JP2009198364A - 光ファイバ伝送路の特性および光信号の品質をモニタするモニタ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】光ファイバ伝送路の特性および光信号の品質をモニタするためのモニタ回路の小型化および／または低コスト化を図る。
【解決手段】光受信回路１０は、光ファイバ伝送路を介して伝送される光信号をコヒーレント受信して光電界データを生成する。ＦＩＲフィルタ２１は、光信号を等化するように光電界データをフィルタリングする。品質モニタリング部２４は、等化された光電界データに基づいて、光信号の振幅の平均値および標準偏差値を算出し、さらにそれらに基づいて光信号対雑音比を算出する。
【選択図】図２

Description

本発明は、光ファイバ伝送路の特性および光ファイバ伝送路を介して伝送される光信号の品質をモニタするモニタ方法、モニタ回路、及びそのようなモニタ回路を備える光受信器に係わる。

光ファイバ伝送路を利用した光通信システムは、一般に、高速データ伝送を提供し、膨大な量の情報が送受信される。このため、データ伝送が停止すると、大きな被害が発生し得る。したがって、従来より、光伝送路の特性あるいは光信号の品質をモニタする方法が提案されている。また、光通信システムを効率的に運用するためにも、光伝送路および光信号をモニタすることは有効である。

特許文献１には、光信号の品質を評価する方法が記載されている。特許文献１に記載の方法は、以下のステップを備える。光信号を電気強度変調信号に変換する。電気強度変調信号をサンプリングすることによって光信号の強度分布を測定する。光信号の強度分布から振幅ヒストグラムを求める。振幅ヒストグラムから２つの極大値を求め、これら２つの極大値を利用して「レベル１」に相当する分布関数ｇ１、および「レベル０」に相当する分布関数ｇ０を推定する。分布関数ｇ１およびｇ０から「レベル１」および「レベル０」の平均値強度および標準偏差値を求める。そして、これらの平均値強度および標準偏差値に基づいて信号対雑音比を評価する。すなわち、文献１に記載の方法においては、光信号の強度情報を利用してその品質がモニタされる。

また、光ファイバ伝送路を介して受信した光信号を電気信号に変換し、その電気信号から抽出するクロック周波数成分およびＤＣ成分に基づいて光信号の波形歪をモニタする技術も提案されている。
特開２００１−１９４２６７号公報

従来技術においては、モニタすべき特性ごとに、それぞれ専用の装置を設ける必要があった。例えば、信号対雑音比および光波形歪をモニタするためには、それぞれ独立した装置が設けられていた。したがって、複数種類の特性をモニタするためには、複数のモニタ装置を導入する必要があり、光受信器の小型化または低コスト化において問題があった。

本発明の課題は、光ファイバ伝送路の特性および光信号の品質をモニタするためのモニタ回路の小型化および／または低コスト化を図ることである。

本発明のモニタ回路は、光信号をコヒーレント受信する光受信回路と共に使用され、コヒーレント受信により得られる前記光信号についての電界データに対して、前記光信号を等化するためのフィルタ演算を行うことにより、等化電界データを生成するデジタル等化フィルタと、前記等化電界データに基づいて前記光信号の品質を算出する品質算出手段、を備える。

この構成においては、コヒーレント受信により得られる電界データは、光信号の振幅情報および位相情報を含んでいる。そして、デジタル等化フィルタにより得られる等化電界データは、等化された光信号の振幅情報および位相情報を含んでいる。よって、品質算出
手段は、等化電界データに基づいて、光ファイバ伝送路の特性および光信号の品質をモニタできる。

本発明の他の態様のモニタ回路は、光ファイバ伝送路を介して伝送される光信号をコヒーレント受信する光受信回路と共に使用され、コヒーレント受信により得られる前記光信号についての電界データに対して、前記光ファイバ伝送路の特性を補償するためのフィルタ演算を行うデジタル等化フィルタと、前記特性を補償するために前記デジタル等化フィルタに設定されるパラメータを用いて、前記光ファイバ伝送路の特性を検出する特性検出手段、を備える。

上記構成のモニタ回路において、デジタル等化フィルタが特性を補償するための演算を行うときには、デジタル等化フィルタに設定される係数は、光ファイバ伝送路の特性に依存している。したがって、デジタル等化フィルタに設定される係数から、光ファイバ伝送路の特性を求めることができる。

開示の構成によれば、光ファイバ伝送路の特性および光信号の品質をモニタするためのモニタ回路の小型化および／または低コスト化を図ることができる。

図１は、本発明の実施形態のモニタ装置が使用される光通信システムの構成を示す図である。図１に示す光通信システムは、光送信器１、光受信器２、およびそれらの間を接続する光ファイバ伝送路３を含んで構成される。伝送路上には、１又は複数の光中継局（光増幅器）４を設けるようにしてもよい。

光送信器１から送信される光信号は、特に限定されるものではないが、例えば、光ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調信号、光ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）信号、あるいは光ＦＭ（Frequency Modulation）信号である。なお、ＰＳＫ変調は、ＤＰＳＫ（Differential PSK）変調を含むものとする。また、ＰＳＫ変調信号は、ｍＰＳＫ変調信号であり、「ｍ」は、２ⁿ（ｎ＝１、２、３、．．．）である。

光受信器２は、モニタ回路５を備える。モニタ回路５は、光ファイバ伝送路３の状態をモニタすると共に、光ファイバ伝送路３を介して伝送される光信号の品質をモニタする。なお、モニタ回路５は、図１（ａ）に示すように、光受信器２のみに設けるようにしてもよいし、図１（ｂ）に示すように、任意のまたはすべての光中継局４にも設けるようにしてもよい。

モニタ回路５によるモニタ結果は、特に限定されるものではないが、例えば、ネットワーク管理システム（ＮＭＳ）６に通知される。ネットワーク管理システム６は、光ファイバ伝送路３の状態が劣化したとき、或いは光信号の品質が劣化したときには、アラームを出力し、また、必要に応じてシステム構成を変更するための指示を出力する。例えば、光ファイバ伝送路３が冗長的に構成されている場合は、ネットワーク管理システム６は、モニタ回路５からの通知に応じて、アクティブ系とスタンバイ系とを切り替えるようにしてもよい。

＜第１の実施形態＞
図２は、第１の実施形態のモニタ回路を備える光受信器の構成を示す図である。この光受信器は、光信号をコヒーレント受信する光受信回路１０、および光受信回路１０の後段に設けられるデジタル信号処理部（ＤＳＰ）２０を含んで構成される。モニタ回路は、後で詳しく説明するが、デジタル信号処理部２０により実現される。なお、ここでは、入力
光信号は、光ｍＰＳＫ変調信号であるものとする。

光受信回路１０は、局発光源１１、偏波制御部１２、光ハイブリッド部１３、受光部１４、クロック再生部１５、Ａ／Ｄ変換部１６を備える。局発光源１１は、入力光の周波数とほぼ同じ周波数を持った局発光を生成する。局発光は、例えば、連続光である。偏波制御部１２は、入力光および局発光の偏波が互いに一致するように、入力光の偏波を制御する。光ハイブリッド部１３は、局発光から互いに直交する１組の局発sin光および局発cos光を生成する。そして、光ハイブリッド部１３は、入力光と局発sin光とを合波すると共に、入力光と局発cos光とを合波する。これにより、Ｉ成分光信号およびＱ成分光信号が得られる。

