JP2008035319A - 多値変調受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】波長分散と偏波モード分散に対し、適応的、高精度に分散補償を行う。
【解決手段】等化フィルタ１２−１〜１２−ｎは、フィルタの重みである少なくとも１つの可変パラメータを有し、平均化可変パラメータ設定値（Ｗ０、Ｗ１、・・・、ＷＮ）にもとづき１チャネル分のチャネル信号の波形等化処理を行う。信号品質モニタ部１４−１〜１４−ｎは、フィルタ出力信号の信号品質をモニタする。可変パラメータ設定値算出部１５−１〜１５−ｎは、信号品質から可変パラメータとして設定すべき可変パラメータ設定値を算出する。可変パラメータ平均化処理部１７は、各チャネル系列で算出された可変パラメータ設定値を平均化し、平均化可変パラメータ設定値（Ｗ０、Ｗ１、・・・、ＷＮ）を生成して等化フィルタ１２−１〜１２−ｎへ送信し、ｎチャネルの等化フィルタ１２−１〜１２−ｎに対して同じ重みを設定する。
【選択図】図１

Description

本発明は多値変調受信装置に関し、特に多値変調された光信号の受信処理を行う多値変調受信装置に関する。

近年、光伝送の長距離化、大容量化が進むにつれて、光ファイバで発生する波長分散を補償する分散補償技術が必須となってきている。１０Gbit/sec程度の光伝送システムでは、伝送路上に一定間隔で配置される光増幅中継器に、分散補償ファイバ（DCF：Dispersion Compensating Fiber）を配置して分散補償する方法が一般的に行われている。

１０Gbit/secの光伝送システムならば、ＤＣＦを配置する分散補償方法により、温度変動及び経時変動に伴って変化する波長分散に対しても、ＢＥＲ（Bit Error Rate：誤り率）は許容範囲に収まることが多い。

ところが、より高速の変調を行って１０Gbit/secを超える、例えば、４０Ｇbit/sec以上の高速光伝送を行おうとすると、１０Gbit/secの光伝送システムと比べて、波長分散の影響はさらに厳しくなり、また、１０Gbit/sec伝送のときは、あまり問題視されなかった偏波モード分散の影響も大きく現れてくる。

具体的には、波長分散の影響は、伝送速度の自乗に比例して厳しくなるので、４０Gbit/secでの波長分散の許容範囲は、１０Gbit/secの場合の１／１６（例えば約４０ps/nm程度以下）と非常に小さくなる。また、偏波モード分散の影響は、伝送速度に比例して厳しくなるので、偏波モード分散の許容範囲は、１０Gbit/secの場合の１／４と小さくなる。

このため、４０Gbit/secの高速光伝送システムでは、さらに高精度の分散補償技術が必要であり、波長分散や偏波モード分散によって生じる波形劣化をいかに抑制するかが重要な課題になっている。

ここで、波長分散とは、光信号の伝搬時間が、光信号中の異なる波長成分に対して一定でない現象のことである。波長分散は、波長が１ｎｍ異なる２つの単色光を１ｋｍ伝搬させたときの伝搬時間差として表される。

また、偏波モード分散とは、光ファイバ等で構成される伝送路が有する微小な複屈折によって２つの直交する偏波状態間での伝搬定数が異なる現象である。例えば光ファイバの場合、コアの断面が真円であれば、偏波モード分散は生じないのだが、現実の光ファイバでは、わずかな楕円率や、非対称な応力によって複屈折が生じることになる。なお、偏波モード分散には、１次偏波モード分散と高次偏波モード分散がある。

複屈折を有する伝送路では、屈折率が入射偏光によって少しずつ異なり、光ファイバ伝送路には、遅い軸（slow axis：屈折率が大きく光が遅い速度で通過する光路）と速い軸（fast axis：屈折率が小さく光が速い速度で通過する光路）が等価的に存在することになる。この遅い軸と早い軸の間の伝搬時間差が、１次偏波モード分散と呼ばれる。１次偏波モード分散によって光信号に発生する波形ひずみの量は、遅い軸または速い軸のどちら側に、光がどのくらいの比率で入るかにも依存する。

また、長距離の光ファイバ伝送路では、遅い軸と速い軸の両軸は、直線状に存在するのではなく、固有の遅い軸・速い軸とを有するある区間と、また固有の遅い軸・速い軸を有する別の区間とが互いに傾きをもって接続されているようにモデル化され、このような複数の区間が多数接続されて遅い軸と速い軸が伝送路上に存在していることになる。

このような状態では、光波長が異なるチャネルに対しては、チャネル毎に遅い軸と速い軸が変わってきたり、または１つの波長チャネルでも変調スペクトルの中で高周波数成分、低周波数成分があるので、これら光周波数成分毎に遅い軸・速い軸が変わってきたりするといった複雑な波形劣化が生じる。このような現象を高次偏波モード分散と呼ぶ。

伝送距離が長くなると、１次偏波モード分散は数ｐｓから十数ｐｓ程度まで累積してしまうことがある。１０Gbit/secだと１タイムスロットが１００ｐｓ程度なので、数ｐｓの偏波モード分散ならば許容範囲内であったため、１０Gbit/sec以下の光伝送システムでは、偏波モード分散はあまり問題とはならなかったが、４０Gbit/secの光伝送では、１０Gbit/secの場合の１／４のタイムスロットとなるので、数ｐｓから十数ｐｓの偏波モード分散は非常に大きな符号間干渉の要因となって見えてくる。

従来の光伝送技術として、多値変調した光信号の送受信を行って分散による波形劣化を抑制する多値変調光伝送技術が提案されている（例えば、特許文献１及び非特許文献１、２）。
特表２００４−５１６７４３号公報（段落番号〔００１８〕〜〔００３７〕、第１図） Ele sig processing tech in LH sys-COM1990-p1439 APD FET opt Rx operat at 8G-トランスバーサルF-JLT1987

一方、光ファイバ伝送路を冗長化構成とし、ある光ファイバ伝送路に障害が発生した場合には予備の経路に切り替える光プロテクションスイッチング機能を有する光ネットワークの研究・開発が行われている。

このような光ネットワークで４０Gbit/secの伝送を行う場合、上述のように４０Gbit/secの波長分散の分散トレランスは非常に狭いので、現用系の光ファイバ伝送路と予備系の光ファイバ伝送路のそれぞれの波長分散の値にわずかな差があると、光ファイバを切り替えたときに、その分散値の差が分散トレランスの許容範囲を超えてしまうことになる。また、光ネットワーク上で、例えば、ＳＤＨ（Synchronous Digital Hierarchy）信号を伝送する場合、ＳＤＨの光パス切り替えまでの所要時間は５０ｍｓ以内と定められている。

一方、偏波モード分散においては、光ファイバ伝送路が振動したり（例えば、架空ケーブルの風による振動、鉄道線路沿いに敷設されているケーブルの車両通過による振動など）、光ファイバ伝送路に物理的な外圧や変位が加わったりすると（例えば、局舎内での作業中に人が触れたりなど）、伝送路中を伝搬する光信号の偏波状態が変わり（遅い軸で伝搬されていた光が速い軸で伝搬されたり、遅い軸・速い軸に対する光の分岐比が異なってきたり）、波形の崩れ方が時間と共に変動することになる。

したがって、４０Gbit/secのプロテクションスイッチング機能を有する冗長系光ネットワークを構築する際には、波長分散及び偏波モード分散の両方の分散に対して、数ｍｓ程度以内の短時間で、波形劣化変動に追従して波形劣化を元に戻すような、適応的で高精度な分散補償技術の実現が強く求められている。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、波長分散及び偏波モード分散によって生じる波形劣化に対し、短時間で波形劣化変動に追従し、適応的にかつ高精度に分散補償を行う多値変調受信装置を提供することを目的とする。

本発明では上記課題を解決するために、多値変調された光信号の受信処理を行う多値変調受信装置において、伝送路を通じて伝送された多値変調光信号を受信してｎ光信号に分岐する光分岐部と、分岐後の所望の１チャネル分の光信号の復調処理を行い、電気のチャネル信号に変換する復調処理部と、フィルタの重みである少なくとも１つの可変パラメータを有し、平均化可変パラメータ設定値にもとづき、チャネル信号の波形等化処理を行う等化フィルタと、波形等化処理後のフィルタ出力信号の識別処理を行う識別処理部と、フィルタ出力信号の信号品質をモニタする信号品質モニタ部と、信号品質から可変パラメータとして設定すべき可変パラメータ設定値を算出する可変パラメータ設定値算出部と、から構成され、ｎチャネル配置される等化処理部と、各チャネル系列で算出された可変パラメータ設定値を平均化し、平均化可変パラメータ設定値を生成して等化フィルタへ送信し、ｎチャネルの等化フィルタに対して同じ重みを設定する可変パラメータ平均化処理部と、を有することを特徴とする多値変調受信装置が提供される。

