JP2009186241A - 受信装置、測距システム、測位システム、コンピュータプログラム及び受信時点特定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】信号の受信時点をより高精度に特定することができる受信装置、該受信装置を利用する測距システム及び測位システム、コンピュータプログラム、並びに受信時点特定方法を提供する。
【解決手段】受信装置１では遅延信号推定部１４が、受信した信号から遅延して到達して重畳されている遅延信号を解析して推定する。再現信号作成部１５は、送信される信号に含まれる基準信号の複製であるレプリカ信号と、遅延信号推定部１４で推定された遅延信号とに基づいて、遅延信号の影響が反映された基準信号を再現する再現信号を作成して出力する。第２マッチトフィルタ１６により受信信号と再現信号との相関がとられ、受信信号特定部１７により受信時点が特定される。
【選択図】図１

Description

本発明は、電波の送受信に要する時間から移動体の位置を測定する測位技術に関し、特に、送信される信号の受信時点をより高精度に特定することができる受信装置、該受信装置を含む測距システム及び測位システム、並びにコンピュータプログラム及び受信時点特定方法に関する。

移動体の位置検出をより精度よく実現するために種々の方法が提案されている。特許文献１には、電波源からの電波の到達時間差から距離を算出して位置を検出するに際し、マルチパス、位相ずれの影響を除去して精度を上げる技術が開示されている。また、特許文献２には複数の電波を受信し、夫々の位相差から距離を算出し位置を検出する技術が開示されている。そして、特許文献３には、到達時間差又は位相差を正確に算出するために、電波源である送信装置のクロックと受信装置のクロックとを同期させる技術が開示されている。

これらの方法では、電波源から送信される電波に含まれる特定の信号を受信した時点、又は、受信した複数の電波に夫々含まれる特定の信号の位相差から距離を算出する。

特定の信号としては、例えば地上波デジタルテレビ、無線ＬＡＮ（８０２．１１ａ）などで利用されているＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式では、パイロット信号と呼ばれる基準信号が利用される。パイロット信号は、信号からの情報を読み出す時点の基準のために含まれている信号である。受信装置は、送信されるパイロット信号と同じ信号を記憶しておき、受信した信号との相関出力に基づき相関が極大となる時点からパイロット信号を受信した時点を特定し、特定した時点を基準に信号に含まれるシンボルの区切りを検出して信号を復調し、情報を取り出す。
特許第３７３９０７８号公報 特許第３３８３７９７号公報 特許第３９６１９５１号公報

放射される電波は種々の原因でノイズを含む。直接到達した電波と反射によって遅延して到達した電波とが重畳して受信される（マルチパスという）ので相関の極大に相当する時点が後方へずれるか、又は、相関曲線が鈍る。これにより、シンボルの区切りの検出がずれる場合がある。ただし、ＯＦＤＭ方式における本来の通信用途では、マルチパスの影響を受けて検出されたシンボルの区切りが少々ずれている程度であれば十分に信号の復調が可能なように対処がされている。

しかしながら、特定の信号を受信した受信時点を位置検出に利用する場合、受信時点をより精度よく求める必要がある。例えば、受信した信号と特定の信号との相関が極大となる時点がマルチパスの影響を受けてずれ、受信時点が５０ナノ秒誤って特定された場合、現状の多くの通信用途では問題なく情報を取り出すことができるものの、位置検出用途では５０ナノ秒の誤差は１５メートルの誤差に相当し、精度が不十分なときがある。

本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、信号の受信時点をより高精度に特定することができる受信装置、該受信装置を利用する測距システム及び測位システム、コンピュータを前記受信装置として機能させるコンピュータプログラム、並びに、受信時点特定方法を提供することを目的とする。

第１発明に係る受信装置は、送信される信号に含まれる基準信号の複製を記憶しておき、前記信号を受信した場合に受信時点を特定する受信装置であって、受信した信号に重畳されている遅延信号を解析する解析手段と、該解析手段が解析した遅延信号に基づいて、前記複製を補正した補正基準信号を作成する作成手段と、受信した信号と前記作成手段が作成した補正基準信号との相関に基づき信号の受信時点を特定する手段とを備えることを特徴とする。

第２発明に係る受信装置は、前記解析手段は、遅延信号の内の、受信する信号の帯域幅に関する基準時間よりも遅延時間が長い後方遅延信号を推定する手段と、受信した信号から、前記後方遅延信号を除去する除去手段と、該除去手段が前記後方遅延信号を除去した後の信号から、遅延時間が前記基準時間よりも短い遅延信号を解析する手段とを備えることを特徴とする。

第３発明に係る受信装置は、受信した信号の実部と虚部とを用いた所定の演算により第１演算信号を求める第１演算手段と、前記補正基準信号の実部と虚部とを用いた所定の演算により第２演算信号を求める第２演算手段と、前記第１演算信号及び前記第２演算信号の相関に基づいて信号の受信時点を特定する手段とを備えることを特徴とする。

第４発明に係る受信装置は、前記解析手段は、受信した信号から伝達関数を求めてインパルス応答を得る手段と、得られたインパルス応答を、時間を変数とする２以上の所定関数の線形和として扱い、最小二乗法を用いて前記所定関数を特定する手段とを備え、特定される所定関数に基づき、最も早く受信される信号に対する遅延信号の遅延時間及び強度比を推定するようにしてあることを特徴とする。

第５発明に係る受信装置は、前記所定関数はｓｉｎｃ関数であることを特徴とする。

第６発明に係る受信装置は、受信した信号から前記基準信号が含まれる範囲の信号を抽出する手段を備えることを特徴とする。

第７発明に係る受信装置は、前記抽出手段は、受信した信号から、時間範囲が異なる少なくとも２つの範囲の信号を抽出するようにしてあることを特徴とする。

第８発明に係る測距システムは、基準信号と送信時点の情報とを含む信号を送信する送信装置、及び第１発明乃至第７発明のいずれか１つの受信装置を備え、該受信装置が前記送信装置から受信した信号に含まれる送信時点と、受信装置が特定した受信時点との時間差から送信装置及び受信装置間の距離を測定するようにしてあることを特徴とする。

第９発明に係る測位システムは、基準信号と送信時点の情報とを含む信号を送信する送信装置、及び第１発明乃至第７発明のいずれか１つの受信装置を備えて前記送信装置又は受信装置の位置を測定する測位システムであって、前記送信装置又は受信装置の少なくとも一方は複数備えられ、前記送信装置又は受信装置のいずれか複数備えられる装置の位置情報を記憶しておく手段と、前記送信装置から送信された信号に含まれる送信時点、及び、前記受信装置が特定した受信時点の時間差から距離を測定する測距手段と、前記位置情報及び測距手段が測定した距離に基づき、前記送信装置又は受信装置の内の位置情報が未知である装置の位置を測定する手段とを備えることを特徴とする。

第１０発明に係るコンピュータプログラムは、送信される信号を受け付けるコンピュータに、前記信号に含まれる基準信号の複製を記憶させておき、前記信号を受信した場合に受信時点を特定させるコンピュータプログラムであって、コンピュータを、受信した信号に重畳されている遅延信号を解析する解析手段、該解析手段が解析した遅延信号に基づいて、前記複製を補正した補正基準信号を作成する作成手段、及び、受信した信号と前記作成手段が作成した補正基準信号との相関に基づき信号の受信時点を特定する手段として機能させることを特徴とする。

第１１発明に係る受信時点特定方法は、送信される信号に含まれる基準信号の複製を記憶しておき、前記信号を受信した場合に受信時点を特定する受信時点特定方法であって、受信した信号に重畳されている遅延信号を解析し、解析された遅延信号に基づいて、前記複製を補正した補正基準信号を作成し、受信した信号と作成した補正基準信号との相関に基づき信号の受信時点を特定することを特徴とする。

第１発明、第１０発明及び第１１発明では、遅れて到達する遅延信号が解析され、解析された遅延信号に基づいて予め記憶してある基準信号の複製を補正することにより、遅延信号に含まれる基準信号が重畳されている場合の基準信号を再現する補正基準信号が作成される。受信した信号と、遅延信号の重畳を再現した補正基準信号との相関をとるので、遅延信号が重畳されている信号と理想的に受信される場合の基準信号に等しい複製との相関をとる場合よりも、相関を精度良くとることが可能となる。

第２発明では、基準時間よりも長い時間遅れて受信された遅延信号を予め除去してから他の遅延信号の解析がされる。基準時間とは、信号の帯域幅に関する時間であって、遅延時間が基準時間よりも長い信号を元の受信した信号から除去した場合でも、元の信号を解析するに際して影響が少ないと判断できる時間である。遅延時間が長い信号の強度が大きい場合には特に除去されてから解析が行なわれることで、他の遅延信号の解析処理の精度を上げることが可能となる。遅延信号が多く含まれている場合、一度に全ての遅延信号を精度よく推定することは困難であるときがあるが、含まれる遅延信号を少なくして解析を行なうことによって精度が高くなる。

第３発明では、送信される信号の内の９０°位相遅れに相当する虚部の成分が反映され、且つ疑似的に高周波信号となる演算を利用することにより特に、最も早く受信される信号の近傍で受信される遅延信号による影響が顕在化される。これにより、比較的遅延時間が短い遅延信号による影響の度合いを評価することが可能となる。即ち、分離することが困難な、遅延時間が短い遅延信号の解析の精度があがるので、評価された度合いに応じた補正を行なうことによって受信時点の特定精度が高められる。

