JP4755920B2

JP4755920B2 - キャリア位相追尾装置および擬似雑音コード信号追尾装置

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Publication number: JP4755920B2
Application number: JP2006046748A
Authority: JP
Inventors: 勝雄山田; 勇人鳥居
Original assignee: Furuno Electric Co Ltd
Current assignee: Furuno Electric Co Ltd
Priority date: 2006-02-23
Filing date: 2006-02-23
Publication date: 2011-08-24
Anticipated expiration: 2026-02-23
Also published as: JP2007228237A

Description

この発明は、重畳すべきデータにより位相変調されたキャリア信号のキリャア位相を追尾する装置およびスペクトラム拡散のために変調する擬似雑音コード信号を追尾する装置に関するものである。

近年ＧＰＳ受信機は、小型化・低消費電力化が進み、携帯電話を始めとする携帯用機器に組み込まれて使用されることが多くなってきた。これらの機器は屋内で使用される機会も多く、ＧＰＳ受信機は屋内でも測位できることが要求される。しかし、測位を行うためには上空2万ｋｍの衛星から放送される、屋外でさえ微弱な電波信号を、Ｓ／Ｎ比の劣化する屋内で受信し、追尾して、ドップラ周波数や擬似距離を計測しなければならず、これまでの受信機に比べて感度の飛躍的な向上が必要となっている。また、そのような劣悪な環境でも測位結果の精度を確保するためには、測位演算のための情報となる擬似距離やドップラ周波数のいわゆる観測生データの精度を向上させる必要がある。

このような問題を解決する一方策として、アシストＧＰＳ（A−ＧＰＳ）と呼ばれる測位方式がスナップトラック社（現クアルコム社）によって開発され、日本でもＫＤＤＩ社が２００１年１１月からサービスを開始した。しかし、携帯電話においてA−ＧＰＳ方式で測位を行うためには、測位要求ごとにセンター局と通信を行わねばならず、そのたびに通信や測位サービスの費用が発生するため、位置を計測する費用を削減できるように移動局（＝携帯電話）側が単独で測位できるようにしたいという要望があり、ＫＤＤＩ社は２００３年から携帯電話機単体で測位できるサービスも開始している。

前記アシストＧＰＳではない典型的なスタンドアローンタイプのＧＰＳ受信機は、キャリア（搬送波）を追尾するキャリア追尾ループと擬似雑音コード（ＰＲＮ符号）を追尾するコード追尾ループとを有している。このキャリア追尾ループはコード追尾で擬似雑音コードに対する同期が維持された状態でキャリアに対する同期を行うために実行され、衛星のドップラシフト周波数の測定を行って受信点の速度を求めるために使用される。一方、コード追尾ループは、擬似距離を測定し、受信点の位置を求めるために使用される。いずれの追尾ループも誤差検出器とループフィルタで構成されている。

ここでキャリア追尾ループについて図１を参照して説明する。図１においてキャリアＮＣＯ１１は、指定された周波数・位相でキャリア信号を発生する発振器であり、位相誤差検出器１２はこのキャリアＮＣＯ１１の発生したキャリア信号（推定キャリア位相）と入力信号との位相差を求める。ループフィルタ１３は、キャリアＮＣＯ１１が発生するキャリア信号が入力信号のキャリア位相と同期するように、位相誤差に応じてキャリアＮＣＯ１１を対する適正な制御値を求める。位相誤差検出器１２とループフィルタ１３は実際にはソフトウェア処理により構成される。ＧＰＳの場合、キャリアには５０ｂｐｓの航法メッセージがＢＰＳＫ（２値位相変調）で重畳されている。そのため、データビットが０から１へ、または１から０へと変化すると、キャリア信号の位相が１８０°変化する。このような位相のジャンプが発生してもキャリア位相ロックを継続するために、一般にＣｏｓｔａｓ誤差検出器が用いられる。

上記位相誤差検出器１２とループフィルタ１３は精度と感度に大きく関係している。精度と感度を向上させるためには、位相誤差検出器１２で入力誤差に対する出力のＳ／Ｎ比を改善し、ループフィルタ１３の雑音帯域幅Ｂｎを小さくするという設計方針が考えられる。しかし、Ｂｎが小さいほど熱雑音の影響を小さくすることができる反面、局部発振器の短期安定度の影響が強くなり、位相雑音が増えるので、Ｂｎの値を小さくするのにも限界がある。

図２は前記Ｃｏｓｔａｓ誤差検出器の構成を示している。このようにＣｏｓｔａｓ誤差検出器は、Ｉ成分の乗算（相関）器１２１と、Ｑ成分の乗算（相関）器１２２を備え、それぞれの乗算結果をデータ数Ｎで減算し、両者の積を位相誤差θerrとして求める。なおＡはゲイン調整のための係数である。

前述の精度と感度を向上させるために位相誤差検出器のＳ／Ｎ比を改善する方法として、誤差検出に用いるデータを積算して平滑処理することが考えられる。しかし、ＧＰＳのＬ１帯のＣＡコードには航法メッセージと呼ばれる５０ｂｐｓのデータがＢＰＳＫで重畳されていて、キャリア同期が維持された状態の同相信号（Ｉデータ）は航法メッセージのビットデータの反転（以下、単に「ビット反転」という。）によって１８０°位相が変化する。そのため次のような問題が生じる。

図３は、上記Ｉデータについて航法メッセージのビット反転の位置と周期の例を示している。航法メッセージの１ビットは２０ｍｓ持続するので、Ｉデータは最短周期では２０ｍｓごとにその極性が反転する。そのため、たとえば５ｍｓ区間で平滑処理を行う場合、航法メッセージのビット反転が含まれる区間での積算値は極性反転した値の積算によってデータが相殺され、位相誤差検出器のＳ／Ｎ比が劣化するという問題が生じる。

