JP2009183091A - 電圧源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】安定性と速応性を両立することができる電圧源回路を提供するものである。
【解決手段】コッククロフト・ウォルトン回路を用いた従来の電圧源回路の構成に加えて、従来の出力電圧電位（制御対象電位）とグランド間にスイッチ（アナログスイッチ）と放電専用の抵抗を設けている。スイッチは放電用抵抗に流す放電電流のタイミングと量を調整する役目を持ち、放電電流制御回路なる回路を設けて、これを制御する。これらを総じて放電制御回路と呼び、フィードバック制御回路内で生成した放電を開始するタイミング信号なる放電制御信号を入力する構成となる。
【選択図】図３

Description

本発明は、電圧源回路、及びそれを備える検査装置に関し、例えば、半導体検査、計測装置である測長ＳＥＭ（Scanning Electron Microscope）において電子ビームの加減速、偏向を実現する高電圧を発生する電圧源回路であって、特にコッククロフト・ウォルトン回路を使用したフィードバック制御方式の電圧源回路、及びそれを備えた検査装置に関するものである。

一般に、電圧源回路においては入力電圧を昇圧して高電圧を発生させている。例えば、 コッククロフト・ウォルトン回路は入力電圧の何倍もの出力電圧を容易に取得できる昇圧回路の一つである。

まず、図１を参照にコッククロフト・ウォルトン回路単体での動作及び性能を説明する。コッククロフト・ウォルトン回路は、交流電源１３と、コンデンサ１１及びダイオード１２で構成された充電回路を一段と数え、これを、ダイオードの向きが偶数段目と奇数段目とで交互となるように、そして、前段のダイオードに対して並列に任意の段数、大抵は偶数段接続することで構成される。その動作は交流電源の極性とダイオードの向きに従い、前段のコンデンサから後段のコンデンサへ、そして奇数段側のコンデンサから偶数段側のコンデンサへ、またその逆へ現在の電荷に対して約半分を充電していく。このときコンデンサ同士の充放電にかかる時間が、損失のない理想的なものとしてゼロと言えるならば、各コンデンサに蓄えられる電荷がおよそ飽和するのにかかる時間は交流電源の周波数と構成する段数に依存する。段数が６から１０程度のものでは全てのコンデンサが飽和するのにかかる時間は交流電源周期の１００から１５０サイクル分に相当する。また、取得できる出力電圧の大きさは偶数段の構成であれば最大で交流電源の波高値の段数倍である。これは偶数段側のコンデンサに蓄えられている電荷の総和から取り出すことができる。

また、取得できる出力電圧の極性はダイオードの向きに応じて正負変えることができる。図２の回路構成例の場合には負の出力電圧を取得できる。そして全てのダイオードの向きを今と反転させたときには正の出力電圧を取得できる。

コッククロフト・ウォルトン回路は、負荷として上記電子ビームの偏向を実現する電極間への電圧印加のような容量負荷に電圧を供給する場合には、上述したように、ある一定の交流電源の波高値に依存した直流電圧を、ダイオードの漏れ電流、コンデンサの絶縁度合いに応じた僅かな不安定性要素は残るものの、高い安定性とある程度の速応性を実現して取得することができる。

しかし、各コンデンサに蓄えられた電荷を一度放電する場合を考えた場合、放電電流経路は負荷を唯一の経路としているため、負荷電流が小さかった場合には放電電流も小さく、容量負荷を対象とした場合には気の遠くなるような放電時間を要する。

ここで、速応性とは、出力電圧が定常状態（飽和する値）に収束するまでの素早さをいうものとする。また、速応時間とは、電圧が収束するまでにかかった時間である。さらに、安定度とは、コンデンサ同士の充放電で発生する高周波リップルが安定することから、構成する部品定数の経時変化のような長期的な変動が安定することまでを意味するものとする。

