４の位相回転部の入力信号Ｂｉ(ｔ),Ｂｑ(ｔ)はそれぞれ以下のように表現できる。

ここで、θ(ｔ)は位相差、Ｄ(ｔ)は変調データである。
Ｒｉ(ｔ)，Ｒｑ(ｔ)は設定された位相回転量に基づくＣｏｓ波、Ｓｉｎ波とすると、複素演算部（位相回転部）の演算は、

となる。
入力信号の位相差と、設定された位相回転量が同じである場合、Ｒｉ(ｔ)，Ｒｑ(ｔ)は、

（３）式に（１），（２），（４），（５）式をそれぞれ代入すると、

ＢＰＳＫの場合、（６）式より出力信号は以下のように表される。

図５は、バッファが無い場合の別実施形態に従った構成例を示す図である。
図５において、図９と同じ構成要素には同じ参照符号を付す。

図５において、ミキサ１０には高周波信号から中間周波信号に変換された受信スペクトラム拡散信号(ＳＳ受信信号)と、電圧制御発振器(ＶＣＯ)１１の出力の乗算によりベースバンドスペクトラム拡散信号を出力する。このベースバンドスペクトラム拡散信号をローパス・フィルタ(ＬＰＦ)１２に通すことにより高調波成分とエリアシング雑音(折り返し雑音)をカットする。ＬＰＦ１２の出力はＡＤ変換器１３で所定クロック周波数でサンプリングすることによりＡＤ変換され、ディジタル化した受信スペクトラム拡散信号となる。このディジタル化した受信スペクトラム拡散信号は相関器１４−１〜１４−ｎに入力され、予め準備されている拡散符号パターンとの相関を求めることにより相関値を出力する。ここで、本実施形態では、バッファにデータを格納し、順次異なる位相回転量を与えて相関値を取るのではなく、与える位相回転量の種類の数だけ位相回転制御部１〜ｎを設け、同時並列に異なる位相回転量を信号に与えて相関値を取り、最大値検出器１９において、どの位相回転量を与えた場合が最も大きな相関値を得るかを検出し、周波数偏差を取得する。これにより、バッファを設けないでバッファを設けた場合と同様の効果を得ることが出来る。

位相回転量の与え方は前述と同様に、十分な積分効果が得られる周波数偏差量（Ａ［Ｈｚ］）以下まで偏差をキャンセルする必要があるが、周波数偏差量は未知であるのでシステム上想定される周波数偏差の範囲の中を、Ａ［Ｈｚ］の間隔で位相回転させる。システム上想定される周波数偏差の範囲がＢ［Ｈｚ］であるとすると、(Ｂ／Ａ)個の位相回転器が必要となる。

これらの動作により、周波数偏差のキャンセルと積分によるＳ／Ｎ改善効果を確実に得ることが可能となる為、逆拡散タイミングの検出率が格段に向上する。また、同時間で周波数同期と逆拡散タイミング検出が完了する為、バースト動作等限られた時間内での動作が要求される場合に有利であり、そうでない場合にも動作率が下がるメリットが生じる。

図６は、ＴＤＭＡバーストフレームの例を示す図である。
次に、ｐｉｌｏｔ信号が常時送信されるシステムではなく、ＴＤＭＡ等でバーストフレームを受信する場合を考える。バーストフレームを受信する場合、フレームの先頭Ｐｉｌｏｔによる周波数同期および逆拡散タイミングの検出をフレーム毎に毎回行う必要があるが、周波数偏差に関しては前フレームで検出された偏差を中心とした変動であると推定できる。

例えば、周波数偏差の範囲が−１６０Ｈｚから１６０Ｈｚまでの間であり、１０Ｈｚ間隔で位相回転を行っていた場合で、前フレームで＋６０Ｈｚの周波数偏差が検出された場合、次のフレームのＰｉｌｏｔに対して与える位相回転量は＋６０Ｈｚを中心とし、１フレーム周期内で遷移しうる偏差量を与えていけばよい事になる。よって、与える位相回転
量は初回と比較して削減でき、２回目以降のフレームに対しての逆拡散タイミング検出時間は短くなり、回路の動作率も下がる事から低消費電力化が期待できる。