また、同じ理由で、航法メッセージのデータ１ビット分に相当する時間（２０ｍｓ）よりも長く積算することができず、位相誤差検出の感度向上には限界があった。

これらの問題を回避するために、前記Ａ−ＧＰＳ方式では、基地局サーバから移動局に対して航法メッセージを送信するようにし、移動局では航法メッセージによるビット反転の影響を除去して上記積算時間を２０ｍｓ以上延長して精度および感度の向上を図ることができる。このように航法メッセージのビット反転タイミングに合わせて擬似雑音コードの極性を反転するようにしたものが特許文献１に開示されている。
特開２００５−６４９８３号公報

ところが、特許文献１に示されているスペクトラム拡散信号受信装置においては、外部から与えられる航法メッセージのビット反転タイミングに応じて擬似雑音コードの極性を反転可能なように擬似雑音コード発生回路を構成しなければならず、その回路構成が複雑になるという問題があった。

また、このような高感度ＧＰＳは古典的な受信機に比べ１５〜２０ｄB低い信号の追尾が可能だが、低Ｃ／Ｎｏ（Carrier to Noise Ratio）時には非常に不安定で、ドップラ周波数や擬似距離は推定できるものの、測量やＲＴＫといったキャリア位相情報を使用するアプリケーションで必要な積算デルタレンジ（ＡＤＲ：Accumulated Delta Range）等のキャリア位相情報が出力できないという欠点があった。

そこで、この発明の第１の目的は、航法メッセージ等、重畳データを復調していない状態でも、そのビット反転タイミング情報を用い、且つ回路構成を複雑にすることなく、位相誤差の検出精度・感度を向上させたキャリア位相追尾装置および擬似雑音コード信号追尾装置を提供することにある。

第２の目的は、低Ｃ／Ｎｏ時に安定したキャリア位相追尾を行い、キャリア位相情報の測定結果を出力することにある。

この発明のキャリア位相追尾装置は、キャリア信号を発生するキャリア信号発生手段と、重畳データのビット列により２値位相変調されたキャリア信号を入力し、前記キャリア信号発生手段によるキャリア信号に基づいて前記入力信号のキャリア成分を除去するとともに、該キャリア成分の除去された信号のＩ成分とＱ成分を求める手段と、前記Ｉ成分とＱ成分とについて、前記所定積算区間分の積算値として、該所定積算区間内で前記位相変調によるビット反転があったものとして求めた積算値と、該所定積算区間内でビット反転がなかったものとして求めた積算値のうち、値の大きな方の積算値を当該所定積算区間の有効積算値として採用する手段と、前記Ｉ成分とＱ成分とについて、前記所定積算区間の有効積算値を前記重畳データの１ビット分以上の時間に亘り積算した値に基づいてキャリア位相の追尾誤差を求め、該追尾誤差が減少する方向に前記キャリア信号発生手段の発生するキャリア信号の位相を制御する手段とを備える。

この発明の擬似雑音コード信号追尾装置は、擬似雑音コード信号を発生する擬似雑音コード信号発生手段と、重畳データのビット列により２値位相変調された擬似雑音コード信号を入力し、該擬似雑音コード信号と前記擬似雑音コード信号発生手段による擬似雑音コード信号との相関値を求める手段と、前記相関値の所定積算区間分の積算値を求める手段と、前記所定積算区間分の積算値として、該所定積算区間内で前記位相変調によるビット反転があったものとして求めた積算値と、該所定積算区間内でビット反転がなかったものとして求めた積算値のうち、値の大きな方の積算値を前記所定積算区間の有効積算値として採用する手段と、前記所定積算区間の有効積算値を前記重畳データの１ビット分以上の時間に亘り積算した値に基づいて擬似雑音コード信号の追尾位相誤差を求め、該追尾位相誤差が減少する方向に前記擬似雑音コード信号発生手段の発生する擬似雑音コード信号の位相を制御する手段とを備える。

航法メッセージ等の重畳データにより２値位相変調されたキャリア信号のキャリア成分がキャリア信号発生手段により発生されたキャリア信号に基づいて除去され、入力信号のＩ成分とＱ成分とについて所定時間内で前記重畳データの位相変調によるビット反転があったものとして求めた積算値と、ビット反転がなかったものとして求めた積算値のうち、値の大きいな方の積算値を有効積算値として採用するようにしたことにより、前記Ｉ成分とＱ成分とについて重畳データのビット反転が生じる時間を超える時間に亘って積算しても積算値の相殺がなく、位相誤差検出器のＳ／Ｎ比が改善でき、キャリア位相追尾の精度・感度が向上する。しかもキャリア信号発生手段は発生するキャリア信号の極性を反転させる機能を備えなくてもよく、積算値を求める際の演算処理によって前記ビット反転に対する対応が可能であるので、装置を複雑化することもない。また、ビット反転によるキャリア位相の１８０°の位相変化の影響が除去できるので、従来ＧＰＳ受信機で一般に用いられていたＣｏｓｔａｓループではなく、ＳｉｍｐｌｅなＰＬＬによる追尾が可能になる。ＳｉｍｐｌｅなＰＬＬを用いればＣｏｓｔａｓループに比べ感度を６ｄＢ向上させることができる。