ここで、光分岐部は、伝送路を通じて伝送された多値変調光信号を受信してｎ光信号に分岐する。なお、分岐されて得られるｎ光信号は、本質的に同等の光信号である。復調処理部、等化フィルタ、識別処理部は、全体としてｎチャネルの並列光受信回路を構成しており、各受信回路チャネルは、光分岐部から分配された光信号が担う、多値変調符号あたりｎビットの情報から、それぞれ異なる１ビットずつの情報を抽出して受信するものである。復調処理部は、分岐後の１チャネル分の光信号の復調処理を行い、電気のチャネル信号に変換する。等化フィルタは、フィルタの重みである少なくとも１つの可変パラメータを有し、平均化可変パラメータ設定値にもとづき、チャネル信号の波形等化処理を行う。識別処理部は、波形等化処理後のフィルタ出力信号の識別処理を行う。信号品質モニタ部は、フィルタ出力信号の信号品質をモニタする。可変パラメータ設定値算出部は、信号品質から可変パラメータとして設定すべき可変パラメータ設定値を算出する。可変パラメータ平均化処理部は、各チャネル系列で算出された可変パラメータ設定値を平均化し、平均化可変パラメータ設定値を生成して等化フィルタへ送信し、ｎチャネルの等化フィルタに対して同じ重みを設定する。

本発明の多値変調受信装置は、各チャネル系列で算出された、ｎチャネルの等化フィルタの可変パラメータ設定値を平均化し、平均化可変パラメータ設定値を生成して等化フィルタに送信し、ｎチャネルの等化フィルタに対して同じ重みを設定する構成とした。これにより、可変パラメータ設定値の収束化を高速に行うことが可能になり、さらに光ファイバ伝送路の波長分散及び偏波モード分散の変化に対する追従速度の高速化と波形劣化の低減化とを実現することが可能になる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１は多値変調受信装置の原理図である。多値変調受信装置１は、送信側で多値変調されて光ファイバ伝送路Ｆを通じて流れてきた多値変調光信号を受信して復調する装置である。

多値変調受信装置１は、光分岐部１６、可変パラメータ平均化処理部１７、多重化処理部１８、ｎチャネル分の等化処理部１０−１〜１０−ｎから構成される。また、等化処理部１０−１〜１０−ｎは、復調処理部１１−１〜１１−ｎ、等化フィルタ１２−１〜１２−ｎ、識別処理部１３−１〜１３−ｎ、信号品質モニタ部１４−１〜１４−ｎ、可変パラメータ設定値算出部１５−１〜１５−ｎから構成される。

光分岐部１６は、光ファイバ伝送路Ｆを通じて伝送された多値変調光信号を受信してｎチャネルの光信号に分岐（ｎ分岐）する。復調処理部１１−１〜１１−ｎは、分岐後の１チャネル分の光信号の復調処理を行い、電気のチャネル信号に変換する。

等化フィルタ１２−１〜１２−ｎは、フィルタの重みである少なくとも１つの可変パラメータ（タップ係数）を有し、可変パラメータ平均化処理部１７から送信される平均化可変パラメータ設定値（Ｗ０、Ｗ１、・・・、ＷＮ）にもとづき、１チャネル分のチャネル信号の波形等化処理を行う。識別処理部１３−１〜１３−ｎは、波形等化処理後の等化フィルタ１２−１〜１２−ｎからのフィルタ出力信号の識別処理を行って識別信号を生成する。多重化処理部１８は、ｎチャネル分の識別信号の多重化を行う。

信号品質モニタ部１４−１〜１４−ｎは、フィルタ出力信号の信号品質をモニタする。可変パラメータ設定値算出部１５−１〜１５−ｎは、信号品質から可変パラメータとして設定すべき可変パラメータ設定値を算出する。

可変パラメータ平均化処理部１７は、各チャネル系列で算出された可変パラメータ設定値を平均化し、平均化可変パラメータ設定値（Ｗ０、Ｗ１、・・・、ＷＮ）を生成して等化フィルタ１２−１〜１２−ｎへ送信し、ｎチャネルすべての等化フィルタ１２−１〜１２−ｎに対して同じ重み（可変パラメータ）を設定する（以降の説明では可変パラメータのことを重みとも表記する）。

次に多値変調受信装置１の詳細な構成及び動作を説明する前に、多値変調受信装置１のベースとなる、差分直交位相変調で光伝送を行うＲＺ−ＤＱＰＳＫ（Return to Zero-Differential Quadrature Phase Shift Keying）システムの構成及び動作について説明する。

図２、図３はＲＺ−ＤＱＰＳＫシステムの構成を示す図であり、図２はＲＺ−ＤＱＰＳＫ送信装置５を示し、図３はＲＺ−ＤＱＰＳＫ受信装置６を示す。ＲＺ−ＤＱＰＳＫシステム２は、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ送信装置５と、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ受信装置６から構成され、光ファイバ伝送路Ｆで接続される。なお、光ファイバ伝送路Ｆには、光増幅中継器や、ＷＤＭ（Wavelength Division Multiplexing）の波長多重分離器、波長クロスコネクト装置などが設けられる場合もあるが図では省略している。

図２のＲＺ−ＤＱＰＳＫ送信装置５は、データ送信部５１、位相変調器５２ａ、５２ｂ、光源５３、分岐部Ｃ１、合波部Ｃ２、π／２移相部５４、ＲＺパルス化強度変調器５５から構成され、２０Gbit/sec（以下、Gbit/secは単にＧとも表記する）の互いに独立した２つの光位相変調を行って、光ファイバ伝送路Ｆへ流す際には、４０Ｇの情報量を持つ光信号にして送信する装置である。

データ送信部５１は、２０ＧのＩ信号と、２０ＧのＱ信号との２つのチャネル信号を出力し、Ｉ信号を位相変調器５２ａに入力し、Ｑ信号を位相変調器５２ｂに入力する。なお、データ送信部５１は、例えば、OTN（Optical Transport Network）またはSDH（Synchronous Digital Hierarchy）またはSONET(Synchronous Optical Network)などのフレーム処理を行うframer、FEC（Forward Error Correction） encoder、DQPSK precoder等の機能を含んでもよい。

光源５３は、連続光を出射する。分岐部Ｃ１は、連続光を２分岐して、分岐された一方の光を位相変調器５２ａに入力し、他方の光をπ／２移相部５４に入力する。π／２移相部５４は、光の電界の位相をπ／２移相して、位相変調器５２ｂに入力する。ここで、π／２移相部５４と位相変調器５２ｂの順番は逆であってもよく、またπ／２移相部５４による移相量は−π／２であってもよい。

位相変調器５２ａは、Ｉ信号の０、１に対応させて、入力光の位相を変化させ、位相変調器５２ｂは、Ｑ信号の０、１に対応させて、π／２移相された入力光の位相を変化させる。（あるいはπ／２移相部５４と位相変調器５２ｂの順番が逆である場合には、Ｑ信号の０、１に対応させて位相を変化させたのちに、π／２移相される。）合波部Ｃ２は、位相変調器５２ａ、５２ｂからの出力を合波して合波信号を生成する。

このように、Ｉ信号、Ｑ信号によってそれぞれ別々に位相変調を施し、位相変調した成分を光の電界の位相でπ／２ずらして合波することで、４値の直交位相変調（ＱＰＳＫ）を行っている。

ＲＺパルス化強度変調器５５は、変調を行う信号源に２０Ｇのクロック源（図示せず）を有し、２０Ｇのクロック信号によって、位相だけが変調されている合波信号に対して、繰り返し強度変調を行い、合波信号の強度波形をＲＺのパルス列の波形に整形する。そして、ＲＺパルスに整形された１波長の４０Ｇ光信号は、光ファイバ伝送路Ｆから出力される。

図４はＱＰＳＫのフェーズダイアグラムを示す図である。横軸は実部Ｒｅ、縦軸は虚部Ｉｍである。ここで、光の電界の時間の関数Ｅ（ｔ）は、振幅をＡ（ｔ）、電界の振動を表す関数をexp（ｊ（ωｔ−θ（ｔ）））とすると、以下の式（１ａ）のように表され、式（１ａ）を展開して式（１ｂ）になる。

式（１ｂ）のＡ（ｔ）・exp（−ｊθ（ｔ））の部分を複素平面で図示したものがフェーズダイアグラム（位相図）である。
位相変調器５２ａがＩ信号で変調すると、図４に示すフェーズダイアグラムにおいて、実軸上方向に０（Ｉ＝０）になるか、π（Ｉ＝１）になるかが決まり、位相変調器５２ｂがＱ信号で変調すると、Ｉ信号に対しπ／２回転しているので、虚軸上方向にπ／２（Ｑ＝０）になるか、３π／２（Ｑ＝１）になるかが決まる。

そして、これらの変調信号が合波部Ｃ２で合波されると、フェーズダイアグラム上では、実軸と虚軸上での直交加算に対応することになるので、光信号の位相状態（合波信号の位相状態）は、π／４（０、０）、３π／４（１、０）、５π／４（１、１）、７π／４（０、１）のそれぞれの位相状態となる（隣接する位相はすべて直交している）。

図５はＲＺパルス化強度変調器５５の動作を示す図である。グラフｇ１は、横軸が時間、縦軸が強度であり、ＲＺパルス化強度変調器５５の光強度パルスを示している。グラフｇ２は、横軸が時間、縦軸が位相であり、時間に伴って変化している合波信号の位相状態を示している。