コッククロフト・ウォルトン回路は、その単純な回路構成と比較的安全かつ容易に高電圧を発生できることから、出力電流をそれ程必要としない高電圧電源回路によく使用される。ただし、コッククロフト・ウォルトン回路に限らず、高電圧電源回路を実現するには、出力電圧をモニターし、出力電圧を任意に制御可能なことが必要不可欠である。そこで、コッククロフト・ウォルトン回路を使用する場合には、高電圧な出力電圧を検出する回路と、交流電源の波高値を任意に調整できる回路を別途加えて、電圧源回路が構成される。

図２は、例えば特許文献１及び２に示されるような、コッククロフト・ウォルトン回路を使用した従来の電圧源回路の概略構成を示している。電圧源回路は、コッククロフト・ウォルトン回路１０のコンデンサ１１とダイオード１２で構成された回路部のみと、コッククロフト・ウォルトン回路の出力電圧を平滑するように接続された平滑回路（コンデンサ２１と抵抗２２で構成されている）２０と、平滑された出力電圧に対してその出力電流を検出するために出力電圧電位に接続した検出抵抗４１（後述のように、例えば、メガΩレベルの大抵抗であり、ここに流れる電流はμＡレベルとなる。）を含む差分検出回路４０と、設定電圧端子５０から差分検出回路に入力された設定電圧と検出された出力電圧の差分電圧を入力して、電源電圧から調整可能な直流の入力電圧を出力するＰＩ動作型フィードバック制御回路６０と、その入力電圧から調整可能な波高値を持つ交流電圧をプッシュプル型高周波変圧器８３の二次側から出力するスイッチングレギュレータ回路８０と、を備えている。

検出抵抗４１により検出された出力電流は、設定電圧抵抗４２より流れる設定電圧電流と比較され、その差分電流が差分電圧として差分検出信号端子４３に出力される。図２の回路構成では負の出力電圧が出力電圧端子３０より取得できるようになっている。この場合、設定電圧を逆極性の正に設定する。出力電圧（制御対象電圧とも言う）が設定電圧に依存した目標値を下回る場合には、差分検出回路４０は負の差分電圧を出力する。

ＰＩ動作型フィードバック制御回路６０は、入力された差分電圧に応じた直流の入力電圧（端子６１の電圧）を出力する。ＰＩ動作型フィードバック制御回路６０内部では、差分電圧より比例要素信号と積分要素信号が生成され、いわゆるフィードバック制御信号が出力される。実際には、このフィードバック制御信号電圧に応じた入力電圧が電源電圧端子７０より入力した電源電圧より抽出され、出力される。

プッシュプル型スイッチングレギュレータ回路８０は、二石のスイッチングトランジスタ８２と、これを交互にＯＰＥＮ／ＣＬＯＳＥを制御するスイッチングゲートパルス発生回路８１と、二石のスイッチングトランジスタ８２が交互にＯＰＥＮ／ＣＬＯＳＥしたときに二次側コイル端に交流電圧を発生するプッシュプル型高周波変圧器８３と、を備える。これは直流の入力電圧を入力して交流電圧を出力する、コッククロフト・ウォルトン回路の交流電源部を構成している。

以上の回路構成は、いわゆるフィードバック制御方式と呼ばれる。この電圧源回路によれば、設定電圧を入力することで入力電圧を出力、調整して、出力電圧を設定電圧に応じた目標値に昇圧、調整、収束させることができ、かつ長期間これを保持する安定度を実現する。

特開２００３−２００５７３号公報 特開２００４−９６９４６号公報

ところで、測長ＳＥＭにおいては、半導体デザインルールにある微細化に従う精度面の向上の要求と、同時にスループットと呼ばれるスピード面の向上の要求が、年々高まってきている。これを実現する手段の一つが搭載する電圧源回路の性能向上である。電圧源回路でいう精度面とは出力電圧の安定度を意味し、スピード面は速応性であり、両方を同時に高めることが課題である。