航法メッセージ等の重畳データにより２値位相変調された擬似雑音コード信号と、擬似雑音コード信号発生手段により発生された擬似雑音コードとの相関（積算）値を求め、前記相関値の所定時間分の積算値を求める手段と、相関値の所定時間内での位相変調によるビット反転があったものとして求めた積算値と、ビット反転がなかったものとして求めた積算値のうち、値の大きな方の積算値を有効積算値として採用し、ビット反転が生じ得る時間を超える時間にわたる前記有効積算値に基づいて擬似雑音コード信号の追尾位相誤差を求めることによって、擬似雑音コード信号の追尾位相誤差のＳ／Ｎ比が改善され、擬似雑音コード信号の追尾精度・感度を高めることができる。しかも極性を反転出力する擬似雑音コード信号発生手段を設ける必要がなく、全体の構成を簡素化できる。

この発明の第１の実施形態に係るキャリア位相追尾装置を備えるＧＰＳ受信装置について各図を参照して説明する。

図４はＧＰＳ受信機の主要部の構成を示すブロック図である。図４においてＡＤコンバータ３１はアンテナからのＩＦ信号をディジタルデータ列に変換する。ＩＱ分離回路３２はＡＤコンバータ３１により変換されたディジタルデータ列のうちＩ成分（同相成分）とＱ成分（９０°位相差成分）とに分離する。キャリア除去回路３３は、ＩＱ分離回路３２により分離されたＩ信号とＱ信号に対して、キャリアＮＣＯ２１で発生されたキャリア信号を乗算することによってキャリア成分を除去し、Ｉ信号とＱ信号の振幅信号を出力する。コードＮＣＯ３７はＣＡコード（擬似雑音コード信号）の適正な（中央の）位相のＣＡコード（Ｐ）と共に、１／２チップ分早いＣＡコード（Ｅ）および１／２チップ分遅いＣＡコード（Ｌ）をそれぞれ発生する。乗算器３４ＩＥ，３４ＩＰ，３４ＩＬは、それぞれキャリア除去されたＩ信号と位相の異なる３つのＣＡコード（Ｅ），（Ｐ），（Ｌ）との乗算を行う。同様に乗算器３４ＱＥ，３４ＱＰ，３４ＱＬは、それぞれキャリア除去されたＱ信号と位相の異なる３つのＣＡコード（Ｅ），（Ｐ），（Ｌ）との乗算を行う。

積算器３５は上記６つの乗算器３４ＩＥ，３４ＩＰ，３４ＩＬ，３４ＱＥ，３４ＱＰ，３４ＱＬの乗算結果を例えば１ｍｓについて積算し積算値を求める。

コードキャリア誤差検出部３６は、積算器３５の値をたとえば１ｍｓ毎に読出し、数ｍｓ周期でコード追尾ループフィルタ３８およびキャリア追尾ループフィルタ２３に対してそれぞれ制御データを出力する。また、キャリア位相を追尾するとともにキャリア位相の積算デルタレンジ（ＡＤＲ）を外部へ出力する。

キャリア追尾ループフィルタ２３はキャリアＮＣＯ２１に対して推定キャリア周波数のデータを与える。これにより、キャリアＮＣＯ２１はその推定されたキャリア周波数でキャリア信号を発生し、キャリア除去回路３３へ出力する。また、コード追尾ループフィルタ３８は、推定コード位相（ＣＡコードの位相）をコードＮＣＯ３７へ与える。これにより、コードＮＣＯ３７は上記推定コード位相でＣＡコードを発生する。

すぐ後に述べるように、コードキャリア誤差検出部３６は、航法メッセージのビット反転にも対応してコード追尾ループフィルタ３８およびキャリア追尾ループフィルタ２３に対する制御データを求める。

図５は図４に示したコードキャリア誤差検出部３６の内部で行う、航法メッセージのビット反転に伴う積算値の補正処理をブロック図として表したものである。この図５に示す例では、キャリア除去されたＩ信号の所定積算区間（たとえば５ｍｓの区間）のデータを入力し、その区間の中央で航法メッセージのビット反転が生じたものとした場合の補正パターンを補正パターン生成部４１で生成する。レベル比較部４２は、この補正パターン生成部４１で生成された補正パターンと入力信号Ｉとについて、その区間での積算値の大小比較を行い、値の大きな方の積算値をその区間における有効な積算値として求める。

たとえば、図６に示すように、１ｍｓ単位で相関値を求め、５ｍｓごとに積算値を求める場合、５ｍｓ区間の中央の１ｍｓで航法メッセージのビット反転が生じた場合、図６の（Ｂ），（Ｃ）に示すように、前半の２ｍｓ区間の相関値を、符号を反転して積算する。

この処理を式で表せば次のようになる。

ここでＩfirstは、Ｉ信号について図６の（Ｂ）に示した５ｍｓの積算区間での初めの２ｍｓ分の積算値、Ｉsecondはその５ｍｓの積算区間での後の３ｍｓの積算値である。同様にＱfirstは、Ｑ信号について上記５ｍｓの積算区間での初めの２ｍｓ分の積算値、Ｑsecondはその５ｍｓの積算区間での後の３ｍｓの積算値である。

このようにして所定（５ｍｓ）の積算区間での前半と後半の同相成分の積算値ＩfirstおよびＩsecondを求め、その加算値と減算値との大小比較を行う。

｜Ｉfirst＋Ｉsecond｜≧｜Ｉfirst−Ｉsecond｜
の関係にあれば、〔数１〕に示すように、Ｉfirst＋Ｉsecondを５ｍｓ積算区間での同相成分の積算値Ｉとする。同様に、Ｑfirst＋Ｑsecondを５ｍｓ積算区間での同相成分の積算値Ｑとする。

もし、｜Ｉfirst＋Ｉsecond｜＜｜Ｉfirst−Ｉsecond｜
の関係にあれば、Ｉfirst−Ｉsecondの値をＩとし、同様に、Ｑfirst−Ｑsecondの値をＱとする。