第４発明では、最小二乗法を利用した解析によって、更に高精度に遅延信号を解析することが可能となり、高精度に相関をとることが可能となるので、受信時点の特定精度が高められる。

第５発明では更に、受信した信号から求めたインパルス応答をｓｉｎｃ関数の線形和として扱うことにより、されに高精度に遅延信号を解析することが可能となる。

第６発明では、受信する信号に含まれる基準信号を含む範囲に解析対象を限定することにより、演算量を削減することが可能となる。

第７発明では更に、精度よく解析が可能に基準信号が含まれる範囲を抽出する可能性が高められ、演算量が削減されると共に解析の精度を高めることが可能となる。

第８発明及び第９発明では、遅延信号の影響を正しく反映させて受信する信号との相関を精度良くとることが可能となるので、受信時点の特定精度が高まる。したがって、送信時点と受信時点との時間差を用いて距離を測定する場合、更に測定された距離を用いて位置を測定する場合にその測定精度が高まる。

本発明による場合、遅延して受信された信号に含まれる基準信号による相関への影響についても考慮し、基準信号の複製を補正して実際に受信される基準信号を再現する補正基準信号を作成してから受信した信号との相関をとるので、より高精度に信号の受信時点を特定することができる。受信時点を高精度に特定できるので、距離、更に位置をより高精度に測定することができる。

以下、本発明をその実施の形態を示す図面に基づいて具体的に説明する。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１における受信装置の構成を示すブロック図である。受信装置１は、ＯＦＤＭ方式の電波を受信するように構成されており、受信部１０、記憶部１１、ＦＦＴ処理部１２、第１マッチトフィルタ１３、遅延信号推定部１４、再現信号作成部１５、第２マッチトフィルタ１６、受信時点特定部１７及び計時部１８を含む。

受信部１０は、所定の周波数帯域の電波を受信して信号を出力する。受信部１０は、電波を受信したアンテナ部１０１から出力される信号に対し、増幅回路、フィルタ回路等を含む受信回路１０２によりアナログ／デジタル変換を行ない、後段のＦＦＴ処理部１２、第１マッチトフィルタ１３、及び第２マッチトフィルタ１６へ出力する。

記憶部１１にはマスクＲＯＭ等のＲＯＭが用いられる。記憶部１１には、受信する信号に含まれるパイロット信号Ｐ（ｔ）が挿入されている時点を特定するパターンマッチ、即ち相関をとるために、パイロット信号の複製（以下、レプリカ信号Ｒ（ｔ）と呼ぶ）が記憶されている。

第１マッチトフィルタ１３及び第２マッチトフィルタ１６は、入力される信号間の相関をとり出力する。第１マッチトフィルタ１３は、受信部１０から入力される受信信号Ｓｒ（ｔ）と記憶部１１に記憶されているレプリカ信号Ｒ（ｔ）との時間軸上の相関をとり、ＦＦＴ処理部１２へ出力する。第２マッチトフィルタ１６は、受信部１０から入力される受信信号Ｓｒ（ｔ）と再現信号作成部１５から入力される調整後のレプリカ信号Ｒ´（ｔ）との相関をとり、受信時点特定部１７へ出力する。

ＦＦＴ処理部１２は入力される信号に対しＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理を行ない、入力される信号の周波数分布を後段の遅延信号推定部１４へ出力する。なお、ＦＦＴ処理部１２がＦＦＴ処理を行なう範囲（以下、ＦＦＴウィンドウと呼ぶ）は、第１マッチトフィルタ１３から出力される相関が極大となる時点Ｔ_c1の近傍であり、レプリカ信号の時間幅Ｔ_R と同じ幅又は時間幅Ｔ_R 以上の幅を有する範囲とする。これにより、パイロット信号Ｐ（ｔ）が含まれているであろう範囲の信号を抽出し、ＦＦＴ処理を行なうことができる。更に具体的には、ＦＦＴウィンドウは第１マッチトフィルタ１３から出力される相関が極大となる時点Ｔ_c1から、前方及び後方に適宜時間ずらした時点を中心とする２つのＦＦＴウィンドウを用いるように構成され、ＦＦＴ処理は夫々の範囲で行なわれることが望ましい。これにより、ＦＦＴ処理を行なう範囲にパイロット信号Ｐ（ｔ）全体が含まれる可能性が高くなり、且つ相関が極大となる時点を精度よく特定することができて後の解析の精度を高めることができる。

遅延信号推定部１４は、受信装置１で受信した受信信号Ｓｒ（ｔ）の内のパイロット信号Ｐ（ｔ）が含まれる範囲から伝送路の伝達関数を求め、受信信号Ｓｒ（ｔ）に重畳されている遅延信号の特徴即ち遅延プロファイルを推定する。遅延信号推定部１４は遅延プロファイルとして、最も短い経路で到達した最短信号に対する強度比ｒと遅延時間ｔ_delayとを推定し、再現信号作成部１５へ出力する。具体的には、遅延信号推定部１４はまず、ＦＦＴ処理部１２から出力された周波数分布と、パイロット信号Ｐ（ｔ）の複製であるレプリカ信号Ｒ（ｔ）の周波数分布とから伝達関数を求める。伝達関数Ｇ（ｓ）は、Ｇ（ｓ）＝Ｓｒ（ｓ）／Ｒ（ｓ）によって求められる。このとき、ｓはラプラス変数であり、Ｓｒ（ｓ）は受信信号Ｓｒ（ｔ）の周波数成分、Ｒ（ｓ）はレプリカ信号Ｒ（ｔ）の周波数成分である。遅延信号推定部１４は、伝達関数Ｇ（ｓ）を逆ＦＦＴ処理してインパルス応答を求める。

そして、遅延信号推定部１４は、インパルス応答は最短信号のみの場合のインパルス応答と遅延信号のみの場合のインパルス応答との線形結合からなるとして扱い、遅延信号に対し、最短信号の強度を１とする線形係数（強度比）ｒ、及び、最短信号からの遅延時間ｔ_delayを推定し、再現信号作成部１５へ出力する。なお、最短信号又は遅延信号のみ夫々から矩形のＦＦＴウィンドウでＦＦＴ処理されて求められるインパルス応答はｓｉｎｃ関数（ｓｉｎ（ｘ）／ｘ）となることが判っている。したがって、遅延信号推定部１４は、求められるインパルス応答をｓｉｎｃ関数の線形結合として扱い、遅延信号の強度比及び遅延時間を解析する。また、遅延信号推定部１４は、複数の遅延信号が推定される場合は夫々の線形係数ｒ_i 及びｔ_{delay i}を推定して出力する（ｉ＝１，２，３…）。

再現信号作成部１５は、遅延信号推定部１４から出力される強度比ｒ_i と遅延時間ｔ_{delay i}とに基づき、重畳されている遅延信号に含まれるパイロット信号Ｐ（ｔ−ｔ_delay）の影響を再現するようにレプリカ信号Ｒを補正した再現信号（補正パイロット信号）Ｒ´（ｔ）を作成し、第２マッチトフィルタ１６へ出力する。具体的には、再現信号Ｒ´（ｔ）は、Ｒ´（ｔ）＝Ｒ（ｔ）＋Σ｛ｒ_i ＊Ｒ（ｔ−ｔ_{delay i}）｝と作成される。

受信時点特定部１７は、第２マッチトフィルタ１６から出力される相関が極大となる時点Ｔ_c2を所定の周期で時間を計測する計時部１８から得られる時刻（クロック計数）を参照して特定する。

なお、図１及びその説明ではＦＦＴ処理部１２、遅延信号推定部１４及び再現信号作成部１５は夫々で処理を行なう構成として説明した。しかしながら、これらの構成部は、説明を明瞭にするために機能的に区別されるものとして説明するのであり、夫々の機能を一連の処理によって実現する構成部が備えられてもよい。他の構成部についても同様である。

次に、上述のように構成される各構成部の動作によって受信時点が特定される処理をフローチャートを参照して説明する。図２は、実施の形態１における受信装置１によって受信時点が特定される処理手順の一例を示すフローチャートである。

第１マッチトフィルタ１３は受信信号Ｓｒ（ｔ）と記憶部１１から読み出したレプリカ信号Ｒ（ｔ）との相関を時間軸でとる（ステップＳ１１）。第１マッチトフィルタ１３から出力される相関がＦＦＴ処理部１２へ入力されるので、ＦＦＴ処理部１２は、第１マッチトフィルタ１３から出力される相関が極大となる時点及びその近傍を含む矩形窓（ＦＦＴウィンドウ）により、受信信号Ｓｒ（ｔ）から処理対象の信号Ｓｒ_ex（ｔ）を抽出する（ステップＳ１２）。ＦＦＴ処理部１２は抽出した受信信号Ｓｒ_ex（ｔ）をＦＦＴ処理し、周波数成分に変換する（ステップＳ１３）。

遅延信号推定部１４は、周波数成分に変換された受信信号Ｓｒ_ex（ｔ）をレプリカ信号Ｒ（ｔ）の周波数成分で除算することにより伝達関数Ｇ（ｓ）を求め、得られた伝達関数Ｇ（ｓ）を逆ＦＦＴ処理することによりインパルス応答を求める（ステップＳ１４）。遅延信号推定部１４は、得られたインパルス応答に基づいて、インパルス応答をｓｉｎｃ関数の線形結合として扱い、解析により遅延信号を推定する（ステップＳ１５）。