しかしながら、コッククロフト・ウォルトン回路単体での性能から述べてきたように、コッククロフト・ウォルトン回路を使用した従来の回路構成では、安定度と速応性とは相反する関係にある。

電圧源回路の安定度を議論する場合には長期的な変動要因である経時変化の他に、スイッチング周波数という高い周波数で変動するリップルにも注目しなければならない。高周波リップルはコッククロフト・ウォルトン回路を構成するコンデンサの常時繰り返される充放電電圧分であり、出力電流に比例する。安定度を高めるため、つまり高周波リップルを小さくするためには、出力電流を小さく抑える必要（例えば、μＡレベル）があり、このためには検出抵抗４１の抵抗値を大きく（例えば、メガΩレベル）するしかない。このように検出できる電流が小さいと得られる情報量も少ないので、所望電圧制御の応答性が悪くなってしまい、安定度は上がるものの、速応性は実現困難である。

一方、速応性を議論する場合、出力電圧の放電速度に注目しなければならない。速応性を高めた制御を実施する場合には、出力電圧が目標値を一旦上回るオーバーシュートは必須であり、また現状の出力電圧値から降圧させる制御にも放電速度を高める必要がある。しかし、出力電圧を素早く放電するため、つまりコンデンサに充電された電荷を素早く放電するためには検出抵抗（負荷）を流れる放電電流を大きくする必要があり、このためには検出抵抗４１の抵抗値を小さくするしかない。この場合には、逆に安定性を犠牲にしてしまうことになる。

以上のように、コッククロフト・ウォルトン回路を用いた従来の電圧源回路では、安定性と速応性を両立することができなかった。

本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、安定性と速応性を両立することができる電圧源回路を提供するものである。

上記課題を解決するために、本発明では、コッククロフト・ウォルトン回路を用いた従来の電圧源回路の構成に加えて、従来の出力電圧電位（制御対象電位）とグランド間にスイッチ（アナログスイッチ）と放電専用の抵抗を設けている。スイッチは放電用抵抗に流す放電電流のタイミングと量を調整する役目を持ち、放電電流制御回路なる回路を設けて、これを制御する。これらを総じて放電制御回路と呼び、フィードバック制御回路内で生成した放電を開始するタイミング信号なる放電制御信号を入力する構成となる。

即ち、本発明による電圧源回路は、直流電圧を入力して交流電圧に変換するスイッチングレギュレータ回路と、交流電圧が供給され、波高値の段数倍まで昇圧した直流電圧を出力するコッククロフト・ウォルトン回路と、出力された直流電圧の電位に接続され、出力電流を検出する検出抵抗と、直流電圧と設定電圧との差分電圧を出力する差分検出回路と、差分電圧から前記スイッチングレギュレータ回路に入力する直流電圧を電源電圧より抽出するＰＩ動作を実現する比例及び積分要素を有したフィードバック制御回路と、コッククロフト・ウォルトン回路の出力電圧の放電を制御する放電制御回路と、を備えている。そして、放電制御回路は、コッククロフト・ウォルトン回路からの放電電流を流す放電用抵抗と、放電電流のＯＮ／ＯＦＦを制御するためのスイッチと、フィードバック制御回路からの出力に基づいて、スイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御するための放電制御信号を生成する放電電流制御回路と、を備えている。なお、コッククロフト・ウォルトン回路において、出力直流電圧を取る段と、放電させる出力電圧の段が同一であることが望ましい。

さらなる本発明の特徴は、以下本発明を実施するための最良の形態および添付図面によって明らかになるものである。

本発明の電圧源回路によれば、安定性と速応性を両立することができる。

以下、添付図面を参照して本発明の実施形態について説明する。ただし、本実施形態は本発明を実現するための一例に過ぎず、本発明の技術的範囲を限定するものではないことに注意すべきである。また、各図において共通の構成については同一の参照番号が付されている。