受光部１４は、例えばフォトダイオードを含んで構成され、Ｉ成分光信号およびＱ成分光信号をそれぞれ電気信号に変換する。クロック再生部１５は、入力信号から、信号光により伝送される信号のシンボルレートに同期したクロックを再生する。Ａ／Ｄ変換部１６は、再生されたクロックを利用して、受光部１４により得られる１組の電気信号をデジタルデータに変換する。これにより、Ｉ成分データおよびＱ成分データが得られる。ここで、１組のＩ成分データおよびＱ成分データは、１つの複素数を表す。すなわち、Ｉ成分データはある複素数の実部の値を表し、Ｑ成分データはその複素数の虚部の値を表す。また、Ｉ成分データおよびＱ成分データにより、入力光信号の光電界（光振幅および光位相）が表される。すなわち、光受信回路１０は、コヒーレント受信により、入力光の光電界を表す光電界データを生成する。

なお「コヒーレント受信」は、図２に示すような局発光を利用する方式に限定されるものではなく、局発光を利用しないセルフコヒーレント受信も含むものとする。すなわち、「コヒーレント受信」は、光振幅情報および光位相情報が得られる受信方式を言うものとする。

デジタル信号処理部２０は、ＦＩＲフィルタ２１、位相同期部２２、信号識別部２３、品質モニタリング部２４、ＣＤモニタリング部２５を備える。なお、デジタル信号処理部２０は、汎用的なプロセッサに置き換えることも可能である。

ＦＩＲフィルタ２１は、光受信回路１０から光電界データ（Ｉ成分データおよびＱ成分データ）が入力され、その光電界データに対して、光信号を等化するためのフィルタ演算を行う。この実施例では、ＦＩＲフィルタ２１によるフィルタ演算において、光ファイバ伝送路３の分散（特に、波長分散）が補償される。すなわち、光電界データに対して、分散の逆特性が与えられる。

図３は、ＦＩＲフィルタ２１の実施例である。ＦＩＲフィルタ２１は、この実施例においては、遅延要素３１−１〜３１−ｎ、乗算部３２−０〜３２−ｎ、加算部３３、ロックステータスチェック部３４、係数管理部３５を備える。

遅延要素３１−１〜３１−ｎは、直列的に接続されており、それぞれ、入力信号を時間τだけ遅延させる。従って、遅延要素３１−１〜３１−ｎにより、τ〜ｎ×τだけ遅延された信号が得られる。乗算部３２−０は、入力信号に係数Ｃ₀を掛け合わせる。乗算部３２−１は、遅延要素３１−１の出力信号に係数Ｃ₁を掛け合わせる。同様に、乗算部３２−２〜３２−ｎは、それぞれ、遅延要素３１−２〜３１−ｎの出力信号に係数Ｃ₂〜Ｃ_nを掛け合わる。

係数Ｃ₀〜Ｃ_nは、入力信号の波形歪（例えば、光ファイバ伝送路３の累積波長分散による影響）を補償するための重み付け係数である。なお、係数Ｃ₀〜Ｃ_nは、測定またはシミ
ュレーション等に基づいて予め決定され、係数管理部３５により管理されているものとする。

加算部３３は、乗算部３２−０〜３２−ｎによる乗算結果を足し合わせる。ロックステータスチェック部３４は、加算部３３により得られる加算結果に基づいて、再生クロックがロックしているか否かを判定する。例えば、再生クロックの状態が所定の時間内に所定の範囲内に収まれば、ロックしたと判定される。

係数管理部３５は、複数セットの係数Ｃ₀〜Ｃ_nを保持している。係数管理部３５は、動作開始時には、第１番目のセットの係数Ｃ₀〜Ｃ_nを出力し、ロックステータスチェック部３４による判定結果を参照する。このとき、「ロック」していなければ、係数管理部３５は、係数Ｃ₀〜Ｃ_nを変更する。係数管理部３５は、ロックステータスチェック部３４において「ロック」が検出されるまで、順次、係数Ｃ₀〜Ｃ_nを変更してゆく。なお、ＦＩＲフィルタの構成および動作は、公知の技術であるので詳しい説明は省略する。

図２に戻る。位相同期部２２は、ＦＩＲフィルタ２１により等化された光電界データに対して、光信号の周波数オフセットを補償するための演算および位相同期のための演算を行う。周波数オフセットは、入力光と局発光の周波数の差分を意味する。また、位相同期処理においては、まず、光電界データの位相誤差を算出する。一例としては、光電界データをｍ乗することによって位相誤差が得られる。なお、「ｍ」は、ｍＰＳＫ変調の「ｍ」である。そして、光電界データからその位相誤差を差し引くことにより、位相同期された光電界データが得られる。信号識別部２３は、位相同期部２２により得られる１組のデータをそれぞれ閾値と比較することにより、シンボルごとにデータを識別する。

位相同期部２２および信号識別部２３の構成および動作は、特に限定されるものではなく、公知の技術により実現可能である。一例としては、『Satoshi Tsukamoto, Yuta Ishikawa, and Kazuo Kiuchi、「Optical Homodyne Receiver Comprising Phase and Polarization Diversities with Digital Signal Processing」、European Conference On Optical Communication 2006』に記載されている。

品質モニタリング部２４は、ＦＩＲフィルタ２１により等化された光電界データに基づいて、光信号の光信号対雑音比（ＯＳＮＲ：Optical Signal-to-Noise Ratio）を算出する。算出した光信号対雑音比は、例えば、図１に示すネットワーク管理システム６に通知される。ＣＤモニタリング部２５は、第１の実施形態では使用しないが、ＦＩＲフィルタ２１のタップ係数を用いて、光ファイバ伝送路３の波長分散を算出する。算出した波長分散値は、例えば、図１に示すネットワーク管理システム６に通知される。なお、ステップＳ１により得られる光電界データは、光信号のＩ成分およびＱ成分を表す複素デジタルデータである。

このように、第１の実施形態のモニタ回路は、ＦＩＲフィルタ２１および品質モニタリング部２４により実現される。なお、ＦＩＲフィルタ２１は、受信信号からデータを再生するため、および光信号の品質をモニタするための双方において使用される。

図４は、第１の実施形態において光信号の品質を算出する手順を示すフローチャートである。ステップＳ１では、ＦＩＲフィルタ２１を用いて、光信号を等化する。すなわち、光ファイバ伝送路３の波長分散が補償される。なお、ステップＳ１は、Ａ／Ｄ変換部１６が光電界データをサンプリングして出力する毎に実行される。すなわち、Ａ／Ｄ変換部１６のサンプリングタイミング毎に、光信号の光電界データが次々と生成される。