再現信号作成部１５は、遅延信号推定部１４により推定された遅延信号の強度比及び遅延時間並びにレプリカ信号Ｒ（ｔ）に基づいて再現信号Ｒ´（ｔ）を作成する（ステップＳ１６）。第２マッチトフィルタ１６には受信信号Ｓｒ（ｔ）と再現信号作成部１５により作成される再現信号Ｒ´（ｔ）とが入力される。第２マッチトフィルタ１６はこれらの相関をとり出力する（ステップＳ１７）。

受信時点特定部１７は、第２マッチトフィルタ１６から出力される相関が極大となる時点Ｔ_c2を計時部１８から取得される時刻を参照して特定する（ステップＳ１８）。これにより、受信装置１における受信時点の特定処理が終了する。

次に、図２のフローチャートで説明した各処理手順について具体例を挙げて詳細に説明する。図３は、実施の形態１における受信装置１の記憶部１１に記憶されているレプリカ信号Ｒ（ｔ）と、受信信号Ｓｒ（ｔ）の内容例を示す説明図である。図３の説明図では、左から右に向かって時間の経過を示し、上段からレプリカ信号Ｒ（ｔ）、受信信号Ｓｒ（ｔ）、相関信号Ｃｏｒ（ｔ）を示し、受信信号Ｓｒ（ｔ）に対するＦＦＴウィンドウを破線で示している。

受信信号Ｓｒ（ｔ）には、所定の周期でパイロット信号Ｐ（ｔ）が含まれている。したがって、パイロット信号Ｐ（ｔ）の複製であるレプリカ信号Ｒ（ｔ）との相関をとることにより、パイロット信号Ｐ（ｔ）が含まれている時点で相関が極大となるはずである。しかしながら、受信信号Ｓｒ（ｔ）は、マルチパスの影響を受けて遅れて受信された遅延信号も重畳されている。図３の説明図の例でも見かけ上、受信信号Ｓｒ（ｔ）とレプリカ信号Ｒ（ｔ）とで近似した波形を見つけることが困難である。受信された信号Ｓｒ（ｔ）とレプリカ信号Ｒ（ｔ）との相関をとる場合、本来パイロット信号Ｐ（ｔ）が含まれる時点の近傍で極大となるものの、極大となる時点は後方へズレるか、又は相関曲線が鈍りを有し、相関が極大となる時点を受信時点としたときは誤りが大きくなる可能性がある。

受信信号Ｓｒ（ｔ）中のパイロット信号Ｐ（ｔ）が含まれる範囲には、最短で受信されたパイロット信号Ｐ（ｔ）に、遅れて受信されるパイロット信号Ｐ（ｔ−ｔ_delay）が重畳していることが推測される。したがって、受信信号Ｓｒ（ｔ）とレプリカ信号Ｒ（ｔ）とを元にして伝達関数を求め、求めた伝達関数から更に求められるインパルス応答を解析することにより、最短で受信された信号に対する遅延信号の強度比及び遅延時間を求める。

インパルス応答を求めるためにはまず、受信信号Ｓｒ（ｔ）に対しＦＦＴ処理を行ない伝達関数を求めるが、より精度よく伝達関数を求めるにはパイロット信号Ｐ（ｔ）全体を含む範囲に対してＦＦＴ処理を行なうことが望ましい。しかしながら、遅延信号の重畳によってパイロット信号Ｐ（ｔ）に該当する範囲を正しく特定することは難しいので、ＦＦＴ処理を行なう対象範囲は、受信信号Ｓｒ（ｔ）とレプリカ信号Ｒ（ｔ）との相関によって概略的に特定することができる受信時点Ｔ_c1を略中心とする時間幅Ｔ（≧Ｔ_R ）に含まれる範囲を対象範囲、即ちＦＦＴウィンドウとする。なお、実際に受信した受信信号Ｓｒ（ｔ）とレプリカ信号Ｒ（ｔ）との相関の極大点から特定した受信時点Ｔ_c1はすでに大きい誤差を含んでいる可能性がある。そして、最短で受信されたパイロット信号Ｐ（ｔ）と遅れて受信されるパイロット信号Ｐ（ｔ−ｔ_delay）との受信時点の差分を求めるので、いずれの信号に対してもインパルス応答の強度が極大となる時点を十分に特定できることが必要になる。したがってＦＦＴウィンドウは、図３の下段に示すように、Ｔ_c1に対し前後に任意の時間ずらした２つの矩形ＦＦＴウィンドウを使用する。そして、２つのＦＦＴウィンドウ夫々を用いて抽出された受信信号Ｓｒ_ex（ｔ）から夫々求められる伝達関数から、更に求められる２つのインパルス応答のスペクトルの内、いずれか良好に強度が極大となる時点を特定できるものを採用し、より精度よく遅延信号の強度比及び遅延時間を求めることが可能となる。

図４は、実施の形態１における受信装置１で受信信号Ｓｒ（ｔ）から求められたインパルス応答の例を示すグラフ図である。図４（ａ）の実線は、受信信号Ｓｒ（ｔ）から図３に示したＦＦＴウィンドウで抽出された受信信号Ｓｒ_ex（ｔ）に対するＦＦＴ処理、伝達関数の算出を経て求められたインパルス応答である。図４（ａ）のグラフ図の横軸は時間を示し、縦軸は強度を示している。時間軸はＦＦＴウィンドウの起点をゼロとした時間を示している。図４（ｂ）は比較のため、遅延信号を含まない一波のみの信号から求められたインパルス応答に相当するｓｉｎｃ関数の曲線を示している。

図４（ｂ）に示すｓｉｎｃ関数の波形と比較した場合、図４（ａ）に示すインパルス応答は、絶対値が最大である極大点近傍の曲線の後半が緩やかであり、更にその緩やかなカーブの途中に極大点が出現する。遅延信号推定部１４は、図４（ａ）に示すインパルス応答はｓｉｎｃ関数の線形結合であるとしてこれを解析し、遅延信号の強度比及び遅延時間を推定する。図４（ａ）に示すインパルス応答は例えば、破線で示す４つのｓｉｎｃ関数の線形結合であると解析される。このときの４つのｓｉｎｃ関数の内の強度が極大となる時点が最も早いｓｉｎｃ関数が、最短信号のインパルス応答であるはずである。したがって他の３つのｓｉｎｃ関数を遅延信号のインパルス応答と推定することが可能である。最短信号のインパルス応答と推定されるｓｉｎｃ関数の強度が極大となる時点から、他の３つのｓｉｎｃ関数の強度が極大となる時点までの時間差が夫々、３８ナノ秒、７６ナノ秒及び１２０ナノ秒であると解析でき、更に、信号強度が最短で受信された信号を１とした場合に夫々、１．３３、０．８４及び０．６４と解析できたとき、遅延信号推定部１４から再現信号作成部１５へ、ｒ₁ ＝１．３３，ｔ_{delay 1} ＝３８、ｒ₂ ＝０．８４，ｔ_{delay 2} ＝７６、ｒ₃ ＝０．６４，ｔ_{delay 3} ＝１２０が出力される。

図５は、実施の形態１における受信装置１でレプリカ信号Ｒ（ｔ）に基づいて作成された再現信号Ｒ´（ｔ）と、受信信号Ｓｒ（ｔ）との相関の例を示す説明図である。図５の説明図では、左から右に向かって時間の経過を示し、上段から再現信号Ｒ´（ｔ）、受信信号Ｓｒ（ｔ）、相関信号Ｃｏｒ´（ｔ）を示している。また、相関信号Ｃｏｒ´（ｔ）の曲線に対する比較のため、単純にレプリカ信号Ｒ（ｔ）と受信信号Ｓｒ（ｔ）との相関をとった場合の相関信号Ｃｏｒ（ｔ）（図３参照）を破線により示している。

図５に示す例では例えば、再現信号Ｒ´（ｔ）は、遅延信号推定部１４から入力される各遅延信号の強度比ｒ_i 及び遅延時間ｔ_{delay i}に基づき、再現信号作成部１５によって以下式１のように作成される。

再現信号Ｒ´（ｔ）＝Ｒ（ｔ）＋１．３３＊Ｒ（ｔ−３８）＋０．８４＊Ｒ（ｔ−７６）＋０．６４＊Ｒ（ｔ−１２０）…（１）

作成された再現信号Ｒ´（ｔ）は第２マッチトフィルタ１６に入力され、第２マッチトフィルタ１６により、受信信号Ｓｒ（ｔ）との時間軸上の相関がとられる。これにより、得られる相関が極大となる時点Ｔ_c2が受信時点として特定される。この場合、再現信号Ｒ´（ｔ）は、３つの遅延信号に含まれるパイロット信号Ｐ（ｔ−ｔ_delay）との重畳を再現するように作成されるので、実際に受信した受信信号Ｓｒ（ｔ）に含まれる信号に近い波形となる。したがって、再現信号Ｒ´（ｔ）との相関をとることによって特定される受信時点Ｔ_c2は、単純にレプリカ信号Ｒ（ｔ）との相関の極大点から特定した受信時点Ｔ_c1よりも正確である。受信信号Ｓｒ（ｔ）がマルチパスの影響を受けて遅延信号を含む場合、単純にレプリカ信号Ｒ（ｔ）との相関が極大となる時点から特定される受信時点Ｔ_c1は、遅延の影響を受けて正確な受信時点よりも遅れる。この場合、再現信号Ｒ´（ｔ）との相関が極大となる時点から特定される受信時点Ｔ_c2は受信時点Ｔ_c1に対して早い時点である。