ＲＺパルス化強度変調器５５では、合波信号の位相が変化するときには、位相が変化する瞬間と強度パルスのボトムとが一致するようにして出力を消光し（光出力＝０）、合波信号の位相が一定のときには、合波信号の符号の中心が強度パルスのピークに一致するようにして出力を強めて（光出力＝１）、ＲＺのパルスに整形する。

なお、ＲＺパルス化強度変調器５５は、送信装置の構成要素として存在しなくても位相変調されたデータの伝送は可能ではあるが、位相変調信号をＲＺパターンにして光ファイバ伝送路Ｆへ流すことで、光ファイバ伝送路Ｆ上の光信号の非線形効果によって生じる歪みを低減することが可能である。

次に図３に戻りＲＺ−ＤＱＰＳＫ受信装置６について説明する。ＲＺ−ＤＱＰＳＫ受信装置６は、分岐部Ｃ１、遅延干渉計６０ａ、６０ｂ、dual pin PD（Photo Diode）６３ａ、６３ｂ、プリアンプ部６４ａ、６４ｂ、識別部６５ａ、６５ｂ、データ受信部６６から構成され、４０Ｇの光変調信号を復調して受信処理を行う装置である。

分岐部Ｃ１は、受信した１波長の光信号を２つのチャネルに分岐し、分岐した光信号をそれぞれ遅延干渉計６０ａ、６０ｂへ出力する。遅延干渉計６０ａ、６０ｂは、分岐された２つのチャネル毎に配置されて、独立に光信号の位相変調の情報を強度変調の情報に復元するマッハ・ツェンダ型遅延干渉計（Mach-Zehnder Interferometer）である。

遅延干渉計６０ａの２本の導波路（アーム：arm）ａ１、ａ２の内、一方のアームａ２にはπ／４移相器６１ａが設けられ図示しない干渉計制御部により、導波路の屈折率を微妙に調整することにより干渉点Ｘでのアーム間光位相差がπ／４となるようにする。移相器６１ａが設置されていないアームａ１側の導波路は、ａ２と比較し概略１符号化時間分の遅延を与えるだけ光路長が長くなっている。

これにより、アームａ１の光路を通ってきた１つ前の符号と、アームａ２の光路を通ってきた現在受信した符号をπ／４ずらした符号と、を干渉点Ｘにおいて干渉させる。なお、遅延干渉計６０ｂは、片側のアームａ２に−π／４移相器６１ｂを設けたことが遅延干渉計６０ａと異なり、その他の基本動作は遅延干渉計６０ａと同じである。

また、遅延干渉計６０ａ、６０ｂそれぞれは、干渉点Ｘにおける干渉値を出力する２本の出力アームとして、上出力側アーム６２ａ−１、６２ｂ−１と下出力側アーム６２ａ−２、６２ｂ−２が備えられている。上出力側アーム６２ａ−１、６２ｂ−１の出力値と下出力側アーム６２ａ−２、６２ｂ−２の出力値とは相補的関係をとり、例えば、上出力側アーム６２ａ−１の出力値が“＋ａ”ならば、下出力側アーム６２ａ−２の出力値は“−ａ”となる。

dual pin PD（差動受光器）６３ａ、６３ｂは、Ｏ／Ｅ部であって、強度変調された光信号の直接検波を行い、光強度を電流信号に直接置き換える直接光検波器である。dual pin PD６３ａ、６３ｂは、２つのＰＤｐ１、ｐ２が接続された構成をとり、その接続点から出力をとる構成となっている。

上側ＰＤｐ１のカソードにはプラスのバイアス電圧がかかり、上側ＰＤｐ１のアノードは、下側ＰＤｐ２のカソードと接続する。下側ＰＤｐ２のアノードにはマイナスのバイアス電圧がかかる。また、遅延干渉計６０ａ、６０ｂの上出力側アーム６２ａ−１、６２ｂ−１のそれぞれは、dual pin PD６３ａ、６３ｂの上側ＰＤｐ１に接続され、下出力側アーム６２ａ−２、６２ｂ−２はdual pin PD６３ａ、６３ｂの下側ＰＤｐ２に接続される。

識別部６５ａ、６５ｂは、クロック再生と二値閾値判定機能を有し、プリアンプ部６４ａ、６４ｂで電流−電圧変換された信号から、クロックならびに二値の判定を行い、ディジタル信号を生成して出力する。

データ受信部６６は、識別部６５ａから出力された２０Gbpsのディジタル信号と、識別部６５ｂから出力された２０Gbpsのディジタル信号とを受信して所定のデータ受信処理を行う。その際、２チャネルの２０Ｇディジタル信号をシリアル多重化して４０Ｇディジタル信号として出力してもよい。また、データ受信部６６は、OTNまたはSDHまたはSONETなどのフレーム処理を行うframer、FEC decoder等の機能を含んでもよい。

ここで、ＱＰＳＫ復調動作について図６〜図９を用いて詳しく説明する。図６、図７は遅延干渉計６０ａ、６０ｂの透過率を示す図である。横軸は干渉点Ｘに到来する、相対的に遅延された２つの符号、すなわちｉ番目の符号とｉ−１番目の符号の間の位相差Δθであり、縦軸は遅延干渉計６０ａ、６０ｂの光出力パワーである。図中、上出力側アーム６２ａ−１、６２ｂ−１の光出力パワーを実線で示し、下出力側アーム６２ａ−２、６２ｂ−２の光出力パワーを点線で示す。

なお、遅延干渉計６０ａ、６０ｂでは、１つ前に到着した符号と、現在到着した符号にπ／４位相差を付けた符号とを干渉させており、そのため干渉点Ｘにおける干渉が最大または最小になるΔθは−π／４となっている。

図６の遅延干渉計６０ａの透過率に対し、符号間の位相差Δθ＝０のとき、上出力側アーム６２ａ−１の光出力は、光出力Ｐ１となり、Δθ＝π／２のときも、上出力側アーム６２ａ−１の光出力は、光出力Ｐ１となって、Δθ＝０、π／２のときは、比較的強め合う光出力となる（Δθ＝０、π／２のときは同じ光出力値をとるようにするために、０からπ／４ずらす干渉計構成にしている）。また、Δθ＝π、３π／２のときは、上出力側アーム６２ａ−１の出力は、光出力Ｐ２となり、比較的弱め合う光出力となる（この場合も、０からπ／４ずらしているので、Δθ＝π、３π／２のときは同じ光出力値をとる）。

一方、下出力側アーム６２ａ−２の光出力について見ると、上出力側アーム６２ａ−１の光出力と相補的な関係になっている（よって、同一位相差Δθにおける上出力側アーム６２ａ−１の光出力と下出力側アーム６２ａ−２の光出力とを加算した値は常に一定である）。すなわち、Δθ＝０、π／２のときは、下出力側アーム６２ａ−２の光出力は、比較的弱め合う光出力Ｐ２となり、Δθ＝π、３π／２のときは、下出力側アーム６２ａ−２の光出力は、比較的強め合う光出力Ｐ１となる。

上出力側アーム６２ａ−１は、dual pin PD６３ａの上側ＰＤｐ１に接続され、下出力側アーム６２ａ−２は、dual pin PD６３ａの下側ＰＤｐ２に接続されるので、Δθ＝０、π／２のときは、上側ＰＤｐ１に電流が多く流れ、Δθ＝π、３π／２のときは、下側ＰＤｐ２に電流が多く流れることになる。

図８はdual pin PD６３ａ、６３ｂを流れる電流の向きを示す図である。（Ａ）はdual pin PD６３ａを流れる電流の向きを示しており、（Ｂ）はdual pin PD６３ｂを流れる電流の向きを示している。

（Ａ）に対し、上側ＰＤｐ１に電流が多く流れるときは、図に示すように、dual pin PD６３ａからの出力電流の向きは矢印ｒ１となり（プラスの出力電流）、下側ＰＤｐ２に電流が多く流れるときは、dual pin PD６３ａからの出力電流の向きは矢印ｒ２（マイナスの出力電流）となる。

次に図７の遅延干渉計６０ｂの透過率に対しても同様に見ていくと、符号間位相差Δθ＝０のとき、上出力側アーム６２ｂ−１の光出力は、Δθ＝０、３π／２のときは、光出力Ｐ１となって、比較的強め合う光出力となり、Δθ＝π／２、πのときは、光出力Ｐ２となって、比較的弱め合う光出力となる。

また、下出力側アーム６２ｂ−２の光出力は、Δθ＝０、３π／２のときは、比較的弱め合う光出力Ｐ２となり、Δθ＝π／２、πのときは、比較的強め合う光出力Ｐ１となる。

したがって、Δθ＝０、３π／２のときは、上側ＰＤｐ１に電流が多く流れ、Δθ＝π／２、πのときは、下側ＰＤｐ２に電流が多く流れるので、図８の（Ｂ）に示すように、上側ＰＤｐ１に電流が多く流れるときは、dual pin PD６３ｂからの出力電流の向きは矢印ｒ１となり（プラスの出力電流）、下側ＰＤｐ２に電流が多く流れるときは、dual pin PD６３ｂからの出力電流の向きは矢印ｒ２（マイナスの出力電流）となる。

図９はΔθと電流の向きとの関係を示す図である。遅延干渉計６０ａでは、Δθ＝０、π／２のときは、dual pin PD６３ａの出力電流はプラスの電流なので、図中“＋”と記し、Δθ＝π、３π／２のときは、dual pin PD６３ａの出力電流はマイナスの電流なので“−”と記す。