ステップＳ２では、光電界データのＩ成分およびＱ成分から光信号の振幅（すなわち、
強度）を計算する。Ａ／Ｄ変換部１６のサンプリング周期に対して十分に長い所定期間に渡って図４に示すフローチャートの処理を実行するものとすると、複数の振幅値が得られる。そして、これらの複数の振幅値を利用して、光信号の振幅の平均値および標準偏差値を算出する。ここで、ＦＩＲフィルタ２１によって等化された光信号ｓを下式で表すものとする。
ｓ_k ＝Ｉ_k ＋ｊＱ_k （ｋ＝１，２，３，．．．，Ｎ Ｎは任意の整数）
そうすると、光信号の平均振幅μは、下記（１）式で表される。また、光信号の振幅の標準偏差値σは、下記（２）式で表される。

さらに、平均振幅μおよび標準偏差値σを用いて、下記に示す品質指標Ｆ_OSNR1を算出する。
Ｆ_OSNR1＝μ／σ
図５は、品質指標Ｆ_OSNR1を模式的に示す図である。なお、図５に示すコンステレーションは、所定期間内に得られる光電界データをダウンサンプリングしたときの分布を示している。第１の実施形態では、品質モニタリング部２４に与えられるデータは位相同期が行われていないので、コンステレーション上に表される信号点は、概ね一定の振幅で、全位相にほぼ均等に分布している。

ステップＳ３では、品質指標Ｆ_OSNR1から光信号対雑音比を求める。ここで、品質指標Ｆ_OSNR1と光信号対雑音比との関係は、測定またはシミュレーション等により予め求められている。光信号対雑音比は、図６に示すように、品質指標Ｆ_OSNR1から一意に求められるものとする。そして、ステップＳ４において、算出した光信号対雑音比が出力される。このように、第１の実施形態のモニタ回路においては、コヒーレント受信により得られる光電界情報から光信号の振幅が算出され、さらにその振幅の平均値および標準偏差から光信号対雑音比が算出される。

＜第２の実施形態＞
図７は、第２の実施形態のモニタ回路を備える光受信器の構成を示す図である。第２の実施形態のモニタ回路の基本構成は、図２に示す第１の実施形態と同じである。ただし、第２の実施形態のモニタ回路が備える品質モニタリング部４１の構成および動作は、第１の実施形態の品質モニタリング部２４と異なっている。

品質モニタリング部４１は、フィルタ４２および電力演算部４３を備える。フィルタ４２は、ＬＰＦ（Low Pass Filter）又はＢＰＦ（Band Pass Filter）であり、例えば、ＦＩＲフィルタで実現される。フィルタ４２をＬＰＦで実現する場合には、カットオフ周波数は、例えば、「0.6×ｆ_sig」程度とする。「ｆ_sig」は、光信号により伝送されるデータのシンボルレートである。また、ＢＰＦは「ｆ_sig」の低域側において所定の帯域幅を通過させるように設計される。

図８は、フィルタ４２として使用するＬＰＦの特性を示す図である。「ｆ_sig」は、上述したように、光信号により伝送されるデータのシンボルレートである。「ｆ_PD」は、受
光部１４の帯域である。ＬＰＦによりフィルタリングされると、カットオフ周波数よりも低域側の成分のみが残る。したがって、ＬＰＦの出力は、ＡＳＥ成分に相当する。

電力演算部４３は、ＦＩＲフィルタ２１から出力される光電界データ、及びフィルタ４２によりフィルタリングされた光電界データを利用して、品質指標Ｆ_OSNR2を算出する。ここで、ＦＩＲフィルタ２１から出力される光電界データは、受信光信号の電界を表している。一方、フィルタ４２によりフィルタリングされた光電界データは、ＡＳＥ成分（すなわち、雑音成分）を表している。

図９は、第２の実施形態において光信号の品質を算出する手順を示すフローチャートである。ステップＳ１１では、第１の実施形態のステップＳ１と同様に、ＦＩＲフィルタ２１を用いて光信号を等化する。ステップＳ１２では、フィルタ４２によるフィルタ演算によって、ＡＳＥ成分を抽出する。

ステップＳ１３では、ＦＩＲフィルタ２１から出力される光電界データ、及びフィルタ４２によりフィルタリングされた光電界データから、品質指標Ｆ_OSNR2を算出する。ここで、等化された光信号ｓ（すなわち、ＦＩＲフィルタ２１の出力）を下式で表すものとする。
ｓ_k ＝Ｉ_k ＋ｊＱ_k （ｋ＝１，２，３，．．．，Ｎ Ｎは任意の整数）
また、フィルタ４２によりフィルタリングされた信号Ｓ_filteredを下式で表すものとする。
ｓ_{k_filtered} ＝Ｉ_{k_filtered} ＋ｊＱ_{k_filtered}
そうすると、データ信号を含む光信号の平均パワーＰ_aveは、「ｓ_k 」から算出され、ＡＳＥ成分のパワーＡ_ASEは、「ｓ_{k_filtered} 」から算出される。そして、品質指標Ｆ_OSNR2は、下記（３）式により求められる。

ステップＳ１４では、品質指標Ｆ_OSNR2から光信号対雑音比を求める。ここで、品質指標Ｆ_OSNR2と光信号対雑音比との関係は、測定またはシミュレーション等により予め求められている。光信号対雑音比は、図９に示すように、品質指標Ｆ_OSNR2から一意に求められるものとする。なお、品質指標Ｆ_OSNR2と光信号対雑音比との関係は、基本的に、第１の実施形態の品質指標Ｆ_OSNR1と光信号対雑音比との関係とは異なっている。そして、ステップＳ１５において、算出した光信号対雑音比が出力される。このように、第２の実施形態のモニタ回路においては、コヒーレント受信により得られる光電界情報からＡＳＥ成分が抽出され、さらに光信号とＡＳＥ成分の電力比から光信号対雑音比が算出される。

＜第３の実施形態＞
図１１は、第３の実施形態のモニタ回路を備える光受信器の構成を示す図である。第３の実施形態のモニタ回路の基本構成は、図２に示す第１の実施形態と同じである。ただし、第３の実施形態のモニタ回路が備える品質モニタリング部５１の構成および動作は、第１の実施形態の品質モニタリング部２４と異なっている。

品質モニタリング部５１は、位相同期部２２によって周波数オフセットが補償され、さ
らに位相誤差が除去された位相同期後の光信号の電界データを受け取る。そして、品質モニタリング部５１は、位相同期後の光電界データに基づいて、品質指標Ｆ_qualityを算出する。

図１２は、第３の実施形態において光信号の品質を算出する手順を示すフローチャートである。ステップＳ２１では、第１の実施形態のステップＳ１と同様に、ＦＩＲフィルタ２１を用いて光信号を等化する。なお、第３の実施形態においては、ステップＳ２１は必須の手順ではない。

ステップＳ２２では、位相同期部２２において、光信号の周波数オフセットを補償し、さらに位相誤差を除去する。すなわち、位相同期を確立する。したがって、品質モニタリング部５１に与えられる光電界データは、図１３に示すように、変調方式に対応する振幅および位相を持った信号点の近傍に分布する。なお、図１３は、光ＱＰＳＫ信号が使用された場合を示している。この場合、光電界データは、４つの位相（π／４、３π／４、５π／４、７π／４）の近傍に分布する。