上記実施形態によって、直接拡散方式によるスペクトラム拡散通信システムにおいて、従来方式から構成を大きく変える事無く、入力信号の周波数偏差を除去し、相関器の出力電圧積分によるＳ／Ｎ改善効果を確実に得る事が可能となり、高速且つ正確な受信同期確立を実現できる。

本実施形態にしたがって周波数偏差をキャンセルした場合の積分効果の概念説明図である。 本発明の実施形態に従った復調器の構成図である。 衛星携帯電話のようなシステムの基地局受信部で、周波数同期の動作が必要ない場合の復調器構成を示す図である。 位相回転器の動作を説明する図である。 バッファが無い場合の別実施形態に従った構成例を示す図である。 ＴＤＭＡバーストフレームの例を示す図である。 相関器の出力vs周波数特性の一例の図である。 従来例のスペクトラム直接拡散通信方式における復調器の回路構成の一例の図である。 相関電圧を複数回積分する方法による復調器の構成を示す図である。 周波数偏差が無い場合の積分による効果例を示す図である。 周波数偏差が有る場合で積分効果が得られない例を示す図である。 衛星携帯電話のシステムを説明する図である。

符号の説明

１０ ミキサ
１１ ＶＣＯ
１２ ローパス・フィルタ
１３ Ａ／Ｄ変換器
１４、１４−１〜１４−ｎ 相関器
１５ 掃引制御器
１６ 掃引器
１７ Ｄ／Ａ変換器
１８、１８−１〜１８−ｎ 電力変換器
１９ 最大値検出器
２０ ＡＦＣ
２１ 逆拡散器
２２、２２−１〜２２−ｎ 積分器
３０ バッファ
３１、３１−１〜３１−ｎ 位相回転器
３２ 回転量制御部

Claims (7)

1. スペクトラム拡散通信方式の受信同期装置であって、
   無線信号を受信する受信手段と、
   受信信号に位相回転を与える位相回転手段と、
   位相回転された受信信号の相関値を取る相関手段と、
   該相関値を積分する積分手段と、
   複数の異なる位相回転量の位相回転が施された受信信号の相関値の積分値から最大の相関値を与える位相回転量を検出する最大値検出手段と、
   受信信号を逆拡散する逆拡散手段と、
   該最大の相関値を与える位相回転量を該位相回転手段に設定し、以後の受信信号に対し、この位相回転量を与えて、逆拡散を行なうことを特徴とする受信同期装置。
2. 受信信号を格納するバッファ手段を更に備え、
   該バッファ手段に格納された受信信号を読み出す毎に異なる位相回転量を与え、相関値を演算することを特徴とする請求項１に記載の受信同期装置。
3. 該位相回転手段と、該相関手段と、該積分手段との組は、受信信号に与える位相回転量の大きさの種類の数だけ設けられ、同時並列的に相関値の積分値を演算することを特徴とする請求項１に記載の受信同期装置。
4. 位相回転量は、システムの設計事項から見積もられる周波数偏差のありえる範囲の間を、積分効果が十分得られる周波数幅を単位として、可変されることを特徴とする請求項１に記載の受信同期装置。
5. 前記最大の相関値を与える位相回転量を得る処理は、受信信号のパイロット信号が含まれている部分で実行され、パイロット信号が間欠的に受信される場合には、前動作時の位相回転量情報から次の位相回転量候補を絞り込んで、位相回転量の決定を行なうことを特徴とする請求項１に記載の受信同期装置。
6. スペクトラム拡散通信方式の受信同期装置において、
   スペクトラム拡散された拡散信号を受信する受信手段と、
   前記拡散信号に、複数の位相回転量を付与し、位相回転量の異なる複数の拡散信号を生成する位相回転手段と、
   前記位相回転量の異なる複数の拡散信号それぞれの相関値から、位相回転量を決定する検出手段とを有し、
   前記位相回転手段は、前記決定された位相回転量を拡散信号に付与することを特徴とする受信同期装置。
7. スペクトラム拡散通信方式の受信同期方法において、
   スペクトラム拡散された拡散信号を受信し、
   前記拡散信号に、複数の位相回転量を付与し、位相回転量の異なる複数の拡散信号を生成し、
   前記位相回転量の異なる複数の拡散信号それぞれの相関値から、位相回転量を決定し、
   前記決定された位相回転量を以降に受信する拡散信号に付与することを特徴とする受信同期方法。