＜電圧源回路の構成＞
図３は、本発明の実施形態による電圧源回路の概略構成を示す図である。電圧源回路１は、上述の従来の回路構成（図２参照）に加えて、放電電流制御回路９１とアナログスイッチ９２と放電用抵抗９３とで構成された放電制御回路９０を備えている。この場合、出力電圧が目標値を上回るにせよ、設定電圧を下げて降圧制御するにせよ、差分検出信号端子には正の差分電圧が供給される。ＰＩ動作型フィードバック制御回路６０は、この差分電圧から放電のタイミングや放電電流量を制御する放電制御信号電圧を生成して、放電制御信号端子６２に供給する。

放電制御信号電圧は、放電制御回路９０内の放電電流制御回路９１においてゲイン倍され、またオフセットが加えられ、アナログスイッチ９２をＯＰＥＮ／ＣＬＯＳＥ制御し、出力電圧から放電用抵抗９３を介して流れる放電電流量を調整及び制御するための信号源となる。つまり、コンデンサ２１からの放電が必要なときにアナログスイッチ９２をＣＬＯＳＥ（ＯＮ）にし、電流を放電用抵抗９３に流すことによって急速放電を実現している。なお、このためには、放電用抵抗９３の抵抗値は、検出用抵抗４１の抵抗値よりも十分に小さく設定する必要がある。

なお、状況に応じて放電速度を変えたい場合がある。出力電圧が目標値に近づき僅かな差を収束させていくときの放電については、放電電流量と速度を抑えて発振に陥らないようにしたいのである。また、出力電圧を一旦ゼロ（オフ）にする場合には、放電電流量を大きくして一気に放電させたい。このような広い範囲、様々な状況に応じるために、図３の回路構成では、放電電流量を可変、調整できることを前提にしている。

しかし、放電を可変及び調整する範囲が広がるほどに望む放電速度を実現できない制約が生まれてくることもある。この場合には複数のアナログスイッチ、放電用抵抗を用意して、放電制御信号電圧範囲に応じた抵抗値の放電用抵抗を選択して放電させるようにすればよい。

また、コッククロフト・ウォルトン回路１０において、出力電圧を取る出力端子を設ける段と放電させるコンデンサの段は同一でなければならない。この条件について、以下図４を用いて説明する。

図４は、放電制御回路９０のアナログスイッチ９２を接続する電位を出力電圧電位ではなく、八段構成のコッククロフト・ウォルトン回路１６の第二段目のコンデンサ１８の電位に接続した場合の回路構成例である。なお、図４では、ＰＩ動作型フィードバック制御回路６０は省略されている。

図４の回路構成では、高耐圧なアナログスイッチである必要がないというメリットはあるものの、期待している効果は得られない。つまり、この場合、放電制御回路９０は一段目充電コンデンサ１７、二段目充電コンデンサ１８に蓄えられた電荷を、放電用抵抗を介して素早く放電させることができるが、残りのコンデンサに蓄えられた電荷は検出抵抗４１を介してしか放電されない。従って、検出抵抗４１による放電動作及び二段目充電コンデンサの放電動作が実行されることによって、出力電圧が目標値を下回ったとしても、アナログスイッチ９２がＯＰＥＮして直ぐに二段目コンデンサは残りのコンデンサが蓄えている電荷にまで直ぐに充電される。このため、従来の検出抵抗４１のみを介して制御、放電する場合と何ら変わらないのである。

以上のように、コッククロフト・ウォルトン回路１０において、出力電圧を取る段と放電するコンデンサの段が異なると安定性と速応性を両立できないので、これらは同一の段に設定するのが望ましいのである。

＜電圧源回路の別の構成例＞
図５は、電圧源回路の別の構成例であって、アナログスイッチ９２が出力電圧ほどの耐圧を実現できない場合の回路構成例を示す図である。

図５に示されるように、八段構成のコッククロフト・ウォルトン回路１６では、出力電圧を構成する偶数段の四つのコンデンサそれぞれにアナログスイッチ９２と放電用抵抗９３が接続されている。アナログスイッチ９２の耐圧は各偶数段のコンデンサに充電された電荷以上であればよい。この場合には全てのアナログスイッチ９２に対して同じタイミングと放電電流量を制御できるような信号（電流もしくは電圧）を放電電流量制御端子９４より加える必要がある。