ステップＳ２３では、位相同期後の光電界データのＩ成分およびＱ成分から光信号の振幅（すなわち、強度）を計算する。Ａ／Ｄ変換部１６のサンプリング周期に対して十分に長い所定期間に渡って図４に示すフローチャートの処理を実行するものとすると、複数の振幅値が得られる。そして、これらの複数の振幅値を利用して、光信号の振幅の平均値を算出する。さらに、各信号点の標準偏差値を算出する。ここで、位相同期後の光信号ｓを下式で表すものとする。
ｓ_k ＝Ｉ_k ＋ｊＱ_k （ｋ＝１，２，３，．．．，Ｎ Ｎは任意の整数）
そうすると、光信号の平均振幅μは、下記（４）式で表される。また、光信号の信号点の標準偏差値σは、下記（５）式で表される。

ステップＳ２４では、上記計算式で得られる平均振幅μおよび標準偏差値σを用いて、下記の品質指標Ｆ_qualityを算出する。
Ｆ_quality＝μ／σ
なお、ステップＳ２４では、各信号点（例えば、ＱＰＳＫでは４点）で求められる品質指標Ｆ_qualityの平均値を算出すれば、短時間で精度の高い評価値が得られる。また、平均振幅μの代わりに、第２の実施形態で使用する平均パワーを用いるようにしてもよい。このように、第３の実施形態のモニタ回路においては、位相同期後の光電界情報を利用して光信号の品質が算出される。

＜第４の実施形態＞
図１４は、第４の実施形態のモニタ回路を備える光受信器の構成を示す図である。第４の実施形態のモニタ回路の基本構成は、図２に示す第１の実施形態と同じである。ただし、第４の実施形態のモニタ回路においては、ＦＩＲフィルタ２１のパラメータを利用して、光ファイバ伝送路の特性を検出する。なお、図１４に示す光受信器は、単一偏波コヒーレント受信器である。以下では、光ファイバ伝送路の特性の１つとして波長分散を検出する実施例を説明する。

図１５は、ＦＩＲフィルタ２１が備えるタップ係数パラメータテーブルの構成を示す図である。タップ係数テーブルには、複数の波長分散値に対して、それぞれその波長分散を補償するためのタップ係数が格納されている。図１５に示す例では、−1000ps/nm〜1000ps/nmの範囲の波長分散を補償するためのタップ係数Ｃ₀〜Ｃ_nが格納されている。具体的には、例えば、光ファイバ伝送路の波長分散が「−1000ps/nm」であった場合には、ＦＩＲフィルタ２１に対して「Ｃ₀＝C0_m10」〜「Ｃ_n＝Cn_m10」が設定されると、ＦＩＲフィルタ演算によってその波長分散が補償される。

ここで、波長分散β₂[s²/m]を持つ光ファイバの長さをＬ[m]とすると、その光ファイバの伝達関数Ｈは、（６）式で表される。
Ｈ（ω）＝exp (−jω²β₂L／２) ・・・（６）
そうすると、波長分散を補償するための伝達関数は、（７）式で表される。
Ｈ^-1（ω）＝exp (jω²β₂L／２) ・・・（７）
そして、このような補償を行うためのタップ係数は、（８）式で与えられる。「Ｔs」はサンプリング周波数の逆数である。

例えば、光ファイバ伝送路の波長分散が「−1000ps/nm」である場合は、（８）式において「β₂」として「−1000ps/nm」を代入すると共に、「ｋ」として順番に「０，１，２，・・・，ｎ」を与えることにより、「C0_m10」〜「Cn_m10」が得られる。なお、タップ係数Ｃ₀〜Ｃ_nは、このようにして計算の求めてもよいし、測定またはシミュレーションで求めるようにしてもよい。

図１６は、第４の実施形態において光ファイバ伝送路の特性を算出する手順を示すフローチャートである。ステップＳ３１では、波長分散値として予め決められた初期値を設定する。ここでは、図１５に示すタップ係数テーブルに登録されている波長分散値の中の１つ選択される。

ステップＳ３２では、設定された波長分散値に対応するタップ係数Ｃ₀〜Ｃ_nをタップ係数テーブルから抽出し、ＦＩＲフィルタ２１に与える。そうすると、ＦＩＲフィルタ２１は、与えられたタップ係数を用いて入力信号に対してフィルタ演算を実行する。このとき、例えば、「−1000ps/nm」に対応するタップ係数が与えられているものとすると、ＦＩＲフィルタ２１は、「−1000ps/nm」を補償するための演算を行う。

ステップＳ３３では、ＦＩＲフィルタ２１の出力データを利用して、光信号対雑音比をモニタする。光信号対雑音比のモニタは、特に限定されるものではないが、例えば、第１〜第３の実施形態に従う。すなわち、品質指標Ｆ_OSNR（Ｆ_OSNR1、Ｆ_OSNR2、Ｆ_qualityの中の任意の１つまたは複数）を算出する。ステップＳ３４では、算出した品質指標Ｆ_OSNRをメモリに保存する。

ステップＳ３５は、補償すべき波長分散値をスイープしながら、ステップＳ３２〜Ｓ３４の処理を繰り返し実行する。即ち、この実施例では、−1000ps/nm〜1000ps/nmの範囲で各波長分散に対応するタップ係数を、順次、ＦＩＲフィルタ２１に設定し、品質指標Ｆ_OSNRを求める。

そして、ステップＳ３５において、品質指標Ｆ_OSNRが最良となる波長分散値を出力する。例えば、「−900ps/nm」に対応するタップ係数がＦＩＲフィルタ２１に与えられたときに品質指標Ｆ_OSNRが最も良好になったものとすると、光ファイバ伝送路の実際の波長分散が「−900ps/nm」であるものと推定される。

具体的には、例えば、以下の手順で光ファイバ伝送路の波長分散値を求める。まず、タップ係数テーブルから、例えば、初期値として「−1000ps/nm」を選択し、対応するタップ係数「C0_m10」〜「Cn_m10」を抽出する。このタップ係数をＦＩＲフィルタ２１に設定し、フィルタ演算を行う。そして、光信号対雑音比を算出して「Ｆ(-1000)」としてメモリに格納する。

続いて、「−900ps/nm」を選択し、対応するタップ係数「C0_m09」〜「Cn_m09」を抽出する。そして、このタップ係数をＦＩＲフィルタ２１に設定して光信号対雑音比を算出し、「Ｆ(-900)」としてメモリに格納する。

以下同様に、「−800ps/nm」〜「1000ps/nm」に対応するタップ係数を、ＦＩＲフィルタ２１に設定し、それぞれ光信号対雑音比を算出して「Ｆ(-800)」〜「Ｆ(1000)」としてメモリに格納する。そして、メモリの格納されている「Ｆ(-1000)」〜「Ｆ(1000)」の中で、光信号の品質が最も高くなる値を出力する。なお、この手順では、タップ係数テーブルに登録されているすべての波長分散値について光信号対雑音比を算出する必要はない。

このように、第４の実施形態のモニタ回路においては、光信号を等化するためのＦＩＲフィルタのタップ係数を変えながら、光信号の品質が最も高くなるタップ係数がサーチされる。そして、光ファイバ伝送路の特性として、サーチされたタップ係数に対応する波長分散値が得られる。