同様に、遅延干渉計６０ｂでのΔθに対し、Δθ＝０、３π／２のときは、dual pin PD６３ｂの出力電流はプラスの電流なので、図中“＋”と記し、Δθ＝π／２、πのときは、dual pin PD６３ｂの出力電流はマイナスの電流なので“−”と記す。

ここで、送信側では、位相差がπ／２毎の４値をとるので、受信側でも１つ前に到着した符号と、現在到着した符号との間の位相差は４通り存在することになる。位相が回転しないときはΔθ＝０、位相が反時計回りに１つ動くとΔθ＝π／２、２つ動くとΔθ＝π、３つ動くとΔθ＝３π／２である。そして、１つ前に到着した符号と現在到着した符号で位相が何度回転したかに応じてdual pin PDの出力電流が＋、−で２通り出てくる。

これにより、一方の遅延干渉計６０ａとdual pin PD６３ａとから、４値の位相変調から２つの状態を取り出しており（送信された４０Ｇの情報量の内、半分の２０Ｇを取り出している）、もう片方の遅延干渉計６０ｂとdual pin PD６３ｂとからも、４値の位相変調から別の２つの状態を取り出している。

したがって、２組の遅延干渉計６０ａとdual pin PD６３ａ、遅延干渉計６０ｂとdual pin PD６３ｂからは、＋、−の組み合わせとして、（＋、＋）、（＋、−）、（−、−）、（−、＋）の４状態を再生していることになる。その後の処理としては、後段の識別部６５ａ、６５ｂにおいて、プラス／マイナスの電流信号を電圧信号に変換し、しきい値により、電圧信号から０、１のビット判定を行い、ディジタル信号を生成する。

このように、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ受信装置６では、ほぼ同じ回路構成を２系統配置して復調処理を行うことで、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ受信処理を行っており、回路構成の簡易化が実現されている。

次にＲＺ−ＤＱＰＳＫシステム２をＷＤＭ伝送に適用した場合の構成について説明する。図１０はＷＤＭ用ＲＺ−ＤＱＰＳＫシステムの概略構成を示す図である。ＷＤＭ用ＲＺ−ＤＱＰＳＫシステム３は、波長λ１〜λｎのｎ波長のＷＤＭ伝送を行うシステムであり、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ送信装置３ａ−１〜３ａ−ｎと、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ受信装置３ｂ−１〜３ｂ−ｎとを含み、光ファイバ伝送路Ｆ上には波長多重化部４１、波長分離部４２、光増幅中継器４３−１〜４３−ｍが設置される。

ＲＺ−ＤＱＰＳＫ送信装置３ａ−１〜３ａ−ｎからそれぞれ出力された波長λ１〜λｎの光信号は、波長多重化部４１で波長多重されてＷＤＭ信号となる。ＷＤＭ信号は、光増幅中継器４３−１〜４３−ｍで増幅中継されながら、光ファイバ伝送路Ｆ上を流れる。波長分離部４２では、ＷＤＭ信号を受信して波長λ１〜λｎの各波長の光信号に分離し、波長λ１〜λｎのｎ波の光信号はそれぞれ、該当のＲＺ−ＤＱＰＳＫ受信装置３ｂ−１〜３ｂ−ｎへ入力される。

以上説明したように、上記のＲＺ−ＤＱＰＳＫシステム２による光伝送方式では、４０Ｇの情報量を伝送する場合、１符号で２ビット送信できるので、１秒当たり２０Ｇ回の光強度の切り替えでよく、１符号１ビットで光強度を１秒間に４０Ｇ回切り替える光伝送方式と比べて、変調速度を遅くできるため、波長分散及び偏波モード分散による波形劣化の影響を低減することができる。ただし、１０Ｇの光伝送の場合と比べれば、上記のＲＺ−ＤＱＰＳＫシステム２は、まだ高速なので、波長分散及び偏波モード分散の波形歪は、１０Ｇで発生する波形歪よりも顕著なものとなり、さらなる分散補償技術が必要である。したがって、本発明では、さらに処理時間、補償精度等を高めて、適応的にかつ高精度に分散補償を行う多値変調受信装置を提供するものである。

次に図１で示した多値変調受信装置１の各構成要素の動作について詳しく説明する。光ファイバ伝送路Ｆを通じて入力された多値変調光信号は、光分岐部１６によってｎ分岐され、ｎ個のチャネルに分配される。復調処理部１１−１〜１１−ｎは、分配された多値変調光信号を復調し電気信号に変換する。復調処理部１１−１〜１１−ｎの構成としては、遅延干渉計と差動フォトダイオードの組み合わせ、局部光源と光位相ハイブリッド回路と差動フォトダイオードの組み合わせ、フォトダイオードと非線形あるいは線形な増幅回路の組み合わせなどの構成が考えられる。

各チャネルの等化フィルタ１２−１〜１２−ｎは、少なくとも１つの可変パラメータ（重み）を有し、その可変パラメータの設定値に応じて、等化フィルタ１２−１〜１２−ｎの伝達関数が変化するように設計されている。可変パラメータの値を適切に設定することにより、光受信信号に含まれる符号間干渉を補償し低減することが可能である。

すなわち、等化フィルタ１２−１〜１２−ｎの重みを設定してフィルタリングを行うことで、識別処理部１３−１〜１３−ｎへ出力すべきフィルタ出力信号の波形歪を復元し、識別処理部１３−１〜１３−ｎが有するしきい値に対してマージンを広げさせることで（アイパターンを広げることで）ビット誤り率を低下させることができる。また、波形歪が変動してもフィルタの重みを調整することで追従させることが可能である（Ｏ／Ｅ後の電気ベースの分散補償（ＥＤＣ：Electronic Dispersion Compensation：電気的分散補償）を行っている）。

等化フィルタ１２−１〜１２−ｎの構成としては、有限インパルス応答（FIR：Finite Impulse Response）特性を有する線形アナログフィルタ（トランスバーサルフィルタ、フィードフォワード等化器（FFE：Feed Forward Equalizer））や、識別回路による判定結果をアナログ的に帰還する構成の識別帰還フィルタ（判定帰還等化器（DFE：Decision Feedback Equalizer））、アナログ／ディジタル（A／D）変換器とディジタル信号処理回路を組み合わせたディジタルフィルタなどが適用可能である。また、これらをカスケードに接続するなどして併用する構成も可能である。各チャネルの等化フィルタ１２−１〜１２−ｎで波形整形された電気信号は、各チャネルの識別処理部１３−１〜１３−ｎと信号品質モニタ部１４−１〜１４−ｎとに入力される。

信号品質モニタ部１４−１〜１４−ｎとしては、例えば、入力がアナログ信号であれば、信号品質モニタ部１４−１〜１４−ｎに識別回路を具備させ、その識別結果値と入力アナログ値との差をアナログ信号の品質として推定することが可能である。

または、アナログ信号の入力に対して複数の識別回路を具備し、第１の識別回路による識別結果にもとづいて、第２の識別回路の識別しきい値を変化させ、それら複数の識別結果を組み合わせて信号品質を推定してもよい（信号品質モニタ部の識別回路と、識別処理部の識別回路とを兼ねる構成としてもよい）。

さらに、別の例として、等化フィルタ１２−１〜１２−ｎの出力がディジタル信号である場合には、信号品質モニタ部１４−１〜１４−ｎに誤り訂正（FEC：Forward Error Correction）回路を具備させ、検出された符号誤り数を信号品質とすることも可能である。

各チャネルの可変パラメータ設定値算出部１５−１〜１５−ｎは、各チャネルの信号品質モニタの出力から、等化フィルタ１２−１〜１２−ｎの可変パラメータとして設定すべき値を算出する。

例えば、等化フィルタとしてトランスバーサルフィルタや識別帰還フィルタを用いる場合には、１つのフィルタに対して複数の重み値を設定することになるが、この重みを算出するアルゴリズムとして、最小平均自乗誤差法や零強制（zero-forcing）法を用いることが可能である。また、ディジタルフィルタを用いる場合のアルゴリズムとしては、ビタビ（Viterbi）アルゴリズムを用いた最尤系列推定（MLSE：Maximum Liklihood Sequence Estimation）を用いることができる。

ここで、多値変調受信装置１の特徴として重要なことは、光ファイバ伝送路Ｆ上を伝送されることによって生じた波長分散や偏波モード分散に起因する符号間干渉は、多値変調受信装置１内のすべてチャネルの復調処理部１１−１〜１１−ｎから出力される電気波形に対して、共通の伝達関数をもって発生するということである。

すなわち、波長分散や偏波モード分散に起因する符号間干渉を補償するためには、すべての受信チャネルの等化フィルタ１２−１〜１２−ｎの可変パラメータ値は同一に設定すればよいということがわかる。

そこで、多値変調受信装置１の可変パラメータ平均化処理部１７では、各チャネルの可変パラメータ設定値算出部１５−１〜１５−ｎで得られた結果の平均をとり、全チャネルの等化フィルタ１２−１〜１２−ｎについて共通の可変パラメータ値を設定する。