なお、図３乃至図５に示す内容例に示したように、インパルス応答を構成するｓｉｎｃ関数を高精度に推定できる場合には、単純にレプリカ信号Ｒ（ｔ）との相関をとることによって特定される受信時点Ｔ_c1の本来の受信時点に対する誤りが約３０ナノ秒であるのに対し、誤りを１ナノ秒にまで抑えることができる。なお、１ナノ秒は距離にして０．３メートルに相当する。このように、遅延信号が重畳されている受信信号Ｓｒ（ｔ）と、遅延信号の重畳を再現するようにレプリカ信号Ｒ（ｔ）に基づいて作成した再現信号Ｒ´（ｔ）との相関をとることにより、高精度に受信時点Ｔ_c2を特定することができる。

（実施の形態２）
実施の形態１で示した例では誤りを１ナノ秒にまで抑えて正確に受信時点を特定することができたが、これはインパルス応答の解析が正確にできた場合に可能となる。しかしながら通常、電波の反射が多い環境では遅延信号は更に多数で互いに近接して複雑であり、強度も遅延時間も多様である。長い時間にわたって遅延信号が多数受信される場合、受信信号から求められるインパルス応答は多数のｓｉｎｃ関数の和で構成されると考える必要が生じる。しかしながら、この場合、インパルス応答を構成する複数のｓｉｎｃ関数夫々を正確に推定することは難しいこともある。例えば、３つのｓｉｎｃ関数の線形和として扱って解析する場合よりも、４つのｓｉｎｃ関数の線形和として扱って解析する場合では難易度が上がり、線形和としての解が求まる可能性が低くなる。

そこで実施の形態２では、マルチパスの影響が大きい環境下で受信された信号でも高精度に受信時点を特定するために、帯域幅に関する基準時間に比して遅延時間が長い後方遅延信号のインパルス応答を除去してから解析する構成とする。そして更に、除去後のインパルス応答を最小二乗法により解析する構成とする。これにより、更に精度よく遅延信号を推定し、受信時点を特定することが可能となる。

実施の形態２における受信装置１の構成は、遅延信号推定部１４における詳細な処理内容以外は、実施の形態１における構成と同様である。したがって、実施の形態１と同一の符号を付して各構成部の詳細な説明を省略する。以下に、遅延信号推定部１４が、得られたインパルス応答から、遅延時間が基準時間よりも長い後方遅延信号のインパルス応答を除去して他の遅延信号を推定する処理について説明する。

図６は、実施の形態２における受信装置１によって受信時点が特定される処理手順の一例を示すフローチャートである。図６のフローチャートに示す処理手順の内、実施の形態１における図２のフローチャートに示した処理手順と共通する手順については同一のステップ番号を付して詳細な説明を省略する。

受信装置１の遅延信号推定部１４は、ステップＳ１４により得られるインパルス応答に基づいて、遅延時間が基準時間よりも長い後方遅延信号を推定する（ステップＳ２１）。そして遅延信号推定部１４は、推定された後方遅延信号のインパルス応答をステップＳ１４により得られるインパルス応答から差し引くことにより除去し（ステップＳ２２）、除去後のインパルス応答を最小二乗法で解析して他の遅延信号を推定する（ステップＳ２３）。

このように、インパルス応答に含まれる遅延信号の内、最終的に受信時点を特定する際に大きな影響が及ばない後方遅延信号を除去しておき、解析対象の遅延信号の数を減らすことができる。これにより、多数の遅延信号を含んでいる場合にも、高精度に解析を行なうことができる。その効果を次に示す具体例に当てはめて説明する。

図７は、実際の都市部の電波環境をモデル化した伝送路を介してＯＦＤＭ信号が受信される場合の受信信号をシュミレーションした例を示す説明図である。図７（ａ）は、モデル化した伝送路を示す説明図である。図７（ｂ）は横軸に時間を示し、縦軸に信号強度を示して、シミュレーションにより得られる受信信号の到達時間及び強度の時間分布を表わす遅延プロファイルを示している。

図７（ａ）の説明図に示すように、車両が通行する道路の交差点で送信されるＯＦＤＭ信号の受信を想定してシミュレーションがされている。電波源ＲＳは交差点にあり、電波源ＲＳから車道に沿って直線上に受信装置１が位置する受信点ＲＰがあるとする。ただし、受信点ＲＰは金属製の大型トラックによって電波源ＲＳから遮蔽されており、更に複数台の金属製大型トラックに囲まれているとする。

この場合、図７（ｂ）の遅延プロファイルに示すように、実際の伝送路では遅れて受信される遅延信号は多数であり、遅延時間も多様である。また、図７（ｂ）に示す遅延プロファイルの例では、図中のＳ１で示される最短に受信装置１に到達する最短信号よりも、遅延信号の強度の方が強い傾向を示している。

図７（ｂ）に示したような遅延プロファイルを持つ伝送路を介して帯域幅７．８１２５ＭＨｚのＯＦＤＭ信号が電波源ＲＳから送信された場合に、受信装置１で受信時点が特定される例を説明する。

図８は、実施の形態２における例において受信装置１で得られる受信信号Ｓｒ（ｔ）と、レプリカ信号Ｒ（ｔ）との相関を示すグラフ図である。図８のグラフ図の実線は、遅延信号を含む受信信号Ｓｒ（ｔ）とレプリカ信号Ｒ（ｔ）との相関を示し、破線は、最短信号のみ受信した場合の受信信号とレプリカ信号Ｒ（ｔ）とで得られる相関を示す。

図７（ｂ）の説明図に示した遅延プロファイルのように、受信信号Ｓｒ（ｔ）には多数の遅延信号が重畳されている。この場合に得られる相関は図８に示すように、複数の遅延信号が重畳されている範囲でも複数の極大点ではなく、ほぼ一の極大点を持つ曲線となる。なお、図８のグラフ図に示す相関の極大点近傍の曲線は、最短信号のみ受信した場合に得られる相関の極大点近傍の曲線と比して鈍り、後方にずれている。この相関曲線の相関が極大となる時間Ｔ_c1を受信時点とする場合、全体として相関曲線は最短信号よりも強度が強い遅延信号の影響を強く受けているので、本来の受信時点即ち電波源ＲＳから受信地点ＲＰまでの距離から算出される、最短信号の受信時点に対し誤りが約５０ナノ秒となる。なお、５０ナノ秒は距離にして１５メートルに相当する。

図９は、実施の形態２における例において受信装置１で得られるインパルス応答の例を示すグラフ図である。図９（ａ）にインパルス応答の例を示し、図９（ｂ）は比較のために理想的なインパルス応答、即ち最短信号のみのインパルス応答を示している。また、図９（ａ）及び図９（ｂ）の横軸は時間を示し、縦軸は強度を示す。図９に示すインパルス応答の例では、最短信号のみのインパルス応答と比して、後方が鈍っており遅延信号の影響を受けていることが判る。

そして、遅延信号推定部１４は、図９（ａ）に示すインパルス応答から、後方遅延信号のインパルス応答を除去する処理を行なう。ここで後方遅延信号とは、ＯＦＤＭ信号の帯域幅を基準とした基準時間よりも長い遅延時間の遅延信号をいう。また、基準時間は帯域幅ｆ_bandの逆数Ｔを２で除した時間とする。帯域幅ｆ_bandの逆数は、図９（ｂ）に示す最短信号のみのインパルス応答の強度の絶対値が最大となる極大点近傍の曲線と、強度＝０の水平線との交点の時間差に相当する。強度＝０の水平線との交点の時間差の半分に相当する時間よりも後に遅れてくる後方遅延信号のインパルス応答の、強度が極大となる時点は、最短信号のインパルス応答の、強度が極大となる時点と十分に離れている。したがって、インパルス応答をｓｉｎｃ関数の線形和として解析するに際し、後方遅延信号に対し解析によって推定される強度及び遅延時間の精度は、最終的に受信時点特定部１７にて受信時点を特定する際に大きな影響を及ぼさないとの知見を得ている。なお、基準時間は帯域幅ｆ_bandの逆数Ｔを２で除した時間には限定されない。受信時点の特定の精度に影響しない程度に十分に遅れて受信される信号と判断できる時間を基準時間とする。なお、実施の形態２における例では、帯域幅７．８１２５ＭＨｚのＯＦＤＭ信号が送信されるので、具体的に基準時間は６４ナノ秒（＝１／７．８１２５ＭＨｚ／２）とする。

図１０は、実施の形態２における例において、インパルス応答から後方遅延信号のインパルス応答が除去される例を示す説明図である。図１０（ａ）から図１０（ｄ）に示すグラフ図は夫々インパルス応答を元とするスペクトルであり、横軸は時間を示し、縦軸は強度を示している。