図１７は、第４の実施形態における他の手順を示すフローチャートである。この手順では、ステップＳ４１において、適応波形等化を行う。すなわち、ＦＩＲフィルタ２１において、係数管理部３５がタップ係数のセットを切り替えながら、光信号の波形を適切に等化する状態がサーチされる。そして、光信号の波形が適切に等化される状態が検出されると、ステップＳ４２では、そのときのタップ係数Ｃ₀〜Ｃ_nがタップ係数テーブルから読み出される。

ステップＳ４３では、読み出されたタップ係数Ｃ₀〜Ｃ_nから波長分散値が算出される。すなわち、上述した（８）式の逆関数を解くことによって、タップ係数Ｃ₀〜Ｃ_nから波長分散β₂が算出される。そして、ステップＳ４４において、算出した波長分散値が出力される。この手順によれば、タップ係数テーブルに登録されている波長分散範囲全体をスイープする必要がないので、演算量が少なくなる。

＜第５の実施形態＞
図１８は、第５の実施形態のモニタ回路を備える光受信器の構成を示す図である。第５の実施形態のモニタ回路の基本構成は、図１１に示す第３の実施形態と同じである。ただし、第５の実施形態のモニタ回路においては、非線型量モニタリング部６１を用いて、光信号の振幅方向の偏差と位相方向の偏差の比に基づいて、非線型量をモニタする。

図１９は、第５の実施形態で算出される非線型量を模式的に示す図である。ここでは、光ＱＰＳＫ変調信号の位相同期後の光電界データの分布が示されている。第５の実施形態において、非線型量Ｆ_NLは、振幅方向の標準偏差σ_rと、位相方向の標準偏差σ_θとの比により定義される。

非線型量Ｆ_NLは、位相同期部２２から出力される位相同期後の光電界データに基づいて、非線型量モニタリング部６１により算出される。ここで、位相同期後の光信号ｓを下式で表すものとする。
ｓ_k ＝Ｉ_k ＋ｊＱ_k （ｋ＝１，２，３，．．．，Ｎ Ｎは任意の整数）
そうすると、平均振幅は、（９）式で表される。また、平均位相は、（１０）式で表される。

この場合、光信号の振幅方向の標準偏差σ_rは（１１）式で表される。また、光信号の位相方向の標準偏差σ_θは（１２）式で表される。

そして、非線型量モニタリング部６１は、下式により非線型量Ｆ_NLを算出する。
Ｆ_NL＝σ_θ／σ_r
このように、第５の実施形態のモニタ回路においては、コヒーレント受信により得られる光電界情報から非線型量が算出される。

＜第６の実施形態＞
図２０は、第６の実施形態のモニタ回路を備える光受信器の構成を示す図である。第６の実施形態のモニタ回路の基本構成は、図１８に示す第５の実施形態と同じである。ただし、第６の実施形態のモニタ回路は、非線型歪を補償するための非線型補償部６２を備える。なお、非線型補償部６２は、ＦＩＲフィルタ２１と位相同期部２２との間、または位相同期部２２の後段に設けられる。

非線型補償部６２は、ＦＩＲフィルタ２１から出力される光電界データに対して、非線型補償アルゴリズム演算を行うことにより、非線型性を補償する。非線型補償アルゴリズ
ムは、例えば、（１２）式に示す関数θ_cで表される。
θ_c (r)＝ｃ₂ｒ²＋ｃ₁ｒ＋ｃ₀ ・・・（１２）
図２１は、非線型補償部６２による非線型補償演算を模式的に示す図である。図２１では正確に描かれてないが、光振幅が大きくなるほど、光位相に対する非線型効果が大きくなる。ここで、関数θ_cは、非線型補償部６２に与えられる光電界データの振幅に応じて、その光電界データの位相を回転させる。そして、非線型補償部６２は、例えば、位相雑音の分散を最小化するように、関数θ_cの係数ｃ₂〜ｃ₀を決定する。なお、（１２）式を利用して非線型補償を行う技術は、公知の技術であり、例えば下記の文献に詳しく記載されている。
“Signal Design and Detection in Presence of Nonlinear Phase Noise”, Alan Pak Tao Lau and Joseph Kahn, Journal of Lightwave Technology Vol. 25, No.10, October 2007 p3008-3016
非線型量モニタリング部６３は、非線型補償部６２により決定される係数ｃ₂〜ｃ₀を取得する。そして、非線型量モニタリング部６３は、取得した係数ｃ₂〜ｃ₀から非線型量を算出する。すなわち、取得した係数ｃ₂〜ｃ₀を（１２）式に与えることにより、光振幅ｒと光位相θの関係を求める。これにより、非線型量が得られる。

なお、上述の第１〜第６の実施形態は、光ファイバ伝送路を介して伝送される光信号がｍＰＳＫ変調信号（特に、ＱＰＳＫ）であるものとして説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。すなわち、実施形態のモニタ回路は、ｍＰＳＫ変調信号の他にも、例えば、ＱＡＭ信号等にも適用可能である。また、実施形態のモニタ回路は、ＲＺ、ＮＲＺ、ＣＳＲＺ（Carrier Suppressed RZ）、デュオバイナリ（ＰＳＢＴ：Phase Shaped Binary Transmission）にも適用可能である。

図２２は、１６ＱＡＭ信号の品質をモニタする方法を示す図である。ここでは、光信号の平均振幅μおよび標準偏差σに基づいて、光信号対雑音比を算出する例を示している。この場合、標準偏差σは、各信号点について算出する。標準偏差σは、例えば、上述の（５）式で算出される。また、平均振幅μは、原点から最も遠い信号点について算出する。平均振幅μは、例えば、上述の（４）式で算出される。そして、「μ／σ」に基づいて、１６ＱＡＭ信号の光信号対雑音比を求める。なお、平均振幅μの代わりに、平均パワーを用いて品質指標を算出するようにしてもよい。

また、デジタル信号処理部２０は、第１〜第６の実施形態のモニタ回路の中の任意の２個以上を備えるようにしてもよい。すなわち、デジタル信号処理部２０は、光信号対雑音比、光ファイバ伝送路の波長分散、非線型量をすべてモニタするようにしてもよい。この場合、各モニタ演算は、並列に実行してもよいし、時間分割で順番に実行してもよい。このように、実施形態のモニタ回路は、コヒーレント受信により得られる光電界情報を利用して、様々な指標（光信号の品質、光ファイバ伝送路の特性）を算出することができる。したがって、モニタすべき特性ごとに、それぞれ専用の装置を設ける必要はない。この結果、複数種類の特性をモニタするためのモニタ装置の小型化および／または低コスト化が実現される。

さらに、上述の実施例では、光信号を受信する光受信器の中にモニタ回路が設けられる構成を示したが、本発明はこれに限定されるものではない。すなわち、モニタ回路は、図１を参照しながら説明したように、光中継器に設けられてもよいし、光ファイバ伝送路の途中から分岐された光信号をモニタするようにしてもよい。