このように、すべてのチャネル系列から得られる可変パラメータの情報を平均化して、平均化した値を全チャネルの等化フィルタ１２−１〜１２−ｎの重みとして共通に与えることで、波形歪の変動に対して高速に追従することが可能になる。

このような平均化・共通化を行うことにより、装置立ち上げ時の可変パラメータ収束を高速化することができ、光ファイバ伝送路Ｆで発生した波長分散ならびに偏波モード分散の変化に対する追従速度の高速化、定常状態における誤差の低減化を実現することが可能になる。

一方、識別処理部１３−１〜１３−ｎは、等化処理部１０−１〜１０−ｎの出力段に設けられ、クロック・データリカバリ（CDR：Clock Data Recovery）回路を具備することが一般的であるが、信号品質モニタ部１４−１〜１４−ｎに含まれて役割を兼ねてもよい。多重化処理部１８は、識別処理部１３−１〜１３−ｎで識別処理されたｎチャネルの信号をシリアル信号に多重化して出力する（なお、多重化処理部１８が識別機能を兼ねてもよい）。

次に多値変調受信装置１の具体的な実施の形態として、２チャネルのＤＱＰＳＫの受信装置に適用した場合について以降説明する。なお、ＤＱＰＳＫ方式には、符号に同期して光強度波形をＲＺパルスに整形することの有無とその整形方法とにしたがって、ＮＲＺ（Non Return to Zero）−ＤＱＰＳＫ、ＲＺ−ＤＱＰＳＫ、ＣＳＲＺ（Carrier-Suppressed Return to Zero）−ＤＱＰＳＫなどと称される各種のバリエーションが提案されているが（以下、これらを総称して単にＤＱＰＳＫと記す）、以降で説明する多値変調受信装置はこれらすべてに対応しうるものである。

最初に、フィルタ重み算出アルゴリズムにzero-forcing algorithmを用いた多値変調受信装置の第１の実施の形態について説明する。第１の実施の形態では、等化フィルタに設定すべき重みを、すべてのチャネルから算出して平均化するものである。

すなわち、一般化すると、１つの等化フィルタに対して、設定すべきＮ個の可変パラメータｐ１〜ｐＮがあり、チャネル１〜チャネルｎの可変パラメータ設定値算出部を可変パラメータ設定値算出部ＣＨ１〜ＣＨｎとした場合に、可変パラメータ設定値算出部ＣＨｋ（１≦ｋ≦ｎ）は、チャネルｋの信号品質にもとづいて、Ｎ個の可変パラメータｐ１〜ｐＮの設定値を算出する。

すると、Ｎ個の可変パラメータｐ１〜ｐＮがｎ組できるので、可変パラメータ平均化処理部１７では、これらｎ組の平均をとって１組の平均化可変パラメータ設定値を求めて、すべての等化フィルタの重み付けとして使用する。

図１１は多値変調受信装置の構成を示す図である。zero-forcing algorithmを用いた第１の実施の形態の多値変調受信装置１−１に対し、光ファイバ伝送路Ｆを通じて到達したＤＱＰＳＫ光信号は、まず、光分岐部１６（１：２光スプリッタ）により２分岐され、それぞれの受信回路チャネルｃｈ１、ｃｈ２（図１の等化処理部１０−１、１０−２に該当）に供給される。

受信回路チャネルｃｈ１のフロントエンドには、図３で上述したようなマッハ・ツェンダ型の遅延干渉計１１ａ−１、差動受光器１１ｂ−１、バッファ１１ｃ−１が配置され、受信回路チャネルｃｈ２のフロントエンドには、図３で上述したようなマッハ・ツェンダ型の遅延干渉計１１ａ−２、差動受光器１１ｂ−２、バッファ１１ｃ−２が配置される。

なお、マッハ・ツェンダ型の遅延干渉計１１ａ−１、差動受光器１１ｂ−１、バッファ１１ｃ−１は、図１の復調処理部１１−１に含まれ、マッハ・ツェンダ型の遅延干渉計１１ａ−２、差動受光器１１ｂ−２、バッファ１１ｃ−２は、図１の復調処理部１１−２に含まれる。

遅延干渉計１１ａ−１、１１ａ−２においては、遅延干渉計１１ａ−１の動作位相を＋π／４、遅延干渉計１１ａ−２の動作位相を−π／４に設定することにより、ａ[Gbaud]の符号伝送速度で伝送されてくる２ａ[Gbps]の情報のうち、半分のａ[Gbps]の情報が光強度信号に変換され、差動受光器１１ｂ−１、１１ｂ−２でそれぞれ光電変換される（詳細動作は上述したので省略）。

光電変換されたａ[Gbps]の情報を担う電気信号は、図１の等化フィルタ１２−１、１２−２に該当するトランスバーサルフィルタ１２ａ−１、１２ａ−２によって波形整形された後、しきい値判定回路１３ａ−１、１３ａ−２に入力される。

なお、トランスバーサルフィルタ１２ａ−１は、遅延線Ｌａ−１、可変パラメータ乗算部２ａ−１、加算部２ｂ−１から構成され、トランスバーサルフィルタ１２ａ−２は、遅延線Ｌａ−２、可変パラメータ乗算部２ａ−２、加算部２ｂ−２から構成される。

遅延線Ｌａ−１、Ｌａ−２は、バッファ１１ｃ−１、１１ｃ−２からの入力信号を時間Ｔ刻みで遅延させる毎にタップする。可変パラメータ乗算部２ａ−１、２ａ−２は、タップしたｉ番目（ｉ＝０〜Ｎ）の成分に重みＷｉを乗じ、加算部２ｂ−１、２ｂ−２は、全成分の総和をとり出力する。この重み値（Ｗ０、Ｗ１、・・・、ＷＮ）を可変することにより、フィルタの伝達関数を補正することが可能である。

しきい値判定回路１３ａ−１、１３ａ−２は、図１の識別処理部１３−１、１３−２に該当し、差分器１４ａ−１と乗算器１４ｂ−１、差分器１４ａ−２と乗算器１４ｂ−２は、信号品質モニタ部１４−１、１４−２にそれぞれ該当する。

しきい値判定回路１３ａ−１、１３ａ−２は、クロック再生機能と２値識別機能を具備し、入力されたアナログ波形から、ａ[GHz]のクロックとａ[Gbps]の２値ディジタル信号を出力する。この出力が、受信回路チャネルｃｈ１、ｃｈ２の出力となり、総合的には２ａ[Gbps]の信号が並列出力されることになる（４０Gbpsの多値変調光信号の受信処理ならば、しきい値判定回路１３ａ−１、１３ａ−２からはそれぞれ２０GHzの再生クロックと２０Gbpsの２値ディジタル信号が出力され、図示しない後段の多重化処理部で多重化されて４０Gbpsの情報が生成される）。

差分器１４ａ−１、１４ａ−２は、各チャネルのしきい値判定回路１３ａ−１、１３ａ−２の入力（フィルタ出力信号）と出力（識別信号）とをアナログ値としての差を求め、乗算器１４ｂ−１、１４ｂ−２は、その差に利得調整定数Δｊ（ｊはチャネル番号であり、この例では１または２である）を乗じて、乗算結果を信号品質の指標値とする。

ここで、しきい値判定回路１３ａ−１、１３ａ−２でしきい値判定した結果は０または１の２値であるが、しきい値判定回路１３ａ−１、１３ａ−２に入力される信号は、例えば、０．７や０．８といった端数であるので、しきい値判定回路の入力値と出力値との差をとった差分値は、しきい値判定回路に設定されているしきい値からどれだけ離れて入力振幅の余裕を持っているかを示す指標（信号品質）となり、この指標はアイマージンに比例するものである。

一方、遅延線Ｌ１、乗算器ｍ１１〜ｍ１ｋは、図１の可変パラメータ設定値算出部１５−１の機能に含まれ、遅延線Ｌ２、乗算器ｍ２１〜ｍ２ｋは、図１の可変パラメータ設定値算出部１５−２の機能に含まれ、平均化用積算器ｂ０〜ｂｎは、図１の可変パラメータ平均化処理部１７に該当する。

しきい値判定回路１３ａ−１の出力である識別信号（ｃｈ１）は、遅延線Ｌ１によって時間Ｔ刻みで遅延させる毎にタップし、乗算器ｍ１１〜ｍ１ｋは、そのタップしたｉ番目の識別信号に信号品質指標値（ｃｈ１）を乗じて、受信回路チャネルｃｈ１から重み値（Ｗ１０、Ｗ１１、・・・、Ｗ１Ｎ）を生成する。

同様にして、しきい値判定回路１３ａ−２の出力である識別信号（ｃｈ２）は、遅延線Ｌ２によって時間Ｔ刻みで遅延させる毎にタップし、乗算器ｍ２１〜ｍ２ｋは、そのタップしたｉ番目の識別信号に信号品質指標値（ｃｈ２）を乗じて、受信回路チャネルｃｈ２から重み値（Ｗ２０、Ｗ２１、・・・、Ｗ２Ｎ）を生成する。

そして、平均化用積算器ｂ０〜ｂｎは、乗算結果の重み値である（Ｗ１０、Ｗ１１、・・・、Ｗ１Ｎ）と（Ｗ２０、Ｗ２１、・・・、Ｗ２Ｎ）とをそれぞれ時間的に積算する。これにより、トランスバーサルフィルタ１２ａ−１、１２ａ−２に設定すべき平均化した重み値（Ｗ０、Ｗ１、・・・、ＷＮ）を算出する。