図６の（Ｂ）に示したように５ｍｓの積算区間の２ｍｓ目から３ｍｓ目にかけて航法メッセージのビット反転があれば、この積算区間の前半（２ｍｓ区間）の積算値の極性を反転して後半（３ｍｓ区間）の積算値に加算することによって航法メッセージのビットデータの反転に関わらず（反転がなかった場合と同様の）積算値が得られる。そのため、ビット反転が生じ得る時刻を超える時間にわたって積算値を求めることができ、低Ｓ／Ｎ比のもとで高感度化が図れる。

そして、このようにして求めた上記積算値Ｉ，Ｑの値から位相誤差Δθを次式で求める。

ここでｓｉｇｎ（）は符号演算子であり、ｓｉｇｎ（Ｉ）は同相成分の積算値Ｉの符号（正なら“１”、負なら“−１”）である。

キャリアの振幅Ａは、Δθが十分に小さければ〔数２〕に示した
Ａ＝｜Ｉ｜
で求めることができる。

さらに、過去の積算値を順次連続して使用すれば、航法メッセージのビット反転によるキャリア位相の１８０°の位相変化の影響が除去できるので、従来ＧＰＳ受信機で一般に用いられていたＣｏｓｔａｓループではなく、ＳｉｍｐｌｅなＰＬＬによる追尾が可能になる。Ｃｏｓｔａｓループに比べ、ＳｉｍｐｌｅなＰＬＬを用いれば感度を６ｄＢ向上させることができる。

ここで、過去の積算値を順次連続して使用する例について図１６を参照して説明する。
図１６の（Ａ）は入力信号（航法メッセージ）のビット反転の位置と周期の例を示している。この図に示すように、処理のタイミングは航法メッセージのビット反転が起こり得る２０ｍｓ毎に行うが、処理に使用するデータは初回時のみ２０ｍｓ区間とし、それ以降の処理では４０ｍｓ区間とする。すなわち、２回目以降の処理では前回の処理に使用した２０ｍｓ区間の積算値と今回の新たな２０ｍｓ区間の積算値とに基づいて処理を行う。

図１６の（Ｂ）は上記処理タイミング、入力データ（入力信号の処理に使用するデータ）、補正データ、および補正後のデータについて示している。この図に示すように、処理タイミング１では入力信号の０〜２０ｍｓ区間のデータの積算値を補正データとして採用する。また、処理タイミング２では入力信号の０〜４０ｍｓ区間のうち前半の２０ｍｓについては前回（処理タイミング１）で求めた補正データを用い、２０〜４０ｍｓ区間の積算値に前記補正データを加算した値と、２０〜４０ｍｓ区間の積算値の符号を反転した値に前記補正データを加算した値とを求め、そのうち値の大きな方を補正後のデータとする。

図１６（Ｃ）は上記補正後の積算値について示している。このようにして上記補正後のデータ＜１＞，＜２＞，＜３＞，＜４＞を積算していくことによって、航法メッセージのビット反転によるキャリア位相の１８０°の位相変化の影響が除去できる。

次に、第２の実施形態に係る擬似雑音コード信号追尾装置を備えるＧＰＳ受信機について説明する。
ＧＰＳ受信機全体の構成は図４に示したものと同様である。ここでは、Ｌ１帯のＣＡコードを追尾する場合を例にする。ＣＡコードについてもキャリア位相の追尾の場合と同様に行う。この処理を式で表せば次のようになる。

ここで、Ｐfirstは、ＣＡコードの適正な位相のＣＡコード（Ｐ）についての図６の（Ｂ）に示した５ｍｓの積算区間での初めの２ｍｓ分の積算分、Ｐsecondはその５ｍｓの積算区間での後の３ｍｓの積算値である。また、（Ｅ−Ｌ）firstは、ＣＡコードの適正な位相から１／２分チップ分早いＣＡコード（Ｅ）と１／２チップ分遅いＣＡコード（Ｌ）の差分信号（Ｅ−Ｌ）についての、上記５ｍｓの積算区間での初めの２ｍｓ分の積算値、（Ｅ−Ｌ）secondはその５ｍｓの積算区間での後の３ｍｓの積算値である。

このようにして所定（５ｍｓ）の積算区間での前半と後半のＣＡコードの適正な位相の積算値ＰfirstおよびＰsecondを求め、その加算値と減算値との大小比較を行う。

｜Ｐfirst＋Ｐsecond｜≧｜Ｐfirst−Ｐsecond｜
の関係にあれば、〔数３〕に示すように、Ｐfirst＋Ｐsecondを５ｍｓ積算区間での適正位相の積算値Ｐとする。同様に、（Ｅ−Ｌ）first＋（Ｅ−Ｌ）secondを５ｍｓ積算区間での差分の積算値（Ｅ−Ｌ）とする。

もし、｜Ｐfirst＋Ｐsecond｜＜｜Ｐfirst−Ｐsecond｜
の関係にあれば、Ｐfirst−Ｐsecondの値をＰとし、同様に、（Ｅ−Ｌ）first−（Ｅ−Ｌ）secondの値を（Ｅ−Ｌ）とする。