図２３および図２４は、データ再生機能を備えないモニタ回路の構成を示す図である。これらのモニタ回路は、例えば、図１に示す光中継局４に設けられる。また、図２３に示す構成は、例えば、第１の実施形態および第２の実施形態に相当し、波形等化された信号
（位相同期前の信号）に基づいてモニタを行う。この場合、図２等に示す位相同期部２２および信号識別部２３は不要である。一方、図２４に示す構成は、例えば、第３の実施形態に相当し、位相同期後の信号に基づいてモニタを行う。この場合、位相同期部２２は必要であるが、信号識別部２３は不要である。

＜偏波ダイバーシティ受信＞
上述した第１〜第６の実施形態のモニタ回路は、偏波ダイバーシティ受信器にも適用可能である。以下、偏波ダイバーシティコヒーレント受信におけるモニタリングについて説明する。

図２５および図２６は、実施形態のモニタ回路を備える偏波ダイバーシティ受信器の構成を示す図である。図２５に示す構成は、位相同期前の信号に基づいてモニタを行い、図２６示す構成は、位相同期後の信号に基づいてモニタを行う。

図２５または図２６において、偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）７１は、入力信号光をＸ偏光およびＹ偏光に分岐する。Ｘ偏光およびＹ偏光は、それぞれ、光ハイブリッド部１３ｘ、１３ｙに導かれる。偏光ビームスプリッタ７２は、局発光源１１により生成される局発光から互いに直交する１組の偏光を生成し、光ハイブリッド部１３ｘ、１３ｙに導く。

光ハイブリッド部１３ｘは、光信号のＸ偏光についてのＩ成分光信号およびＱ成分光信号を生成する。同様に、光ハイブリッド部１３ｙは、光信号のＹ偏光についてのＩ成分光信号およびＱ成分光信号を生成する。受光部１４、クロック再生部１５、Ａ／Ｄ変換部１６の動作は、図２を参照しながら説明した通りである。

デジタル信号処理部２０には、Ｘ偏光についての光電界データおよびＹ偏光についての光電界データが入力される。そして、デジタル信号処理部２０により実現される実施形態のモニタ回路は、上述の品質および特性に加えて、例えば、偏波モード分散（ＰＭＤ：Polarization Mode Dispersion）、偏光状態（ＳＯＰ：State of Polarization）、偏光依存損失（ＰＤＬ：Polarization Dependent Loss）などをモニタすることができる。

ＦＩＲフィルタ７３は、図２７に示すように、４つのフィルタ要素を備えるバタフライ型ＦＩＲフィルタである。各フィルタ要素の構成および動作は、基本的には、図３を参照しながら説明したＦＩＲフィルタと同じである。そして、Ｘ偏光についての光電界データは、フィルタ要素ＦＩＲxx、ＦＩＲxyに導かれる。また、Ｙ偏光についての光電界データは、フィルタ要素ＦＩＲyx、ＦＩＲyyに導かれる。そして、フィルタ要素ＦＩＲxx、ＦＩＲyxは、Ｙ偏光成分を遮断するためのフィルタ演算を行う。同様に、フィルタ要素ＦＩＲxy、ＦＩＲyyは、Ｘ偏光成分を遮断するためのフィルタ演算を行う。なお、各フィルタ要素のフィルタ動作は、上述したように、適切なタップ係数を与えることにより実現される。

加算器７４は、フィルタ要素ＦＩＲxx、ＦＩＲyxの演算結果を互いに加算することにより、光電界データＸ’を生成する。同様に、加算器７５は、フィルタ要素ＦＩＲxy、ＦＩＲyyの演算結果を互いに加算することにより、光電界データＹ’を生成する。

デジタル信号処理部２０の他の要素の動作は、基本的に、図２〜図２１を参照しながら説明した単一偏波コヒーレント受信と同じである。ただし、偏波ダイバーシティコヒーレント受信においては、単一偏波コヒーレント受信と同等の演算が２セット実行される。

モニタ回路は、ＦＩＲフィルタ７３の各フィルタ要素に対して与えられているタップ係
数を収集する。すなわち、４セットのタップ係数を収集する。そして、ＰＭＤ、ＳＯＰ、ＰＤＬは、収集した４セットのタップ係数に基づいて算出することが可能である。

一例として、ＦＩＲタップ係数を用いてＳＯＰをモニタリングする方法を説明する。ここでは、入射偏光Ｈは、下記の行列で表されるものとする。

そうすると、偏波多重された信号を分離するためには、入射偏光の逆行列を生成する必要がある。入射偏光の逆行列は、下記のように表される。

この行列Ｈ^-1は、ＦＩＲフィルタ７３により実現される。すなわち、図２７に示すＦＩＲフィルタ７３による演算は、下式で表される。

この場合、「ν1*」は「ＦＩＲxx」に相当し、「−ν2」は「ＦＩＲyx」に相当する。また、「ν2*」は「ＦＩＲxy」に相当し、「ν1」は「ＦＩＲyy」に相当する。そして、この行列Ｈ^-1は、公知の適応等化アルゴリズムを利用して求めることが可能である。したがって、ＦＩＲフィルタ７３から４セットのタップ係数を収集すれば、光信号の入射偏波状態を知ることができる。

なお、偏波ダイバーシティ受信をする場合においても、データ再生機能を備えないモニタ回路を提供することができる。波形等化された信号（すなわち、位相同期前の信号）に基づいてモニタを行う構成を図２８に示す。また、位相同期後の信号に基づいてモニタを行う構成を図２９に示す。

＜セルフコヒーレント受信＞
上述の実施例では、局発光源１１が生成する局発光を利用してコヒーレント受信を行う構成を示した。これに対して、以下では、局発光を利用することなく光信号の振幅情報および位相情報を検出するセルフコヒーレント受信について説明する。

図３０は、セルフコヒーレント受信を行う光受信器の構成を示す図である。図３０において、入力信号光は、遅延干渉計回路８１および受光部８４に導かれる。遅延干渉計回路８１は、例えば、図３１に示すように、並列に接続される２個の遅延干渉計を含んで構成される。一方の遅延干渉計は、第１アームに１サンプル時間遅延要素を備え、第２アームにπ／４移相要素を備えている。また、他方の遅延干渉計は、第１アームに１サンプル時間遅延要素を備え、第２アームに−π／４移相要素を備えている。この構成により、Ｉ成分情報およびＱ成分情報を得ることができる。すなわち、入力信号光から差動位相情報が
検出される。遅延干渉計回路８１の後段には、１組の受光部８２および１組のＡ／Ｄ変換部８３が設けられており、差動位相を表すデジタルデータが得られる。一方、入力信号光は、受光部８４により電気信号に変換され、Ａ／Ｄ変換部８５によりデジタルデータに変換される。これにより、入力光信号の振幅情報が得られる。

電場再構築部８６は、Ａ／Ｄ変換部８３、８５から与えられるデジタルデータから複素電場を再構築する。ここで、受信複素信号を「ｒ(t)」とすると、Ａ／Ｄ変換後の信号は下式で表される。
ｕ(t) ＝ｕ_I(t) ＋jｕ_Q(t) ＝ｒ(t)ｒ(t−τ)*
また、差動位相は、下式で表される。