＜測長ＳＥＭへの応用＞
測長ＳＥＭでは半導体回路を積層させていく円板（ウェハと呼ばれるもの）を真空槽内に入れて観測する。ウェハはホルダと呼ばれるウェハを固定する台に乗せられて真空槽内に搬送される。真空槽内にはウェハの乗ったホルダを受け取り平面移動可能なステージがある。

測長ＳＥＭの現流機には測長性能を助けるためにホルダに高電圧を印加しており、これに従来の電圧源回路構成方式を採用している。ホルダに高電圧を印加する動作は、ホルダを真空槽から取り出すとき（アンロード）、放電完了を待つという時間も考慮しなければならなくなる。放電しきらないまま、帯電された状態のままの場合、放電や異物の吸着といった装置性能劣化に繋がる現象を引き起こす可能性が高まる。

しかし、放電完了までアンロード動作を待機させると、測長ＳＥＭのスループットを下げてしまうという問題点がある。

そこで、測長ＳＥＭに本発明による電圧源回路を用いれば、選択的な放電が可能となり、放電完了を待つという時間を限りなく小さくすることができる。これによって放電完了を待つことなく並列処理も可能となり、アンロードシーケンスの時間短縮を実現できるようになる。つまり、測長ＳＥＭのスループットを向上させることができる。

また、本発明による電圧源回路を用いれば、敢えて出力電流、高周波リップルを大きく取り、敢えて定常安定状態から出力電圧を変動、振動させることもできる。これにより、未だ解明されていないウェハ自身の帯電、観察における局所帯電において、その解明、解消に効果を奏する可能性がある。

＜まとめ＞
出力電圧の放電を必要とするような、目標値を上回ってオーバーシュートしたとき、降圧へ制御するとき、及びゼロボルトへオフするときにのみ、放電制御回路のアナログスイッチを閉じて（スイッチＯＮして）放電用抵抗を介して放電電流を流すことができる。この場合、放電用抵抗９３は常時出力電圧をモニターしている検出抵抗４１の抵抗値よりも十分小さな値にすることで、より効果を発揮して、素早く放電することができる。

また、検出抵抗４１の方は常時高い安定度を実現することを優先することが可能となり、抵抗値の大きいものを使用することで高周波リップルを低減する効果も同時に得られる。

さらに、上述のように、コッククロフト・ウォルトン回路において、出力直流電圧を取る段と、放電させる出力電圧の段が同一であることが望ましい。なお、コッククロフト・ウォルトン回路の所定の段（複数段を含む）からの出力直流電圧を取ることできるような構成を採る場合、その段には放電制御回路を接続するようにすれば、入力電圧や設定電圧を変化させることなく、様々な値に昇圧された出力電圧を、安定性及び速応性を両立させながら生成することができるようになる。

コッククロフト・ウォルトン回路の構成例を示す図である。 従来の電圧源回路におけるフィードバック制御方式を採用した回路例を示す図である。 本発明の実施形態による電圧源回路の概略構成を示す図である。 コッククロフト・ウォルトン回路において、出力電圧を取る出力端子を設ける段と放電させるコンデンサの段は同一でなければならないことを説明するための図である。 本発明の実施形態による電圧源回路の別の構成を示す図である。