図１０（ａ）の曲線Ａは、抽出された受信信号Ｓｒ_ex（ｔ）から得られるインパルス応答を示す。そして破線で表わされる曲線Ｂは、受信信号Ｓｒ（ｔ）から抽出された信号Ｓｒ_ex（ｔ）から得られるインパルス応答の強度が極大となる時点ｔ_B を中心とする理想的なインパルス応答である。図１０（ｂ）の曲線Ｃは、図１０（ａ）中の受信信号Ｓｒ_ex（ｔ）から得られるインパルス応答（曲線Ａ）から、強度が極大となる時点ｔ_B を中心とする理想的なインパルス応答（曲線Ｂ）を差し引いたものである。図１０（ｂ）に示される２つの極大点の内の後方の極大点に相当する時点は、図１０（ａ）に示した理想的なインパルス応答の強度が極大となる時点ｔ_B から基準時間分よりも後方であり、当該極大点は後方遅延信号のインパルス応答の極大点に対応することが推定可能である。したがって、図１０（ｂ）の曲線Ｄに示す後方の極大点に相当する時点を中心とするｓｉｎｃ関数曲線を後方遅延信号のインパルス応答と推定し、当該インパルス応答を除去する。

図１０（ｃ）は、図１０（ａ）の曲線Ａで示される抽出された受信信号Ｓｒ_ex（ｔ）のインパルス応答から、推定によって求めた図１０（ｂ）の曲線Ｄで示される後方遅延信号のインパルス応答を除去した後のスペクトルを示す。図１０（ｃ）の曲線Ｅは、図１０（ａ）の曲線Ｂに示す理想的なインパルス応答の曲線に近似している。ここで、受信した信号のインパルス応答（曲線Ａ）は、図１０（ａ）の曲線Ｂで示した理想的なインパルス応答と図１０（ｂ）の後方の極大点から推定した後方遅延信号のインパルス応答（曲線Ｄ）との線形結合であると解析した場合、理想的なインパルス応答を最短信号のインパルス応答とする。この場合、図１０（ａ）の曲線Ｂの極大値を１としたときの図１０（ｂ）の曲線Ｄの極大値は０．４であることから、後方遅延信号の強度比ｒは、ｒ＝０．４であることを読み取ることができる。また、図１０（ａ）の曲線Ｂの極大値に対応する時点ｔ_B に対し、図１０（ｂ）の曲線Ｄの極大値に対応する時点はｔ_B から７５ナノ秒遅れていることから、後方遅延信号の遅延時間ｔ_delay＝７５ナノ秒であると読み取ることができる。この強度比ｒ及び遅延時間ｔ_delayが再現信号作成部１５へ入力された場合、作成される再現信号Ｒ´（ｔ）は、Ｒ´（ｔ）＝Ｒ（ｔ）＋０．４＊Ｒ（ｔ−７５）となる。このように作成される再現信号Ｒ´（ｔ）が第２マッチトフィルタ１６へ入力され、受信信号Ｓｒ（ｔ）との相関がとられた場合、受信時点特定部１７によって時点Ｔ_c2が受信時点として特定される。この場合の時点Ｔ_c2は、本来の受信時点に対して誤りが３９ナノ秒となり、後方遅延信号の影響を考慮することなしに相関をとった場合の誤りの５０ナノ秒よりも精度が上がることが示される。なお、３９ナノ秒は距離にして１１．７メートルに相当する。

なお、図１０（ｃ）の曲線Ｅに示されるスペクトルは、最短信号のインパルス応答のみではなく、最短信号の直後に受信される遅延時間が比較的短い遅延信号のインパルス応答との線形結合である可能性がある。したがって更に、図１０（ｃ）の曲線Ｅに示されるスペクトルを最短信号及び遅延信号夫々のインパルス応答の線形結合であるとして最小二乗法を用いて解析する。

図１０（ｃ）の曲線Ｅに示されるスペクトルが、最短信号のインパルス応答と、遅延信号のインパルス応答との線形結合であるとした場合、以下に示す式２により表わされる。

遅延信号推定部１４の処理により、式３中の線形係数ａ及びｂ、並びに遅延時間ｔ_a 及びｔ_b を最小二乗法を用いて推定する。後方遅延信号のインパルス応答を除去した後に行なうことで、３つのｓｉｎｃ関数の線形和として扱って夫々のｓｉｎｃ関数を一度に最小二乗法を用いて解析する場合よりも、より精度の高い推定値を求めることが可能となる。

実施の形態２における例において図１０（ｃ）の曲線Ｅに示されるスペクトルを最小二乗法に解析した場合について以下に説明する。なお、図１０（ｃ）の曲線Ｅに示されるスペクトルは、上述の後方遅延信号の解析から作成された再現信号Ｒ´（ｔ）＝Ｒ（ｔ）＋０．４＊Ｒ（ｔ−７５）の内の第１項であるＲ（ｔ）の部分に相当する。ここで、図１０（ｃ）の曲線Ｅに示されるスペクトルをＲｅ（ｔ）とし、曲線Ｅが更に２つのｓｉｎｃ関数の線形和からなるとして最小二乗法によって解析する場合、以下の式３のように求まる。

つまり、図１０（ｃ）の曲線Ｅに示すスペクトルは、図１０（ｄ）の曲線Ｆ及び曲線Ｇの線形結合であると求められる。図１０（ａ）の曲線Ｂの極大値を１とした場合、曲線Ｆの極大値は０．６０であり、曲線Ｇの極大値は０．７３である。したがって、他の遅延信号の強度比は夫々ｒ＝０．６０、ｒ＝０．７３と読み取ることができる。また、図１０（ａ）の曲線Ｂの極大値に対応する時点ｔ_B に対し、図１０（ｄ）の曲線Ｆの極大値に対応する時点はｔ_B よりも２９ナノ秒早く、曲線Ｇの極大値に対応する時点はｔ_B よりも２０ナノ秒遅れている。したがって、他の遅延信号の遅延時間は夫々、ｔ_delay＝−２９ナノ秒、ｔ_delay＝２０ナノ秒と読み取ることができる。

後方遅延信号のみから求められるインパルス応答（ｓｉｎｃ関数）と合わせると、受信信号Ｓｒ（ｔ）のインパルス応答（図１０（ａ）の曲線Ａ）のスペクトルＲａ（ｔ）は、以下の式４のように求まる。

これにより、再現信号Ｒ´（ｔ）は、再現信号Ｒ´（ｔ）＝０．６０＊Ｒ（ｔ−２９）＋０．７３＊Ｒ（ｔ−２０）＋０．４０＊Ｒ（ｔ−７５）と作成される。このようにして、より実際に近い受信信号Ｓｒ（ｔ）の遅延プロファイルを再現した再現信号Ｒ´（ｔ）との相関をとり受信時点を特定する。この場合、特定される受信時点は本来の受信時点に対して誤りは９ナノ秒となり、精度を高めることができる。

なお、後方遅延信号のみの影響を反映した再現信号Ｒ´（ｔ）＝Ｒ（ｔ）＋０．４＊Ｒ（ｔ−７５）との相関をとって特定した時点Ｔ_c2を基準とし、時点Ｔ_c2よりも２９ナノ秒早い時点で受信される信号が存在するであろうことが解析により推測できたことから、時点Ｔ_c2を２９ナノ秒早める補正によって受信時点を特定してもよい。時点Ｔ_c2は、遅延信号の影響を受けて本来の受信時点に対して誤りが３９ナノ秒遅れる時点であったが、２９ナノ秒早める補正により、特定される受信時点の誤りは１０ナノ秒となる。

このように、図７（ａ）に示したＯＦＤＭ信号の受信環境として厳しい伝送路の条件下でも、９ナノ秒即ち距離にして２．７メートル程度の高精度な受信時点の特定が可能である点、優れた効果を奏する。

（実施の形態３）
実施の形態２では、遅延時間が基準時間よりも長い後方遅延信号を除去したインパルス応答を再解析して遅延時間が比較的短い遅延信号の強度比、遅延時間を推定することにより、受信時点の特定精度を更に上げることができた。これに対し、実施の形態３では、遅延時間が比較的長い遅延信号の最短信号に対する強度比及び遅延時間を考慮して再現した再現信号Ｒ´（ｔ）と、受信信号Ｓｒ（ｔ）と夫々に対し、遅延時間が短い遅延信号によるインパルス応答への影響を顕在化させる所定の演算を行なう構成によって、精度よく受信時点を特定する例を示す。

図１１は、実施の形態３における受信装置１の構成を示すブロック図である。実施の形態３における受信装置１の構成は、第２マッチトフィルタ１６の前段に第１演算部１９１及び第２演算部１９２を備える構成、及び受信時点特定部１７による受信時点の特定処理の詳細以外は実施の形態１における構成と同様である。実施の形態１と共通する構成については同一の符号を付して詳細な説明を省略する。以下に、作成された再現信号Ｒ´（ｔ）及び受信信号Ｓｒ（ｔ）に対し、第１演算部１９１及び第２演算部１９２によって行なわれる演算処理について説明する。

第１演算部１９１及び第２演算部１９２は、入力される信号に所定の演算処理を行なって演算信号として出力する。第１演算部１９１は、受信部１０の後段に備えられており、第２演算部１９２は再現信号作成部１５の後段に備えられている。実施の形態３における第１演算部１９１は、受信部１０から出力される受信信号Ｓｒ（ｔ）と、時間を１ナノ秒ずらした受信信号Ｓｒ（ｔ−１）との乗算をとり、第２マッチトフィルタ１６へ出力する。また、第２演算部１９２は再現信号作成部１５によって作成された再現信号Ｒ´（ｔ）と、時間を１ナノ秒ずらした再現信号Ｒ´（ｔ−１）との乗算をとり、第２マッチトフィルタ１６へ出力する。