そうすると、再構築される複素電場は、下式で表される。

再構築された複素電場データは、ＦＩＲフィルタ２１によりフィルタリングされた後にＭＳＰＥ（Multi-Symbol Phase Estimation）部８７に渡される。ここで、ＦＩＲフィルタ２１から出力されるデータを「ｒ_{_filtered}(t)」とすると、ＭＳＰＥ部８７の出力データｘは、下式で表される。ただし、Ｎ（＝１，２，３，．．．）は展開シンボル数である。また、「ｗ」は忘却定数である。

品質モニタリング部２４およびＣＤモニタリング部２５の動作は、基本的に、先に説明した通りである。また、品質モニタリング部２４の代わりに、品質モニタリング部４１、５１等を用いることも可能である。すなわち、局発光を使用するコヒーレント受信器に設けられるモニタ回路は、実質的に、セルフコヒーレント受信を行う光受信器においても利用することができる。

また、偏波ダイバーシティ受信器にセルフコヒーレント受信構成を導入することも可能である。偏波ダイバーシティ受信器にセルフコヒーレント受信構成を導入した構成を図３２に示す。この構成においては、例えば、光信号対雑音比だけでなく、偏波モード分散、偏光状態、偏光依存損失もモニタすることができる。

なお、上述の各実施例の説明では、デジタル等化フィルタの一種としてＦＩＲフィルタを用いる場合について説明したが、ＩＩＲフィルタや非線形フィルタ等であってもよい。
また、上述の実施例においてタップ係数として説明したものは、一般的には、フィルタの伝達関数を規定するフィルタの動作パラメータとして理解すべきものとなる。

上述の各実施形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）
光信号をコヒーレント受信する光受信回路と共に使用されるモニタ回路であって、
コヒーレント受信により得られる前記光信号についての電界データに対して、前記光信号を等化するためのフィルタ演算を行うことにより、等化電界データを生成するデジタル等化フィルタと、
前記等化電界データに基づいて前記光信号の品質を算出する品質算出手段、
を備えることを特徴とするモニタ回路。
（付記２）
付記１に記載のモニタ回路であって、
前記品質算出手段は、前記等化電界データから得られる前記光信号の振幅の平均値および標準偏差値に基づいて、前記光信号の信号対雑音比を算出する
ことを特徴とするモニタ回路。
（付記３）
付記１に記載のモニタ回路であって、
前記等化電界データに対して、前記光信号の雑音成分を抽出するためのフィルタ演算を行うことにより、雑音データを生成するデジタル帯域フィルタ、をさらに備え、
前記品質算出手段は、前記等化電界データから得られる前記光信号の電力および前記雑音データから得られる雑音電力に基づいて、前記光信号の信号対雑音比を算出する
ことを特徴とするモニタ回路。
（付記４）
付記１に記載のモニタ回路であって、
前記等化電界データに対して、前記光信号の周波数オフセットを補償するための演算および位相同期のための演算を行う補正手段、をさらに備え、
前記品質算出手段は、前記補正手段により補正された電界データから得られる前記光信号の振幅の平均値および標準偏差値に基づいて、前記光信号の品質を算出する
ことを特徴とするモニタ回路。
（付記５）
付記１に記載のモニタ回路であって、
前記等化電界データに対して、前記光信号の周波数オフセットを補償するための演算および位相同期のための演算を行う補正手段、をさらに備え、
前記品質算出手段は、前記補正手段により補正された電界データから得られる前記光信号の振幅の標準偏差値および位相の標準偏差値に基づいて、前記光信号の非線形性を算出する
ことを特徴とするモニタ回路。
（付記６）
付記１に記載のモニタ回路であって、
前記等化電界データに対して、前記光信号の非線形性を補償するための演算を行う非線形補償手段、をさらに備え、
前記品質算出手段は、前記非線形補償手段による演算で使用する係数に基づいて、前記光信号の非線形性を算出する
ことを特徴とするモニタ回路。
（付記７）
光ファイバ伝送路を介して伝送される光信号をコヒーレント受信する光受信回路と共に使用されるモニタ回路であって、
コヒーレント受信により得られる前記光信号についての電界データに対して、前記光ファイバ伝送路の特性を補償するためのフィルタ演算を行うデジタル等化フィルタと、
前記特性を補償するために前記デジタル等化フィルタの伝達関数を決定する少なくとも１つのパラメータを用いて、前記光ファイバ伝送路の特性を検出する特性検出手段、
を備えることを特徴とするモニタ回路。
（付記８）
付記７に記載のモニタ回路であって、
前記電界データに基づいて前記光信号の品質を算出する品質算出手段と、
前記光ファイバ伝送路の特性値に対応づけて複数セットのパラメータを格納する格納手段と、
前記格納手段に格納されているパラメータを前記デジタル等化フィルタに設定する制御手段、をさらに備え、
前記特性検出手段は、前記光信号の品質が最も高くなるパラメータに対応する特性値を出力する
ことを特徴とするモニタ回路。
（付記９）
光ファイバ伝送路を介して伝送される光信号を偏波ダイバーシティコヒーレント受信する光受信回路と共に使用されるモニタ回路であって、
偏波ダイバーシティコヒーレント受信により得られる前記光信号についての１組の電界データに対して、前記光ファイバ伝送路上で前記光信号が受けた状態変化を補償するためのフィルタ演算を行う複数のデジタル等化フィルタと、
前記複数のデジタル等化フィルタにおいて状態変化を補償するために設定されるパラメータを用いて、前記光ファイバ伝送路の特性を検出する特性検出手段、
を備えることを特徴とするモニタ回路。
（付記１０）
光信号をコヒーレント受信する光受信回路と、
コヒーレント受信により得られる前記光信号についての電界データに対して、前記光信号を等化するためのフィルタ演算を行うことにより、等化電界データを生成するデジタル等化フィルタと、
前記等化電界データに基づいて前記光信号の品質を算出する品質算出手段、
を備えることを特徴とする光受信器。
（付記１１）
付記１０に記載の光受信器であって、
前記光受信回路は、局発光を利用して入力光信号をコヒーレント受信する
ことを特徴とする光受信器。
（付記１２）
付記１０に記載の光受信器であって、
前記光受信回路は、遅延位相干渉計を備えるセルフコヒーレント受信回路である
ことを特徴とする光受信器。
（付記１３）
光ファイバ伝送路を介して伝送される光信号をコヒーレント受信する光受信回路と、
コヒーレント受信により得られる前記光信号についての電界データに対して、前記光ファイバ伝送路の波長分散を補償するためのフィルタ演算を行うデジタル等化フィルタと、
前記波長分散を補償するために前記デジタル等化フィルタに設定されるパラメータを用いて、前記光ファイバ伝送路の特性を検出する特性検出手段、
を備えることを特徴とする光受信器。