そして、このようにして求めた上記積算値Ｐ，（Ｅ−Ｌ）の値からＣＡコード位相差Δτを次式で求める。

ここでｓｉｇｎ（）は符号演算子であり、ｓｉｇｎ（Ｐ）は適正位相の積算値Ｐの符号（正なら“１”、負なら“−１”）である。また、Ａは前述のキャリアの振幅である。

このようにして、ＣＡコードについてもビット反転によるＣＡコードの１８０°の位相変化の影響が除去できる
次に、第３の実施形態に係るキャリア位相追尾装置を備えるＧＰＳ受信機について説明する。
第１・第２の実施形態はビット反転タイミングが既知である場合に適用するものであったが、この第３の実施形態では、ビット反転タイミングを検出する手段を備え、そのタイミングに応じて積算処理を行うものである。

図７は、図４に示したＧＰＳ受信機のキャリア位相追尾に関するループの構成を示すブロック図である。図７において位相誤差検出器２２はキャリアＮＣＯ２１が発生したキャリア信号と、追尾すべきキャリア信号である入力信号との位相誤差を検出する。ループフィルタ２３は、その位相誤差が減少する方向にキャリアＮＣＯ２１が制御されるように推定キャリア周波数のデータをキャリアＮＣＯ２１へ与える。

図１に示した従来のキャリア追尾ループと異なるのは、位相誤差検出器２２が航法メッセージのビット反転タイミング情報を受けて、後述する処理によって位相誤差を求める点である。

航法メッセージが解読できていなくても、このようにビット反転タイミングが既知であれば、キャリア信号のＩ成分とＱ成分とについて、ビット反転タイミングで、その符号を反転して積算する。この符号を反転して加算する様子は図６に示したとおりである。

図８および図９は、上記航法メッセージのビット反転タイミングを検出するためのフローチャートおよびタイミングを示す図である。

ここでは、図４に示した回路構成で、１ビットのビット長が２０［ｍｓ］である航法メッセージのビット反転タイミングを検出する場合について示す。まず、パワーの最大値を求めるための変数Ｐｍａｘに初期値０を代入する（ｎ１）。また、積算開始タイミングを初期化する（ｎ２）。その後、１［ｍｓ］毎に、積算器３５に求められるＩ成分の相関値とＱ成分の相関値とを４０［ｍｓ］にわたってサンプリングし、蓄積し、Ｉ成分の相関値の積算値Ｉｓｕｍと、Ｑ成分の相関値の積算値Ｑｓｕｍを求める。（ｎ２→ｎ３）。

図９において、ハッチング区間は、４０［ｍｓ］分の相関値のうち正の積算を行う区間を示している。残りの区間は負の積算を行う区間を示している。図９の（Ａ）に示した例では、先頭から２０［ｍｓ］分について正の積算を行い、残る２０［ｍｓ］分について負の積算を行うことによってＩｓｕｍ，Ｑｓｕｍを求める。

その後、Ｉｓｕｍの二乗とＱｓｕｍの二乗との和をパワーＰとして求める（ｎ４）。このパワーＰがそれまでに求めているパワーの最大値Ｐｍａｘより大きければ、今回求めたパワーＰをＰｍａｘとして更新し、また今回の開始タイミングを記憶する（ｎ５→ｎ６→ｎ７）。
その後、積算開始タイミングを変更し、以降同様の処理を繰り返す（ｎ７→ｎ８→ｎ９→ｎ３→・・・）。

このように、図９の（ｂ）・・・（ｃ）・・・（ｄ），（ｅ）のように、正の積算を行う区間と、負の積算を行う区間とを順次シフトして行き、パワーＰが最大となる開始タイミングをビット反転タイミングとして検出する。

図１０は、航法メッセージのビット反転タイミングと、それに対して２０［ｍｓ］の積算区間を変化させたときのパワーＰの変化の例を示している。このように航法メッセージのビット反転タイミングから次の反転タイミングまでの２０［ｍｓ］を正の積算または負の積算をした時にパワーＰは最大となる。また、ビット反転タイミングから次のビット反転タイミングまでの丁度中間点から前後の２０［ｍｓ］分について積算した場合にパワーＰは最低となる。

このようにして、１ビット長が既定である重畳データで２値位相変調されたキャリア信号のI成分とQ成分についての信号強度を、積算開始タイミングを異ならせ且つ積算開始タイミングから１ビット長分の時間に亘って積算するようにし、積算値が最大となる積算開始タイミングをビット反転タイミングとして検出できる。

次に、第４の実施形態に係る擬似雑音コード信号追尾装置を備えるＧＰＳ受信機について説明する。
この第４の実施形態は、ビット反転タイミングが未知である場合に、そのビット反転タイミングの情報を用いてＣＡコードを追尾する場合の例である。

ＣＡコード信号を追尾する場合、〔数３〕に示した積算値Ｐと（Ｅ−Ｌ）を求めるが、このＰと（Ｅ−Ｌ）の値求める際、ビット反転があった時間を除く他の時間での相関値を積算することによって求める。図１１はその様子を示している。この例では、１ｍｓ単位で相関値を求め、５ｍｓごとに積算値を求める。この５ｍｓ区間の中央（破線のタイミング）でビット反転が生じた場合、（Ａ）に示すように、その中央の１ｍｓ区間の相関値はＰ，（Ｅ−Ｌ）いずれも０となる。そこで、このようなビット反転のあった区間を除く他の区間については、図１１の（Ｂ）に示すように、ビット反転が生じた以降の相関値を、符号を反転して積算する。このようにして積算値Ｐ，（Ｅ−Ｌ）を求め、〔数４〕に示した演算によってＣＡコード位相差Δτを次式で求めればよい。

このようにして、ビット反転が生じた区間の相関値の影響を受けることなく、且つその他の区間での相関値を用いて積算値を求めることによって、高感度化が図れる。

次に、第５実施形態に係るキャリア位相追尾装置および擬似雑音コード信号追尾装置を備えるＧＰＳ受信機について説明する。
第１の実施形態では、擬似雑音コードとしてＬ１帯のＣＡコードを例に挙げたが、ＣＭコードとＣＬコードとを時分割多重してなるＬ２Ｃ信号についても同様に適用できる。この第２の実施形態は、そのＬ２Ｃ信号の追尾装置を備えるＧＰＳ受信機に関するものである。