なお、第１演算部１９１及び第２演算部１９２が出力する演算信号は、上述のようにＳｒ（ｔ−１）×Ｓｒ（ｔ）、及びＲ´（ｔ−１）×Ｒ´（ｔ）のみならず、他の演算処理によって得られる信号でもよい。例えば、第１演算部１９１及び第２演算部１９２に入力される信号を一般化してｆ（ｔ）とした場合に演算信号をｇ（ｔ）とすると、ｇ（ｔ）は、以下に示すような演算処理によって得られる信号でもよい。なお、ｆ（ｔ）はｆ（ｔ）＝ｆ₁ （ｔ）＋ｊｆ₂ （ｔ）（ｊ：虚数単位）で表わされるとする。

ｇ（ｔ）＝ｆ（ｔ）×ｆ（ｔ）＝｛ｆ₁ （ｔ）｝² −｛ｆ₂ （ｔ）｝² ＋ｊ２ｆ₁ （ｔ）×ｆ₂ （ｔ）、
ｇ（ｔ）＝ｆ（ｔ−２）×ｆ（ｔ−１）×ｆ（ｔ）、
ｇ（ｔ）＝ｆ（ｔ−３）×ｆ（ｔ−２）×ｆ（ｔ−１）×ｆ（ｔ）、
ｇ（ｔ）＝ｆ（ｔ−６４）×ｆ（ｔ）、
ｇ（ｔ）＝｛ｆ₁ （ｔ）｝⁴ −｛ｆ₂ （ｔ）｝⁴

第２マッチトフィルタ１６には、第１演算部１９１により演算処理が行なわれた受信信号Ｓｒ（ｔ）の演算信号、及び第２演算部１９２により演算処理が行なわれた再現信号Ｒ´（ｔ）の演算信号が入力される。第２マッチトフィルタは、入力された演算信号夫々の実部を抽出し、演算信号の実部間の相関をとり、受信時点特定部１７へ出力する。

受信時点特定部１７は基本的に、第２マッチトフィルタ１６から出力される相関が極大となる時点Ｔ_c2を計時部１８から取得される時刻を参照して特定するが、実施の形態３における受信時点特定部１７は特に、相関が極大となる時点の内の相関の絶対値が最大となる時点を受信時点Ｔ_c2として特定する。なお、演算処理の方法、即ち、いずれのｇ（ｔ）を採用するかによっては、相関が極小となる時点の内の、相関の絶対値が最大である時点Ｔ_c2を受信時点として特定する場合もある。そして、実施の形態３における受信時点特定部１７は、第２マッチトフィルタ１６から出力される相関の相関曲線に含まれる特徴点を特定し、特徴点間に相当する時間差を特定する。特徴点間の時間差には予めシミュレーションによって求められる補正値Ｔが記憶部１１に対応付けられて記憶されており、受信時点特定部１７は、上述のように特定した受信時点Ｔ_c2から補正値Ｔを差し引いた時点Ｔ_c3を、より精度の高い受信時点として新たに特定する。

相関曲線の特徴点について例を示す図面を参照して説明する。図１２は、実施の形態３における受信装置１を構成する第１演算部１９１及び第２演算部１９２により出力される演算信号間の相関曲線に含まれる特徴点を模式的に示す説明図である。図１２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示すグラフ図は夫々相関曲線であり、横軸は時間を示し、縦軸は強度を示している。また、図１２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示すグラフ図では、特に注目されるべき特徴点（極大点及び極小点）を破線で囲み示し、絶対値が最大となる極大点を示している。

図１２（ａ）は、演算処理を行なうことなしに受信信号Ｓｒ（ｔ）とレプリカ信号Ｒ（ｔ）との相関をとった場合の相関曲線を表わしている。図１２（ｂ）は、受信信号Ｓｒ（ｔ）及びレプリカ信号Ｒ（ｔ）を夫々２回乗算、ｇ（ｔ）＝ｆ（ｔ−１）×ｆ（ｔ）により演算処理を行なった場合の演算信号間の相関をとった相関曲線を表わしている。図１２（ｃ）は、受信信号Ｓｒ（ｔ）及びレプリカ信号Ｒ（ｔ）を夫々４回乗算、ｇ（ｔ）＝ｆ（ｔ−３）×ｆ（ｔ−２）×ｆ（ｔ−１）×ｆ（ｔ）により演算処理を行なった場合の演算信号間の相関をとった相関曲線を表わしている。図１２（ｄ）は、受信信号Ｓｒ（ｔ）及びレプリカ信号Ｒ（ｔ）を夫々８回乗算、ｇ（ｔ）＝ｆ（ｔ−７）×ｆ（ｔ−６）×ｆ（ｔ−５）×ｆ（ｔ−４）×ｆ（ｔ−３）×ｆ（ｔ−２）×ｆ（ｔ−１）×ｆ（ｔ）により演算処理を行なった場合の演算信号間の相関をとった相関曲線を表わしている。なお、図１２（ａ）から（ｄ）までのグラフ図における強度のスケールは同一でない。

図１２（ａ）から図１２（ｄ）までのグラフ図に示すように乗算の回数が多いほど、相関曲線の極大点、極小点等の特徴点近傍が鋭い曲線を示す。ＯＦＤＭ信号はｓｉｎ関数成分を含むので、上述のような複数回の乗算演算によりかけ合わされて疑似的に高周波信号となるからである。なお、乗算演算により、受信信号に含まれる虚部、即ち９０°の位相遅れの成分が演算により実部へ含まれ、相関をとる場合に実部に虚部の成分を反映させることができる。

このように、演算処理によって極大点、極小点等の特徴点近傍の曲線が鋭くなり、解析による特定が容易になる。なお、演算処理を行なわない場合及び行なう場合では、相関の絶対値が最大である極大点に相当する時点は一点鎖線に示すように図１２（ａ）から図１２（ｄ）まで演算処理の内容によらず変化しない。実施の形態３における受信装置では、演算処理によって容易に特定が可能となる特徴点を利用し、特徴点間の距離に相当する時間差を特定する。以下、絶対値が最大である極大点を特徴点Ｌ、特徴点Ｌの直前の極小点を特徴点Ｍ、特徴点Ｌの直後の極小点を特徴点Ｎとして説明する。なお、演算処理によっては、演算信号間の相関をとった相関曲線が、図１２に示す相関曲線と極性を逆とする場合がある。その場合、絶対値が最大である極小点を特徴点Ｌとし、特徴点Ｌの直前の極大点を特徴点Ｍ、特徴点Ｌの直後の極大点を特徴点Ｎとする。

前述のように、受信信号Ｓｒ（ｔ）に遅延信号が重畳されている場合、レプリカ信号Ｒ（ｔ）との相関曲線の絶対値が最大となる極大点近傍は、最短信号のみの場合と比して鈍る。このとき、遅延信号の遅延時間に応じて相関曲線の相関の絶対値が最大となる極大点近傍の曲線の鈍り具合が変化する。そして、受信信号Ｓｒ（ｔ）及びレプリカ信号Ｒ（ｔ）夫々に上述に示した演算処理を行なうことにより、遅延信号の遅延時間に応じた相関曲線の特徴の変化が顕在化し、変化の特定が容易になる。

図１３は、受信信号Ｓｒ（ｔ）とレプリカ信号Ｒ（ｔ）との相関曲線が遅延信号の影響を受けて変化する例を模式的に示す説明図である。図１３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示すグラフ図は夫々相関曲線であり、横軸は時間を示し、縦軸は強度を示している。

図１３（ａ）は最短信号のみが受信された場合の相関を示しており、左側のグラフ図は演算処理を行なうことなしに相関をとった場合の例であり、右側のグラフ図は４回の乗算演算を行ない相関をとった場合の例である。以下、左右のグラフ図は同様に演算処理を行なわない場合及び行なった場合の例である。図１３（ｂ）は、最短信号に２０ナノ秒遅れの遅延信号が重畳されている場合の相関を示し、図１３（ｃ）は、最短信号に３０ナノ秒遅れの遅延信号が重畳されている場合の相関を示している。また、図１３（ｄ）は、最短信号に４０ナノ秒遅れの遅延信号が重畳されている場合の相関を示している。

図１３（ａ）から図１３（ｄ）までのグラフ図には、遅延信号の遅延時間に応じて相関曲線の絶対値が最大の極大点近傍のカーブが緩やかになり、極大点が後方にずれること示されている。また、演算処理を行なう場合は遅延時間が長くなるほど特徴点ＬＭ間、ＬＮ間が夫々広がることが示されている。したがって、複数の異なる遅延時間毎に特徴点間の広がりを予め求めておくことにより、特徴点間の距離即ち時間差から逆に遅延信号による極大点のずれの大きさを推定することが可能である。

図１４は、相関曲線に含まれる特徴点間に相当する時間差に対応する補正値の内容例を示す説明図である。ただし、図１４の説明図に示す例は、帯域幅１５．６２５ＭＨｚのＯＦＤＭ信号が送信される場合、シミュレーションによって得られる値である。