実施形態のモニタ装置が使用される光通信システムの構成を示す図である。 第１の実施形態のモニタ回路を備える光受信器の構成を示す図である。 ＦＩＲフィルタの実施例である。 第１の実施形態において光信号の品質を算出する手順を示すフローチャートである。 第１の実施形態の品質指標を模式的に示す図である。 第１の実施形態の品質指標とＯＳＮＲとの関係を示す図である。 第２の実施形態のモニタ回路を備える光受信器の構成を示す図である。 ＬＰＦの特性を示す図である。 第２の実施形態において光信号の品質を算出する手順を示すフローチャートである。 第２の実施形態の品質指標とＯＳＮＲとの関係を示す図である。 第３の実施形態のモニタ回路を備える光受信器の構成を示す図である。 第３の実施形態において光信号の品質を算出する手順を示すフローチャートである。 第３の実施形態の品質指標を模式的に示す図である。 第４の実施形態のモニタ回路を備える光受信器の構成を示す図である。 タップ係数テーブルの構成を示す図である。 第４の実施形態において光ファイバ伝送路の特性を算出する手順を示すフローチャートである。 第４の実施形態の他の手順を示すフローチャートである。 第５の実施形態のモニタ回路を備える光受信器の構成を示す図である。 第５の実施形態で算出される非線型量を模式的に示す図である。 第６の実施形態のモニタ回路を備える光受信器の構成を示す図である。 非線型補償演算を模式的に示す図である。 １６ＱＡＭ信号の品質をモニタする方法を示す図である。 データ再生機能を備えないモニタ回路の構成を示す図（その１）である。 データ再生機能を備えないモニタ回路の構成を示す図（その２）である。 実施形態のモニタ回路を備える偏波ダイバーシティ受信器の構成を示す図（その１）である。 実施形態のモニタ回路を備える偏波ダイバーシティ受信器の構成を示す図（その２）である。 偏波ダイバーシティ受信において使用するＦＩＲフィルタの実施例である。 偏波ダイバーシティ受信においてデータ再生機能を備えないモニタ回路の構成を示す図（その１）である。 偏波ダイバーシティ受信においてデータ再生機能を備えないモニタ回路の構成を示す図（その２）である。 セルフコヒーレント受信を行う光受信器の構成を示す図である。 遅延干渉計回路の実施例である。 偏波ダイバーシティセルフコヒーレント受信を行う光受信器の構成を示す図である。

符号の説明

１ 光送信器
２ 光受信器
３ 光ファイバ伝送路
５ モニタ回路
６ ネットワーク管理システム
１０ 光受信回路
１１ 局発光源
１２ 偏波制御部
１３ 光ハイブリッド部
１４ 受光部
１５ クロック再生部
１６ Ａ／Ｄ変換部
２０ デジタル信号処理部
２１ ＦＩＲフィルタ
２２ 位相同期部
２３ 信号識別部
２４、４１、５１ 品質モニタリング部
２５ ＣＤモニタリング部
４２ フィルタ
４３ 電力演算部
６１、６３ 非線型量モニタリング部
６２ 非線型補償部
７１ 偏光ビームスプリッタ
８１ 遅延干渉計回路
８６ 電場再構築部
８７ ＭＳＰＥ部

Claims (10)

1. 光信号をコヒーレント受信する光受信回路と共に使用されるモニタ回路であって、
   コヒーレント受信により得られる前記光信号についての電界データに対して、前記光信号を等化するためのフィルタ演算を行うことにより、等化電界データを生成するデジタル等化フィルタと、
   前記等化電界データに基づいて前記光信号の品質を算出する品質算出手段、
   を備えることを特徴とするモニタ回路。
2. 請求項１に記載のモニタ回路であって、
   前記品質算出手段は、前記等化電界データから得られる前記光信号の振幅の平均値および標準偏差値に基づいて、前記光信号の信号対雑音比を算出する
   ことを特徴とするモニタ回路。
3. 請求項１に記載のモニタ回路であって、
   前記等化電界データに対して、前記光信号の雑音成分を抽出するためのフィルタ演算を行うことにより、雑音データを生成するデジタル帯域フィルタ、をさらに備え、
   前記品質算出手段は、前記等化電界データから得られる前記光信号の電力および前記雑音データから得られる雑音電力に基づいて、前記光信号の信号対雑音比を算出する
   ことを特徴とするモニタ回路。
4. 請求項１に記載のモニタ回路であって、
   前記等化電界データに対して、前記光信号の周波数オフセットを補償するための演算および位相同期のための演算を行う補正手段、をさらに備え、
   前記品質算出手段は、前記補正手段により補正された電界データから得られる前記光信号の振幅の平均値および標準偏差値に基づいて、前記光信号の品質を算出する
   ことを特徴とするモニタ回路。
5. 請求項１に記載のモニタ回路であって、
   前記等化電界データに対して、前記光信号の周波数オフセットを補償するための演算および位相同期のための演算を行う補正手段、をさらに備え、
   前記品質算出手段は、前記補正手段により補正された電界データから得られる前記光信号の振幅の標準偏差値および位相の標準偏差値に基づいて、前記光信号の非線形性を算出する
   ことを特徴とするモニタ回路。
6. 請求項１に記載のモニタ回路であって、
   前記等化電界データに対して、前記光信号の非線形性を補償するための演算を行う非線形補償手段、をさらに備え、
   前記品質算出手段は、前記非線形補償手段による演算で使用する係数に基づいて、前記光信号の非線形性を算出する
   ことを特徴とするモニタ回路。
7. 光ファイバ伝送路を介して伝送される光信号をコヒーレント受信する光受信回路と共に使用されるモニタ回路であって、
   コヒーレント受信により得られる前記光信号についての電界データに対して、前記光ファイバ伝送路の特性を補償するためのフィルタ演算を行うデジタル等化フィルタと、
   前記特性を補償するために前記デジタル等化フィルタの伝達関数を決定する少なくとも１つのパラメータを用いて、前記光ファイバ伝送路の特性を検出する特性検出手段、
   を備えることを特徴とするモニタ回路。
8. 請求項７に記載のモニタ回路であって、
   前記電界データに基づいて前記光信号の品質を算出する品質算出手段と、
   前記光ファイバ伝送路の特性値に対応づけて複数セットのパラメータを格納する格納手段と、
   前記格納手段に格納されているパラメータを前記デジタル等化フィルタに設定する制御手段、をさらに備え、
   前記特性検出手段は、前記光信号の品質が最も高くなるパラメータに対応する特性値を出力する
   ことを特徴とするモニタ回路。
9. 光ファイバ伝送路を介して伝送される光信号を偏波ダイバーシティコヒーレント受信する光受信回路と共に使用されるモニタ回路であって、
   偏波ダイバーシティコヒーレント受信により得られる前記光信号についての１組の電界データに対して、前記光ファイバ伝送路上で前記光信号が受けた状態変化を補償するためのフィルタ演算を行う複数のデジタル等化フィルタと、
   前記複数のデジタル等化フィルタにおいて状態変化を補償するために設定されるパラメータを用いて、前記光ファイバ伝送路の特性を検出する特性検出手段、
   を備えることを特徴とするモニタ回路。
10. 光信号をコヒーレント受信する光受信回路と、
    コヒーレント受信により得られる前記光信号についての電界データに対して、前記光信号を等化するためのフィルタ演算を行うことにより、等化電界データを生成するデジタル等化フィルタと、
    前記等化電界データに基づいて前記光信号の品質を算出する品質算出手段、
    を備えることを特徴とする光受信器。