このようなアルゴリズム（zero-forcing algorithm）によって、受信回路チャネルｃｈ１から算出される重み値（Ｗ１０、Ｗ１１、・・・、Ｗ１Ｎ）と受信回路チャネルｃｈ２から算出される重み値（Ｗ２０、Ｗ２１、・・・、Ｗ２Ｎ）を平均化した値（Ｗ１、Ｗ２、・・・、ＷＮ）を、２つのチャネルのトランスバーサルフィルタ１２ａ−１、１２ａ−２の重み値として採用し、トランスバーサルフィルタ１２ａ−１、１２ａ−２に設定するものである。

上記のような多値変調受信装置１−１の構成とすることにより、主に以下に記す（Ａ）〜（Ｃ）の効果が得られる。
（Ａ）定常状態における重み値の変動・誤差が小さくなり、その結果、トランスバーサルフィルタ１２ａ−１、１２ａ−２で整形された波形の品質がより安定なものとなる。

（Ｂ）多値変調光信号の受信が開始された直後からトランスバーサルフィルタ１２ａ−１、１２ａ−２の重み値が安定するまでの時間が短縮される結果、信号入力を開始してから高品質な信号出力が開始されるまでの所要時間が短縮される。

（Ｃ）時間とともに光ファイバ伝送路Ｆの伝達関数が急激に変化する場合、例えば、光プロテクションスイッチングに伴って信号伝達経路が変更される場合や、偏波モード分散の大きな伝送路において作業者がファイバを動かしたりすることに伴う急激な波形の変化などに対して、より高速に追従することができる。

次に第２の実施の形態の多値変調受信装置について説明する。第２の実施の形態では、zero-forcing algorithmを用いた多値変調受信装置に対し、設定すべき等化フィルタの重み値のうち、ある一部の重みは、受信回路チャネルｃｈ１から算出し、別の一部の重みは受信回路チャネルｃｈ２から算出し、それらの計算値を組み合わせて、すべての等化フィルタに共通の重みを設定するという構成である。

すなわち、一般化すると、１つの等化フィルタに対して、設定すべきＮ個の可変パラメータｐ１〜ｐＮがあり、チャネル１〜チャネルｎの可変パラメータ設定値算出部を可変パラメータ設定値算出部ＣＨ１〜ＣＨｎとした場合に、可変パラメータ設定値算出部ＣＨａ（１≦ａ≦ｎ）では、チャネルａの信号品質にもとづいて、可変パラメータｐ１〜ｐＮの中の任意の一部の可変パラメータの設定値を算出する。

一方、可変パラメータ設定値算出部ＣＨｂ（１≦ｂ≦ｎ、ａ≠ｂ）は、チャネルｂの信号品質にもとづいて、可変パラメータｐ１〜ｐＮの中から可変パラメータ設定値算出部ＣＨａで選択された以外の可変パラメータの設定値を算出する。

このように、第２の実施の形態では、すべての可変パラメータ設定値算出部ＣＨ１〜ＣＨｎで、Ｎ個の可変パラメータｐ１〜ｐＮの設定値を算出するようにして、可変パラメータ設定算出処理を可変パラメータ設定値算出部ＣＨ１〜ＣＨｎで分担させるものである。

図１２は多値変調受信装置の構成を示す図である。多値変調受信装置１−２は、図１１で上述した多値変調受信装置１−１とは、基本的な構成は同じなので、動作上の異なる点について説明する。

平均化可変パラメータ設定値Ｗ０の算出においては、信号品質指標値（ｃｈ１）と、遅延してタップされた識別信号（ｃｈ１）とが乗算器ｍ１１で乗算され、乗算結果を平均化用積算器ｂ０に入力して、平均化可変パラメータ設定値Ｗ０を求めている。また、平均化可変パラメータ設定値Ｗ１の算出においては、信号品質指標値（ｃｈ２）と、遅延してタップされた識別信号（ｃｈ２）とが乗算器ｍ２１で乗算され、乗算結果を平均化用積算器ｂ１に入力して、平均化可変パラメータ設定値Ｗ１を求めている。

さらに、平均化可変パラメータ設定値Ｗ２の算出においては、信号品質指標値（ｃｈ１）と、遅延してタップされた識別信号（ｃｈ１）とが乗算器ｍ１２で乗算され、乗算結果を平均化用積算器ｂ２に入力して、平均化可変パラメータ設定値Ｗ２を求めている。同様にして、平均化可変パラメータ設定値ＷＮの算出においては、信号品質指標値（ｃｈ２）と、遅延してタップされた識別信号（ｃｈ２）とが乗算器ｍ２ｋで乗算され、乗算結果を平均化用積算器ｂｎに入力して、平均化可変パラメータ設定値Ｗｎを求めている。

このように、第２の実施の形態では、設定すべき等化フィルタの重み値を各受信回路チャネルの可変パラメータ設定値算出部で分担して行う構成としたので、上記の（Ａ）〜（Ｃ）の効果に加えて、さらに図１１で上述した構成よりも回路規模及び消費電力の削減を図ることが可能になる。

次にフィルタ重み算出アルゴリズムにleast mean square error algorithmを用いた２チャネルのＤＱＰＳＫの多値変調受信装置の構成及び動作について説明する。least mean square error algorithmを用いた第３の実施の形態の多値変調受信装置では、等化フィルタに設定すべき重みを、すべてのチャネルから算出して平均化するものである。

図１３は多値変調受信装置の構成を示す図である。least mean square error algorithmを用いた第３の実施の形態の多値変調受信装置１−３に対し、光ファイバ伝送路Ｆを通じて到達したＤＱＰＳＫ光信号は、まず、光分岐部１６（１：２光スプリッタ）により２分岐され、それぞれの受信回路チャネルｃｈ１、ｃｈ２（図１の等化処理部１０−１、１０−２に該当）に供給される。

受信回路チャネルｃｈ１のフロントエンドには、図３で上述したようなマッハ・ツェンダ型の遅延干渉計１１ａ−１、差動受光器１１ｂ−１、バッファ１１ｃ−１が配置され、受信回路チャネルｃｈ２のフロントエンドには、図３で上述したようなマッハ・ツェンダ型の遅延干渉計１１ａ−２、差動受光器１１ｂ−２、バッファ１１ｃ−２が配置される。

なお、マッハ・ツェンダ型の遅延干渉計１１ａ−１、差動受光器１１ｂ−１、バッファ１１ｃ−１は、図１の復調処理部１１−１に含まれ、マッハ・ツェンダ型の遅延干渉計１１ａ−２、差動受光器１１ｂ−２、バッファ１１ｃ−２は、図１の復調処理部１１−２に含まれる。

バッファ１１ｃ−１、１１ｃ−２出力後の光電変換された電気信号は、図１の等化フィルタ１２−１、１２−２に該当するトランスバーサルフィルタ１２ａ−１、１２ａ−２によって波形整形された後、しきい値判定回路１３ａ−１、１３ａ−２に入力される。

なお、トランスバーサルフィルタ１２ａ−１は、遅延線Ｌａ−１、可変パラメータ乗算部２ａ−１、加算部２ｂ−１から構成され、トランスバーサルフィルタ１２ａ−２は、遅延線Ｌａ−２、可変パラメータ乗算部２ａ−２、加算部２ｂ−２から構成される。

遅延線Ｌａ−１、Ｌａ−２は、入力信号を時間Ｔ刻みで遅延させる毎にタップする。可変パラメータ乗算部２ａ−１、２ａ−２は、タップしたｉ番目（ｉ＝０〜Ｎ）の成分に重みＷｉを乗じ、加算部２ｂ−１、２ｂ−２は、全成分の総和をとり出力する。この重み値（Ｗ０、Ｗ１、・・・、ＷＮ）を可変することにより、フィルタの伝達関数を補正する。

しきい値判定回路１３ａ−１、１３ａ−２は、図１の識別処理部１３−１、１３−２に該当し、差分器１４ａ−１と乗算器１４ｂ−１、差分器１４ａ−２と乗算器１４ｂ−２は、信号品質モニタ部１４−１、１４−２にそれぞれ該当する。

差分器１４ａ−１、１４ａ−２は、各チャネルのしきい値判定回路１３ａ−１、１３ａ−２の入力（フィルタ出力信号）と出力（識別信号）とをアナログ値としての差を求め、乗算器１４ｂ−１、１４ｂ−２は、その差に利得調整定数Δｊを乗じて信号品質指標値を生成する。

一方、乗算器ｍ１１〜ｍ１ｋは、図１の可変パラメータ設定値算出部１５−１の機能に含まれ、乗算器ｍ２１〜ｍ２ｋは、図１の可変パラメータ設定値算出部１５−２の機能に含まれ、平均化用積算器ｂ０〜ｂｎは、図１の可変パラメータ平均化処理部１７に該当する。

乗算器ｍ１１〜ｍ１ｋは、トランスバーサルフィルタ１２ａ−１内の遅延線Ｌａ−１によって時間Ｔ刻みで遅延させる毎にタップしたｉ番目の信号に信号品質指標値（ｃｈ１）を乗じて、受信回路チャネルｃｈ１から重み値（Ｗ１０、Ｗ１１、・・・、Ｗ１Ｎ）を生成する。