図１４の説明図に示すように、帯域幅１５．６２５ＭＨｚのＯＦＤＭ信号が送信される場合、最短信号のみ受信されるときには、相関曲線の特徴点ＬＭ間は１５ナノ秒、ＬＮ間は１５ナノ秒に相当することがシミュレーションによって得られている。最短信号のみ受信される場合の相関が極大となる時点は、遅延信号の影響を受けていないので勿論補正値はゼロナノ秒である。２０ナノ秒遅れの遅延信号が重畳されている場合、相関曲線の特徴点ＬＭ間は１７ナノ秒、ＬＮ間は１７ナノ秒に相当する。最短信号のみの場合と比較した場合の特徴点間の広がりは遅延信号によって引き伸ばされた時間差であり、これによって相関が極大となる時点も後方にずれると考えることができる。したがって、相関が極大となる時点から、引き伸ばされた時間差の分だけ早い時点に最短信号が受信されていると推定し、補正値を４ナノ秒（＝（１７＋１７）−（１５＋１５））とする。同様に、３０ナノ秒遅れの遅延信号が重畳されている場合、特徴点ＬＭ間及びＬＮ間は夫々２０ナノ秒であり、補正値を１０ナノ秒（＝（２０＋２０）−（１５＋１５））とする。

なお、実施の形態３における第１演算部１９１及び第２演算部１９２夫々に入力される信号は、受信信号Ｓｒ（ｔ）及び後方遅延信号の影響を反映した再現信号Ｒ´（ｔ）である。したがって、夫々を演算処理した後に相関をとった場合に現れる特徴点間の時間差は、後方遅延信号の除去後に残る遅延時間が比較的短い遅延信号の影響により現れるものである。遅延時間が比較的短い遅延信号の推定は、その遅延信号のインパルス応答を分離することが難しいので困難であるが、特徴点間の時間差の変化をこのような推定が困難な遅延信号の影響として捉えることができ、その影響を除去した受信時点を精度よく特定することができる点、優れた効果を奏する。

図１４の説明図に示したように、相関曲線の特徴点間に相当する時間差と補正値との対応を記憶しておくことにより、その時間差を特定する簡易な構成で、遅延時間が比較的短い遅延信号を詳細に解析することなしにより精度よく受信時点を特定することが可能である。

図１５は、実施の形態３における受信装置１によって受信時点が特定される処理手順の一例を示すフローチャートである。図１５のフローチャートに示す処理手順の内、実施の形態１における図２、及び実施の形態２における図６のフローチャートに示した処理手順と共通する手順については同一のステップ番号を付して詳細な説明を省略する。

再現信号作成部１５が、遅延信号推定部１４により推定された遅延信号の強度比及び遅延時間とレプリカ信号Ｒ（ｔ）に基づいて再現信号Ｒ´（ｔ）を作成した後は（Ｓ１６）、第１演算部１９１及び第２演算部１９２が、再現信号作成部１５が作成した再現信号Ｒ´（ｔ）及び受信信号Ｓｒ（ｔ）の演算信号を求める（ステップＳ３１）。第２マッチトフィルタ１６には、第１演算部１９１及び第２演算部１９２から出力される演算信号が入力されるので、第２マッチトフィルタ１６は、夫々の実部を抽出して時間軸で演算信号間の相関をとり出力する（ステップＳ３２）。

受信時点特定部１７は、第２マッチトフィルタ１６から出力される相関が極大となる時点Ｔ_c2を計時部１８から取得される時刻を参照して特定し、更に相関曲線の特徴点間に相当する時間差を特定する（ステップＳ３３）。受信時点特定部１７は、ステップＳ３３で特定した時点から、特定した時間差に対応する補正値Ｔを差し引くように補正し（ステップＳ３４）、受信時点を特定する処理を終了する。

図１６は、実施の形態３における演算処理後の受信信号Ｓｒ（ｔ）と再現信号Ｒ´（ｔ）との相関曲線の例を示すグラフ図である。なお、図１６のグラフ図に示す例は、図７（ａ）に示した伝送路の条件下で、帯域幅７．８１２５ＭＨｚのＯＦＤＭ信号が送信された場合の例であり、実施の形態２に示した方法によって推定された後方遅延信号の強度比ｒ及び遅延時間ｔ_delayに基づいて作成された再現信号Ｒ´（ｔ）と、受信信号Ｓｒ（ｔ）とを夫々第１演算部１９１及び第２演算部１９２によって演算処理した後の演算信号間の相関曲線である。なお、図１６に示す相関曲線の相関が極大となる時点から特定される受信時点Ｔ_c2は、本来の受信時点即ち電波源ＲＳから受信地点ＲＰまでの距離から算出される、最短信号の受信時点よりも３９ナノ秒遅れているとする。

つまり、後方遅延信号の影響は再現信号Ｒ´（ｔ）によって既に再現されて相関をとることによってキャンセルされるので、図１６のグラフ図に示される相関曲線は遅延時間が短い遅延信号の影響が顕在化された曲線であり、特徴点間に相当する時間差は、遅延時間が短い遅延信号によって引き伸ばされていると考えることができる。

なお、帯域幅７．８１２５ＭＨｚのＯＦＤＭ信号が送信された場合の、図１６のグラフ図に示した特徴点間ＬＭ＋ＬＮ間の時間差に対応する補正値は、シミュレーションにより予め２４ナノ秒であることが予め求められて記憶されてある。したがって、受信時点特定部１７は、２４ナノ秒を補正値として用い、相関曲線の相関が極大となる時点Ｔ_c2から補正値を差し引いた時点を受信時点Ｔ_c3として特定する。相関が極大となる時点Ｔ_c2が本来の受信時点から３９ナノ秒遅れて誤っているので、２４ナノ秒早く補正されて結果として誤りは１５ナノ秒となり精度が上がる。なお、１５ナノ秒は距離にして４．５メートルに相当する。

このように、演算処理後の受信信号Ｓｒ（ｔ）の演算信号及び遅延信号の重畳を再現した再現信号Ｒ´（ｔ）の演算信号間の相関をとり、相関曲線から特定される特徴点間の距離即ち時間差に対応して予め記憶してある補正値を用い、相関曲線の相関が極大となる時点から特定される受信時点を補正する簡易な構成により、分離が難しい遅延時間の短い遅延信号の影響を反映した受信時点を精度よく特定することができる。

（実施の形態４）
実施の形態４では、受信装置１の位置を特定する測位システムに実施の形態１乃至３に示した受信装置１を適用する例を示す。

図１７は、実施の形態４における測位システムの構成を示すブロック図である。測位システムは、予め位置情報が既知である少なくとも２つの送信装置２，２と、一の受信装置１とを含んで構成される。送信装置２，２は移動体でなく位置情報が表わす位置に固定されている。これに対して受信装置１は移動体であり、受信装置１は、送信装置２，２から夫々送信される信号を受信し、信号が送信されてから受信されるまでの到達時間から距離を測定し、自身の位置を測定するように構成されている。なお、以下の説明では受信装置１の内部構成の内、実施の形態１における構成と共通する構成部については実施の形態１と同一の符号を付して各構成部の詳細な説明を省略する。

送信装置２は、各構成部を制御する制御部２０と、自身の位置情報が記憶されている記憶部２１と、所定の周波数で計数することにより時間を計測する計時部２２と、信号を送信する送信部２３とを含んで構成される。なお、送信装置２の計時部２２と受信装置１の計時部１８とは高精度に同期されていることが必要であるが、同期の方法は限定されるものではない。

記憶部２１に記憶されている位置情報は例えば、経緯度又は位置を特定することができるＩＤ情報である。送信装置２の制御部２０は、所定のタイミングで記憶部２１に記憶されている位置情報を読み出し、読み出した位置情報を含む信号を、送信部２３によって直交周波数分割多重変調方式で変調して送信する。送信部２３によって信号を変調して送信するに際してパイロット信号を定期的に送信する。そして制御部２０は、パイロット信号を送信する時点で計時部２２から取得される時間を送信時点として信号に含めて送信するようにしてある。

図１８は、実施の形態４における受信装置１の内部構成を示すブロック図である。実施の形態４における受信装置１は、受信時点を特定するための各構成部のみならず、信号を復調して信号に含まれる送信時点の情報及び送信地点の情報を取得し、特定する受信時点を用いて自身の位置を測定するための構成部を備えている。

受信装置１は、受信部１０により受信した信号を復調するためのＦＦＴ処理を行なうＦＦＴ処理部１９３と、受信した信号から情報を復調する復調部１９４と、復調部１９４から出力される情報に基づいて制御を行なう制御部１９５と、情報を出力する出力部１９６とを備える。

ＦＦＴ処理部１９３には、受信部１０により受信した信号が入力されると共に、シンボル同期のために第１マッチトフィルタ１３からの相関が入力されている。ＦＦＴ処理部１９３は相関に基づいてシンボルの開始を識別し、各シンボルに対しＦＦＴ処理を行ない復調部１９４へ入力する。復調部１９４はＦＦＴ処理部１９３から入力される信号をサブキャリア毎に復調し、並直列変換処理を行なって送信装置２から受信した信号に含まれる送信装置２の位置情報及び送信時点の情報を取り出して出力する。