図１４は、Ｌ２Ｃ信号のコード構成を示す概念図である。
図１４に示すように、Ｌ２Ｃ信号は、ＣＭコードとＣＬコードとをチップバイチップで多重化する構造であり、ＣＭコードとＣＬコードとが時系列で交互に現れる構造となっている。すなわち、Ｌ２Ｃ信号は時分割多重コード信号である。
図１５はＣＭコードに対応するＣＭ（ｔ）とＣＬコードに対応するＣＬ（ｔ）を示す波形図である。

図１２は、Ｌ２Ｃ信号追尾装置のキャリア位相追尾回路を示すブロック図である。
このキャリア位相追尾回路は、キャリア位相誤差演算部１、キャリアＮＣＯ２、キャリアループフィルタ３、ＣＭコード発生器１０ａ、ＣＬコード発生器１０ｂを備える。キャリア位相誤差演算部１は、キャリアＮＣＯ２から入力されたキャリア位相と、ＣＭコード発生器１０ａから入力されたＣＭコード信号と、ＣＬコード発生器１０ｂから入力されたＣＬコード信号とに基づき、キャリア位相誤差をキャリアループフィルタ３に出力する。キャリアループフィルタ３は、このキャリア位相誤差に付随する不要成分を除去してキャリアＮＣＯ２に出力する。キャリアＮＣＯ２は、このキャリア位相誤差に基づきキャリア位相を演算してキャリア位相誤差演算部１に出力する。このように、キャリア位相誤差演算部１、キャリアループフィルタ３、キャリアＮＣＯ２からなるループ回路で、キャリア位相誤差およびキャリア位相を順次演算し続けることにより、キャリア位相を追尾する。

キャリア位相誤差演算部１は、フェーズローテータ（キャリア除去回路）１１と、３つの相関器１２ａ〜１２ｃと、信号変換回路１５と、乗加算器１４とを備える。

フェーズローテータ１１には、前段の高周波処理部から中間周波数のＬ２Ｃ信号の同相成分（中間Ｉ信号）と直交成分（中間Ｑ信号）とが入力されるとともに、キャリアＮＣＯ２からキャリア位相が入力される。フェーズローテータ１１は、中間Ｉ信号と中間Ｑ信号とキャリア位相とをアドレスにするＬＵＴ(Look-Up-Table)で実現され、このＬＵＴに従い、ベースバンドの同相成分（Ｉ信号）と直交成分（Ｑ信号）とを出力する。これにより、フェーズローテータ１１は、実質的に中間周波数のＬ２Ｃ信号に含まれる周波数オフセットとドップラ周波数成分とを除去して、ベースバンドのＬ２Ｃ信号を出力する。

フェーズローテータ１１から出力されたＩ信号は相関器１２ａに入力され、Ｑ信号は相関器１２ｂ，１２ｃに入力される。

相関器１２ａはミキサ１２１ａと積算器１２２ａとからなる。ミキサ１２１ａは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された正確なタイミングのＣＭコード信号（図１１に示すＣＭ（ｔ））とをミキシングして、ＣＭコード同相信号を積算器１２２ａに出力する。積算器１２２ａは、前記高周波処理部から中間Ｉ信号および中間Ｑ信号とともに入力されたサンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力されるＣＭコード同相信号を積算することで相関処理を行い、ＣＭコード同相相関信号を信号変換回路１５に出力する。

相関器１２ｂはミキサ１２１ｂと積算器１２２ｂとからなる。ミキサ１２１ｂは、フェーズローテータ１１から入力されたQ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された正確なタイミングのＣＭコード信号（図１１に示すＣＭ（ｔ））とをミキシングして、ＣＭコード直交信号を積算器１２２ｂに出力する。積算器１２２ｂは、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力されるＣＭコード直交信号を積算することで相関処理を行い、ＣＭコード直交相関信号を乗加算器１４に出力する。

相関器１２ｃはミキサ１２１ｃと積算器１２２ｃとからなる。ミキサ１２１ｃは、フェーズローテータ１１から入力されたQ信号とＣＬコード発生器１０ｂから出力された正確なタイミングのＣＬコード信号（図１１に示すＣＬ（ｔ））とをミキシングして、ＣＬコード直交信号を積算器１２２ｃに出力する。積算器１２２ｃは、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力されるＣＬコード直交信号を積算することで相関処理を行い、ＣＬコード直交相関信号を乗加算器１４に出力する。

信号変換回路１５はシグモイド関数演算器１５０からなる。このシグモイド関数とは符号関数であり、「−１」または「＋１」の値のみをとる。

乗加算器１４は、ミキサ（乗算器）１４１と加算器１４２とからなる。ミキサ１４１は、信号変換回路１５から入力されるシグモイド関数の出力信号と、相関器１２ｂから入力されるＣＭコード直交相関信号とをミキシング（乗算）してＣＭコード相関信号を加算器１４２に出力する。加算器１４２は、ミキサ１４１から入力されるＣＭコード相関信号と、相関器１２ｃから入力されるＣＬコード直交相関信号とを加算して出力する。この出力信号はＣＭコード相関信号とＣＬコード直交相関信号との加算信号であるので、実質的にＬ２Ｃ信号のキャリア位相誤差に相当する。