また、乗算器ｍ２１〜ｍ２ｋは、トランスバーサルフィルタ１２ａ−２内の遅延線Ｌａ−２によって時間Ｔ刻みで遅延させる毎にタップしたｉ番目の信号に信号品質指標値（ｃｈ２）を乗じて、受信回路チャネルｃｈ２から重み値（Ｗ２０、Ｗ２１、・・・、Ｗ２Ｎ）を生成する。

そして、平均化用積算器ｂ０〜ｂｎは、乗算結果である重み値（Ｗ１０、Ｗ１１、・・・、Ｗ１Ｎ）と（Ｗ２０、Ｗ２１、・・・、Ｗ２Ｎ）とをそれぞれ時間的に積算する。これにより、トランスバーサルフィルタ１２ａ−１、１２ａ−２に設定すべき重み値（Ｗ０、Ｗ１、・・・、ＷＮ）を算出する。

ここで、第１、第２の実施の形態では、しきい値判定後の識別信号に信号品質指標値を乗算して重みを算出するフィードバック制御であったが、第３の実施の形態では、しきい値判定前のトランスバーサルフィルタ内でタップしている信号に対して、信号品質指標値を乗算して重みを算出するフィードフォワード制御を行うものである。

図１４は多値変調受信装置の構成を示す図である。第４の実施の形態では、least mean square error algorithmを用いた多値変調受信装置１−４に対し、設定すべき等化フィルタの重み値のうち、ある一部の重みは、受信回路チャネルｃｈ１から算出し、別の一部の重みは受信回路チャネルｃｈ２から算出し、それらの計算値を組み合わせて、すべての等化フィルタに共通の重みを設定するという構成である。多値変調受信装置１−４は、図１３で上述した多値変調受信装置１−３とは、基本的な構成は同じなので、動作上の異なる点について説明する。

平均化可変パラメータ設定値Ｗ０の算出においては、信号品質指標値（ｃｈ１）と、トランスバーサルフィルタ１２ａ−１内の遅延線Ｌａ−１で遅延してタップされた信号とが乗算器ｍ１１で乗算され、乗算結果を平均化用積算器ｂ０に入力して、平均化可変パラメータ設定値Ｗ０を求めている。

また、平均化可変パラメータ設定値Ｗ１の算出においては、信号品質指標値（ｃｈ２）と、トランスバーサルフィルタ１２ａ−２内の遅延線Ｌａ−２で遅延してタップされた信号とが乗算器ｍ２１で乗算され、乗算結果を平均化用積算器ｂ１に入力して、平均化可変パラメータ設定値Ｗ１を求めている。

さらに、平均化可変パラメータ設定値ＷＮの算出においては、信号品質指標値（ｃｈ１）と、トランスバーサルフィルタ１２ａ−１内の遅延線Ｌａ−１で遅延してタップされた信号とが乗算器ｍ１ｋで乗算され、乗算結果を平均化用積算器ｂｎに入力して、平均化可変パラメータ設定値Ｗｎを求めている。

このように、第４の実施の形態では、設定すべき等化フィルタの重み値を各受信回路チャネルｃｈ１、ｃｈ２の可変パラメータ設定値算出部で分担して行う構成としたので、上記の（Ａ）〜（Ｃ）の効果に加えて、さらに図１３で上述した構成よりも回路規模及び消費電力の削減を図ることが可能になる。

次に多値変調受信装置の変形例について説明する。図１５は変形例の多値変調受信装置の構成を示す図である。多値変調受信装置１ａは、図１１で示した多値変調受信装置１−１の変形構成例を示している。多値変調受信装置１ａは、等化処理部１０ａ−１、１０ａ−２と、パラメータ設定部２０ａから構成される。

等化処理部１０ａ−１は、遅延干渉計１１ａ−１、差動受光器１１ｂ−１、バッファ１１ｃ−１、トランスバーサルフィルタ１２ａ−１、しきい値判定回路１３ａ−１から構成される。なお、遅延干渉計１１ａ−１、差動受光器１１ｂ−１、バッファ１１ｃ−１は図１の復調処理部１１−１に含まれ、トランスバーサルフィルタ１２ａ−１は図１の等化フィルタ１２−１に該当し、しきい値判定回路１３ａ−１は、図１の識別処理部１３−１に該当する。

等化処理部１０ａ−２は、遅延干渉計１１ａ−２、差動受光器１１ｂ−２、バッファ１１ｃ−２、トランスバーサルフィルタ１２ａ−２、しきい値判定回路１３ａ−２から構成される。なお、遅延干渉計１１ａ−２、差動受光器１１ｂ−２、バッファ１１ｃ−２は図１の復調処理部１１−２に含まれ、トランスバーサルフィルタ１２ａ−２は図１の等化フィルタ１２−２に該当し、しきい値判定回路１３ａ−２は、図１の識別処理部１３−２に該当する。

パラメータ設定部２０ａは、差分器１４ａ−１、乗算器１４ｂ−１、遅延線Ｌ１、乗算器ｍ１１〜ｍ１ｋ、平均化用積算器ｂ０〜ｂｎから構成される。差分器１４ａ−１と乗算器１４ｂ−１は、図１の信号品質モニタ部１４−１に該当し、遅延線Ｌ１と乗算器ｍ１１〜ｍ１ｋは、図１の可変パラメータ設定値算出部１５−１に該当し、平均化用積算器ｂ０〜ｂｎは、図１の可変パラメータ平均化処理部１７に該当する。

ここで、図１１の多値変調受信装置１−１では、差分器と乗算器を含む信号品質モニタ部と、乗算器及び遅延線を含む可変パラメータ設定値算出部とを、すべてのチャネルに対して配置して、複数チャネルからの重みを取得して、平均化用積算器ｂ１〜ｂｎを含む可変パラメータ平均化処理部１７で平均化した。

一方、図１５の多値変調受信装置１ａでは、１チャネルのみに対して、差分器１４ａ−１と乗算器１４ｂ−１を含む信号品質モニタ部と、乗算器ｍ１１〜ｍ１ｋ及び遅延線Ｌ１を含む可変パラメータ設定値算出部１５−１とを配置して、１チャネルのみから重みを算出、取得し、平均化用積算器ｂ１〜ｂｎを含む可変パラメータ平均化処理部１７で平均化し、平均化の結果をすべてのトランスバーサルフィルタ１２ａ−１、１２ａ−２へ設定するものである（その他の構成、動作は図１１と同じなので説明は省略する）。

なお、パラメータ設定部２０ａは、図では受信回路チャネルｃｈ１側に配置しているが、受信回路チャネルｃｈ２側に配置しても構わない。このように、複数の受信回路チャネルの任意の１つのチャネルのみにパラメータ設定部を設けて、１つのチャネルから重みを算出し、すべての等化フィルタに対して、その重みを設定する構成にすることで、上記の（Ａ）〜（Ｃ）の効果に加えて、さらに回路規模及び消費電力の削減を図ることが可能になる。

図１６は変形例の多値変調受信装置の構成を示す図である。多値変調受信装置１ｂは、図１３で示した多値変調受信装置１−３の変形構成例を示している。多値変調受信装置１ｂは、等化処理部１０ｂ−１、１０ｂ−２と、パラメータ設定部２０ｂから構成される。

等化処理部１０ｂ−１は、遅延干渉計１１ａ−１、差動受光器１１ｂ−１、バッファ１１ｃ−１、トランスバーサルフィルタ１２ａ−１、しきい値判定回路１３ａ−１から構成される。トランスバーサルフィルタ１２ａ−１は、遅延線Ｌａ−１、可変パラメータ乗算部２ａ−１、加算部２ｂ−１から構成される。

なお、遅延干渉計１１ａ−１、差動受光器１１ｂ−１、バッファ１１ｃ−１は図１の復調処理部１１−１に含まれ、トランスバーサルフィルタ１２ａ−１は図１の等化フィルタ１２−１に該当し、しきい値判定回路１３ａ−１は、図１の識別処理部１３−１に該当する。

等化処理部１０ｂ−２は、遅延干渉計１１ａ−２、差動受光器１１ｂ−２、バッファ１１ｃ−２、トランスバーサルフィルタ１２ａ−２、しきい値判定回路１３ａ−２から構成される。トランスバーサルフィルタ１２ａ−２は、遅延線Ｌａ−２、可変パラメータ乗算部２ａ−２、加算部２ｂ−２から構成される。

なお、遅延干渉計１１ａ−２、差動受光器１１ｂ−２、バッファ１１ｃ−２は図１の復調処理部１１−２に含まれ、トランスバーサルフィルタ１２ａ−２は図１の等化フィルタ１２−２に該当し、しきい値判定回路１３ａ−２は、図１の識別処理部１３−２に該当する。

パラメータ設定部２０ｂは、差分器１４ａ−１、乗算器１４ｂ−１、乗算器ｍ１１〜ｍ１ｋ、平均化用積算器ｂ０〜ｂｎから構成される。差分器１４ａ−１と乗算器１４ｂ−１は、図１の信号品質モニタ部１４−１に該当し、乗算器ｍ１１〜ｍ１ｋは、図１の可変パラメータ設定値算出部１５−１に該当し、平均化用積算器ｂ０〜ｂｎは、図１の可変パラメータ平均化処理部１７に該当する。