符号の説明

１０…コッククロフト・ウォルトン回路（ＣＷ回路）、１１…コンデンサ、１２…ダイオード、１３…交流電源、１４…一段目コンデンサ充電回路、１５…二段目コンデンサ充電回路、１６…八段構成のコッククロフト・ウォルトン回路、１７…一段目充電コンデンサ、１８…二段目充電コンデンサ、２０…平滑回路、２１…平滑コンデンサ、２２…平滑抵抗、３０…出力電圧端子（制御対象電圧）、４０…差分検出回路、４１…検出抵抗、４２…設定電圧抵抗、４３…差分検出信号端子（差分電圧）、５０…設定電圧端子（設定電圧）、６０…ＰＩ動作型フィードバック制御回路、６１…入力電圧端子（入力電圧）、６２…放電制御信号端子（放電制御信号電圧）、７０…電源電圧端子（電源電圧）、８０…プッシュプル型スイッチングレギュレータ回路、８１…スイッチングゲートパルス発生回路、８２…スイッチングトランジスタ、８３…プッシュプル型高周波変圧器、９０…放電制御回路、９１…放電電流制御回路、９２…アナログスイッチ、９３…放電用抵抗、９４…放電電流量制御端子（放電電流量制御電圧）

Claims (5)

1. 直流電圧を入力して交流電圧に変換するスイッチングレギュレータ回路と、
   前記交流電圧が供給され、波高値の段数倍まで昇圧した直流電圧を出力するコッククロフト・ウォルトン回路と、
   前記出力された直流電圧の電位に接続され、出力電流を検出する検出抵抗と、
   前記直流電圧と設定電圧との差分電圧を出力する差分検出回路と、
   前記差分電圧から前記スイッチングレギュレータ回路に入力する直流電圧を電源電圧より抽出するＰＩ動作を実現する比例及び積分要素を有したフィードバック制御回路と、
   前記コッククロフト・ウォルトン回路の出力電圧の放電を制御する放電制御回路と、を備え、
   前記放電制御回路は、
   前記コッククロフト・ウォルトン回路からの放電電流を流す放電用抵抗と、
   前記放電電流のＯＮ／ＯＦＦを制御するためのスイッチと、
   前記フィードバック制御回路からの出力に基づいて、前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦを制御するための放電制御信号を生成する放電電流制御回路と、
   を備え、前記コッククロフト・ウォルトン回路の出力直流電圧を設定電圧に比例した目標値に収束させることを特徴とする電圧源回路。
2. 前記放電用抵抗は、前記放電電流のほとんどが前記放電用抵抗に流れる程充分に、前記検出抵抗よりも小さいことを特徴とする請求項１に記載の電圧源回路。
3. 前記コッククロフト・ウォルトン回路において、前記出力直流電圧を取る段と、前記放電させる出力電圧の段が同一であることを特徴とする請求項１又は２に記載の電圧源回路。
4. 直流電圧を入力して交流電圧に変換するスイッチングレギュレータ回路と、
   前記交流電圧が供給され、波高値の段数倍まで昇圧した直流電圧を出力するコッククロフト・ウォルトン回路と、
   前記出力された直流電圧の電位に接続され、出力電流を検出する検出抵抗と、
   前記直流電圧と設定電圧との差分電圧を出力する差分検出回路と、
   前記差分電圧から前記スイッチングレギュレータ回路に入力する直流電圧を電源電圧より抽出するＰＩ動作を実現する比例及び積分要素を有したフィードバック制御回路と、
   前記コッククロフト・ウォルトン回路の出力電圧の放電を制御する放電制御回路と、を備え、
   前記放電制御回路は、前記コッククロフト・ウォルトン回路の出力直流電圧を生成する偶数段のコンデンサの全てを対象に蓄えられた電荷を放電するようにスイッチと放電用抵抗とを各段のコンデンサ一個に対して一組有し、さらに、前記フィードバック制御回路より放電電流量を調整する制御信号を全ての前記スイッチへ出力する放電電流制御回路を備え、前記コッククロフト・ウォルトン回路の出力直流電圧を設定電圧に比例した目標値に収束させることを特徴とする電圧源回路。
5. 請求項１乃至４の何れか１項に記載の電圧源回路を備えることを特徴とする検査装置。

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