すなわち、このような構成のキャリア位相誤差演算部１を用いることにより、ＣＭコードとＣＬコードとを統合してキャリア位相誤差を推定演算することができる。

そして、このキャリア位相誤差演算部１と、キャリアＮＣＯ２およびキャリアループフィルタ３とでループ回路を形成することにより、ＣＭコードとＣＬコードとを統合してキャリア位相誤差を継続的に推定演算して、キャリア位相を追尾することができる。

このようにＬ２Ｃ信号のキャリア位相追尾を行う場合には、航法メッセージによって変調されるＣＭコードについて第１の実施形態に示したキャリア位相追尾の手法を適用し、〔数１〕に示した演算によってＩ成分とＱ成分の値を求めればよい。すなわち、図１２中〔１〕で示した箇所で前記〔数１〕のΣ演算を適用する。

図１３は、Ｌ２Ｃ信号追尾装置のコード位相追尾回路の構成を示すブロック図である。
このコード位相追尾回路は、コード位相誤差演算部５、コードＮＣＯ７、コードループフィルタ６、ＣＭコード発生器１０ａ、ＣＬコード発生器１０ｂ、キャリアＮＣＯ２を備える。コード位相誤差演算部５は、キャリアＮＣＯ２から入力されたキャリア位相と、ＣＭコード発生器１０ａから入力された正規タイミングのＣＭコード信号および該正規タイミングのＣＭコード信号を微分した微分ＣＭコード信号と、ＣＬコード発生器１０ｂから入力された正規タイミングのＣＬコード信号を微分した微分ＣＬコード信号とに基づき、コード位相誤差をコードループフィルタ６に出力する。コードループフィルタ６は、このコード位相誤差に付随する不要成分を除去してコードＮＣＯ７に出力する。コードＮＣＯ７は、このコード位相誤差に基づきコードイネーブルクロックを生成して、ＣＭコード発生器１０ａおよびＣＬコード発生器１０ｂに出力する。このように、コード位相誤差演算部５、コードループフィルタ６、コードＮＣＯ７、ＣＭコード発生器１０ａ、およびＣＬコード発生器１０ｂからなるループ回路で、コード位相誤差およびコード位相を順次演算し続けることにより、コード位相を追尾する。すなわち、擬似距離観測を継続する。

コード位相誤差演算部５は、フェーズローテータ１１から出力されるＩ信号が相関器１２ａ〜１２ｃに入力され、相関器１２ｂにＣＭコード発生器１０ａから微分ＣＭコード信号が入力され、相関器１２ｃにＣＬコード発生器１０ｂから微分ＣＬコード信号が入力される。他の構成は、図１２に示したキャリア位相誤差演算部１と同じである。

ＣＭコード発生器１０ａは、コードＮＣＯ７から入力されるコードイネーブル信号に基づいて、正規タイミングのＣＭコード信号ＣＭｐ（図１５に示すＣＭ（ｔ））と、正規タイミングのＣＭコード信号ＣＭｐを微分した微分ＣＭコード信号ＣＭｅｌとを生成し、正規タイミングのＣＭコード信号ＣＭｐを相関器１２ａに出力し、微分ＣＭコード信号ＣＭｅｌを相関器１２ｂに出力する。また、ＣＬコード発生器１０ｂは、コードＮＣＯ７から入力されるコードイネーブル信号に基づいて、正規タイミングのＣＬコード信号を微分した微分ＣＬコード信号Ｃｌｅｌを生成し、相関器１２ｃに出力する。ここで、微分ＣＭコード信号および微分ＣＬコード信号は、コード位相誤差演算部５においてディジタル信号で相関処理を行うことから、それぞれ差分による信号で形成されている。

フェーズローテータ１１にはキャリアＮＣＯ２からキャリア位相追尾処理によりロックされた状態のキャリア位相が入力され、フェーズローテータ１１はこのキャリア位相によりベースバンドのＩ信号（およびＱ信号）を出力する。すなわち、以下に説明するコード位相追尾はキャリア位相がロックされた状態（コヒーレント）での処理である。

相関器１２ａのミキサ１２１ａは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された正確なタイミングのＣＭコード信号ＣＭｐとをミキシングして、ＣＭコード同相信号を積算器１２２ａに出力する。積算器１２２ａは、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力されるＣＭコード同相信号を積算することで相関処理を行い、ＣＭコード同相相関信号を信号変換回路１５に出力する。

相関器１２ｂのミキサ１２１ｂは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＭコード発生器１０ａから出力された微分ＣＭコード信号ＣＭｅｌとをミキシングして、微分ＣＭコード同相信号を積算器１２２ｂに出力する。積算器１２２ｂは、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力される微分ＣＭコード同相信号を積算することで相関処理を行い、微分ＣＭコード同相相関信号を乗加算器１４に出力する。

相関器１２ｃのミキサ１２１ｃは、フェーズローテータ１１から入力されたＩ信号とＣＬコード発生器１０ｂから出力された微分ＣＬコード信号ＣＬｅｌとをミキシングして、微分ＣＬコード同相信号を積算器１２２ｃに出力する。積算器１２２ｃは、前記サンプリングクロックに基づく周期に応じて、入力される微分ＣＬコード同相信号を積算することで相関処理を行い、微分ＣＬコード同相相関信号を乗加算器１４に出力する。
信号変換回路１５はシグモイド関数演算器１５０からなる。

乗加算器１４のミキサ１４１は、信号変換回路１５から入力される信号と、相関器１２ｂから入力される微分ＣＭコード同相相関信号とをミキシング（乗算）して加算器１４２に出力する。加算器１４２は、ミキサ１４１から入力されるＣＭコード相関信号と、相関器１２ｃから入力される微分ＣＬコード同相相関信号とを加算して出力する。