ここで、図１３の多値変調受信装置１−３では、差分器と乗算器を含む信号品質モニタ部と、乗算器を含む可変パラメータ設定値算出部とを、すべてのチャネルに対して配置して、複数チャネルからの重みを取得し、平均化用積算器ｂ１〜ｂｎを含む可変パラメータ平均化処理部１７で平均化したが、図１６の多値変調受信装置１ｂでは、１チャネルのみに対して乗算器ｍ１１〜ｍ１ｋを含む可変パラメータ設定値算出部を配置して、１チャネルのみからの重みを算出、取得して、平均化用積算器ｂ１〜ｂｎを含む可変パラメータ平均化処理部で平均化し、平均化結果をすべてのトランスバーサルフィルタ１２ａ−１、１２ａ−２へ設定するものである（その他の構成、動作は図１３と同じなので説明は省略する）。

なお、パラメータ設定部２０ｂは、図では受信回路チャネルｃｈ１側に配置しているが、受信回路チャネルｃｈ２側に配置しても構わない。このように、複数の受信回路チャネルの任意の１つのチャネルのみにパラメータ設定部を設けて、１つのチャネルから重みを算出し、すべての等化フィルタに対して、その重みを設定する構成にすることで、上記の（Ａ）〜（Ｃ）の効果に加えて、さらに回路規模及び消費電力の削減を図ることが可能になる。

多値変調受信装置の原理図である。 ＲＺ−ＤＱＰＳＫ送信装置の構成を示す図である。 ＲＺ−ＤＱＰＳＫ受信装置の構成を示す図である。 ＱＰＳＫのフェーズダイアグラムを示す図である。 ＲＺパルス化強度変調器の動作を示す図である。 遅延干渉計の透過率を示す図である。 遅延干渉計の透過率を示す図である。 dual pin PDを流れる電流の向きを示す図である。 Δθと電流の向きとの関係を示す図である。 ＷＤＭ用ＲＺ−ＤＱＰＳＫシステムの概略構成を示す図である。 多値変調受信装置の構成を示す図である。 多値変調受信装置の構成を示す図である。 多値変調受信装置の構成を示す図である。 多値変調受信装置の構成を示す図である。 変形例の多値変調受信装置の構成を示す図である。 変形例の多値変調受信装置の構成を示す図である。

符号の説明

１ 多値変調受信装置
１０−１〜１０−ｎ 等化処理部
１１−１〜１１−ｎ 復調処理部
１２−１〜１２−ｎ 等化フィルタ
１３−１〜１３−ｎ 識別処理部
１４−１〜１４−ｎ 信号品質モニタ部
１５−１〜１５−ｎ 可変パラメータ設定値算出部
１６ 光分岐部
１７ 可変パラメータ平均化処理部
１８ 多重化処理部
Ｆ 光ファイバ伝送路

Claims (8)

1. 多値変調された光信号の受信処理を行う多値変調受信装置において、
   伝送路を通じて伝送された多値変調光信号を受信してｎ光信号に分岐する光分岐部と、
   分岐後の所望の１チャネル分の光信号の復調処理を行い、電気のチャネル信号に変換する復調処理部と、フィルタの重みである少なくとも１つの可変パラメータを有し、平均化可変パラメータ設定値にもとづき、前記チャネル信号の波形等化処理を行う等化フィルタと、波形等化処理後のフィルタ出力信号の識別処理を行う識別処理部と、前記フィルタ出力信号の信号品質をモニタする信号品質モニタ部と、前記信号品質から前記可変パラメータとして設定すべき可変パラメータ設定値を算出する可変パラメータ設定値算出部と、から構成され、ｎチャネル配置される等化処理部と、
   各チャネル系列で算出された前記可変パラメータ設定値を平均化し、前記平均化可変パラメータ設定値を生成して前記等化フィルタへ送信し、ｎチャネルの前記等化フィルタに対して同じ重みを設定する可変パラメータ平均化処理部と、
   を有することを特徴とする多値変調受信装置。
2. １つの前記等化フィルタに対して、設定すべきＮ個の前記可変パラメータｐ１〜ｐＮがあり、チャネル１〜チャネルｎの前記可変パラメータ設定値算出部を可変パラメータ設定値算出部ＣＨ１〜ＣＨｎとした場合に、可変パラメータ設定値算出部ＣＨｋ（１≦ｋ≦ｎ）は、チャネルｋの前記信号品質にもとづいて、Ｎ個の前記可変パラメータｐ１〜ｐＮの設定値を算出することを特徴とする請求項１記載の多値変調受信装置。
3. １つの前記等化フィルタに対して、設定すべきＮ個の前記可変パラメータｐ１〜ｐＮがあり、チャネル１〜チャネルｎの前記可変パラメータ設定値算出部を可変パラメータ設定値算出部ＣＨ１〜ＣＨｎとした場合に、可変パラメータ設定値算出部ＣＨａ（１≦ａ≦ｎ）は、チャネルａの前記信号品質にもとづいて、前記可変パラメータｐ１〜ｐＮの中の任意の一部の前記可変パラメータの設定値を算出し、可変パラメータ設定値算出部ＣＨｂ（１≦ｂ≦ｎ、ａ≠ｂ）は、チャネルｂの前記信号品質にもとづいて、前記可変パラメータｐ１〜ｐＮの中から前記可変パラメータ設定値算出部ＣＨａで選択された以外の可変パラメータの設定値を算出し、すべての前記可変パラメータ設定値算出部ＣＨ１〜ＣＨｎで、Ｎ個の前記可変パラメータｐ１〜ｐＮの設定値を算出するようにして、可変パラメータ設定算出処理を前記可変パラメータ設定値算出部ＣＨ１〜ＣＨｎで分担することを特徴とする請求項１記載の多値変調受信装置。
4. 前記信号品質モニタ部は、前記フィルタ出力信号と前記識別処理部からの出力である識別信号との差分値を求め、前記差分値に利得調整定数を乗じて前記信号品質である信号品質指標値を生成し、前記可変パラメータ設定値算出部は、単位時間の遅延を発生させて前記識別信号を順次遅延させ、遅延後の前記識別信号に前記信号品質指標値を乗じて前記可変パラメータ設定値を算出することを特徴とする請求項１記載の多値変調受信装置。
5. 前記信号品質モニタ部は、前記フィルタ出力信号と前記識別処理部からの出力である識別信号との差分値を求め、前記差分値に利得調整定数を乗じて前記信号品質である信号品質指標値を生成し、前記等化フィルタは、単位時間の遅延を発生させて、前記チャネル信号を順次遅延させ、前記可変パラメータ設定値算出部は、遅延後の前記チャネル信号に前記信号品質指標値を乗じて前記可変パラメータ設定値を算出することを特徴とする請求項１記載の多値変調受信装置。
6. 多値変調された光信号の受信処理を行う多値変調受信装置において、
   伝送路を通じて伝送された多値変調光信号を受信してｎ光信号に分岐する光分岐部と、
   分岐後の所望の１チャネル分の光信号の復調処理を行い、電気のチャネル信号に変換する復調処理部と、フィルタの重みである少なくとも１つの可変パラメータを有し、平均化可変パラメータ設定値にもとづき、前記チャネル信号の波形等化処理を行う等化フィルタと、波形等化処理後のフィルタ出力信号の識別処理を行う識別処理部と、から構成され、ｎチャネル配置される等化処理部と、
   前記フィルタ出力信号の信号品質をモニタする信号品質モニタ部と、前記信号品質から前記可変パラメータとして設定すべき可変パラメータ設定値を算出する可変パラメータ設定値算出部と、１チャネル系列のみで算出された前記可変パラメータ設定値を平均化し、前記平均化可変パラメータ設定値を生成して前記等化フィルタへ送信し、ｎチャネルすべての前記等化フィルタに対して同じ重みを設定する可変パラメータ平均化処理部と、から構成され、ｎチャネルの中の任意の１チャネルのみに配置されるパラメータ設定部と、
   を有することを特徴とする多値変調受信装置。
7. 前記信号品質モニタ部は、前記フィルタ出力信号と前記識別処理部からの出力である識別信号との差分値を求め、前記差分値に利得調整定数を乗じて前記信号品質である信号品質指標値を生成し、前記可変パラメータ設定値算出部は、単位時間の遅延を発生させて前記識別信号を順次遅延させ、遅延後の前記識別信号に前記信号品質指標値を乗じて前記可変パラメータ設定値を算出することを特徴とする請求項６記載の多値変調受信装置。
8. 前記信号品質モニタ部は、前記フィルタ出力信号と前記識別処理部からの出力である識別信号との差分値を求め、前記差分値に利得調整定数を乗じて前記信号品質である信号品質指標値を生成し、前記等化フィルタは、単位時間の遅延を発生させて、前記チャネル信号を順次遅延させ、前記可変パラメータ設定値算出部は、遅延後の前記チャネル信号に前記信号品質指標値を乗じて前記可変パラメータ設定値を算出することを特徴とする請求項６記載の多値変調受信装置。

Images