復調部１９４から出力される送信装置２の位置情報及び送信時点の情報は制御部１９５へ入力される。また、受信時点特定部１７により特定された受信時点の情報も制御部１９５へ入力される。制御部１９５は、復調部１９４から入力される送信装置２の位置情報及び送信時点の情報、並びに受信時点の情報に基づいて自身の位置を測定する。具体的には、制御部１９５は複数の送信装置２から送信される送信時点と、自身の受信時点特定部１７から入力される受信時点との時間差を算出し、算出した時間差に基づいて夫々の送信装置２からの距離を算出する。そして、制御部１９５は送信装置２，２夫々の位置情報によって特定される位置と、算出された距離とに基づいて自身の位置を測定する。

制御部１９５は、測定した自身の位置を用いて所定の処理を行なう。例えば、測定した自身の位置を示す情報を出力部１９６により出力する。出力部１９６は表示装置を利用し、図示しない記憶部に記憶されている地図情報に重ねて表示する構成でもよいし、音声出力装置でもよい。

このように、高精度に受信時点を特定することができる受信装置１を用い、送信時点と受信時点との時間差、即ち送信装置２から送信された信号が到達するまでに要した時間を高精度に測定し、測定された時間から距離を測定することができる。距離を高精度に測定することができるので、受信装置１は自身の位置を高精度に測定することができる。

なお、実施の形態４における測位システムでは、受信装置１を移動体とし、固定された２つの送信装置２，２からの距離を測定し、測定された距離に基づいて受信装置１自身の位置を測定する構成とした。しかしながら、測位システムはこれに限らず、一の送信装置２を移動体とし、固定された２つの受信装置１，１で送信装置２からの信号を夫々受信し、送信時点と受信時点との差分から距離を測定し、測定された距離から送信装置２の位置を測定する構成としてもよい。

実施の形態４における測位システムを例えば、道路を走行する車両の位置を高精度に測定する車両位置測定システムに適用することができる。車両位置測定システムは例えば、交差点及びその付近での車両同士、又は車両と歩行者との交通事故を防止するため、交差点に設置された信号機からの距離を正確に測定し、停止線よりも手前で確実に車両を停止させるシステムに利用される。この場合、有効に交通事故を防止するためには少なくとも数メートルの誤差で正しく車両の位置を測定し、停止させる制御が必要である。このような車両位置測定システムに、実施の形態１乃至４に示した受信装置１を備えた車両を用い、実施の形態４に示した送信装置２を信号機に設置することにより、図７（ａ）に示したような条件下でも信号機からの距離を３メートル弱の誤差により測定することができる。これにより、緊急の場合には有効に車両を停止させることができる点、優れた効果を奏する。

もちろん、実施の形態１乃至４に示した受信装置１及び例示した受信時点の特定方法は、上述の車両位置の高精度な測定のみならず、携帯電話機等の移動型通信装置の位置を高精度に測定、検出するシステムに適用することも可能である。

開示された実施の形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上述の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

実施の形態１における受信装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態１における受信装置によって受信時点が特定される処理手順の一例を示すフローチャートである。 実施の形態１における受信装置の記憶部に記憶されているレプリカ信号Ｒ（ｔ）と、受信された信号Ｓｒ（ｔ）の内容例を示す説明図である。 実施の形態１における受信装置で受信された信号Ｓｒ（ｔ）から求められたインパルス応答の例を示すグラフ図である。 実施の形態１における受信装置でレプリカ信号Ｒ（ｔ）に基づいて作成された再現信号Ｒ´（ｔ）と、受信された信号Ｓｒ（ｔ）との相関の例を示す説明図である。 実施の形態２における受信装置によって受信時点が特定される処理手順の一例を示すフローチャートである。 実際の都市部の電波環境をモデル化した伝送路を介してＯＦＤＭ信号が受信される場合の受信信号をシュミレーションした例を示す説明図である。 実施の形態２における例において受信装置で得られる受信信号Ｓｒ（ｔ）と、レプリカ信号Ｒ（ｔ）との相関を示すグラフ図である。 実施の形態２における例において受信装置で得られるインパルス応答の例を示すグラフ図である。 実施の形態２における例において、インパルス応答から後方遅延信号のインパルス応答が除去される例を示す説明図である。 実施の形態３における受信装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態３における受信装置を構成する第１演算部及び第２演算部により出力される演算信号間の相関曲線に含まれる特徴点を模式的に示す説明図である。 受信信号Ｓｒ（ｔ）とレプリカ信号Ｒ（ｔ）との相関曲線が遅延信号の影響を受けて変化する例を模式的に示す説明図である。 相関曲線に含まれる特徴点間に相当する時間差に対応する補正値の内容例を示す説明図である。 実施の形態３における受信装置によって受信時点が特定される処理手順の一例を示すフローチャートである。 実施の形態３における演算処理後の受信信号Ｓｒ（ｔ）と再現信号Ｒ´（ｔ）との相関曲線の例を示すグラフ図である。 実施の形態４における測位システムの構成を示すブロック図である。 実施の形態４における受信装置の内部構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ 受信装置
１０ 受信部
１１ 記憶部
Ｒ レプリカ信号（複製）
１２ ＦＦＴ処理部
１４ 遅延信号推定部
１５ 再現信号作成部
１６ 第２マッチトフィルタ
１７ 受信時点特定部
１９１ 第１演算部
１９２ 第２演算部
１９５ 制御部
１９６ 出力部
２ 送信装置
２２ 計時部
２３ 送信部

Claims (11)

1. 送信される信号に含まれる基準信号の複製を記憶しておき、前記信号を受信した場合に受信時点を特定する受信装置であって、
   受信した信号に重畳されている遅延信号を解析する解析手段と、
   該解析手段が解析した遅延信号に基づいて、前記複製を補正した補正基準信号を作成する作成手段と、
   受信した信号と前記作成手段が作成した補正基準信号との相関に基づき信号の受信時点を特定する手段と
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記解析手段は、
   遅延信号の内の、受信する信号の帯域幅に関する基準時間よりも遅延時間が長い後方遅延信号を推定する手段と、
   受信した信号から、前記後方遅延信号を除去する除去手段と、
   該除去手段が前記後方遅延信号を除去した後の信号から、遅延時間が前記基準時間よりも短い遅延信号を解析する手段と
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 受信した信号の実部と虚部とを用いた所定の演算により第１演算信号を求める第１演算手段と、
   前記補正基準信号の実部と虚部とを用いた所定の演算により第２演算信号を求める第２演算手段と、
   前記第１演算信号及び前記第２演算信号の相関に基づいて信号の受信時点を特定する手段と
   を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の受信装置。
4. 前記解析手段は、
   受信した信号から伝達関数を求めてインパルス応答を得る手段と、
   得られたインパルス応答を、時間を変数とする２以上の所定関数の線形和として扱い、最小二乗法を用いて前記所定関数を特定する手段と
   を備え、
   特定される所定関数に基づき、最も早く受信される信号に対する遅延信号の遅延時間及び強度比を推定するようにしてあること
   を特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載の受信装置。
5. 前記所定関数はｓｉｎｃ関数であること
   を特徴とする請求項４に記載の受信装置。
6. 受信した信号から前記基準信号が含まれる範囲の信号を抽出する手段を備えること
   を特徴とする請求項１乃至５のいずれか１つに記載の受信装置。
7. 前記抽出手段は、受信した信号から、時間範囲が異なる少なくとも２つの範囲の信号を抽出するようにしてあること
   を特徴とする請求項６に記載の受信装置。
8. 基準信号と送信時点の情報とを含む信号を送信する送信装置、及び請求項１乃至７のいずれか１つに記載の受信装置を備え、
   該受信装置が前記送信装置から受信した信号に含まれる送信時点と、受信装置が特定した受信時点との時間差から送信装置及び受信装置間の距離を測定するようにしてあること
   を特徴とする測距システム。
9. 基準信号と送信時点の情報とを含む信号を送信する送信装置、及び請求項１乃至７のいずれか１つに記載の受信装置を備えて前記送信装置又は受信装置の位置を測定する測位システムであって、
   前記送信装置又は受信装置の少なくとも一方は複数備えられ、
   前記送信装置又は受信装置のいずれか複数備えられる装置の位置情報を記憶しておく手段と、
   前記送信装置から送信された信号に含まれる送信時点、及び、前記受信装置が特定した受信時点の時間差から距離を測定する測距手段と、
   前記位置情報及び測距手段が測定した距離に基づき、前記送信装置又は受信装置の内の位置情報が未知である装置の位置を測定する手段と
   を備えることを特徴とする測位システム。
10. 送信される信号を受け付けるコンピュータに、前記信号に含まれる基準信号の複製を記憶させておき、前記信号を受信した場合に受信時点を特定させるコンピュータプログラムであって、
    コンピュータを、
    受信した信号に重畳されている遅延信号を解析する解析手段、
    該解析手段が解析した遅延信号に基づいて、前記複製を補正した補正基準信号を作成する作成手段、及び、
    受信した信号と前記作成手段が作成した補正基準信号との相関に基づき信号の受信時点を特定する手段
    として機能させることを特徴とするコンピュータプログラム。
11. 送信される信号に含まれる基準信号の複製を記憶しておき、前記信号を受信した場合に受信時点を特定する受信時点特定方法であって、
    受信した信号に重畳されている遅延信号を解析し、
    解析された遅延信号に基づいて、前記複製を補正した補正基準信号を作成し、
    受信した信号と作成した補正基準信号との相関に基づき信号の受信時点を特定する
    ことを特徴とする受信時点特定方法。

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