このような構成のコード位相誤差演算部５を用いることにより、ＣＭコードとＣＬコードとを統合してコード位相誤差を推定演算することができる。

そして、このコード位相誤差演算部５と、コードＮＣＯ７、ＣＭコード発生器１０ａ、ＣＬコード発生器１０ｂ、およびコードループフィルタ６とでループ回路を形成することにより、ＣＭコードとＣＬコードとを統合して、コヒーレントで継続的にコード位相誤差を推定演算して、コード位相を追尾することができる。すなわち、コヒーレントで継続的に擬似距離を観測することができる。

このようにＬ２Ｃ信号のコード位相追尾を行う場合には、航法メッセージによって変調されるＣＭコードについて第２の実施形態に示したコード位相追尾の手法を適用し、〔数１〕に示した演算によってＩ成分とＱ成分の値を求めればよい。すなわち、図１３中〔１〕で示した箇所で前記〔数１〕のΣ演算を適用する。

図１３に示したＬ２Ｃ信号の擬似雑音コード信号の追尾を行う際にビット反転による影響を受けないように、次式によってコード位相Δτを求める。

ここで、Ｐ_IMは、正規タイミングのＣＭコード信号ＣＭｐについての５ｍｓの積算区間での平均値、（Ｅ−Ｌ）_IMは、正規タイミングのＣＭコード信号ＣＭｐを微分した微分ＣＭコード信号ＣＭｅｌについての５ｍｓの積算区間での平均値である。（Ｅ−Ｌ）_ILは、正規タイミングのＣLコード信号ＣLｐを微分した微分ＣLコード信号ＣLｅｌについての５ｍｓの積算区間での平均値である。ｓｉｇｎ（Ｐ_IM）は上記Ｐ_IMの符号（正なら“１”、負なら“−１”）である。Aはキャリアの振幅である。

従来の一般的なキャリア追尾ループの構成を示す図である。従来用いられていたＣｏｓｔａｓ誤差検出器の構成を示す図である。Ｉ成分のデータと航法メッセージのビット反転タイミングおよび周期の例を示す図である。第１の実施形態に係るＧＰＳ受信機の主要部の構成を示すブロック図である。同ＧＰＳ受信機における位相誤差検出器の内部で行う航法メッセージのビット反転に伴う積算値の補正処理を示すブロック図である。ビット反転タイミングと積算区間との関係を示す図である。同ＧＰＳ受信機のキャリア位相追尾に関するループの構成を示すブロック図である。ビット反転タイミングを検出するための処理手順を示すフローチャートである。ビット反転タイミングを検出するための積算開始タイミングの移動の例を示す図である。積算開始タイミングとパワーとの関係を示す図である。ビット反転タイミングと積算区間との関係を示す図である。Ｌ２Ｃ信号追尾装置のキャリア位相追尾回路の構成を示すブロック図である。Ｌ２Ｃ信号追尾装置のコード位相追尾回路の構成を示すブロック図である。Ｌ２Ｃ信号のコード構成を示す概念図である。ＣＬコードとＣＬ（ｔ）との関係およびＣＭコードとＣＭ（ｔ）との関係を示す波形図である。ビット反転タイミング、積算区間、および処理のタイミングの関係等を示す図である。

符号の説明

２１−キャリアＮＣＯ（キャリア信号発生手段）
３７−コードＮＣＯ（擬似雑音コード信号発生手段）
３４−乗算器
３５−積算器
３２−ＩＱ分離回路
３３−キャリア除去回路

Claims

キャリア信号を発生するキャリア信号発生手段と、
重畳データのビット列により２値位相変調されたキャリア信号を入力し、前記キャリア信号発生手段によるキャリア信号に基づいて前記入力信号のキャリア成分を除去するとともに、該キャリア成分の除去された信号のＩ成分とＱ成分を求める手段と、
前記Ｉ成分とＱ成分とについて、それらの振幅の所定積算区間分の積算値を求める手段と、
前記Ｉ成分とＱ成分とについて、前記所定積算区間分の積算値として、該所定積算区間内で前記位相変調によるビット反転があったものとして求めた積算値と、該所定積算区間内でビット反転がなかったものとして求めた積算値のうち、値の大きな方の積算値を当該所定積算区間の有効積算値として採用する手段と、
前記Ｉ成分とＱ成分とについて、前記所定積算区間の有効積算値を前記重畳データの１ビット分以上の時間に亘り積算した値に基づいてキャリア位相の追尾誤差を求め、該追尾誤差が減少する方向に前記キャリア信号発生手段の発生するキャリア信号の位相を制御する手段と、
を備えたキャリア位相追尾装置。
擬似雑音コード信号を発生する擬似雑音コード信号発生手段と、
重畳データのビット列により２値位相変調された擬似雑音コード信号を入力し、該擬似雑音コード信号と前記擬似雑音コード信号発生手段による擬似雑音コード信号との相関値を求める手段と、
前記相関値の所定積算区間分の積算値を求める手段と、
前記所定積算区間分の積算値として、該所定積算区間内で前記位相変調によるビット反転があったものとして求めた積算値と、該所定積算区間内でビット反転がなかったものとして求めた積算値のうち、値の大きな方の積算値を前記所定積算区間の有効積算値として採用する手段と、
前記所定積算区間の有効積算値を前記重畳データの１ビット分以上の時間に亘り積算した値に基づいて擬似雑音コード信号の追尾位相誤差を求め、該追尾位相誤差が減少する方向に前記擬似雑音コード信号発生手段の発生する擬似雑音コード信号の位相を制御する手段と、
を備えた擬似雑音コード信号追尾装置。